CN104052692B - 数据信号校正电路、接收器和数据信号校正方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了数据信号校正电路、接收器和数据信号校正方法，其中该数据信号校正电路包括：信道特性计算器单元，用于基于导频信号来计算接收数据信号的信道特性估计值；路径检测器单元，用于基于所计算出的信道特性估计值来确定接收数据信号的多径传播延迟量；以及自适应滤波器，用于接收延迟量和信道特性估计值作为输入项，根据延迟量来调整信道特性估计值的沿着载波频率轴的输入间隔，并且按调整后的输入间隔对输入至自适应滤波器的信道特性估计值进行自适应均衡化。

Description

数据信号校正电路、接收器和数据信号校正方法

技术领域

本公开涉及数据信号校正电路、使用该数据信号校正电路的接收器和数据信号校正方法。

背景技术

被适配为接收正交频分复用（OFDM）信号的OFDM接收器使用导频信号来估计信道状态以正确地对发送数据信号进行解码。在时频导频图案中，导频信号按恒定间隔沿着载波频率轴（即，在载波方向上）以及沿着时间轴（即，在符号方向上）分散。基于这些导频信号，通过插值来恢复符号和载波频率以估计信道特性。通过将所接收到的数据符号除以所估计出的信道特性，来对数据信号进行校正。为了改进信号接收性能，提高信道估计精确度很重要。

通常，使用自适应滤波器来估计数据信号的信道特性。由于可以根据传播环境来使滤波器系数最优化，因此自适应滤波器优于固定滤波器。

图1是使用一般的自适应滤波器108的数据信号校正电路的传统示意图。在快速傅立叶变换（FFT）计算器单元3处经受了快速傅立叶变换的接收信号在信号分离器单元11处被分离成导频信号和数据信号。在符号插值器单元12处，通过在导频符号之间进行插值来在时间方向上恢复导频信号。然后，在载波插值器单元13处，通过使用通带与多径延迟扩展量相对应的滤波器在导频载波之间进行插值来在频率方向上进一步恢复符号插值后的信号，由此确定数据部分的信道特性估计值。

第一数据信号校正处理器单元14通过将接收数据信号除以信道特性估计值来估计发送数据信号。硬判定处理器单元15针对星座点来对所估计出的发送数据信号进行硬判定。信道特性计算器单元16通过将接收数据信号除以硬判定处理后的发送数据信号来计算信道特性估计值。

路径检测器单元107通过对硬判定后的信道特性估计值进行逆快速傅立叶变换来计算延迟分布（profile），并且确定FTT窗的符号开始位置。路径检测器单元107还根据延迟分布计算多径延迟量，并且将所计算出的多径延迟提供至载波插值器单元13。

自适应滤波器108对硬判定后的信道特性估计值执行自适应均衡化。利用最小均方（LMS）算法来更新滤波器系数。第二数据信号校正处理器单元109将接收数据信号除以自适应均衡化后的信道特性估计值并且输出发送数据。

图2是示出传统的自适应滤波器108的示意图，其中H(n)表示载波编号“n”的信道特性估计值。将载波编号n-α、…、n-1、n+1、…、n+α的信道特性估计值输入至滤波器阶数为2*α的自适应滤波器108的相应抽头。将所输入的信道特性估计值中的每一个乘以相应的抽头系数w(n,k)，其中w(n,k)表示相对于载波编号“n”的抽头编号k的抽头系数。对所有抽头的相乘结果进行相加并且输出。相加值和期望信号d(n)=H(n)之间的差是误差，其中使用该误差来计算抽头系数的更新值。

通过增加自适应滤波器108的抽头数，可以增加分辨率并且可以提高信道估计精确度。例如，如可以获得陡峭波形的图3B所示，可以通过将滤波器阶数增加为60来改进图3A中的滤波器阶数为20的滤波器特性。

然而，当增加抽头数时，电路大小和电力消耗也增大。期望在无需增大电路大小的情况下改进滤波器特性。

已提出了在接收信号的时间波动大时根据多径延迟量来选择性地进行符号恢复插值。例如，参见日本早期公开专利公布第2005-45664号。

发明内容

鉴于上述问题，本公开提供一种可以在无需增加总抽头数的情况下提高自适应滤波器分辨率、并且提高信道估计精确度的数据信号校正技术。

在本公开的一方面，提供了一种数据信号校正电路。该数据信号校正电路包括：

信道特性计算器单元，用于基于导频信号来计算接收数据信号的信道特性估计值；

路径检测器单元，用于基于所计算出的信道特性估计值来确定接收数据信号的多径传播的延迟量；以及

自适应滤波器，用于接收延迟量和信道特性估计值作为输入项，根据延迟量来调整信道特性估计值的沿着载波频率轴的输入间隔，并且按调整后的输入间隔对输入至自适应滤波器的信道特性估计值进行自适应均衡化。

采用该配置，在无需增加抽头数的情况下提高自适应滤波器分辨率，并且可以提高信道估计精确度。

附图说明

图1是传统的数据信号校正电路的示意图；

图2是一般的自适应滤波器的示意图；

图3A是用以说明通过增加总抽头数来改进滤波器特性的图；

图3B是用以说明通过增加总抽头数来改进滤波器特性的图；

图4是应用了实施例的数据信号校正电路的接收器的示意图；

图5是根据实施例的数据信号校正电路的示意图；

图6A示出导频信号按时间频率网格分散的二维导频图案；

图6B示出基于分散的导频信号的符号恢复插值；

图6C示出符号恢复插值之后的载波恢复插值；

图7A是用以说明根据实施例的数据信号校正电路的基本构思的图；

图7B是用以说明根据实施例的数据信号校正电路的基本构思的图；

图8示出根据实施例的数据信号校正电路中所使用的自适应滤波器的结构；

图9示出数据输入间隔选择表的示例；

图10A示出当改变载波方向上的数据输入间隔时至自适应滤波器的输入数据的选择的示例；

图10B示出当改变载波方向上的数据输入间隔时至自适应滤波器的输入数据的选择的示例；

图10C示出当改变载波方向上的数据输入间隔时至自适应滤波器的输入数据的选择的示例；

图10D示出当改变载波方向上的数据输入间隔时至自适应滤波器的输入数据的选择的示例；以及

图11示出根据实施例的数据信号校正电路中所使用的低通滤波器。

具体实施方式

在实施例中，自适应滤波器处的数据输入间隔根据接收信号的多径延迟量沿着载波频率轴改变。采用该配置，在维持自适应滤波器的抽头数的同时，提高了滤波器分辨率。优选地，根据调整后的自适应滤波器的数据输入间隔来调整在自适应滤波器之后所插入的低通滤波器的截止频率。

图4示出应用了实施例的数据信号校正电路的接收器1的示例。接收器1例如是地面数字广播接收器。在调谐器的信号接收器单元2处将在天线处接收到的OFDM信号下转换成基带信号并且进行模数转换。信号接收器单元2执行信号同步并且确定快速傅立叶变换（FFT）时间窗。

FFT计算器单元3对接收信号进行快速傅立叶变换以将时域信号变换成频域信号。

数据信号校正电路4执行信道估计和均衡化。使用作为连同数据信号一起发送的已知信号的分散导频（SP）信号来进行信道估计。通过使用信道特性估计值对接收数据信号进行复数除法，消除了信道影响并且使接收数据信号均衡化。

解调器单元5根据广播波的调制方案来对均衡化后的信号进行解调。误差校正解码器单元6执行误差校正并且以传输流（TS）格式输出误差校正后的信号。解码器7将TS数据信号解码成视频/音频信号。

图5是图4的接收器中所使用的数据信号校正电路4的示意框图。信号分离器单元11将在FFT计算器单元3处经受了快速傅立叶变换的接收信号分离成导频信号和数据信号。如图6A所示，将分散导频（SP）符号插入数据符号中以按恒定间隔在符号（或时间）方向和载波（或频率）方向上发送。由于导频信号为已知信号，因此通过使用所分离的导频信号进行插值来估计数据符号的信道特性。如图6B所示，符号插值器单元12在符号方向上插入导频符号以进行符号恢复。如图6C所示，载波插值器单元13使用频带与多径延迟量相对应的滤波器来对符号插值后的信号进行载波恢复插值，并且计算数据信号的第一信道特性估计值。

第一数据信号校正处理器单元14将接收数据信号除以第一信道特性估计值以估计发送数据信号。硬判定处理器单元15针对星座对所估计出的发送数据信号进行硬判定。信道特性计算器单元16将接收信号除以硬判定后的发送数据信号以计算硬判定后的信道特性估计值。将硬判定后的信道特性估计值提供至路径检测器单元17和自适应滤波器18。

路径检测器单元17对硬判定后的信道特性估计值进行逆快速傅立叶变换以产生延迟分布并且确定FTT开始位置。路径检测器单元17根据该延迟分布来计算延迟量。将所计算出的延迟量提供至载波插值器单元13、自适应滤波器18和低通滤波器（LPF）19。

作为图5所示的数据信号校正电路4的特征，自适应滤波器18基于路径检测器单元17检测到的延迟量，调整或加宽从信道特性计算器单元16提供的信道特性估计值的沿着载波频率轴（在载波方向上）的输入间隔。参照图7A和图7B来更详细地描述该特征。

在图7A和图7B的示例中，路径检测器单元7检测到的延迟量在符号时间的三分之一（1/3）处或附近。在图7A中，与传统方式相同，将信道特性估计值在载波方向上连续输入至具有特定抽头数的自适应滤波器18。该图案的步长为“1”。该配置可能无法在多径环境下实现充分的滤波器分辨率。

作为对比，在图7B中，当多径延迟量在符号时间的三分之一（1/3）处或附近时，每三个载波将信道特性估计值输入至自适应滤波器18。该图案的步长为“3”。采用该配置，输入带宽增至三倍并且自适应滤波器18的分辨率变为比传统滤波器高三倍。由于从更宽的频带中滤出相同数量的载波信息项，因此可以在无需增加抽头数的情况下获得陡峭的截止特性。增加了数据信号的信道特性估计精确度并且提高了信号接收性能。

图8是自适应滤波器18的示意图。自适应滤波器18具有数据输入间隔选择器31、乘法器32₁至32_2α、加法器33、加法器34和系数更新处理器单元35。数据输入间隔选择器31接收路径检测器单元17计算出的延迟量。数据输入间隔选择器31具有数据输入间隔选择表39，并且根据从路径检测器单元17提供的延迟量来选择适当的数据输入间隔（即，步长）。

图9示出数据输入间隔选择表39的示例。数据输入间隔选择表39描述延迟量、数据输入间隔（步长）K和后级的低通滤波器的截止频率之间的对应关系。

例如，在延迟量“δ”等于或大于符号时间的一半（1/2）的情况下，延迟量大，并且相应地，将输入数据项连续地按原样分配给各个抽头（步长K=1）。图10A示出步长为“1”时的连续数据输入。另一方面，在多径延迟量小的情况下，即使在载波方向上在一定程度上对信道特性估计值进行疏化（thin out），对自适应均衡化的影响也小，相反，宽带滤波效果变得显著。

当延迟量等于或大于符号时间的1/3且小于符号时间的1/2时，将数据输入间隔K设置为2（K=2）。在这种情况下，如图10B所示，每隔一个载波将数据项（信道特性估计值）输入至自适应滤波器18。如果延迟量等于或大于符号时间的1/4且小于符号时间的1/3，则将数据输入间隔K设置为3（K=3），并且如图10C所示，每三个载波将数据项输入至自适应滤波器18。图10C的处理与图7B所示的处理相对应。如果延迟量等于或大于符号时间的1/5且小于符号时间的1/4，则将数据输入间隔K设置为4（K=4），并且如图10D所示，每四个载波将数据项输入至自适应滤波器18。这样，可以在无需改变抽头数的情况下实现如同增加抽头数那样的宽带效果。

自适应滤波器18知道延迟量与数据输入间隔K之间的关系就足够了。因此，数据输入间隔选择表39可以仅描述延迟量与数据输入间隔K之间的关系，同时可以省略延迟量与LPF截止频率之间的关系。

返回到图8，一旦选择了表示数据输入间隔或步长的K值，则确定要输入至抽头的载波编号。假定基准信号（期望信号）的载波编号为n、滤波器阶数为2×α、并且数据输入间隔为K，则抽头的中心的右侧所使用的β值为舍去小数点之后所得的K/2（β=K/2）。抽头的中心的左侧所使用的β’值为K-β。如果在无需进行疏化的情况下K等于1（K=1），则这两者β和β’均为0（β=β’=0）。

在如图10B所示、每隔一个载波输入估计值的情况下，将K设置为2（K=2），并且β=2/2=1且β’=2-1=1。因此，要输入至自适应滤波器18的估计值的载波编号为H(n-(2α-1))、…、H(n-1)、H(n+1)、…、H(n+(2α-1))。

在如图10C所示、每三个载波输入估计值的情况下，K等于作为奇数的3（K=3）。在这种情况下，β=3/2=1，β’=3-1=2。因此，输入至自适应滤波器18的估计值的载波编号为H(n-(3α-2))、…、H(n-1)、H(n+1)、…、H(n+(3α-1))。

各乘法器32₁至32_2α将所输入的载波编号的信道特性估计值乘以对应的抽头系数。在加法器33处将所有的相乘结果相加到一起。相加结果为自适应滤波器18的输出，其中该输出表示针对载波编号“n”的自适应均衡化后的信道特性估计值。还将加法器33的相加结果提供至加法器34。

加法器34计算相加结果与期望信号d(n)=H(n)之间的差（误差）并且将该误差提供至系数更新处理器单元35。系数更新处理器单元35还在其输入端子处接收相乘前的信道特性估计值，并且基于该信道特性估计值和误差、使用任意算法来更新抽头系数矢量。在图8的示例中，使用最小均方（LMS）方法来更新抽头系数；然而，可以使用任何适当的算法。

图11是布置在自适应滤波器18之后的低通滤波器19的示意图。低通滤波器19具有滤波器系数选择器单元41、延迟元件42₁至42_n、乘法器43₁至43_n+1和加法器44₁至44_n。

自适应滤波器18的输出连接至低通滤波器19的输入。滤波器系数选择器单元41接收路径检测器单元17检测到的延迟量，并且根据该延迟量选择一组滤波器系数。滤波器系数选择器单元41具有与图9所示的数据输入间隔选择表39相同的表。替选地，在滤波器系数选择器单元41中可以使用数据输入间隔选择表39的描述延迟量与LPF截止频率之间的对应关系的一部分。例如，在多径延迟量等于或大于符号时间的二分之一（1/2）的情况下，由于在无需跳过的情况下在载波方向上连续地输入信道特性估计值，因此不进行低通滤波。

在数据输入间隔在多径延迟量小的载波方向上变宽的情况下，根据采样定理在位置（1符号）/（数据输入间隔K）处出现折回（fold-back）。在这种情况下，选择低通滤波器19的滤波器系数，以使得比符号频率的1/K高的频率截止。

当延迟量等于或大于符号时间的1/3且小于符号时间的1/2时，每隔一个载波（K=2）将信道特性估计值输入至自适应滤波器18。在这种情况下，选择低通滤波器19的滤波器系数以使比1/2符号频率高的频率截止。

当延迟量等于或大于符号时间的1/4且小于符号时间的1/3时，每三个载波（K=3）将信道特性估计值输入至自适应滤波器18。在这种情况下，选择低通滤波器19的滤波器系数以使比1/3符号频率高的频率截止。

在乘法器43₁处将输入数据项（即，自适应均衡化后的信道特性估计值）乘以滤波器系数选择器单元41所选择的第一滤波器系数。在延迟元件42₁至42_n处顺序地延迟输入数据项，并且在乘法器42₂至42_n+1中的相应一个乘法器处将延迟后的数据项中的每一个乘以滤波器系数。在加法器44₁至44_n处将相乘结果累计相加，并且从低通滤波器19输出累计值。低通滤波器19的输出连接至第二数据信号校正处理器单元20（图5）的输入。

第二数据信号校正处理器单元20将接收数据信号除以从低通滤波器19输出的信道特性估计值以估计发送数据信号。第二数据信号校正处理器单元20计算出的发送数据信号变为数据信号校正电路4的输出并且被提供至解调器单元5（图4)。

在本实施例中，数据信号校正电路4根据多径延迟量来使自适应均衡化所用的数据输入间隔（或载波间隔）变宽。采用该配置，在无需增加自适应滤波器的抽头数的情况下提高了信道估计精确度。

如果在上述实施例中将可接收的多径延迟量限制为小于符号时间的1/3，则可以将表示数据输入间隔的K值固定为3（K=3），并且可以将抽头数缩减为可以实现与传统技术相同的自适应均衡化特性的数量。在这种情况下，可以在缩减电路大小的同时维持传统的滤波器分辨率。

尽管已详细说明了本发明的实施例，但应当理解，在不背离本发明的精神和范围的情况下可以对本发明进行各种改变、替换和变更。

Claims (18)

1.一种数据信号校正电路，包括：

信道特性计算器单元，用于基于导频信号来计算接收数据信号的信道特性估计值；

路径检测器单元，用于基于所计算出的信道特性估计值来确定所述接收数据信号的多径传播延迟量；以及

自适应滤波器，用于接收所述延迟量和所述信道特性估计值作为输入项，并且根据所述延迟量来设置所述信道特性估计值的沿着载波频率轴的输入间隔，以按所设置的输入间隔对输入至所述自适应滤波器的所述信道特性估计值进行自适应均衡化。

2.根据权利要求1所述的数据信号校正电路，还包括：

低通滤波器，被布置在所述自适应滤波器之后，

其中，所述低通滤波器用于接收来自所述自适应滤波器的输出和所述延迟量作为输入项，并且根据所述延迟量来改变截止频率。

3.根据权利要求1所述的数据信号校正电路，其中，所述自适应滤波器包括描述所述延迟量与所述输入间隔之间的对应关系的表。

4.根据权利要求2所述的数据信号校正电路，其中，所述低通滤波器包括描述所述延迟量与所述截止频率之间的对应关系的表。

5.根据权利要求1所述的数据信号校正电路，其中，当所述延迟量等于或高于第一水平时，所述自适应滤波器不改变所述输入间隔，以及其中，当所述延迟量低于所述第一水平时，所述自适应滤波器每K个载波输入所述信道特性估计值，其中K是等于或大于2的整数。

6.根据权利要求2所述的数据信号校正电路，其中，当所述延迟量等于或高于第二水平时，所述低通滤波器不进行频率截止，以及其中，当所述延迟量低于所述第二水平时，所述低通滤波器以根据所述延迟量所选择的截止频率来进行频率截止。

7.一种接收器，包括：

信号接收器单元；

数据信号校正电路，用于对在所述信号接收器单元处接收到的数据信号进行信道校正，所述数据信号校正电路包括：

信道特性计算器单元，用于基于导频信号来计算接收数据信号的信道特性估计值，

路径检测器单元，用于基于所计算出的信道特性估计值来确定所述接收数据信号的多径传播延迟量，以及

自适应滤波器，用于接收所述延迟量和所述信道特性估计值作为输入项，并且根据所述延迟量来设置所述信道特性估计值的沿着载波频率轴的输入间隔，以按所设置的输入间隔对输入至所述自适应滤波器的所述信道特性估计值进行自适应均衡化；以及

调制器和解码器单元，用于对信道校正后的数据信号进行调制和解码以输出视频信号和音频信号中的至少一个。

8.根据权利要求7所述的接收器，其中，所述数据信号校正电路还包括：

低通滤波器，被布置在所述自适应滤波器之后，

其中，所述低通滤波器用于接收来自所述自适应滤波器的输出和所述延迟量作为输入项，并且根据所述延迟量来改变截止频率。

9.根据权利要求7所述的接收器，其中，所述自适应滤波器包括描述所述延迟量与所述输入间隔之间的对应关系的表。

10.根据权利要求8所述的接收器，其中，所述低通滤波器包括描述所述延迟量与所述截止频率之间的对应关系的表。

11.根据权利要求7所述的接收器，其中，当所述延迟量等于或高于第一水平时，所述自适应滤波器不改变所述输入间隔，以及其中，当所述延迟量低于所述第一水平时，所述自适应滤波器每K个载波输入所述信道特性估计值，其中K是等于或大于2的整数。

12.根据权利要求8所述的接收器，其中，当所述延迟量等于或高于第二水平时，所述低通滤波器不进行频率截止，以及其中，当所述延迟量低于所述第二水平时，所述低通滤波器以根据所述延迟量所选择的截止频率来进行频率截止。

13.一种数据信号校正方法，包括：

在接收器处基于导频信号来计算接收数据信号的信道特性估计值；

基于所计算出的信道特性估计值来确定所述接收数据信号的多径传播延迟量；以及

通过根据所述延迟量设置所述信道特性估计值的沿着载波频率轴的输入间隔，来对所计算出的信道特性估计值进行自适应均衡化。

14.根据权利要求13所述的数据信号校正方法，还包括：

根据所述延迟量选择截止频率；以及

以所选择的截止频率对自适应均衡化后的信道特性估计值进行滤波。

15.根据权利要求13所述的数据信号校正方法，还包括：

在所述进行自适应均衡化之前，将所述延迟量与所述输入间隔之间的对应关系存储在存储器中。

16.根据权利要求14所述的数据信号校正方法，还包括：

在所述进行自适应均衡化之前，将所述延迟量与所述截止频率之间的对应关系存储在存储器中。

17.根据权利要求13所述的数据信号校正方法，其中，当所述延迟量等于或高于第一水平时，不改变所述输入间隔，以及其中，当所述延迟量低于所述第一水平时，每K个载波输入所述信道特性估计值，其中K是等于或大于2的整数。

18.根据权利要求14所述的数据信号校正方法，其中，当所述延迟量等于或高于第二水平时，针对滤波不进行频率截止，以及其中，当所述延迟量低于所述第二水平时，以所选择的截止频率来进行频率截止。