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CN111406385B - 一种用于网络接入节点生成相位补偿后的调制符号的处理设备 - Google Patents

一种用于网络接入节点生成相位补偿后的调制符号的处理设备 Download PDF

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CN111406385B
CN111406385B CN201880076164.9A CN201880076164A CN111406385B CN 111406385 B CN111406385 B CN 111406385B CN 201880076164 A CN201880076164 A CN 201880076164A CN 111406385 B CN111406385 B CN 111406385B
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魏璟鑫
王能
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Abstract

本发明涉及在发射机进行相位补偿。网络接入节点(300)的处理设备(100)根据至少一个第一调制符号，以及频率偏移参数和时间偏移参数中的至少一个，生成相位补偿后的调制符号。可以根据基准频率f0与DC(0Hz)频率之间的偏移确定频率偏移参数，以使频率偏移参数对应基准频率f0。另外，基准频率f0可以至少部分基于处理设备(100)使用的上变频载波频率，且基准频率f0可以是上变频载波频率。相位补偿后的符号传输到接收机，例如客户端设备。此外，本发明还涉及相应的方法和计算机程序。

Description

一种用于网络接入节点生成相位补偿后的调制符号的处理 设备
技术领域
本发明涉及一种用于网络接入节点生成相位补偿后的调制符号的处理设备。此外，本发明还涉及相应的方法和计算机程序。
背景技术
5G无线通信系统也称为新空口(new radio，NR)，其标准目前正处于制定阶段。NR针对的是从1GHz以下至60GHz以上的无线频谱。为了实现这种多样化的无线环境，不仅需要支持不同的系统带宽，还需要支持不同的参数集，例如不同的子载波间隔(subcarrierspacing，SCS)。
当用户设备(user equipment，UE)在无线通信系统中开启时，进行初始小区搜索以找到要连接的小区。在初始小区搜索过程中，UE会通过扫描潜在载波频率来搜索同步信号块(synchronization signal block，SSB)。NR中，系统带宽可以高达100-200MHz，而长期演进(Long Term Evolution，LTE)中为20MHz。此外，NR基站的系统带宽中可以有多个SSB。
发明内容
本发明实施例的目的在于提供一种方案，以缓和或解决传统方案的缺点和问题。
上述和其他目的通过独立权利要求的标的来实现。本发明的其他有利实施例可以体现在从属权利要求中。
根据本发明的第一方面，通过一种用于网络接入节点生成相位补偿后的调制符号的处理设备来实现上述和其他目的，所述处理设备用于：
在第一正交频分调制(Orthogonal Frequency Division Modulation，OFDM)子载波上获取至少一个(例如，一个)第一调制符号；
获取频率偏移参数和时间偏移参数中的至少一个；
根据获取的所述至少一个第一调制符号，以及所述频率偏移参数和所述时间偏移参数中的至少一个，在所述第一OFDM子载波上生成相位补偿后的调制符号。
第一方面所述的处理设备的优点在于，所述网络接入节点的中心频率可以不同于所述客户端设备的中心频率，而由于不同的中心频率引入的相移是相位补偿的，不需要在所述客户端设备中进行任何进一步的处理，从而提供了一种简化稳健的方案。此外，由于本方案使得可以在基带中的资源单元映射之前进行相位补偿，因此可以减少计算资源，从而可以简化发射机中的处理。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述处理设备还用于：
根据基准频率f0与DC(0Hz)频率之间的偏移确定所述频率偏移参数，以使所述频率偏移参数对应所述基准频率f0。
所述直流频率为0Hz。
本实施形式的优点在于，所述网络接入节点中进行的相位补偿可以独立于所述客户端设备的中心频率，使得OFDM信号的生成过程简化稳健。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述基准频率f0至少部分基于所述处理设备使用的上变频载波频率。
本实施形式的优点在于，由于所述网络接入节点知道自身的中心频率，因此可以简化所述网络接入节点中进行的相位补偿，使得OFDM信号的生成过程简化稳健。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述基准频率f0为所述上变频载波频率。
本实施形式的优点在于，由于所述网络接入节点知道自身的中心频率，因此可以简化所述网络接入节点中进行的相位补偿，使得OFDM信号的生成过程简化稳健。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述处理设备还用于：
生成所述相位补偿后的调制符号，其可通过如下公式计算：
Figure BDA0002507569690000021
其中，tstart，l≤t＜tstart，l+(Nu+NCP，l)Tc
其中，sl(t)为基于所述第一调制符号的基带信号，f0为所述基准频率f0，start，l为第l个符号的起始时间，NCP，l为样本中循环前缀的长度，Nu为样本中无循环前缀的OFDM符号的长度，Tc为采样周期，且为时间单位。
本实施形式的优点在于，给出了相位补偿的显式定义。因此可以根据该显式定义在整个无线通信系统中进行对齐的相位补偿，从而优化所述无线通信系统的性能等。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述处理设备还用于：
生成所述相位补偿后的调制符号，其可通过如下公式计算：
Figure BDA0002507569690000022
其中，tstart，l≤t＜tstart，l+(Nu+NCP，l)Tc
其中，sl(t)为基于所述第一调制符号的基带信号，f0为所述基准频率f0，tstart，l为第l个符号的起始时间，NCP，l为样本中循环前缀的长度，Nu为样本中无循环前缀的OFDM符号的长度，Tc为采样周期，且为时间单位。
本实施形式的优点在于，给出了相位补偿的显式定义。因此可以根据该显式定义在整个无线通信系统中进行对齐的相位补偿，从而优化所述无线通信系统的性能等。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述处理设备还用于：
生成所述相位补偿后的调制符号，其可通过如下公式计算：
Figure BDA0002507569690000023
其中，0≤t＜(Nu+NCP，l)Tc
其中，sl(t)为基于所述第一调制符号的基带信号，f0为所述基准频率f0，NCP，l为样本中循环前缀的长度，Nu为样本中无循环前缀的OFDM符号的长度，Tc为采样周期，且为时间单位。
本实施形式的优点在于，给出了相位补偿的显式定义。因此可以根据该显式定义在整个无线通信系统中进行对齐的相位补偿，从而优化所述无线通信系统的性能等。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述处理设备还用于：
根据第一OFDM子载波集合的中心频率与第二OFDM子载波集合的中心频率之间的偏移确定所述频率偏移参数。
本实施形式的优点在于，由于所述偏移基于明确定义的频率，因此所有网络接入节点可以利用相同的相位补偿原理，从而可以提高所述无线通信系统的性能。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述处理设备还用于：
利用所述第一OFDM子载波集合的中心频率，将所述补偿后的调制符号从基带上变频到载波频率。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述第二OFDM子载波集合包括所述第一OFDM子载波，且所述第二OFDM子载波集合是所述第一OFDM子载波集合的子集。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述第一OFDM子载波集合对应定义所述网络接入节点的系统带宽的所有子载波。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述第二OFDM子载波集合对应第一同步信号块(Synchronization Signal Block，SSB)。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述处理设备还用于：
进一步地，根据所述SSB中的所述第一调制符号的符号索引生成所述相位补偿后的调制符号。
本实施形式的优点在于，在整个无线通信系统中使用对齐的相位补偿，从而优化所述无线通信系统的性能。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述处理设备还用于：
在第二OFDM子载波上获取第二调制符号；
根据所述第一OFDM子载波集合的中心频率与第三OFDM子载波集合的中心频率之间的偏移确定又一个频率偏移参数，其中，所述第三OFDM子载波集合对应第二SSB；
根据所述第二调制符号和所述又一个频率偏移参数，在所述第三OFDM子载波集合中的所述第二OFDM子载波上生成又一个相位补偿后的调制符号。
本实施形式的优点在于，可以对各个SSB进行正确的相位补偿，并通过对各个SSB分别进行相位补偿，使得所述客户端设备处更容易检测各个SSB。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述处理设备还用于：
生成承载所述相位补偿后的调制符号和所述又一个相位补偿后的调制符号的OFDM符号。
本实施形式的优点在于，单个OFDM符号可以包括这两个相位补偿后的调制符号，因此可以简化所述网络接入节点中的实现。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述处理设备还用于：
根据用于承载所述相位补偿后的调制符号的OFDM符号的循环前缀长度，确定所述时间偏移。
本实施形式的优点在于，所需的相位补偿是循环前缀长度的函数，因此也考虑到所述循环前缀长度，从而获得更好的相位补偿效果。
在根据第一方面所述的处理设备的实施形式中，所述OFDM符号包括所述第二OFDM子载波集合中的OFDM子载波。
根据本发明的第二方面，通过一种用于网络接入节点中的处理设备的方法来实现上述和其他目的，所述方法包括：
在第一OFDM子载波上获取至少一个第一调制符号；
获取频率偏移参数和时间偏移参数中的至少一个；
根据获取的所述至少一个第一调制符号，以及所述频率偏移参数和所述时间偏移参数中的至少一个，在所述第一OFDM子载波上生成相位补偿后的调制符号。
根据第二方面所述的方法可以扩展为与第一方面所述的处理设备的实施形式对应的实施形式。因此，所述方法的实施形式包括所述处理设备的相应实施形式的特征。
根据第二方面所述的方法的优点与根据第一方面所述的处理设备的相应实施形式的优点相同。
根据本发明的第三方面，通过包括第一方面所述的任一处理设备的网络接入节点来实现上述和其他目的。
本发明还涉及一种计算机程序，其特征在于包括程序代码，当其通过至少一个处理器运行时，使得所述至少一个处理器执行本发明实施例提供的任一方法。进一步地，本发明还涉及一种包括计算机可读介质和前述计算机程序的计算机程序产品，其中，所述计算机程序包括在所述计算机可读介质中，并且所述计算机可读介质包括以下项中的一个或多个：ROM(只读存储器)、PROM(可编程ROM)、EPROM(可擦除PROM)、闪存、EEPROM(电EPROM)和硬盘驱动器。
通过以下详细描述，本发明实施例的其他应用和优点将是显而易见的。
附图说明
附图意在阐明和阐释本发明的各项实施例，其中：
图1示出了本发明实施例提供的一种处理设备；
图2示出了本发明实施例提供的一种方法；
图3示出了本发明实施例提供的一种包括处理设备的网络接入节点；
图4示出了无线通信系统中网络接入节点与客户端设备之间的交互；
图5示出了本发明实施例提供的一种框图。
具体实施方式
根据TR 38.211v1.1.1的草案规范，对除物理随机接入信道(physical randomaccess channel，PRACH)以外的任何物理信道或物理信号，对于一个子帧内的正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)符号l，天线端口p和子载波间隔配置μ下的时间连续信号
Figure BDA0002507569690000041
定义为：
Figure BDA0002507569690000042
其中，
Figure BDA0002507569690000043
μ为子载波间隔配置。此外，
Figure BDA0002507569690000044
为子载波七上的调制符号1，NRB为物理资源块的数量，NSC为每个资源块(resource block，RB)的子载波数量。因此，NRB*NSC的积对应下一代基站(next generation eNode B，gNB)快速傅里叶变换(fastFourier transform，FFT)大小。此外，Δf表示子载波间隔，Tc为码片时长，k0为偏移参数。上述表达式中的函数exp(j*x)是复值指数函数，因此
Figure BDA0002507569690000051
为传输信号的复值基带表示形式。对于天线端口p和子载波间隔配置μ，复值OFDM基带信号调制和上变频到载波频率f0，表示为：
Figure BDA0002507569690000052
NR和LTE的同步信号传输的主要区别在于，NR中的同步系统块(synchronizationsystem block，SSB)的中心子载波与gNB的上变频载波频率f0不对齐。载波频率f0是覆盖整个gNB系统带宽(bandwidth，BW)的FFT的中心频率。一般情况下，LTE的gNB系统带宽最高为20MHz，NR的系统带宽最高为100-200MHz。此外，在NR中，gNB系统带宽中可以有多个SSB。另外，NR中的SSB由主同步信号(primary synchronization signal，PSS)和辅同步信号(secondary synchronization signal，SSS)以及物理广播信道(physical broadcastchannel，PBCH)组成，其中，PBCH包括主信息块(master information block，MIB)。MIB中可以找到小区是否允许初始连接的信息，以及子帧号(subframe number，SFN)的信息。
由于PSS、SSS和PBCH总是在以载波频率为中心的中间6个RB上传输，从而间接检测LTE中的eNB中心频率。因此，一旦UE确定了PSS和SSS，也确定了eNB系统带宽的中心频率，从而确定了用于接收机中FFT处理的中心频率。
NR的PBCH包含的信息并不多，但有一个指针来指明哪里可以找到剩余系统信息(remaining system information，RMSI)控制资源集(control resource set，CORESET)。根据该指针，UE获取其监听CORESET的频率范围，即发送RMSI信息指示的控制信道的时频资源。RMSI中还提供了系统信息，包括初始连接建立的随机接入信道(random accesschannel，RACH)参数，以及指向其他系统信息(other system information，OSI)的信息和/或指针。
对于NR中的SSB符号，gNB发射机的基带信号可以写为：
Figure BDA0002507569690000053
其中，0≤t＜(Nu+NCP，l)Tc，l＝0，1，2...。ak，l是SSB调制后的符号，这里标记为SSB的FFT大小，即NSSB，其中，SSB只占用系统带宽中的部分子载波。参数M为gNB系统带宽中心频率与SSB带宽中心频率之间的偏移，其用子载波数量表示。
频率偏移fM、子载波偏移M和子载波间隔Δf之间的关系表示为fM＝M*Δf。根据如下等式，SSB带宽的频率下限起始值为载波频率。
Figure BDA0002507569690000054
根据当前的NR规范，SSB部分基带信号上变频到载波频率f0，表示为：
Figure BDA0002507569690000055
为了说明这一点，这里假设每个符号的循环前缀长度NCP，lTc，l＝0，1，2...相同。然而，如本文其他实施例所示，在不同符号可以具有不同的循环前缀长度的情况下，编写一个更通用的形式是很容易的。
NR的初始小区搜索过程中，UE会搜索SSB。原则上，UE将其下变频调整为假设的下变频fx，并调整其接收机带宽以覆盖SSB信号，将接收到的信号下变频，并尝试检测PSS和SSS。只要假设的下变频fx与频率f0+fM不同，UE就检测不到SSB，会扫描其他潜在的载波频率。由于这一缺陷，发明人对这种情况进行了详细分析。因此，假设是在理想信道中，接收机本地振荡器将接收到的基带信号下变频到频率f0+fM，即UE用于检测无循环前缀(cyclicprefix，CP)长度的OFDM符号中的SSB的正确载波频率，该下变频后的基带符号可以表示为：
Figure BDA0002507569690000061
其中
0≤t＜(Nu+NCP，l)Tc，l＝0，1，2...(等式3)
其中，fM＝M*Δf为UE在初始小区搜索阶段，接收机的载波频率与发射机的载波频率之间的未知子载波偏移。因此，在切换UE和NR中的初始小区搜索过程中，UE会受到SSB符号之间的未知相移的影响，其中，该相移取决于循环前缀长度以及gNB中心载波频率与SSB中心频率之间的频率偏移，从等式3中的表达式可以看出，即
Figure BDA0002507569690000062
其中，l为符号序号。可以说明的是，如果M＝0，即SSB与gNB偏移之间没有频率偏移，则φ(l)＝1。为了避免SSB符号之间的未知相移，已知当发射机侧中心频率与接收机侧中心频率对齐时，即f1＝f0+fM，应推导出信号。
在与LTE中类似的情况下，SSB的中心子载波与上变频载波频率对齐，其中，上变频载波频率与接收机本地振荡器频率相同。在这种情况下，所需的基带信号表示为：
Figure BDA0002507569690000063
根据发明人，在比较等式3和等式4时，由于发射机侧和接收机侧的本地振荡器载波频率不对齐以及相位连续的载波波形，会有每符号相移，其对应项
Figure BDA0002507569690000064
其中，等式(3)中的fM＝MΔf＝f1-f0等于NR中当前假设下的频率偏移。对于UE，在初始小区搜索阶段，OFDM符号之间的该每符号相移是未知的，其会给接收机带来额外的复杂度。
通过上述讨论和分析，发明人发现，单独对SSB和其他下行(downlink，DL)符号进行IFFT处理会消耗网络侧更多计算资源，因此，对于gNB等网络接入节点中的这种相位补偿，需要更高效的实现方法。因此，本文引入网络接入节点中的一种处理设备，以解决或缓和传统方案的缺点。
图1示出了本发明实施例提供的一种处理设备100。在图1所示的实施例中，所述处理设备100包括至少一个处理器核102，所述处理器核102可以通过本领域已知的耦合/通信方式106耦合到内部或外部存储器104。处理设备100还可以包括多个处理器核102。存储器104可以存储程序代码，当该程序代码被执行时，使得处理设备100中的处理器核102执行此处描述的功能和动作。所述处理设备100还包括输入构件108和输出构件110，所述输入构件108和输出构件102均通过本领域已知的耦合/通信方式106耦合到所述处理器核102。
所述处理器核102可以是专用的处理器核，仅用于执行本发明提供的方法/算法。然而，在实施例中，所述处理设备100中的处理器核102可以与其他网络设备，例如网络接入节点共用，并执行附加处理。在本公开中，所述处理设备100用于执行某些功能或动作可以理解为，所述处理设备100包括合适的构件，例如处理器核102，用于执行所述功能或动作。
根据本发明实施例，所述处理设备100用于在第一OFDM子载波上获取至少一个第一调制符号，获取频率偏移参数和时间偏移参数中的至少一个。所述处理设备100还用于根据获取的所述至少一个第一调制符号，以及所述频率偏移参数和所述时间偏移参数中的至少一个，在所述第一OFDM子载波上生成相位补偿后的调制符号。
因此，所述处理设备100可以生成一个或多个相位补偿后的调制符号，即对于所获取的每个调制符号，使用与所获取的每个调制符号关联的频率偏移参数和时间偏移参数中的至少一个。
图2示出了如图1所示的处理设备100中执行的方法200对应的流程图。该方法200包括在第一OFDM子载波上获取至少一个第一调制符号(202)，获取频率偏移参数和时间偏移参数中的至少一个(204)。该方法200还包括根据获取的所述至少一个第一调制符号，以及所述频率偏移参数和所述时间偏移参数中的至少一个，在所述第一OFDM子载波上生成相位补偿后的调制符号(206)。
处理设备100可以包括在网络接入节点，例如图3所示的网络接入节点300中。因此，所述处理设备100可以是功能模块，例如基带处理器等通信模块，用于在所述网络接入节点300中工作。在图3所示的实施例中，网络接入节点300包括处理设备100和收发器/调制解调器302。处理设备100通过本领域已知的通信构件304耦合到收发器302。网络接入节点300可以分别用于在无线和有线通信系统中进行无线和有线通信。无线通信能力由耦合到收发器302的天线或天线阵列306提供，而有线通信能力由耦合到收发器302的有线通信接口308提供。
此外，图4示出了一种网络接入节点300，其包括处理设备100，与无线通信系统500中的客户端设备400交互。图4中，网络接入节点300向客户端设备400传输包括一个或多个OFDM符号的信号S。传输到客户端设备400的信号S由本发明实施例提供的处理设备100处理。
此外，结合对等式3的分析，发明人还发现，如果在数据映射/资源单元映射前对基带中的特定SSB符号进行相位补偿，那么就可以统一对所有SSB符号和其他下行(downlink，DL)数据符号进行IFFT处理。图5为示出在基带中进行IFFT处理之前对每个SSB符号进行每符号相位补偿的实施例的框图。图5所示的框图中进行的处理可以在处理设备100中进行，例如通过软件实现，也可以和/或作为网络接入节点300等的发射机的一部分来实现。因此，在框图中进行的处理也可以通过硬件或硬件和软件的组合来实现。
结合图5，对于围绕中心频率偏移不同频率的不同SSB符号，可以分别应用不同的相位补偿。在图5中的非限制性示例中，基带中的两个不同的SSB符号，即表示为SSB1的第一SSB和表示为SSB2的第二SSB，馈送到各自的相位补偿块602a和602b。图5中的实施例使得能够生成承载相位补偿后的调制符号SSB1和SSB2的OFDM符号。但是，显然可以处理两个以上的SSB。
根据图5的实施例，特定SSB的相位补偿取决于SSB的中心频率与系统带宽的中心频率之间的频率偏移。因此，在这一方面，特定SSB的相位补偿可以取决于特定SSB的符号索引，例如，l＝0，1，2，3，这里的符号索引反映了频率偏移。另外，根据本发明实施例，循环前缀(Cyclic Prefix，CP)长度用于相位补偿中。也就是说，时间偏移还根据承载相位补偿后的调制符号的OFDM符号的循环前缀长度来确定。因此，采用相位补偿项
Figure BDA0002507569690000081
来进行相位补偿，这意味着应用于相应相位补偿块602a和602b的每个相位补偿的值取决于SSB符号的符号索引(即1)、gNB系统带宽的中心频率(相对于SSB的中心频率之间)的子载波间隔偏移(即M*Δf)和循环前缀长度(即NCP*TC)。应说明的是，发明人还意识到任何与项
Figure BDA0002507569690000082
呈线性关系的相位补偿可以应用于相位补偿块602a和602b。因此，本发明实施例涵盖了与所述项呈线性关系的相位补偿系数。
图5中的相位补偿块602a和602b分别向公共数据映射块604输出相位补偿后的SSB1和SSB2，分别表示为SSB1′和SSB2′。
数据映射块604用于将相位补偿后的SSB，在这种情况下，即SSB1′和SSB2′，映射到各自的资源单元或子载波。此外，其他下行数据符号映射到数据映射块604中对应的资源单元上。这由图5中表示为“DL符号”的块示出。
图5中的IFFT块606用于从数据映射块604接收映射的相位补偿后的符号，并进行反向FFT，从而将频域符号转换为时域数字信号，在这种情况下，转换为OFDM时域数字信号。进一步的，在数模转换之前，所述IFFT块606还向OFDM时域数字信号添加循环前缀。所述IFFT块606可以是N点IFFT块，其中，N表示IFFT的大小，例如，N＝4096。
数模转换器(digital-to-analog converter，DAC)608从IFFT块606接收包括循环前缀的OFDM时域数字信号。所述DAC 608还用于将OFDM时域数字信号转换为模拟OFDM时域模拟信号，该信号发送给上变频块610。所述上变频块610用于在通过天线(未在图5中示出)向一个或多个客户端设备传输之前，将相位补偿后的OFDM基带时域模拟信号上变频到射频链中的射频。
在本实施例中，系统带宽的中心频率也是用于将基带上变频到载波频率的基准频率f0。因此，在这种情况下，基准频率f0为上变频载波频率。在本发明实施例中，第二OFDM子载波集合包括第一OFDM子载波，且所述第二OFDM子载波集合是第一OFDM子载波集合的子集。所述第一OFDM子载波集合对应于定义网络接入节点300的系统带宽的所有子载波，例如NR中的gNB系统带宽，所述第二OFDM子载波集合对应SSB。
在客户端设备400处，根据图5的框图进行处理，因此，接收到的特定SSB的导出基带信号可以表示为：
Figure BDA0002507569690000091
其中
0≤t＜(Nu+NCP，l)Tc，l＝0，1，2...(等式5)
比较等式5和等式3，通过在本发明提供的处理设备100中对频域符号进行相位补偿，消除了由于网络接入节点300和客户端设备400的中心频率不对齐导致的OFDM符号之间的每符号相位偏移。因此，本发明实施例简化了发射机处理，消耗更少的计算资源。
在本发明实施例中，频率偏移参数是根据基准频率f0与0Hz的直流(directcurrent，DC)频率之间的偏移确定的。因此，在这种情况下，标记为Δf0的频率偏移是f0和DC之间的频率偏移，因此，Δf0＝f0-0。
从这点来看，网络接入节点300等发射节点可以进行部分相移补偿。确切地说，发射节点进行与基准频率f0相关的部分相移补偿，这意味着基准频率f0至少部分基于上变频载波频率。因此，在这种情况下，频率偏移Δf0用于确定OFDM符号之间的相位偏移。本实施例的目的是客户设备400等接收侧进行相应的部分相位补偿。确切地说，接收侧进行与SSB的中心频率f1相关的部分相位补偿。
因此，如下等式示出了分别在本发明实施例提供的发射机侧和接收机侧进行所述部分补偿的示例。在以下公开中，假设发射机与接收机在无线通信系统500中交互，其中，发射机对应网络接入节点300，接收机对应客户端节点400。然而，该假设是本发明应用的一个非限制性示例。
在一实施例中，生成相位补偿后的调制符号，其可通过等式6中的公式计算，即
Figure BDA0002507569690000092
其中
tstart，l≤t＜tstart，l+(Nu+NCP，l)Tc (等式6)
其中，sl(t)为基于所述第一调制符号(例如SSB符号)的基带信号，f0为所述基准频率f0，tstart，l为第l个符号的起始时间，NCP，l为样本中循环前缀的长度，Nu为样本中无循环前缀的OFDM符号的长度，Tc为采样周期，且为时间单位。
此外，如果变量t更改为tstart，l≤t＜tstart，l+(Nu+NCP，l)Tc，这意味着等式1和等式7表示相同的信号，则sl(t)为基带信号，其公式如下面等式7所示。对于NR中的SSB传输，网络接入节点300的基带信号可以表示为：
Figure BDA0002507569690000093
其中
tstart，l≤t＜tstart，l+(Nu+NCP，l)Tc (等式7)
这里的ak，l为调制后的SSB符号，SSB仅占用系统带宽中的部分子载波。例如，SSB上限起始值可以为子载波
Figure BDA0002507569690000101
假设在理想信道中，客户端设备400处下变频后的基带信号为：
Figure BDA0002507569690000102
其中
tstart，l≤t＜tstart，l+(Nu+NCP，l)Tc (等式8)
这样，在客户端设备400处使用项
Figure BDA0002507569690000103
进行每符号相位补偿后，客户端设备400可以简化为具有与LTE中类似的接收机。换句话说，与客户端设备400可以补偿的第l个OFDM符号比较，第l+1个OFDM符号具有项
Figure BDA0002507569690000104
的额外相位。
本实施例中，f0为通用基准频率，例如可以为发射机上变频，但在其他实施例中，也可以为其他基准频率。例如，基准频率可以为f0+K，其中，K可以为已知的频率偏移。K也可以为客户端设备400所知，例如由预定义规则定义，例如由3GPP标准给出。K也可以由网络接入节点300配置，在这种情况下，意味着K的值由网络接入节点300在合适的控制信令中指示给客户端设备400。进一步的，K可以是固定频率(例如，K＝5kHz)，也可以是当前使用或默认的子载波间隔(例如，K＝15，30，60，120，240kHz)，也可以是当前使用的子载波间隔的倍数。
此外，可以使用其他通用基准频率f0，因此本发明实施例涵盖了这些频率。因此，在本实施例中，生成相位补偿后的调制符号，其可通过等式9中的公式计算，即
Figure BDA0002507569690000105
其中
tstart，l≤t＜tstart，l+(Nu+NCP，l)Tc (等式9)
其中，sl(t)为基于所述第一调制符号(例如SSB符号)的基带信号，f0为所述基准频率f0，NCP，l为样本中循环前缀的长度，Nu为样本中无循环前缀的OFDM符号的长度，Tc为采样周期，且为时间单位。
在另一实施例中，生成相位补偿后的调制符号，其可通过等式10中的公式计算，即
Figure BDA0002507569690000106
其中
tstart，l≤t＜tstart，l+(Nu+NCP，l)Tc (等式10)
其中，sl(t)为基于所述第一调制符号(例如SSB符号)的基带信号，f0为所述基准频率f0，tstart，l为第l个符号的起始时间，NCP，l为样本中循环前缀的长度，Nu为样本中无循环前缀的OFDM符号的长度，Tc为采样周期，且为时间单位。
这里，如果变量t更改为tstart，l≤t＜tstart，l+(Nu+NCP，l)Tc，则sl(t)为基带信号，其公式如等式7所示。
在这种情况下，客户端设备400根据如下等式进行相位补偿，下变频后的基带信号为：
Figure BDA0002507569690000111
其中
tstart，l≤t＜tstart，l+(Nu+NCP，l)Tc (等式11)
这样，在客户端设备400处使用表达式
Figure BDA0002507569690000112
进行每符号相位补偿，客户端设备400中的接收机可以简化，因此NR中的客户端设备400具有与LTE中的类似接收机。
在又一实施例中，网络接入节点300的相位补偿如下所述。假设在网络接入节点300处生成基带信号，在物理信道(例如SSB)的子帧中索引为l的OFDM符号的时间连续信号sl(t)定义为：
Figure BDA0002507569690000113
其中
0≤t＜(Nu+NCP，l)Tc (等式12)
这里的等式12原则上与等式1相同。所有信道/信号的上变频公式表示为：
Figure BDA0002507569690000114
其中
0≤t＜(Nu+NCP，l)Tc (等式13)
这实际上是在网络接入节点300处进行部分相位补偿，对每个OFDM符号根据项
Figure BDA0002507569690000115
进行部分相位补偿。
按照上述上变频公式，根据项(Nu+NCP，l)Tc，存在每符号相位调整。因此，在客户端设备400处，对于第l个符号，自第0个符号起，已经进行了l+1次相位调整，下行转换后的接收的信号可以写为：
Figure BDA0002507569690000121
其中
0≤t＜(Nu+NCP，l)Tc，t＝0，1，...(等式14)
然后，客户端设备400可以根据项
Figure BDA0002507569690000122
利用SSB的中心频率f1在数字基带进行相位补偿，补偿过程根据等式15：
Figure BDA0002507569690000123
其中
0≤t＜(Nu+NCP，l)Tc，l＝0，1，...(等式15)
当展开基带信号项时，等式15中的第二项，即
Figure BDA0002507569690000124
将消失。等式15中的最后一项，即
Figure BDA0002507569690000125
是一个常数。这样，在客户端设备400处对接收到的符号进行相位偏移/旋转补偿。
如本发明所涵盖的上述实施例所指出，网络接入节点300中的相位补偿是基于基准频率f0，可以看作基准频率f0与0Hz的DC频率之间的频率偏移。
这里的客户端设备400可以指用户装置、用户设备(user equipment，UE)、移动台、物联网(internet of things，IoT)设备、传感器设备、无线终端和/或移动终端，其能够在无线通信系统(有时也称为蜂窝无线系统)中进行无线通信。所述UE还可以称为具有无线能力的移动电话、蜂窝电话、平板电脑或笔记本电脑。本文中的UE，例如可以是便携式、袖珍式、手持式、计算机内置的或车载的移动设备，能够经由无线接入网与其他实体，例如其他接收机或服务器，进行语音和/或数据通信。UE可以是站点(Station，STA)，STA是任何包含连接无线介质(Wireless Medium，WM)的遵循IEEE 802.11标准的介质访问控制(MediaAccess Control，MAC)和物理层(Physical Layer，PHY)接口的设备。UE还可以用于3GPP相关的LTE和LTE-Advanced、WiMAX及其演进系统，以及新空口等第五代无线技术中的通信。
这里的网络接入节点300也可以指无线网络接入节点、接入网络接入节点、接入点或基站，例如，无线基站(Radio Base Station，RBS)。在某些网络中，根据所使用的技术和术语，基站可称为发射机、“gNB”、“gNodeB”、“eNB”、“eNodeB”、“NodeB”或者“B节点(Bnode)”。根据传输功率以及小区的大小，可以将无线网络接入节点分为不同的类型，例如例如宏基站(macro eNodeB)，家庭基站(home eNodeB)或微微基站(pico basestation)。无线网络接入节点可以是站点(Station，STA)，STA是任何包含连接无线介质(WirelessMedium，WM)的遵循IEEE 802.11标准的介质访问控制(Media Access Control，MAC)和物理层(Physical Layer，PHY)接口的设备。所述无线网络接入节点也可以是与第五代(fifthgeneration，5G)无线系统对应的基站。
另外，根据本发明实施例的任意方法可以在具有编码方式的计算机程序中实现，当通过处理措施运行时，可使所述处理措施执行方法步骤。计算机程序包括在计算机程序产品的计算机可读介质之中。计算机可读介质基本可以包括任意存储器，如ROM(只读存储器)、PROM(可编程只读存储器)、EPROM(可擦除PROM)、闪存、EEPROM(电可擦除PROM)以及硬盘驱动器。
此外，本领域技术人员意识到，客户端设备400和网络接入节点300的实施例包括执行本方案所必需的通信能力，其形式为功能、手段、单元、元件等。其他此类手段、单元、元件和功能的示例有：处理器、存储器、缓冲器、控制逻辑、编码器、解码器、速率匹配器、解速率匹配器、映射单元、乘法器、决策单元、选择单元、开关、交织器、解交织器、调制器、解调器、输入、输出、天线、放大器、接收单元、发射单元、DSP、MSD、TCM编码器、TCM解码器、电源单元、电源馈线、通信接口、通信协议等，其通过适当的方式布置在一起以执行本方案。
特别地，处理设备100的处理器可以包括中央处理单元(Central ProcessingUnit，CPU)、处理单元、处理电路、处理器、专用集成电路(Application SpecificIntegrated Circuit，ASIC)、微处理器或其他可解释和执行指令的处理逻辑中的一个或多个实例。术语“处理器”因此可表示包括多个处理电路的处理电路，所述多个处理电路实例为以上列举项中的任何、一些或所有项。所述处理电路可进一步执行数据处理功能，输入、输出以及处理数据，所述功能包括数据缓冲和装置控制功能，例如，呼叫处理控制、用户界面控制等。
最后，应了解，本发明并不局限于上述实施例，而是同时涉及且并入所附独立权利要求书的范围内的所有实施例。
缩略语和术语定义
eNB 演进型网络基站(E-UTRAN NodeB)
NR 新空口(New Radio)
PSS 主同步信号(Primary Synchronization Signal)
SSS 辅同步信号(Secondary Synchronization Signal)
PBCH 主广播信道(Primary Broadcast Channel)
UE 用户设备(User Equipment)
SSB 同步信号块(Synchronization Signal Block)
PDSCH 物理下行共享数据信道(Physical Downlink Shared data Channel)
DRX 非连续接收模式(Discontinuous Reception Mode)
gNB 下一代基站(Next Generation eNode B)
RX 接收机(Receiver)
BW 带宽(Bandwidth)
CSI-RS 信道状态信息参考符号(Channel State Information Reference Symbol)
RSRP 接收信号参考功率(Received Signal Reference Power)
BLER 误块率(Block Error Rate)
SINR 信干噪比(Signal to Interference and Noise Ratio)
CRS 公共参考符号(Common Reference Symbol)
BPL 波束对链路(Beam pair link)

Claims (16)

1.一种用于网络接入节点（300）生成相位补偿后的调制符号的处理设备（100），其特征在于，所述处理设备（100）包括处理器核，输入构件和输出构件，以用于：
在第一OFDM子载波上获取至少一个第一调制符号；
获取频率偏移参数，其中，所述频率偏移参数为根据基准频率f0与直流DC频率之间的偏移确定的，所述直流DC频率为0Hz，所述频率偏移参数对应所述基准频率f0，所述基准频率f0与所述处理设备（100）使用的上变频载波频率相关；
根据获取的所述至少一个第一调制符号以及所述频率偏移参数，在所述第一OFDM子载波上生成相位补偿后的调制符号。
2.根据权利要求1所述的处理设备（100），其特征在于，所述处理设备还用于：
获取时间偏移参数；
所述根据获取的所述至少一个第一调制符号以及所述频率偏移参数，在所述第一OFDM子载波上生成相位补偿后的调制符号，包括：
根据获取的所述至少一个第一调制符号，以及所述频率偏移参数和所述时间偏移参数，在所述第一OFDM子载波上生成相位补偿后的调制符号。
3.根据权利要求1或2所述的处理设备（100），其特征在于，所述基准频率f0为所述上变频载波频率。
4.根据权利要求1或2所述的处理设备（100），其特征在于，用于：
生成所述相位补偿后的调制符号，所述调制符号为：
Figure 584625DEST_PATH_IMAGE001
，其中，
Figure 674940DEST_PATH_IMAGE002
其中，s l （t）为基于所述第一调制符号的基带信号，f 0 为所述基准频率f0，
Figure 387681DEST_PATH_IMAGE003
为第l 个符号的起始时间，
Figure 141136DEST_PATH_IMAGE004
为样本中循环前缀的长度，
Figure 572117DEST_PATH_IMAGE005
为样本中无循环前缀的OFDM符号 的长度，
Figure 403807DEST_PATH_IMAGE006
为采样周期，且为时间单位。
5.根据权利要求1或2所述的处理设备（100），其特征在于，用于：
生成所述相位补偿后的调制符号，所述调制符号为：
Figure 767792DEST_PATH_IMAGE007
，其中，
Figure 190683DEST_PATH_IMAGE008
其中，s l （t）为基于所述第一调制符号的基带信号，f 0 为所述基准频率f0，
Figure 610426DEST_PATH_IMAGE009
为第l 个符号的起始时间，
Figure 42544DEST_PATH_IMAGE010
为样本中循环前缀的长度，
Figure 464298DEST_PATH_IMAGE011
为样本中无循环前缀的OFDM符 号的长度，
Figure 323670DEST_PATH_IMAGE012
为采样周期，且为时间单位。
6.根据权利要求1或2所述的处理设备（100），其特征在于，用于：
生成所述相位补偿后的调制符号，所述调制符号为：
Figure 463664DEST_PATH_IMAGE013
，其中，
Figure 466517DEST_PATH_IMAGE014
其中，s l （t）为基于所述第一调制符号的基带信号，f 0 为所述基准频率f0，
Figure 742778DEST_PATH_IMAGE015
为样本 中循环前缀的长度，
Figure 38630DEST_PATH_IMAGE016
为样本中无循环前缀的OFDM符号的长度，
Figure 400341DEST_PATH_IMAGE017
为采样周期，且为时 间单位。
7.根据权利要求2所述的处理设备（100），其特征在于，用于：
根据用于承载所述相位补偿后的调制符号的OFDM符号的循环前缀长度，确定所述时间偏移参数。
8.一种用于处理设备（100）的方法（200），其特征在于，所述方法（200）包括：
在第一OFDM子载波上获取至少一个第一调制符号（202）；
获取频率偏移参数（204），其中，所述频率偏移参数为根据基准频率f0与直流DC频率之间的偏移确定的，所述直流DC频率为0Hz，所述频率偏移参数对应所述基准频率f0，所述基准频率f0与所述处理设备（100）使用的上变频载波频率相关；
根据获取的所述至少一个第一调制符号以及所述频率偏移参数，在所述第一OFDM子载波上生成相位补偿后的调制符号（206）。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
获取时间偏移参数；
所述根据获取的所述至少一个第一调制符号以及所述频率偏移参数，在所述第一OFDM子载波上生成相位补偿后的调制符号，包括：
根据获取的所述至少一个第一调制符号，以及所述频率偏移参数和所述时间偏移参数，在所述第一OFDM子载波上生成相位补偿后的调制符号。
10.根据权利要求8或9所述的方法，其特征在于，所述基准频率f0为所述上变频载波频率。
11.根据权利要求8或9所述的方法，其特征在于，所述在所述第一OFDM子载波上生成相位补偿后的调制符号，包括：
通过以下公式生成所述相位补偿后的调制符号：
Figure 439842DEST_PATH_IMAGE018
，其中，
Figure 570609DEST_PATH_IMAGE019
其中，s l （t）为基于所述第一调制符号的基带信号，f 0 为所述基准频率f0，
Figure 538827DEST_PATH_IMAGE020
为第l 个符号的起始时间，
Figure 387834DEST_PATH_IMAGE021
为样本中循环前缀的长度，
Figure 965446DEST_PATH_IMAGE022
为样本中无循环前缀的OFDM符号 的长度，
Figure 216299DEST_PATH_IMAGE023
为采样周期，且为时间单位。
12.根据权利要求8或9所述的方法，其特征在于，所述在所述第一OFDM子载波上生成相位补偿后的调制符号，包括：
通过以下公式生成所述相位补偿后的调制符号：
Figure 57216DEST_PATH_IMAGE024
，其中，
Figure 945582DEST_PATH_IMAGE025
其中，s l （t）为基于所述第一调制符号的基带信号，f 0 为所述基准频率f0，
Figure 264568DEST_PATH_IMAGE026
为第l 个符号的起始时间，
Figure 963403DEST_PATH_IMAGE027
为样本中循环前缀的长度，
Figure 975221DEST_PATH_IMAGE028
为样本中无循环前缀的OFDM符号 的长度，
Figure 329979DEST_PATH_IMAGE029
为采样周期，且为时间单位。
13.根据权利要求8或9所述的方法，其特征在于，所述在所述第一OFDM子载波上生成相位补偿后的调制符号，包括：
通过以下公式生成所述相位补偿后的调制符号：
Figure 219700DEST_PATH_IMAGE030
，其中，
Figure 179566DEST_PATH_IMAGE031
其中，s l （t）为基于所述第一调制符号的基带信号，f 0 为所述基准频率f0，
Figure 159023DEST_PATH_IMAGE032
为样本 中循环前缀的长度，
Figure 735498DEST_PATH_IMAGE033
为样本中无循环前缀的OFDM符号的长度，
Figure 396286DEST_PATH_IMAGE034
为采样周期，且为时 间单位。
14.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述获取时间偏移参数包括：
根据用于承载所述相位补偿后的调制符号的OFDM符号的循环前缀长度，确定所述时间偏移参数。
15.一种具有计算机程序的计算机可读介质，其特征在于，当所述计算机程序在计算机上运行时，执行权利要求8至14任一项所述的方法。
16.一种处理设备，包括处理器，所述处理器用于执行如上述权利要求8-14任一项所述的方法。
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