CN1141813C - 并行跳变混合直接序列/慢跳频码分多址系统 - Google Patents

Abstract

一种并行跳变混合直接序列/慢跳频码分多址系统中的发射机，包括：产生待传输的数据信号的数据信号产生单元；通过将数据信号与PN序列相乘而扩展传输带宽从而产生扩频信号的DS扩展器；将扩频信号与多个子带中一个特定载波相乘的多个跳频乘法器；选择多个子带的一个子集以从每个选择的子带中传输相乘的扩频信号的多个门函数产生器；将由多个门函数选择的子带中的相乘的扩频信号进行组合的组合器；传输组合的相乘信号的RF传输单元。

Description

并行跳变混合直接序列 /慢跳频码分多址系统

技术领域

本发明涉及一种码分多址(CDMA)系统，尤其涉及一种并行跳变混合直接序列(DS)/慢跳频(SFH)码分多址(CDMA)系统。

背景技术

在过去的十年中，无线通信得到了长足的发展。在下个世纪之初，无线通信市场将达到600亿美元。为了满足未来的不断增长的需要，无线网络中的关键环节在于扩展的无线信道能力。

目前，有两种将固定频谱资源分配给不同用户的基本方案：窄带信道划分系统和宽带系统。有两种窄带系统，第一种采用频分多址(FDMA)，其中，将每个用户指定到不同的频率。在邻近信号之间保留保护频带，以使信道之间的串音最小。第二种采用时分多址(TDMA)，其中，将每个用户指定到不同的时隙。对比之下，在宽带系统中，整个系统带宽对每个用户均是可用的，并且比传输信息所需带宽大许多倍。这种系统称作扩频(SS)系统。近年来，扩频系统已经从军用通信运用到商用通信领域，从而引入国际标准IS-95码分多址技术来作为商用数字蜂窝和个人通信系统(PCS)网络的替代标准。IS-95CDMA已在世界范围内的大量蜂窝和PCS市场中得到了应用。多址系统共享固定资源(即频谱)，以向用户提供所需的话音信道。IS-95标准采用一种称之为直接序列扩频(DS-SS)的扩频技术。在直接序列(DS)码分多址(CDMA)系统中，待被传输的信号所占用的带宽超过发送信息所必需的最小带宽，带宽扩展是通过与数据不相关的代码来进行的，并且接收机采用同步接收的该代码对连续恢复的数据进行解扩。在操作中，将数据信号与数据率比待传输的该数据信号的数据率更快的伪随机噪声(PN)序列相乘。

扩频的另一种形式称作跳频扩频(FH-SS)，其中，载频信号以伪随机方式在频带中移动(跳变)。其结果是在时间上增加了有效带宽。具体地讲，在跳频扩频(FH-SS)系统中，载频按照码序列产生的模式以离散增量偏移。在FH-SS系统中，信号频率在规定的时间期间保持恒定，该规定的时间期间指跳变时间Th。FH-SS系统既可以是快跳变系统，也可以是慢跳变系统。在快跳变系统中，跳频以快于消息比特率的速率出现。在慢跳变系统中，跳变率低于消息比特率。也有一种折衷的情况，在这种情况下，跳变率和消息比特率处于同一数量级。

FH-SS无线系统中会出现偶发的强突发差错，而DS-SS系统中则会出现连续并且低级随机差错。在DS-SS无线系统中，一些单个差错随机地分布在整个时间上，而在FH-SS无线系统中，差错成群地分布。突发差错可造成随时间和频率变化的衰落或单频干扰。DS-SS系统在时域和频域内对信息进行扩展，从而提供了时间和频率分集，使衰落和干扰的影响最小。

混合DS/FH CDMA无线系统结合了DS和FH无线系统的诸优点。混合DS/FHCDMA无线系统在整个可用扩展带宽上通过部分使用直接序列和部分跳频而扩展带宽。图1是根据混合DS/FH CDMA系统的常规发射机单元的现有技术的示意图。如图1所示，首先在乘法器6上以伪随机噪声序列对数据进行扩展，然后将得到的信号在乘法器8上乘以在频率合成器10上产生的载频f_h(t)。

近来，多载波CDMA系统将整个可用频带分解成多个子带，以传输数据。多载波方法的优点在于可获得频率分集。图2示出了常规多载波DS CDMA系统的传输单元。如图2所示，信号数据在乘法器14上与多个载频f₁、f₂、...、f_M相乘，然后在传输之前在组合器单元16上进行组合。

由于以下几个方面的原因，仅采用直接序列(DS-SS)方法进行带宽扩展具有一定的劣势：第一，PN序列码片率需要复杂的硬件；第二，需要极快的信号处理算法来进行解调。在仅采用跳频方法使用整个可用带宽的扩展带宽的情况下，频率合成器则变得复杂。

此外，在采用组合了DS系统和FH系统的混合CDMA系统的情况下，可降低PN序列的码片率，由此可降低频率合成器的复杂程度。然而，其代价是，该组合的系统限制了可同时接入DS CDMA系统的用户数量。

本领域中另一已知的技术是多载波DS CDMA系统，与宽带单载波DS CDMA系统相比，该多载波系统采用多个载波来传输窄带DS扩频信号。通过采用单载波DS CDMA系统的常规RAKE(瑞克)接收机的路径分集效应来替代作为多载波DS CDMA系统特征的频率分集效应，该多载波DS CDMA系统可降低系统复杂程度，同时保持与单载波DS CDMA系统的相同效率。

但是，在此多载波DS CDMA系统中，每个用户都使用整个频带，这样就带来在整个频带中与其他用户的相互干扰。

发明内容

本发明提供一种用于并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的设备。具体地讲，本发明提供一种无线系统，该系统将常规CDMA系统的特征与DS/CDMA系统、FH/CDMA系统、及多载波系统的特征相组合。本发明的优势在于，其提供的用户数多于由可支持多个用户的常规CDMA系统所支持的用户数。根据本发明的一个方面，提供一种用在并行跳变混合直接序列/慢跳频码分多址系统中的发射机，包括：(a)数据信号产生单元，用于产生待传输的数据信号；(b)扩展器，用于通过将所述数据信号与伪随机噪声(PN)序列相乘而产生扩频信号；(c)多个跳频乘法器，用于将所述扩频信号与多个子带中一个特定载波相乘；(d)多个门函数产生器，用于选择所述多个子带的一个子集，以从每个所述选择的子带中传输所述相乘的扩频信号；(e)组合器，用于将由所述多个门函数产生器选择的子带中的所述相乘的扩频信号进行组合；以及(f)射频(RF)传输单元，用于通过无线电路径来传输所述组合的相乘扩频信号。

根据本发明的另一方面，提供一种并行跳变混合直接序列/慢跳频码分多址系统的接收机，包括：(a)高频接收单元，用于将接收信号变成基带信号；(b)直接序列(DS)解扩器，用于通过将所述基带信号与伪随机噪声(PN)序列相乘而解扩带宽，其中所述PN序列与所述发射机中的PN序列相同，并且由所述高频接收单元改变所述基带信号；(c)多个门函数产生器，用于通过在每个子带上接通或关闭信号，来选择规定的子带，其中所述多个门函数产生器与所述发射机中的门函数产生器相同，并且由所述直接序列(DS)解扩器对信号进行解扩；(d)多个去跳频装置，用于通过将每个子带的信号与跳频相乘信息而进行向初始频带的去跳频，其中所述跳频与所述发射机中的跳频相同，并且由所述多个门函数产生器来选择所述信号；(e)积分和转储检测装置，用于在数据传输时间，通过对由所述多个去跳频装置去跳频的信号进行积分来计算相关值；(f)分集组合器，用于将由所述积分和转储检测装置积分和转储检测的信号与每个分支的权值相组合；以及(g)判定装置，用于从分集组合值中估计初始传输信号。

附图说明

通过参照附图对本发明的详细描述，本发明的其他目的和优点将变得更加清楚，附图中：

图1表示常规混合DS/FH CDMA系统的发射机的框图；

图2表示常规多载波DS CDMA系统的发射机的框图；

图3表示根据本发明的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的发射机的框图；

图4表示根据本发明产生的扩频波形的功率谱密度特性；

图5表示根据本发明的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的接收机的框图；

图6(a+b)和图7(a+b)表示并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的比特差错率，该系统中的跳频频带未重叠，并采用分集组合；

图8(a+b)、图9和图10表示并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的比特差错率，该系统中的跳频频带重叠，并采用分集组合。

具体实施方式

本发明提供的是一种混合DS/SFH CDMA无线通信系统，其结合了直接序列(DS)码分多址(CDMA)系统与跳频(FH)CDMA系统和多载波系统的各个方面。

根据本发明的混合DS/SFH CDMA系统可以称为部分传输多载波DS CDMA系统。但是，在实际操作中，本发明的方法不象常规的混合DS/SFH CDMA系统那样在频率合成器中产生PN序列值的跳频。相反，本发明从用于并行传输的一组可用载波中任意选择一个频率子集。也就是说，该组可用载波由一组“接通的”频率和“关闭的”频率组成。

此外，与连续传输预定子集的载频的部分传输多载波DS CDMA系统相比，本发明的混合DS/SFH CDMA系统通过有选择地对在每个跳变持续期传输一次的载波进行跳变而在时变信道中获得附加的频率分集效应。

在常规的多载波DS CDMA系统中，用户使用整个可用频带。因此，频带中的用户彼此相互干扰。结果，通过使用一组可用载波中的一个子集的载波来传输窄带DS CDMA信号，可降低常规多载波DS CDMA系统的总体干扰。在这种系统中，降低了每个载波频带中的系统干扰，但是，也降低了频率分集，同时可能导致性能的恶化。

相比之下，通过采用重叠频带来增加指定频带内的载波数，本发明可降低干扰同时又保持频率分集。

本发明的混合DS/SFH CDMA系统的附加的并行跳变可改善衰落信道的性能。已经表明，为了实现频率分集，通过对混合DS/SFH CDMA系统附加并行跳变，可表现出比进行路径分集组合的DS CDMA系统更好的性能。并行跳变是通过采用多个载波来进行跳频来实现的，而常规的混合DS/SFH CDMA系统采用单个载波来进行跳频。

当用户数量少时，通过采用可导致大量频率分集的大量并行跳频，来实现低比特差错率。对比之下，当用户量较大时，通过采用可避免用户之间干扰的较小数量的并行跳频来实现低比特差错率，

下面参照附图进行详细说明。图3是基于前面的本发明叙述的发射机的示意图。如图3所示，该发射机包括：

数据信号产生单元102，用于产生待传输的数据；

扩展器100，用于按PN序列扩展数据信号，以产生扩频信号103；

多个跳频乘法器110，用于在每个子带中将扩频信号与载波相乘。跳频装置110将数据信号乘以每个子带中的一个特定跳频；

多个门函数产生器120，用于通过接通/关闭每个子带的信号传输来选择特定的子带；

组合器130，用于对来自由门函数产生器120选择的子带中的信号进行组合；以及

RF(射频)传输单元140，用于通过无线电路径来传输组合的信号。

图4表示的是根据本发明产生的扩频波形的功率谱密度特性。图4a示出DS扩频信号，它是在跳频阶段之前通过将数据信号与伪随机噪声(PN)序列相乘而产生的。图4b表示的是图4a的信号在跳频之后的情形。图4b中示出了在每个可用载频段产生的多个波形分量。图4c表示包括图4b中由门函数产生器选择的特定波形分量的求和波形。具体地讲，例如如图4c所示，仅选择8个波形分量中的3个(即f1、f3和f6)进行传输。

图5示出根据本发明一实施例的接收机的框图。该接收机包括：

高频接收单元140，用于将接收信号改变成基带信号；

DS解扩器150，用于通过将该基带信号与PN序列相乘而对该基带信号带宽进行解扩，其中该PN序列与在信号传输中所用的PN序列相同；

多个门函数产生器160，用于通过在每个子带中接通/关闭信号而选择规定的子带。该门函数产生器与在发射机中所用的门函数产生器相同；

多个去跳频装置170，用于通过将每个子带中的信号与在发射机中使用的相同跳频相乘，来向原始频带进行去跳频；

积分和转储检测装置180，用于通过对从去跳频装置接收的扩展信号进行积分来计算相关值。每个积分和转储检测器在每个分支中具有相同的权值；

分集组合器190，用于将每个积分和转储检测器180中输出的信号进行组合，并输出单个分集组合值；和

判定装置200，用于从分集组合值中估计出初始传输信号。

下面，将参照图3至10来详细描述根据本发明的并行跳变混合DS/SFHCDMA的功能。

下面参照图3，假定用户总数为K，图3示出的是对第k个用户的示例性信号传输，其中1≤k≤K。假设已经采用二相移相键控(BPSK)来对数据信号进行了调制，此时，第k个用户的数据信号b_k(t)将具有持续期为T_c的方波脉冲串，其中第n个脉冲b_k ⁽ⁿ⁾的幅度在nT≤t≤(n+1)T的时间间隔内具有{1，-1}的值。

BPSK调制的数据信号然后在扩展器100上由DS扩展信号a_k(t)进行扩展。扩展信号第1个码片的幅度a_k ^l(t)在1T_c≤t≤(1+1)T_c期间的值为{1，-1}。如果假设每个数据脉冲包括N个码片，则数据脉冲时间间隔T等于T＝NT_c。然后，通过从M个可用载波中选择Q个载波，而在跳频乘法器110上对DS扩频信号进行并行跳频(FH)。

W_k，m(t)是门函数，其中k表示第k个用户，而m表示用于跳频的M个可用载波中的第m个载波，1≤m≤M。在跳频时间jT_h≤t≤(j+1)T_h期间，门函数W^j _k，m(t)的取值可以是{+1，0}中的一个。也就是说，在此跳频期间，门函数可取两个离散值{+1，0}中的一个，该值分别表示门的接通/关闭状态。门的接通状态表示将在跳频期间传输相应的载频。

第k个用户传输的信号s_k(t)用式1表示如下： $s_k\left(t\right)\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\frac{{2P}_k}{Q}}{w}_{k,m}\left(t\right)b_k\left(t\right)a_k\left(t\right)\cos (2\mathrm{\π}{f}_{m}t+{\mathrm{\φ}}_{k,m})$ (1)其中：M是用作并行跳频的可用子带的数量；Q是被选择用作并行跳频的子带数；P_k是由第k个用户传输的功率；b_k(t)是第k个用户传输的数据信号；a_k(t)是用于对数据信号进行相乘的PN序列(即，扩展信号)；w_k，m(t)是第k个用户的第m个门函数发生器产生的门函数；f_m是由第m个跳频乘法器相乘的第m个载频；以及φ_k，m是第k个用户的第m个相位分量。

图4c表示待传输的信号的功率谱密度特性，其中子带数量M=8，而所选择的子带数量Q=3。应注意的是，每当频带不重叠并且M=Q时，本发明的系统与多载波Ds CDMA系统等效。此外，每当频带不重叠并且Q=1时，本发明的系统等效于常规的Ds/sFH CDMA系统或混合频分多址(FDMA)/CDMA系统。

但是，在FDMA/CDMA系统中要连续保持曾经指定的载波，另一方面，根据本发明的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统具有在每个跳变间隔进行跳频时不连续受严重衰落影响的优点。

下面参照图5，所示的是根据本发明构成的接收机的框图。图5表示的是从第k个用户接收到的信号，其中1≤k≤K。该信号通过Nakagami衰落信道接收，并可用式2来描述如下： $r\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\frac{{2P}_k}{Q}}{\mathrm{\β}}_{k,m,l}{w}_{k,m}(t-t_{k,l})b_k(t-t_{k,l})a_k(t-t_{k,l})\cos (2{\mathrm{\πf}}_{m}t+{\mathrm{\φ}}_{k,m,l})+n\left(t\right)$ ... ... ... ...(2)其中：M是可用子带的总数；Q是所选择的子带的数量，其中Q≤M；K是用户数：L是路径数；P_k是第k个用户的传输单元的传输功率；b_k(t)是从第k个用户的传输单元传输的数据信号；a_k(t)是在第k个用户的传输单元的直接序列(DS)扩频的扩展器中相乘的伪随机噪声(PN)序列；w_k，m(t)是第k个用户的第m个门函数发生器产生的门函数；f_m是在去跳频乘法器中相乘的第m个载波；β_k，m，l是具有Nakagami概率分布函数的第k个用户的第m个载波的第1个路径的衰落信道的路径增益；t_k，l是第k个用户的第1个通路的路径时延；φ_k，m，l是第k个用户的第m个载波的第1个通路的相位分量，φ_k，m，l＝φ_k，l-2πf_mt_k，l+σ_k，l(mod 2π)；n(t)是具有0均值和N_o/2的双边谱密度的加性白高斯噪声(AWGN)。

高频接收单元140接收r(t)，从而首先在产生解扩信号的DS解扩器150上将波形与伪随机噪声(PN)序列a_k(t)相乘。然后将该解扩信号提供到多个门函数产生器160的门函数w_k，m(t)。每个门函数w_k，m(t)具有对应于其在发射机上的值的+1或0值中的一个值。然后，在积分和转储检测装置180上，在门函数为+1的每个子带中进行相关运算。将每个相关运算结果输入至分集组合器190，以确定初始传输数据。

图6至10是比特差错率与信噪比E_b/N_o的关系图，其表示可由根据本发明的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统实现的性能优势。具体地讲，图6至10表示采用如下一组参数计算Nakagami衰落信道的比特差错率的结果：扩频(SS)系统的混合比、L个衰落信道、Nakagami衰落系数m、衰落衰减系数d、用户数K、分集组合数A。应注意的是，在并行跳变系统的情况下，分集组合值A等于频率分集数Q。并且，在直接序列系统的情况下，分集组合值A等于路径分集组合数λ。

图6表示在一特定情况下的比特差错率，在这种情况下，衰落系数m＝0.75，用户数K＝0，并且跳频带未重叠。

为了比较起见，图6进一步示出一种情况下的比特差错率，在这种情况下，扩频处理增益为1024的DS CDMA系统的路径分集组合值λ为4和8。

图6a表示衰落衰减系数d＝0(即，均匀型多径强度分布(MIP))的情况下的比特差错率。图6b表示衰落衰减系数d＝0.2(即，指数型多径强度分布)的情况下的比特差错率。

在图6a中，可将DS处理增益N＝256和频率分集数Q＝4的根据本发明的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统看成是路径分集值λ＝4的多载波DS CDMA系统。应注意的是，频率分集数越大，则DS处理增益N＝128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的比特差错率就越低。

可将DS处理增益N＝256和频率分集数Q＝8的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统看成是路径分集值λ＝8的多载波DS CDMA系统。

此外，与路径分集值λ＝4的DS扩频系统相比，DS处理增益N＝128和频率分集数Q＝3的本发明的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统具有更低的比特差错率。这是因为，所有用户在此DS CDMA系统中使用相同的频带，并且其他用户的干扰效应比在并行跳变混合DS/SFH CDMA系统中的大。

图6b示出指数型多径强度分布，其中所有接收功率集中在并行跳变混合DS/SFH CDMA系统中的路径上，并且可分辨路径数是1(即N＝128)而未考虑衰落衰减系数d。

DS处理增益N＝256和频率分集数Q＝4的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的性能不如均匀型多径强度分布的性能，因为改善的频率分集不完全抵消由于DS扩频处理增益的降低而引起的比特差错率恶化。

然而，N＝128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的比特差错率低于其路径分集组合数λ＝8并且频率分集数Q≥6的DS CDMA系统的比特差错率。

由于每个路径的信号功率中的路径分集组合特性在指数型多径强度分布中呈指数下降，延迟路径的信号功率强度相对较低，因此，即使进行了分集组合，但是由干扰分量的组合引起的损耗仍变得大于信号分量的组合增益。所以，其比特差错率变得大于均匀多径强度分布的比特差错率。

图7是并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的比特差错率与用户数K的关系图，此处，跳频带未重叠。图7中，衰落衰减系数d＝0.2(即，指数型多径强度分布)，信噪比E_b/N_o为20dB。

图7a表示衰落系数m＝1的情况下(瑞利(ray leigh)衰落)的比特差错率。图7b表示衰落系数m＝3的情况下(莱斯(Rician)衰落)的比特差错率。如图7a和7b两个图所示，N＝128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的比特差错率低于采用路径分集的DS CDMA系统的比特差错率。

如图7a所示，在瑞利衰落的情况下(m＝1)，若比特差错率为10^-6，则N＝128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统可支持的用户数比分集组合数A＝4的DSCDMA系统所能支持的用户数约多120个。分集组合数A，在并行跳变系统的情况下，等于频率分集数Q，而在DS CDMA系统的情况下，则等于路径分集λ。当分集组合数A＝8时，N＝128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统与DS CDMA系统得出相同的结果。

如图7b所示，在莱斯衰落的情况下(m＝3)，若比特差错率为10^-5，则N＝128、分集组合数A＝4、并行跳变混合DS/SFH CDMA系统可支持的用户数比DS CDMA系统可支持的用户数约多167。当分集组合数A＝8时，N＝128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统和DS CDMA系统得出相同的结果。

对于N＝128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的频率分集特性而言，在用户数较小的情况下，频率分集(即，并行跳变频率数)越大，则比特差错率越低。相应地，在用户数较大的情况下，频率分集越小，则比特差错率越低。这是因为，如果频率分集数(并行跳变频率数)随着用户数K的增大而变大，则使用相同频带的其他用户数增大。

图7中示出的结果可适用于多至约250个用户的情况，但是，从理论上讲，有着随着用户的增多而增大比特差错率的趋向。在N＝128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统中，很难仅采用扩展序列的相位差来鉴别250个用户。但是，除了在可用频率数与所使用频率数相同的情况以外，可采用并行跳频和DS扩展序列相位差的组合来增大可鉴别用户的数量。

图8示出其衰落系数m＝0.75并且跳频带重叠的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统的比特差错率结果。给出了对于扩频处理增益为1024的DS CDMA系统在衰落衰减系数d分别为0.2和0.6时路径分集组合数λ＝4和λ＝8情况下的比特差错率结果。图8a示出K＝10时的比特差错率。图8b示出K＝30时的比特差错率。

图8表示的情况是，在对DS CDMA系统进行路径分集的情况下，当分集组合为8而不是4而衰落衰减系数d为0或0.2时比特差错率变得较为明显的低。亦即，在比特差错率为10^-3时与分集组合数为4的情况相比，当用户数K分别为10和30时，其值为8的分集组合分别表现出5.8dB和7.4dB量级的信噪比优势。另一方面，在比特差错率为10^-3时与分集组合数为4的情况相比，当衰落衰减系数d为0.6并且用户总数分别为10和30时，其值为8的分集组合分别表现出1.8dB和2dB量级的信噪比优势。这是因为，衰减系数d变大时，大多数信号功率集中在路径前端中，因此，即使路径分集组合数增加也不能获得高增益。

将DS CDMA系统与N＝128并且跳频带重叠的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统相比，并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的比特差错率更低。在10个用户的情况下，当N＝128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的频率分集为8或更大时，并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的比特差错率比DS CDMA系统的比特差错率低。此外，在30个用户的情况下，当N＝128的并行跳变混合DS/SFHCDMA系统的频率分集为6或更大时，并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的比特差错率比DS CDMA系统的比特差错率低。

如果信噪比E_b/N_o增大时，则只有其他用户的干扰才影响比特差错率(衰落干扰或噪声不产生影响)，所以，即使信噪比E_b/N_o增大，比特差错率也不会降低。如果用户数增大到30时，与用户数为10的情况相比，表现为其本底噪声增大。

图9表示对于其跳频带重叠、衰落系数m为1、衰落衰减系数d为0.2(指数型多径强度分布)及信噪比E_b/N_o为20dB的根据本发明的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统，比特差错率随用户总数增加的关系。

如图9所示，N＝128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的比特差错率比采用路径分集的DS CDMA系统的比特差错率低。亦即，若比特差错率为10^-5，N＝128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统可支持的用户数比分集组合数为A的DS CDMA系统可支持的用户数约多90～167。应理解的是，在并行跳变系统的情况下，分集组合数A等于频率分集数Q，在DS系统的情况下，分集组合数A等于λ。

比较其跳频带重叠、N＝128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的频率分集特性，在用户数K较小的情况下，频率分集数Q(即，并行跳频数)越大，则比特差错率越小。此外，在用户数较大的情况下，频率分集数Q越小，则比特差错率越小。这是因为，如果频率分集数Q(并行跳频数)随着用户数的增大而变大，则使用相同频带的其他用户数增大。

图10中示出的是，当衰落系数m为1、信噪比E_b/N_o为20dB时，跳频带重叠的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统中的频率分集数Q与比特差错率的关系。

图10还示出其路径分集为8、扩频处理增益为1024、衰落衰减系数为0.2的DS CDMA系统的比特差错率。比较其跳频带重叠、N＝128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的频率分集特性，在用户数K小于50的情况下，频率分集越大，则比特差错率越小。可以看出，在用户数K较大的情况下，当频率分集数Q(即并行跳频数)较大时，比特差错率变大。这是因为，如果频率分集数Q(并行跳频数)随着用户数K的增大而变大，则使用相同频带的其他用户数增大。

图10中示出的是，当衰落系数m为1、信噪比E_b/N_o为20dB时，跳频带重叠的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统中的频率分集数Q与比特差错率的关系。

图10还示出其路径分集为8、扩频处理增益为1024、衰落衰减系数为0.2的DS CDMA系统的比特差错率。比较其跳频带重叠、N＝128的并行跳变混合DS/SFH CDMA系统的频率分集特性，在用户数K小于50的情况下，频率分集越大，则比特差错率越小。可以看出，在用户较大的情况下，当频率分集数Q(即并行跳频数)具有6至8之间的值时，比特差错率最小。

这种最小比特差错率出现的原因是，如果频率分集数Q(并行跳频数)随着用户数K的增大而变大，则使用相同频带的其他用户数增大，并且其他用户的干扰影响增大。

如上所述，通过将整个频带分离成多个子带并选择部分子带，本发明并行传输DS扩频信号，因此，本发明具有这样的效果：它的比特差错率比使用路径分集组合的DS CDMA系统的比特差错率低。此外，通过随在每个跳变间隔上传输的载波的变化而跳变，本发明还具有在时变信道中的附加频率分集的效果。

应理解的是，本发明可采用多种实施例来构成，下面的列表示出优选实施例的一些要素。

(1)本发明的发射机最好包括：

数据信号产生单元，用于产生待传输的数据信号；

直接序列(DS)扩展器，用于通过将数据信号与伪随机噪声(PN)序列相乘而扩展传输带宽，从而产生扩频信号；

多个跳频乘法器，用于将扩频信号与多个子带中的载波相乘；

多个门函数产生器，用于通过接通/关闭每个子带的信号传输来选择规定的子带；

组合器，用于将来自由多个门函数产生器选择的子带的信号进行组合；以及

RF(射频)传输单元，用于通过无线电路径来传输组合的信号。

(2)最好，将第k个用户传输的数据信号b_k(t)根据扩展信号a_k(t)来扩展，扩展信号a_k(t)是在用于DS扩频的扩展器中产生的持续期为T_c的方波脉冲串。

(3)最好，扩展信号a^l _k(t)在1T_c≤t≤(1+1)T_c的时间间隔内的值为1或-1，a^l _k(t)是扩展信号a^l _k(t)的第1个脉冲的幅度。

(4)最好，多个跳频乘法器(在每个子带)通过将数据信号载波与在频率合成器中产生的跳频相乘，而对每个子带中的数据信号载波进行并行跳变操作。

(5)最好，多个门函数产生器在每个子带上随机地产生接通/关闭信号，以仅传输那些已经随机确定为“接通”的信号。

(6)最好，在这里对第m个子带中的第k个用户限定的门函数w_k，m(t)在跳频时间期间jT_h≤t≤(j+1)T_h具有的值为{+1，0}中的一个值，并且Q为“1”，M-Q为“0”，并通过随机确定子带来产生接通/关闭信号。门函数w_k，m(t)是在第k个用户的第m个门函数产生器中产生的，其中t是时间间隔，j表示第j个跳变，T_h表示跳频时间，M是子带总数，Q是从M个可用子带中选择作为用来进行并行跳变的跳频数的子带数。

(7)最好，第k个用户传输的信号s_k(t)表示为： $\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\frac{{2P}_k}{Q}}{w}_{k,m}\left(t\right)b_k\left(t\right)a_k\left(t\right)\cos (2\mathrm{\π}{f}_{m}t+{\mathrm{\φ}}_{k,m})$ 其中，M是子带总数；Q是从所有M个子带中被选择用来进行并行跳频的的跳频数的子带数；P_k是第k个用户的传输单元的功率；b_k(t)是第k个用户传输的数据信号；a_k(t)是在第k个用户的用于DS扩频的扩展器中进行相乘的PN序列；w_k，m(t)是在第k个用户的第m个门函数发生器中产生的门函数；f_m是在跳频装置中相乘的第m个载波；以及φ_k，m是第k个用户的第m个相位分量。

(8)最好，发射机将整个频带分离成多个子带，并选择一个子集的子带来并行传输直接序列扩频信号。

(9)最好，发射机的操作与可用子带数与所选子带数相等并且各子带不重叠情况下的多载波直接序列码分多址系统的操作相同。

(10)最好，发射机的操作与所选子带数为1并且各子带不重叠情况下的混合直接序列/慢跳频扩频系统的操作相同。

(11)最好，发射机以这种方式构成，即在用户数较小的情况下，通过根据并行跳频数的增大而增加频率分集组合，来降低比特差错率。

(12)最好，发射机以这种方式构成，即在用户数较大的情况下，通过根据并行跳频数的降低而减少频率分集组合，来降低比特差错率。

(13)最好，在频率分集数的取值在6至8范围内时，比特差错率最低。

(14)最好，发射机可分别支持跳频带重叠和不重叠的两种情况。

(15)最好，发射机的构成能够通过每个用户使用彼此不同的频带来减少对其他用户的干扰影响。

(16)最好，通过采用用于改变在每个跳变间隔传输的载波的跳变技术，发射机可在时变信道中获得附加的频率分集效果。

(17)最好，本发明的接收机包括：

高频接收单元，用于将接收信号变成基带信号；

直接序列(DS)解扩器，用于通过将基带信号与伪随机噪声(PN)序列相乘而解扩带宽，其中PN序列与发射机中的PN序列相同，并且由高频接收单元改变基带信号；

多个门函数产生器，用于通过在每个子带上接通或关闭所选信号，来选择规定的子带，其中该多个门函数产生器与发射机中的门函数产生器相同，并且由DS解扩器对信号进行解扩；

多个去跳频乘法器，用于通过将每个子带的信号与跳频相乘而对初始频带进行去跳频，其中该跳频与发射机中的跳频相同，并且由多个门函数产生器来选择信号；

积分和转储检测装置，用于在数据传输时间期间，通过对由多个去跳频装置去跳频的信号进行积分来计算相关值；

分集组合器，用于将由积分和转储检测装置积分和转储检测的信号与每个分支的权值相组合；以及

判定装置，用于从分集组合值中估计初始传输信号。

(18)最好，分集组合器通过对每个并行跳变载波进行频率分集组合来补偿衰落分量。

(19)最好，从高频接收单元接收到的r(t)信号表示为： $r\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\frac{{2P}_k}{Q}}{\mathrm{\β}}_{k,m,l}{w}_{k,m}(t-t_{k,l})b_k(t-t_{k,l})a_k(t-t_{k,l})\cos (2{\mathrm{\πf}}_{m}t+{\mathrm{\φ}}_{k,m,l})+n\left(t\right)$

其中：M是所以子带的总数；Q是从所有M个子带中选择用来进行并行跳变的跳频数的子带数；K是用户数；L是路径数；P_k是第k个用户的传输单元的传输功率；b_k(t)是从第k个用户的传输单元传输的数据信号；a_k(t)是在第k个用户的传输单元的用于直接序列扩频的扩展器中相乘的PN序列；w_k，m(t)是第k个用户的第m个门函数发生器产生的门函数；f_m是在去跳频装置中相乘的第m个载波；β_k，m，l是第k个用户的第m个载波的第1个路径的衰落信道的路径增益；t_k，l是第k个用户的第1个通路的路径时延；φ_k，m，l是第k个用户的第m个载波的第1个通路的相位分量；n(t)是加性白高斯噪声。

(20)最好，接收机将整个频带分离成多个子带，并从整个子带中选择部分子带，然后并行传输直接序列扩频信号。

(21)最好，接收机的操作与子带总数与所选子带数相等并且各子带不重叠情况下的多载波直接序列码分多址系统中的操作相同。

(22)最好，接收机的操作与所选子带数为1并且各子带不重叠情况下的混合直接序列/慢跳频扩频系统中的操作相同。

(23)最好，接收机以这种方式构成，即在用户数较小的情况下，通过根据并行跳频数的增大而增加频率分集组合，来降低比特差错率。

(24)最好，接收机以这种方式构成，即在用户数较大的情况下，通过根据并行跳频数的降低而减少频率分集组合，来降低比特差错率。

尽管本发明适于各种修改和替换形式，并且以示例形式在附图中示出并详细描述了本发明的具体实施例，但是应明白的是，本发明并不局限于所公开的特定形式，相反，本发明覆盖落入由所附权利要求限定的本发明精神和范围内的所有修改、等效和替换。

Claims (19)

1.一种用在并行跳变混合直接序列/慢跳频码分多址系统中的发射机，包括：

(a)数据信号产生单元，用于产生待传输的数据信号；

(b)扩展器，用于通过将所述数据信号与伪随机噪声(PN)序列相乘而产生扩频信号；

(c)多个跳频乘法器，用于将所述扩频信号与多个子带中一个特定载波相乘；

(d)多个门函数产生器，用于选择所述多个子带的一个子集，以从每个所述选择的子带中传输所述相乘的扩频信号；

(e)组合器，用于将由所述多个门函数产生器选择的子带中的所述相乘的扩频信号进行组合；以及

(f)射频(RF)传输单元，用于通过无线电路径来传输所述组合的相乘扩频信号。

2.如权利要求1所述的发射机，其中，所述扩展器产生对第k个用户产生的数据信号b_k(t)，并将该数据信号与扩展信号a_k(t)相乘，所述扩展信号a_k(t)是持续时间为T_c的方波脉冲串。

3.如权利要求2所述的发射机，其中，所述扩展器被设置以便a^l _k(t)在/T_c≤t≤(1+1)T_c的时间间隔内的值为1或-1，所述a^l _k(t)是扩展信号a^l _k(t)的第1个脉冲的幅度。

4.如权利要求1所述的发射机，其中所述多个跳频乘法器并行将数据信号载波与每个所述选择的子带中的跳频相乘。

5.如权利要求1所述的发射机，其中所述多个门函数产生器随机地产生一个接通/关闭信号，其中所述接通信号允许随机确定的某子带进行传输，以仅传输所确定子带的信号。

6.如权利要求1所述的发射机，其中，所述多个门函数发生器被设置以便门函数w_k，m(t)在每个所述多个子带中在跳频时间jT_h≤t≤(j+1)T_h期间随机产生一个接通和关闭信号，这里，m和k对应于第k个用户的第m个门函数产生器，t是时间间隔，j表示第j个跳变，T_h表示跳频时间，M是可用子带数，Q是从M个可用子带中选择作为跳频的子带数。

7.如权利要求1所述的发射机，其中，所述组合器产生第k个用户传输的传输信号s_k(t)，该信号表示为： $\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\frac{{2P}_k}{Q}}{w}_{k,m}\left(t\right)b_k\left(t\right)a_k\left(t\right)\cos (2\mathrm{\π}{f}_{m}t+{\mathrm{\φ}}_{k,m})$ 其中，M是可用子带数，Q是从所有M个可用子带中选择的子带数，P_k是第k个用户的传输单元的功率，b_k(t)是第k个用户传输的数据信号，a_k(t)是在第k个用户的用于DS扩频的扩展器中进行相乘的PN序列，w_k，m(t)是在第k个用户的第m个门函数发生器中产生的门函数，f_m是在跳频装置中相乘的第m个载波，以及φ_k，m是第k个用户的第m个相位分量。

8.一种用于在并行跳变混合直接序列慢跳频码分多址系统中传输信号的方法，包括如下步骤：

将传输频带分离成多个子带；以及

选择所述多个子带的一个子集，以并行传输直接序列扩频信号。

9.如权利要求1所述的发射机，其中所述发射机可分别支持跳频带重叠和不重叠的两种情况。

10.如权利要求1所述的发射机，其中，所述多个门函数产生器具有通过每个用户使用彼此不同的频带来减少对其他用户的干扰影响的结构。

11.如权利要求1所述的发射机，其中，所述多个跳频乘法器通过改变在每个跳变时间传输的载波来在时变信道中获得附加的频率分集效果。

12.一种并行跳变混合直接序列/慢跳频码分多址系统的接收机，包括：

(a)高频接收单元，用于将接收信号变成基带信号；

(b)直接序列(DS)解扩器，用于通过将所述基带信号与伪随机噪声(PN)序列相乘而解扩带宽，其中所述PN序列与所述发射机中的PN序列相同，并且由所述高频接收单元改变所述基带信号；

(c)多个门函数产生器，用于通过在每个子带上接通或关闭信号，来选择规定的子带，其中所述多个门函数产生器与所述发射机中的门函数产生器相同，并且由所述直接序列(DS)解扩器对信号进行解扩；

(d)多个去跳频装置，用于通过将每个子带的信号与跳频相乘信息而进行向初始频带的去跳频，其中所述跳频与所述发射机中的跳频相同，并且由所述多个门函数产生器来选择所述信号；

(e)积分和转储检测装置，用于在数据传输时间，通过对由所述多个去跳频装置去跳频的信号进行积分来计算相关值；

(f)分集组合器，用于将由所述积分和转储检测装置积分和转储检测的信号与每个分支的权值相组合；以及

(g)判定装置，用于从分集组合值中估计初始传输信号。

13.如权利要求12所述的接收机，其中所述分集组合器通过对每个并行跳变载波进行频率分集组合来补偿衰落分量。

14.如权利要求12所述的接收机，其中，所述分集组合器产生从所述高频接收单元接收到的信号r(t)，该信号表示为： $r\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\frac{{2P}_k}{Q}}{\mathrm{\β}}_{k,m,l}{w}_{k,m}(t-t_{k,l})b_k(t-t_{k,l})a_k(t-t_{k,l})\cos (2{\mathrm{\πf}}_{m}t+{\mathrm{\φ}}_{k,m,l})+n\left(t\right)$

其中：M是子带总数；Q是从所有M个子带中选择用来进行并行跳变的跳频数的子带数；K是用户数；L是路径数；P_k是第k个用户的传输单元的传输功率；b_k(t)是从第k个用户的传输单元传输的数据信号；a_k(t)是在第k个用户的传输单元的用于直接序列扩频的扩展器中相乘的PN序列；w_k，m(t)是第k个用户的第m个门函数发生器产生的门函数；f_m是在去跳频装置中相乘的第m个载波；β_k，m，l是第k个用户的第m个载波的第1个路径的衰落信道的路径增益；t_k，l是第k个用户的第1个通路的路径时延；φ_k，m，l是第k个用户的第m个载波的第1个通路的相位分量；以及n(t)是加性白高斯噪声。

15.如权利要求14所述的接收机，其中，所述多个门函数产生器将整个频带分离成多个子带，并从整个子带中选择部分子带，然后并行传输直接序列扩频信号。

16.如权利要求14所述的接收机，其中，所述多个门函数产生器的操作与子带总数与所选子带数相等并且各子带互不重叠情况下的多载波直接序列码分多址系统中的操作相同。

17.如权利要求14所述的接收机，其中，所述多个门函数产生器的操作与所选子带数为1并且各子带不重叠情况下的混合直接序列/慢跳频扩频系统中的操作相同。

18.如权利要求14所述的接收机，其中，在用户数较小的情况下，所述多个去跳频装置能够通过根据并行跳频数的增大而增加频率分集组合数来降低比特差错率。

19.如权利要求14所述的接收机，其中，在用户数较大的情况下，所述多个去跳频装置能够通过根据并行跳频数的降低而减少频率分集组合数来降低比特差错率。

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