JP2772286B2 - 直交周波数分割多重信号復調装置 - Google Patents
直交周波数分割多重信号復調装置Info
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- JP2772286B2 JP2772286B2 JP8231005A JP23100596A JP2772286B2 JP 2772286 B2 JP2772286 B2 JP 2772286B2 JP 8231005 A JP8231005 A JP 8231005A JP 23100596 A JP23100596 A JP 23100596A JP 2772286 B2 JP2772286 B2 JP 2772286B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重信号復調装置に関し、より特定的には、受信側におけ
る伝送路特性の補正に関する。
重信号復調装置に関し、より特定的には、受信側におけ
る伝送路特性の補正に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動体向けのデジタル音声放送
や、地上系のデジタルテレビジョン放送において、直交
周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（Orthogonal Freque
ncy Division Multiplex））伝送方式が注目されてい
る。
や、地上系のデジタルテレビジョン放送において、直交
周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（Orthogonal Freque
ncy Division Multiplex））伝送方式が注目されてい
る。
【０００３】ＯＦＤＭは、伝送するデジタルデータで、
互いに直交する多数のサブキャリアを変調し、それらの
変調波を多重して伝送する方式である。そして、使用す
るサブキャリアの数が数百〜数千と多くなると、各々の
変調波のシンボル周期は極めて長くなるため、マルチパ
ス干渉の影響を受けにくいという特徴を有している。
互いに直交する多数のサブキャリアを変調し、それらの
変調波を多重して伝送する方式である。そして、使用す
るサブキャリアの数が数百〜数千と多くなると、各々の
変調波のシンボル周期は極めて長くなるため、マルチパ
ス干渉の影響を受けにくいという特徴を有している。
【０００４】以下、ＯＦＤＭ伝送方式の原理について、
図７から図８を参照して説明する。図７は、ＯＦＤＭ伝
送方式の原理的な構成を示すブロック図である。図７に
おいて、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印
は実数信号を表わす。
図７から図８を参照して説明する。図７は、ＯＦＤＭ伝
送方式の原理的な構成を示すブロック図である。図７に
おいて、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印
は実数信号を表わす。
【０００５】まず、ＯＦＤＭ変調装置６１において、フ
ーリエ逆変換回路７１は、１シンボル分の送信データを
周波数領域の信号とみなし、フーリエ逆変換することに
より、有効シンボル期間信号を生成する。
ーリエ逆変換回路７１は、１シンボル分の送信データを
周波数領域の信号とみなし、フーリエ逆変換することに
より、有効シンボル期間信号を生成する。
【０００６】ガード期間付加回路７２は、各シンボル毎
に有効シンボル期間信号の後部をコピーし、ガード期間
信号として有効シンボル期間信号の前に付加することに
より、基底帯域（以下、ベースバンド）のＯＦＤＭ信号
を生成する。
に有効シンボル期間信号の後部をコピーし、ガード期間
信号として有効シンボル期間信号の前に付加することに
より、基底帯域（以下、ベースバンド）のＯＦＤＭ信号
を生成する。
【０００７】ベースバンドＯＦＤＭ信号波形例及びガー
ド期間付加の様子を図８に示す。このガード期間の存在
により、ガード期間長以下の遅延時間を有する遅延波に
対してはシンボル間干渉が発生しないため、マルチパス
干渉への耐性がさらに強められる。
ド期間付加の様子を図８に示す。このガード期間の存在
により、ガード期間長以下の遅延時間を有する遅延波に
対してはシンボル間干渉が発生しないため、マルチパス
干渉への耐性がさらに強められる。
【０００８】直交変調回路７３は、ベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号の実部と虚部で、互いに直交する二つのキャリア
を変調した後、加え合わせることにより、中間周波数
（以下、ＩＦ（Intermediate Frequency ））帯域の信
号に周波数変換する。
Ｍ信号の実部と虚部で、互いに直交する二つのキャリア
を変調した後、加え合わせることにより、中間周波数
（以下、ＩＦ（Intermediate Frequency ））帯域の信
号に周波数変換する。
【０００９】アップコンバータ６２は、ＩＦ帯域信号を
無線周波数（以下、ＲＦ（Radio Frequency ））帯域信
号に周波数変換し出力する。チューナ６４は、伝送路６
３を経由して受信されたＲＦ帯域信号をＩＦ帯域信号に
周波数変換し、ＯＦＤＭ復調装置６５に出力する。
無線周波数（以下、ＲＦ（Radio Frequency ））帯域信
号に周波数変換し出力する。チューナ６４は、伝送路６
３を経由して受信されたＲＦ帯域信号をＩＦ帯域信号に
周波数変換し、ＯＦＤＭ復調装置６５に出力する。
【００１０】ＯＦＤＭ復調装置６５において、直交復調
回路８１は、ＩＦ帯域信号を互いに直交する二つのキャ
リアを用いてベースバンドＯＦＤＭ信号に復調する。ガ
ード期間除去回路８２は、ベースバンドＯＦＤＭ信号か
ら、送信側で付加されたガード期間を除去し、有効シン
ボル期間信号を抽出する。フーリエ変換回路８３は、有
効シンボル期間信号を時間領域の信号とみなし、フーリ
エ変換したものを受信データとして出力する。
回路８１は、ＩＦ帯域信号を互いに直交する二つのキャ
リアを用いてベースバンドＯＦＤＭ信号に復調する。ガ
ード期間除去回路８２は、ベースバンドＯＦＤＭ信号か
ら、送信側で付加されたガード期間を除去し、有効シン
ボル期間信号を抽出する。フーリエ変換回路８３は、有
効シンボル期間信号を時間領域の信号とみなし、フーリ
エ変換したものを受信データとして出力する。
【００１１】しかしながら、このような原理的な構成で
は、伝送路においてマルチパス干渉が発生した場合、遅
延波の遅延時間がガード期間長以下であればシンボル間
干渉は発生しないが、各サブキャリアの振幅及び位相は
歪みを受けるため、正確にデータを復調することができ
なくなる。
は、伝送路においてマルチパス干渉が発生した場合、遅
延波の遅延時間がガード期間長以下であればシンボル間
干渉は発生しないが、各サブキャリアの振幅及び位相は
歪みを受けるため、正確にデータを復調することができ
なくなる。
【００１２】そこで、従来から、送信側で伝送信号中に
パイロット信号を挿入し、受信側でそれを用いて伝送路
において受けた歪みを補正し、正確にデータを復調する
手法が開示されている（例えば、アイ・イー・イー・コ
ンファレンス・パブリケイション ４１３ 第１２２頁
から第１２８頁（IEE Conf . Publ. No.413 P.122-1
28 1995））。以下、そのようなＯＦＤＭ伝送方式及び
従来のＯＦＤＭ復調装置の構成及び動作について、図９
から図１０を参照して説明する。
パイロット信号を挿入し、受信側でそれを用いて伝送路
において受けた歪みを補正し、正確にデータを復調する
手法が開示されている（例えば、アイ・イー・イー・コ
ンファレンス・パブリケイション ４１３ 第１２２頁
から第１２８頁（IEE Conf . Publ. No.413 P.122-1
28 1995））。以下、そのようなＯＦＤＭ伝送方式及び
従来のＯＦＤＭ復調装置の構成及び動作について、図９
から図１０を参照して説明する。
【００１３】図９は、伝送信号内におけるパイロット信
号配置の一例を示す模式図である。図９において、横軸
は周波数、縦軸は時間を表わし、黒丸はパイロット信号
を伝送するサブキャリア、白丸はデータを伝送するサブ
キャリアを表わす。また、インデックスｋはサブキャリ
アの番号、インデックスｎはシンボルの番号を表わす。
この例では、以下の（１）式を満たすインデックスｋ＝
ｋｐのサブキャリアにパイロット信号を配置している。
号配置の一例を示す模式図である。図９において、横軸
は周波数、縦軸は時間を表わし、黒丸はパイロット信号
を伝送するサブキャリア、白丸はデータを伝送するサブ
キャリアを表わす。また、インデックスｋはサブキャリ
アの番号、インデックスｎはシンボルの番号を表わす。
この例では、以下の（１）式を満たすインデックスｋ＝
ｋｐのサブキャリアにパイロット信号を配置している。
【００１４】
【数１】 （１）式において、ｐは任意の非負整数である。ここで
パイロット信号は、振幅及び位相が受信側で既知であれ
ばよく、全てのパイロット信号が同一である必要はな
い。
パイロット信号は、振幅及び位相が受信側で既知であれ
ばよく、全てのパイロット信号が同一である必要はな
い。
【００１５】以下では、第ｎ番目のシンボルの第ｋ番目
のサブキャリアで伝送される信号をｘ（ｎ，ｋ）、これ
に対する伝送路の特性をＨ（ｎ，ｋ）、雑音をｎ（ｎ，
ｋ）、受信信号をｙ（ｎ，ｋ）と表わす。このときこれ
らの間には、次の（２）式の関係が成立する。
のサブキャリアで伝送される信号をｘ（ｎ，ｋ）、これ
に対する伝送路の特性をＨ（ｎ，ｋ）、雑音をｎ（ｎ，
ｋ）、受信信号をｙ（ｎ，ｋ）と表わす。このときこれ
らの間には、次の（２）式の関係が成立する。
【００１６】
【数２】
【００１７】図１０は、従来のＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。図１０において、太線の矢印
は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わ
す。図１０において、直交復調回路１は、互いに直交す
る二つのキャリアを用いて、図示されていないチューナ
によって周波数変換されたＩＦ帯域信号を、ベースバン
ドＯＦＤＭ信号に復調する。ガード期間除去回路２は、
ベースバンドＯＦＤＭ信号から送信側で付加されたガー
ド期間を除去し、有効シンボル期間信号を抽出する。フ
ーリエ変換回路３は、有効シンボル期間信号を時間領域
の信号とみなし、フーリエ変換したものを受信信号とし
て出力する。
を示すブロック図である。図１０において、太線の矢印
は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わ
す。図１０において、直交復調回路１は、互いに直交す
る二つのキャリアを用いて、図示されていないチューナ
によって周波数変換されたＩＦ帯域信号を、ベースバン
ドＯＦＤＭ信号に復調する。ガード期間除去回路２は、
ベースバンドＯＦＤＭ信号から送信側で付加されたガー
ド期間を除去し、有効シンボル期間信号を抽出する。フ
ーリエ変換回路３は、有効シンボル期間信号を時間領域
の信号とみなし、フーリエ変換したものを受信信号とし
て出力する。
【００１８】パイロット発生回路４は、フーリエ変換回
路３が（１）式を満たすインデックスｋ＝ｋｐのサブキ
ャリアに相当する信号ｙｐ（ｎ，ｋｐ）を出力するのに
タイミングを合わせて、パイロット信号ｘｐ（ｎ，ｋ
ｐ）を発生する。除算器５は、ｙｐ（ｎ，ｋｐ）をｘｐ
（ｎ，ｋｐ）で割ることにより、受信側で推定される伝
送路特性Ｈｐ’（ｎ，ｋｐ）を算出する。このときＨ
ｐ’（ｎ，ｋｐ）は以下の（３）式のように表わされ
る。
路３が（１）式を満たすインデックスｋ＝ｋｐのサブキ
ャリアに相当する信号ｙｐ（ｎ，ｋｐ）を出力するのに
タイミングを合わせて、パイロット信号ｘｐ（ｎ，ｋ
ｐ）を発生する。除算器５は、ｙｐ（ｎ，ｋｐ）をｘｐ
（ｎ，ｋｐ）で割ることにより、受信側で推定される伝
送路特性Ｈｐ’（ｎ，ｋｐ）を算出する。このときＨ
ｐ’（ｎ，ｋｐ）は以下の（３）式のように表わされ
る。
【００１９】
【数３】
【００２０】シンボルフィルタ６及びサブキャリアフィ
ルタ７は、それぞれシンボル方向及びサブキャリア方向
にフィルタリング処理を施すことにより、パイロット信
号が伝送されているサブキャリア（図９の黒丸）に対し
てのみ算出されたＨｐ’（ｎ，ｋｐ）を内挿し、全キャ
リアに対する伝送路特性Ｈ’（ｎ，ｋ）を求める。除算
器８は受信信号ｙ（ｎ，ｋ）を伝送路特性Ｈ’（ｎ，
ｋ）で割ることにより、伝送路における影響を補正した
復調信号ｘ’（ｎ，ｋ）を求め出力する。
ルタ７は、それぞれシンボル方向及びサブキャリア方向
にフィルタリング処理を施すことにより、パイロット信
号が伝送されているサブキャリア（図９の黒丸）に対し
てのみ算出されたＨｐ’（ｎ，ｋｐ）を内挿し、全キャ
リアに対する伝送路特性Ｈ’（ｎ，ｋ）を求める。除算
器８は受信信号ｙ（ｎ，ｋ）を伝送路特性Ｈ’（ｎ，
ｋ）で割ることにより、伝送路における影響を補正した
復調信号ｘ’（ｎ，ｋ）を求め出力する。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】前述のような従来の手
法では、受信パイロット信号ｙｐ（ｎ，ｋｐ）をもとに
推定した伝送路特性Ｈｐ’（ｎ，ｋｐ）を内挿して得ら
れる伝送路特性Ｈ’（ｎ，ｋ）により、伝送路特性によ
る影響を補正している。しかしながら、Ｈｐ’（ｎ，
ｋ）は（３）式からも明らかなように、雑音ｎｐ（ｎ，
ｋｐ）による分だけ実際の伝送路特性Ｈｐ（ｎ，ｋｐ）
とは異なる。したがって、それから算出される復調信号
ｘ’（ｎ，ｋ）には、受信信号ｙ（ｎ，ｋ）に含まれる
本来の雑音成分ｎ（ｎ，ｋ）に、伝送路特性の推定誤差
による雑音成分が重畳されるため、耐雑音性が劣化す
る。
法では、受信パイロット信号ｙｐ（ｎ，ｋｐ）をもとに
推定した伝送路特性Ｈｐ’（ｎ，ｋｐ）を内挿して得ら
れる伝送路特性Ｈ’（ｎ，ｋ）により、伝送路特性によ
る影響を補正している。しかしながら、Ｈｐ’（ｎ，
ｋ）は（３）式からも明らかなように、雑音ｎｐ（ｎ，
ｋｐ）による分だけ実際の伝送路特性Ｈｐ（ｎ，ｋｐ）
とは異なる。したがって、それから算出される復調信号
ｘ’（ｎ，ｋ）には、受信信号ｙ（ｎ，ｋ）に含まれる
本来の雑音成分ｎ（ｎ，ｋ）に、伝送路特性の推定誤差
による雑音成分が重畳されるため、耐雑音性が劣化す
る。
【００２２】そこで本発明は、伝送路におけるマルチパ
ス干渉の影響による歪を補正すると共に、伝送路特性の
時間変動にも追従し、なおかつ耐雑音性に優れるＯＦＤ
Ｍ復調装置を提供することを目的とする。
ス干渉の影響による歪を補正すると共に、伝送路特性の
時間変動にも追従し、なおかつ耐雑音性に優れるＯＦＤ
Ｍ復調装置を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、以下のように構成
される。 （１）伝送に使用するサブキャリアのうち所定のサブキ
ャリアを用いてパイロット信号を伝送する直交周波数分
割多重信号を復調する復調装置であって、前記直交周波
数分割多重信号をフーリエ変換することにより、多重伝
送された信号を復元するフーリエ変換回路と、前記フー
リエ変換回路の出力と同期して、パイロット信号を発生
するパイロット発生回路と、前記フーリエ変換回路の出
力を前記パイロット発生回路の出力で除算することによ
り、パイロット信号の伝送に用いたサブキャリアに対す
る伝送路特性を算出する第１の除算器と、受信信号に含
まれる遅延波成分の最大遅延時間を算出する遅延時間算
出回路と、前記遅延時間算出回路の出力に基づいて、サ
ブキャリア方向の通過帯域を制御し、前記第１の除算器
の出力から必要な成分のみを抽出すると共に、全サブキ
ャリアに対する伝送路特性を算出する帯域可変サブキャ
リアフィルタと、前記フーリエ変換回路の出力を前記帯
域可変サブキャリアフィルタの出力で除算することによ
り、復調信号を出力する第２の除算器とを具備して構成
される。
に本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、以下のように構成
される。 （１）伝送に使用するサブキャリアのうち所定のサブキ
ャリアを用いてパイロット信号を伝送する直交周波数分
割多重信号を復調する復調装置であって、前記直交周波
数分割多重信号をフーリエ変換することにより、多重伝
送された信号を復元するフーリエ変換回路と、前記フー
リエ変換回路の出力と同期して、パイロット信号を発生
するパイロット発生回路と、前記フーリエ変換回路の出
力を前記パイロット発生回路の出力で除算することによ
り、パイロット信号の伝送に用いたサブキャリアに対す
る伝送路特性を算出する第１の除算器と、受信信号に含
まれる遅延波成分の最大遅延時間を算出する遅延時間算
出回路と、前記遅延時間算出回路の出力に基づいて、サ
ブキャリア方向の通過帯域を制御し、前記第１の除算器
の出力から必要な成分のみを抽出すると共に、全サブキ
ャリアに対する伝送路特性を算出する帯域可変サブキャ
リアフィルタと、前記フーリエ変換回路の出力を前記帯
域可変サブキャリアフィルタの出力で除算することによ
り、復調信号を出力する第２の除算器とを具備して構成
される。
【００２４】（２）伝送に使用するサブキャリアのうち
所定のサブキャリアを用いてパイロット信号を伝送する
直交周波数分割多重信号を復調する復調装置であって、
前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換することに
より、多重伝送された信号を復元するフーリエ変換回路
と、前記フーリエ変換回路の出力と同期して、パイロッ
ト信号を発生するパイロット発生回路と、前記フーリエ
変換回路の出力を前記パイロット発生回路の出力で除算
することにより、パイロット信号の伝送に用いたサブキ
ャリアに対する伝送路特性を算出する第１の除算器と、
伝送路特性の時間変動の大きさを算出するドップラー周
波数算出回路と、前記ドップラー周波数算出回路の出力
に基づいて、シンボル方向の通過帯域を制御し、前記第
１の除算器の出力から必要な成分のみを抽出すると共
に、全サブキャリアに対する伝送路特性を算出する帯域
可変シンボルフィルタと、前記フーリエ変換回路の出力
を前記帯域可変シンボルフィルタの出力で除算すること
により、復調信号を出力する第２の除算器とを具備して
構成される。
所定のサブキャリアを用いてパイロット信号を伝送する
直交周波数分割多重信号を復調する復調装置であって、
前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換することに
より、多重伝送された信号を復元するフーリエ変換回路
と、前記フーリエ変換回路の出力と同期して、パイロッ
ト信号を発生するパイロット発生回路と、前記フーリエ
変換回路の出力を前記パイロット発生回路の出力で除算
することにより、パイロット信号の伝送に用いたサブキ
ャリアに対する伝送路特性を算出する第１の除算器と、
伝送路特性の時間変動の大きさを算出するドップラー周
波数算出回路と、前記ドップラー周波数算出回路の出力
に基づいて、シンボル方向の通過帯域を制御し、前記第
１の除算器の出力から必要な成分のみを抽出すると共
に、全サブキャリアに対する伝送路特性を算出する帯域
可変シンボルフィルタと、前記フーリエ変換回路の出力
を前記帯域可変シンボルフィルタの出力で除算すること
により、復調信号を出力する第２の除算器とを具備して
構成される。
【００２５】（３）伝送に使用するサブキャリアのうち
所定のサブキャリアを用いてパイロット信号を伝送する
直交周波数分割多重信号を復調する復調装置であって、
前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換することに
より、多重伝送された信号を復元するフーリエ変換回路
と、前記フーリエ変換回路の出力と同期して、パイロッ
ト信号を発生するパイロット発生回路と、前記フーリエ
変換回路の出力を前記パイロット発生回路の出力で除算
することにより、パイロット信号の伝送に用いたサブキ
ャリアに対する伝送路特性を算出する第１の除算器と、
受信信号に含まれる遅延波成分の最大遅延時間を算出す
る遅延時間算出回路と、伝送路特性の時間変動の大きさ
を算出するドップラー周波数算出回路と、前記遅延時間
算出回路及び前記ドップラー周波数算出回路の出力に基
づいて、サブキャリア方向及びシンボル方向の通過帯域
を制御し、前記第１の除算器の出力から必要な成分のみ
を抽出すると共に、全サブキャリアに対する伝送路特性
を算出する帯域可変２次元フィルタと、前記フーリエ変
換回路の出力を前記帯域可変２次元フィルタの出力で除
算することにより、復調信号を出力する第２の除算器と
を具備して構成される。
所定のサブキャリアを用いてパイロット信号を伝送する
直交周波数分割多重信号を復調する復調装置であって、
前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換することに
より、多重伝送された信号を復元するフーリエ変換回路
と、前記フーリエ変換回路の出力と同期して、パイロッ
ト信号を発生するパイロット発生回路と、前記フーリエ
変換回路の出力を前記パイロット発生回路の出力で除算
することにより、パイロット信号の伝送に用いたサブキ
ャリアに対する伝送路特性を算出する第１の除算器と、
受信信号に含まれる遅延波成分の最大遅延時間を算出す
る遅延時間算出回路と、伝送路特性の時間変動の大きさ
を算出するドップラー周波数算出回路と、前記遅延時間
算出回路及び前記ドップラー周波数算出回路の出力に基
づいて、サブキャリア方向及びシンボル方向の通過帯域
を制御し、前記第１の除算器の出力から必要な成分のみ
を抽出すると共に、全サブキャリアに対する伝送路特性
を算出する帯域可変２次元フィルタと、前記フーリエ変
換回路の出力を前記帯域可変２次元フィルタの出力で除
算することにより、復調信号を出力する第２の除算器と
を具備して構成される。
【００２６】（４）（３）の構成にあっては、前記帯域
可変２次元フィルタは、前記ドップラー周波数算出回路
の出力に基づいて、シンボル方向の通過帯域を制御する
帯域可変シンボルフィルタと、前記遅延時間算出回路の
出力に基づいて、サブキャリア方向の通過帯域を制御す
る帯域可変サブキャリアフィルタとを備える構成とす
る。
可変２次元フィルタは、前記ドップラー周波数算出回路
の出力に基づいて、シンボル方向の通過帯域を制御する
帯域可変シンボルフィルタと、前記遅延時間算出回路の
出力に基づいて、サブキャリア方向の通過帯域を制御す
る帯域可変サブキャリアフィルタとを備える構成とす
る。
【００２７】（５）（１）から（４）のいずれかの構成
にあっては、さらに、前記第２の除算器の出力を所定の
しきい値で判定する判定回路と、前記フーリエ変換回路
の出力と同期して、前記パイロット発生回路の出力と前
記判定回路の出力とを切り替え、前記第１の除算器に供
給するスイッチとを具備する構成とする。
にあっては、さらに、前記第２の除算器の出力を所定の
しきい値で判定する判定回路と、前記フーリエ変換回路
の出力と同期して、前記パイロット発生回路の出力と前
記判定回路の出力とを切り替え、前記第１の除算器に供
給するスイッチとを具備する構成とする。
【００２８】（６）（１）から（５）のいずれかの構成
にあっては、前記遅延時間算出回路は、前記直交周波数
分割多重信号に含まれるガード期間信号と、有効シンボ
ル期間信号との相関を利用して、受信信号に含まれる遅
延波成分の最大遅延時間を算出する構成とする。
にあっては、前記遅延時間算出回路は、前記直交周波数
分割多重信号に含まれるガード期間信号と、有効シンボ
ル期間信号との相関を利用して、受信信号に含まれる遅
延波成分の最大遅延時間を算出する構成とする。
【００２９】（７）（１）から（５）のいずれかの構成
にあっては、前記遅延時間算出回路は、パイロット信号
のサブキャリア方向の変化を検出することにより、受信
信号に含まれる遅延波成分の最大遅延時間を算出する構
成とする。
にあっては、前記遅延時間算出回路は、パイロット信号
のサブキャリア方向の変化を検出することにより、受信
信号に含まれる遅延波成分の最大遅延時間を算出する構
成とする。
【００３０】（８）（１）から（７）のいずれかの構成
にあっては、前記ドップラー周波数算出回路は、本装置
を搭載した物体の移動速度に基づいて、伝送路特性の時
間変動の大きさを算出する構成とする。
にあっては、前記ドップラー周波数算出回路は、本装置
を搭載した物体の移動速度に基づいて、伝送路特性の時
間変動の大きさを算出する構成とする。
【００３１】（９）（１）から（７）のいずれかの構成
にあっては、前記ドップラー周波数算出回路は、パイロ
ット信号のシンボル方向の変化を検出することにより、
伝送路特性の時間変動の大きさを算出する構成とする。
にあっては、前記ドップラー周波数算出回路は、パイロ
ット信号のシンボル方向の変化を検出することにより、
伝送路特性の時間変動の大きさを算出する構成とする。
【００３２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図１から図６を参照して説明する。但し、これらの
図中では、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢
印は実数信号を表わす。また、各構成要素の動作に必要
なクロック等の一般的な制御信号は、説明が繁雑になる
のを防ぐために省略している。さらに以下では、有効シ
ンボル期間をＴｅｓ、ガード期間長をＴｇ、シンボル期
間長をＴｓと表わす。
て、図１から図６を参照して説明する。但し、これらの
図中では、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢
印は実数信号を表わす。また、各構成要素の動作に必要
なクロック等の一般的な制御信号は、説明が繁雑になる
のを防ぐために省略している。さらに以下では、有効シ
ンボル期間をＴｅｓ、ガード期間長をＴｇ、シンボル期
間長をＴｓと表わす。
【００３３】（第１の実施の形態）図１は、本発明の第
１の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成を示す
ブロック図である。
１の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成を示す
ブロック図である。
【００３４】図１において、図示されていないチューナ
によって周波数変換されたＩＦ帯域信号は、直交復調回
路１に供給される。この直交復調回路１の出力は２系統
に分配され、それぞれガード期間除去回路２及び遅延時
間算出回路１０に供給される。
によって周波数変換されたＩＦ帯域信号は、直交復調回
路１に供給される。この直交復調回路１の出力は２系統
に分配され、それぞれガード期間除去回路２及び遅延時
間算出回路１０に供給される。
【００３５】このガード期間除去回路２の出力はフーリ
エ変換回路３に供給され、このフーリエ変換回路３の出
力は２系統に分配され、それぞれ除算器５、８に供給さ
れる。パイロット信号発生回路４の出力は、除算器５に
供給される。除算器５の出力は、帯域可変２次元フィル
タ９に供給される。
エ変換回路３に供給され、このフーリエ変換回路３の出
力は２系統に分配され、それぞれ除算器５、８に供給さ
れる。パイロット信号発生回路４の出力は、除算器５に
供給される。除算器５の出力は、帯域可変２次元フィル
タ９に供給される。
【００３６】一方、速度計１１の出力は、ドップラー周
波数算出回路１２に供給される。このドップラー周波数
算出回路１２の出力は、帯域可変２次元フィルタ９に供
給される。
波数算出回路１２に供給される。このドップラー周波数
算出回路１２の出力は、帯域可変２次元フィルタ９に供
給される。
【００３７】上記遅延時間算出回路１０の出力は、帯域
可変２次元フィルタ９に供給される。帯域可変２次元フ
ィルタ９の出力は、除算器８に供給される。この除算器
８の出力は、復調信号として外部に出力される。
可変２次元フィルタ９に供給される。帯域可変２次元フ
ィルタ９の出力は、除算器８に供給される。この除算器
８の出力は、復調信号として外部に出力される。
【００３８】図２は、図１における帯域可変２次元フィ
ルタ９の内部構成を示すブロック図である。図２におい
て、帯域可変２次元フィルタ９の外部からの第１の入力
（ドップラー周波数算出回路１２の出力）は、帯域可変
シンボルフィルタ２１に供給される。帯域可変２次元フ
ィルタ９の外部からの第２の入力（除算器５の出力）
は、帯域可変シンボルフィルタ２１に供給される。帯域
可変シンボルフィルタ２１の出力は、帯域可変サブキャ
リアフィルタ２２に供給される。
ルタ９の内部構成を示すブロック図である。図２におい
て、帯域可変２次元フィルタ９の外部からの第１の入力
（ドップラー周波数算出回路１２の出力）は、帯域可変
シンボルフィルタ２１に供給される。帯域可変２次元フ
ィルタ９の外部からの第２の入力（除算器５の出力）
は、帯域可変シンボルフィルタ２１に供給される。帯域
可変シンボルフィルタ２１の出力は、帯域可変サブキャ
リアフィルタ２２に供給される。
【００３９】帯域可変２次元フィルタ９の外部からの第
３の入力（遅延時間算出回路１０の出力）は、帯域可変
サブキャリアフィルタ２２に供給される。帯域可変サブ
キャリアフィルタ２２の出力は、帯域可変２次元フィル
タ９の出力として外部に出力される。
３の入力（遅延時間算出回路１０の出力）は、帯域可変
サブキャリアフィルタ２２に供給される。帯域可変サブ
キャリアフィルタ２２の出力は、帯域可変２次元フィル
タ９の出力として外部に出力される。
【００４０】帯域可変シンボルフィルタ２１において、
外部からの第１の入力（除算器５の出力）は、減算器３
１に供給される。減算器３１の出力は、係数器３２に供
給される。外部からの第２の入力（ドップラー周波数算
出回路１２の出力）は、係数器３２に供給される。係数
器３２の出力は、加算器３３に供給される。加算器３３
の出力は、１シンボル遅延回路３４に供給され、同時に
帯域可変シンボルフィルタ２１の出力となる。１シンボ
ル遅延回路３４の出力は、減算器３１及び加算器３３に
供給される。
外部からの第１の入力（除算器５の出力）は、減算器３
１に供給される。減算器３１の出力は、係数器３２に供
給される。外部からの第２の入力（ドップラー周波数算
出回路１２の出力）は、係数器３２に供給される。係数
器３２の出力は、加算器３３に供給される。加算器３３
の出力は、１シンボル遅延回路３４に供給され、同時に
帯域可変シンボルフィルタ２１の出力となる。１シンボ
ル遅延回路３４の出力は、減算器３１及び加算器３３に
供給される。
【００４１】帯域可変サブキャリアフィルタ２２におい
て、外部からの第１の入力（帯域可変シンボルフィルタ
２１の出力）は、サブキャリアフィルタ４１，４２，４
３に供給される。サブキャリアフィルタ４１，４２，４
３の出力はいずれもセレクタ４４に供給される。外部か
らの第２の入力（遅延時間算出回路１０の出力）は、セ
レクタ４４に供給される。セレクタ４４の出力は、帯域
可変サブキャリアフィルタ２２の出力となる。
て、外部からの第１の入力（帯域可変シンボルフィルタ
２１の出力）は、サブキャリアフィルタ４１，４２，４
３に供給される。サブキャリアフィルタ４１，４２，４
３の出力はいずれもセレクタ４４に供給される。外部か
らの第２の入力（遅延時間算出回路１０の出力）は、セ
レクタ４４に供給される。セレクタ４４の出力は、帯域
可変サブキャリアフィルタ２２の出力となる。
【００４２】図３は、図１における遅延時間算出回路１
０の内部構成を示すブロック図である。図３において、
遅延時間算出回路１０の外部からの入力（直交復調回路
１の出力）は、１有効シンボル期間遅延回路５１及び乗
算器５３に供給される。１有効シンボル期間遅延回路５
１の出力は、複素共役回路５２に供給される。複素共役
回路５２の出力は、乗算器５３に供給される。乗算器５
３の出力は、係数器５４に供給される。係数器５４の出
力は、加算器５５に供給される。
０の内部構成を示すブロック図である。図３において、
遅延時間算出回路１０の外部からの入力（直交復調回路
１の出力）は、１有効シンボル期間遅延回路５１及び乗
算器５３に供給される。１有効シンボル期間遅延回路５
１の出力は、複素共役回路５２に供給される。複素共役
回路５２の出力は、乗算器５３に供給される。乗算器５
３の出力は、係数器５４に供給される。係数器５４の出
力は、加算器５５に供給される。
【００４３】加算器５５の出力は、１シンボル遅延回路
５６及び絶対値回路５８に供給される。１シンボル遅延
回路５６の出力は、係数器５７供給される。係数器５７
の出力は、加算器５５に供給される。絶対値回路５８の
出力は、判定回路５９供給される。判定回路５９の出力
は、遅延時間算出回路１０の出力となる。
５６及び絶対値回路５８に供給される。１シンボル遅延
回路５６の出力は、係数器５７供給される。係数器５７
の出力は、加算器５５に供給される。絶対値回路５８の
出力は、判定回路５９供給される。判定回路５９の出力
は、遅延時間算出回路１０の出力となる。
【００４４】以上のように構成された図１のＯＦＤＭ復
調装置について、以下、その動作を説明する。図１にお
いて、直交復調回路１は、図示されていないチューナに
よって周波数変換されたＩＦ帯域信号を、互いに直交す
る二つのキャリアを用いて、ベースバンドＯＦＤＭ信号
に復調する。ガード期間除去回路２は、ベースバンドＯ
ＦＤＭ信号から、送信側で付加されたガード期間を除去
し、有効シンボル期間信号を抽出する。フーリエ変換回
路３は、有効シンボル期間信号を時間領域の信号とみな
し、フーリエ変換したものを受信信号として出力する。
調装置について、以下、その動作を説明する。図１にお
いて、直交復調回路１は、図示されていないチューナに
よって周波数変換されたＩＦ帯域信号を、互いに直交す
る二つのキャリアを用いて、ベースバンドＯＦＤＭ信号
に復調する。ガード期間除去回路２は、ベースバンドＯ
ＦＤＭ信号から、送信側で付加されたガード期間を除去
し、有効シンボル期間信号を抽出する。フーリエ変換回
路３は、有効シンボル期間信号を時間領域の信号とみな
し、フーリエ変換したものを受信信号として出力する。
【００４５】パイロット発生回路４は、フーリエ変換回
路３が（１）式を満たすインデックスｋ＝ｋｐのサブキ
ャリアに相当する信号ｙｐ（ｎ，ｋｐ）を出力するのに
タイミングを合わせて、パイロット信号ｘｐ（ｎ，ｋ
ｐ）を発生する。除算器５は、ｙｐ（ｎ，ｋｐ）をｘｐ
（ｎ，ｋｐ）で割ることにより、受信側で推定される伝
送路特性Ｈｐ’（ｎ，ｋｐ）を算出する。
路３が（１）式を満たすインデックスｋ＝ｋｐのサブキ
ャリアに相当する信号ｙｐ（ｎ，ｋｐ）を出力するのに
タイミングを合わせて、パイロット信号ｘｐ（ｎ，ｋ
ｐ）を発生する。除算器５は、ｙｐ（ｎ，ｋｐ）をｘｐ
（ｎ，ｋｐ）で割ることにより、受信側で推定される伝
送路特性Ｈｐ’（ｎ，ｋｐ）を算出する。
【００４６】速度計１１は、本復調装置を移動体に搭載
した場合、移動体の速度ｖを計測する。ドップラー周波
数算出回路１２は、移動体の速度ｖから、（４）式によ
り最大ドップラー周波数ｆｄを算出し、それをもとに後
述の考えに基づいて係数αを発生する。
した場合、移動体の速度ｖを計測する。ドップラー周波
数算出回路１２は、移動体の速度ｖから、（４）式によ
り最大ドップラー周波数ｆｄを算出し、それをもとに後
述の考えに基づいて係数αを発生する。
【００４７】
【数４】 （４）式において、ｃは光速、ｆは伝送に使用する周波
数を表わす。
数を表わす。
【００４８】遅延時間算出回路１０は、ベースバンドＯ
ＦＤＭ信号から、ガード期間の信号と有効シンボル期間
の信号との相関を利用して、マルチパスの遅延時間を算
出し、それに基づいて制御信号Ｓを発生する。
ＦＤＭ信号から、ガード期間の信号と有効シンボル期間
の信号との相関を利用して、マルチパスの遅延時間を算
出し、それに基づいて制御信号Ｓを発生する。
【００４９】帯域可変２次元フィルタ９は、ドップラー
周波数算出回路１２が出力する係数α、及び遅延時間算
出回路１０が出力する制御信号Ｓに基づいて設定された
通過帯域特性を有するシンボル方向及びサブキャリア方
向のフィルタ２１，２２を備え、これらを用いてフィル
タリング処理を施す。これにより、パイロット信号が伝
送されているサブキャリア（図９の黒丸）に対してのみ
算出されたＨｐ’（ｎ，ｋｐ）を内挿し、全キャリアに
対する伝送路特性Ｈ’（ｎ，ｋ）を求める。
周波数算出回路１２が出力する係数α、及び遅延時間算
出回路１０が出力する制御信号Ｓに基づいて設定された
通過帯域特性を有するシンボル方向及びサブキャリア方
向のフィルタ２１，２２を備え、これらを用いてフィル
タリング処理を施す。これにより、パイロット信号が伝
送されているサブキャリア（図９の黒丸）に対してのみ
算出されたＨｐ’（ｎ，ｋｐ）を内挿し、全キャリアに
対する伝送路特性Ｈ’（ｎ，ｋ）を求める。
【００５０】除算器８は受信信号ｙ（ｎ，ｋ）を伝送路
特性Ｈ’（ｎ，ｋ）で割ることにより、伝送路における
影響を補正した復調信号ｘ’（ｎ，ｋ）を求め出力す
る。図２において、帯域可変シンボルフィルタ２１は、
減算器３１、係数器３２、加算器３３、及び１シンボル
遅延回路３４から構成される無限インパルス応答（以
下、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response ））フィル
タであり、係数器の係数αを制御することにより、その
周波数特性を変化させることができる。
特性Ｈ’（ｎ，ｋ）で割ることにより、伝送路における
影響を補正した復調信号ｘ’（ｎ，ｋ）を求め出力す
る。図２において、帯域可変シンボルフィルタ２１は、
減算器３１、係数器３２、加算器３３、及び１シンボル
遅延回路３４から構成される無限インパルス応答（以
下、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response ））フィル
タであり、係数器の係数αを制御することにより、その
周波数特性を変化させることができる。
【００５１】また、帯域可変サブキャリアフィルタ２２
は、異なる通過帯域特性を有するサブキャリアフィルタ
４１〜４３と、制御信号Ｓに基づいてそれらの出力から
１つを選択するセレクタから構成される。サブキャリア
フィルタ４１〜４３は、例えば、異なるタップ係数を有
するサブキャリア方向の有限インパルス応答（以下、Ｆ
ＩＲ（Finite Impule Response））フィルタで実現す
ることができる。
は、異なる通過帯域特性を有するサブキャリアフィルタ
４１〜４３と、制御信号Ｓに基づいてそれらの出力から
１つを選択するセレクタから構成される。サブキャリア
フィルタ４１〜４３は、例えば、異なるタップ係数を有
するサブキャリア方向の有限インパルス応答（以下、Ｆ
ＩＲ（Finite Impule Response））フィルタで実現す
ることができる。
【００５２】ここで、図１における帯域可変２次元フィ
ルタ９の通過帯域特性の設定法について図４を用いて説
明する。図４において、横軸は図９の横軸の周波数とフ
ーリエ変換対の関係にある時間であり、縦軸は図９の縦
軸の時間とフーリエ変換対の関係にある周波数である。
ルタ９の通過帯域特性の設定法について図４を用いて説
明する。図４において、横軸は図９の横軸の周波数とフ
ーリエ変換対の関係にある時間であり、縦軸は図９の縦
軸の時間とフーリエ変換対の関係にある周波数である。
【００５３】前述のように、パイロット信号が伝送され
ているサブキャリア（図９の黒丸）に対してのみ算出さ
れたＨｐ’（ｎ，ｋｐ）を内挿し、全キャリアに対する
伝送路特性Ｈ’（ｎ，ｋ）を求めるためには、パイロッ
ト信号がまばらに配置されていることによって生じる折
り返し成分を除去するようなフィルタリングを行なえば
よい。例えば図９の例では、シンボル方向には１／（４
Ｔｓ）を通過帯域とし、サブキャリア方向にはＴｅｓ／
３を通過帯域とするフィルタがこれに相当する。
ているサブキャリア（図９の黒丸）に対してのみ算出さ
れたＨｐ’（ｎ，ｋｐ）を内挿し、全キャリアに対する
伝送路特性Ｈ’（ｎ，ｋ）を求めるためには、パイロッ
ト信号がまばらに配置されていることによって生じる折
り返し成分を除去するようなフィルタリングを行なえば
よい。例えば図９の例では、シンボル方向には１／（４
Ｔｓ）を通過帯域とし、サブキャリア方向にはＴｅｓ／
３を通過帯域とするフィルタがこれに相当する。
【００５４】しかしながら伝送路特性の帯域を考慮する
と、図４に示すように、シンボル方向には、移動体の速
度から（４）式によって求まる最大ドップラー周波数ｆ
ｄの２倍を通過帯域とし、キャリア方向にはマルチパス
の最大遅延時間δを通過帯域とするフィルタにより内挿
処理を行なえば、伝送路におけるマルチパス干渉の影響
による歪を補正すると共に、伝送路特性の時間変動にも
追従し、なおかつ、通過帯域外の雑音成分を抑圧するこ
とができる。
と、図４に示すように、シンボル方向には、移動体の速
度から（４）式によって求まる最大ドップラー周波数ｆ
ｄの２倍を通過帯域とし、キャリア方向にはマルチパス
の最大遅延時間δを通過帯域とするフィルタにより内挿
処理を行なえば、伝送路におけるマルチパス干渉の影響
による歪を補正すると共に、伝送路特性の時間変動にも
追従し、なおかつ、通過帯域外の雑音成分を抑圧するこ
とができる。
【００５５】そのため、マルチパスの最大遅延時間δ及
びドップラー周波数ｆｄの少なくとも一方が小さい場合
には、フィルタの通過帯域特性が固定されている従来例
に比べ伝送路特性Ｈ’（ｎ，ｋ）の推定誤差を小さくす
ることができるので、復調特性の耐雑音性を改善するこ
とができる。
びドップラー周波数ｆｄの少なくとも一方が小さい場合
には、フィルタの通過帯域特性が固定されている従来例
に比べ伝送路特性Ｈ’（ｎ，ｋ）の推定誤差を小さくす
ることができるので、復調特性の耐雑音性を改善するこ
とができる。
【００５６】次に、図１における遅延時間算出回路１０
の動作について図３及び図５を用いて説明する。図３に
示すように遅延時間算出回路１０は、ベースバンドＯＦ
ＤＭ信号と、その１有効シンボル期間Ｔｅｓだけ遅延さ
れた信号との共役複素乗算、シンボル方向のＩＩＲフィ
ルタ、及び絶対値演算により、それらの信号の相関信号
の絶対値を算出する。
の動作について図３及び図５を用いて説明する。図３に
示すように遅延時間算出回路１０は、ベースバンドＯＦ
ＤＭ信号と、その１有効シンボル期間Ｔｅｓだけ遅延さ
れた信号との共役複素乗算、シンボル方向のＩＩＲフィ
ルタ、及び絶対値演算により、それらの信号の相関信号
の絶対値を算出する。
【００５７】図５において、Ｇ０〜Ｇ２はガード期間の
信号を表わし、Ｓ０〜Ｓ２は有効シンボル期間の信号を
表わす。また、（ａ）は図３内の１有効シンボル遅延回
路５１の入力ベースバンドＯＦＤＭ信号中の希望波成分
を、（ｂ）は（ａ）の１有効シンボル遅延信号を、
（ｃ）は絶対値回路５８の出力相関信号中のこれら希望
波成分に対応した成分をそれぞれ表わす。このとき、有
効シンボル期間後部の信号とガード期間信号とは同じ信
号であるので、相関信号（ｃ）にはそれらに対応する部
分のみに信号成分が現われる。
信号を表わし、Ｓ０〜Ｓ２は有効シンボル期間の信号を
表わす。また、（ａ）は図３内の１有効シンボル遅延回
路５１の入力ベースバンドＯＦＤＭ信号中の希望波成分
を、（ｂ）は（ａ）の１有効シンボル遅延信号を、
（ｃ）は絶対値回路５８の出力相関信号中のこれら希望
波成分に対応した成分をそれぞれ表わす。このとき、有
効シンボル期間後部の信号とガード期間信号とは同じ信
号であるので、相関信号（ｃ）にはそれらに対応する部
分のみに信号成分が現われる。
【００５８】（ｄ）〜（ｆ）はベースバンドＯＦＤＭ信
号中の遅延波成分に対する（ａ）〜（ｃ）と同様の波形
であり、相関信号（ｆ）には（ｃ）に対して遅延波の遅
延時間δだけ遅れた部分にのみ信号成分が現われる。絶
対値回路５８の出力信号は（ｃ）と（ｆ）とを加え合わ
せたものとなるので、（ｇ）のような波形となる。
号中の遅延波成分に対する（ａ）〜（ｃ）と同様の波形
であり、相関信号（ｆ）には（ｃ）に対して遅延波の遅
延時間δだけ遅れた部分にのみ信号成分が現われる。絶
対値回路５８の出力信号は（ｃ）と（ｆ）とを加え合わ
せたものとなるので、（ｇ）のような波形となる。
【００５９】図３中の判定回路５９は、絶対値回路５８
の出力があるしきい値を超えてから再びしきい値を下回
るまでの時間を計測し、それからガード期間長Ｔｇを差
し引くことにより遅延波の遅延時間δを算出し、前述の
考えに基づいて最適な通過帯域を有するキャリアフィル
タを選択するための制御信号Ｓを発生する。
の出力があるしきい値を超えてから再びしきい値を下回
るまでの時間を計測し、それからガード期間長Ｔｇを差
し引くことにより遅延波の遅延時間δを算出し、前述の
考えに基づいて最適な通過帯域を有するキャリアフィル
タを選択するための制御信号Ｓを発生する。
【００６０】（第２の実施の形態）図６は、本発明の第
２の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成を示す
ブロック図である。尚、この実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ復調装置の構成は除算器８の復調信号出力をあるしき
い値で判定する判定回路１３、及びフーリエ変換回路３
が（１）式を満たすインデックスｋ＝ｋｐのサブキャリ
アに相当する信号ｙｐ（ｎ，ｋｐ）を出力するのにタイ
ミングを合わせて、パイロット発生回路４の出力を除算
器５に供給し、その他のときは判定回路１３の出力を除
算器５に供給するスイッチ１４を追加した以外は、第１
の実施の形態と同様であるので、その構成の説明は省略
する。
２の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成を示す
ブロック図である。尚、この実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ復調装置の構成は除算器８の復調信号出力をあるしき
い値で判定する判定回路１３、及びフーリエ変換回路３
が（１）式を満たすインデックスｋ＝ｋｐのサブキャリ
アに相当する信号ｙｐ（ｎ，ｋｐ）を出力するのにタイ
ミングを合わせて、パイロット発生回路４の出力を除算
器５に供給し、その他のときは判定回路１３の出力を除
算器５に供給するスイッチ１４を追加した以外は、第１
の実施の形態と同様であるので、その構成の説明は省略
する。
【００６１】本実施の形態においては、第１の実施の形
態と異なり、全キャリアから直接伝送路特性Ｈ’（ｎ，
ｋ）を求めることができるので、帯域可変２次元フィル
タ９は内挿処理を行なう必要はなく、雑音抑圧のための
フィルタリングのみを行なえばよい。
態と異なり、全キャリアから直接伝送路特性Ｈ’（ｎ，
ｋ）を求めることができるので、帯域可変２次元フィル
タ９は内挿処理を行なう必要はなく、雑音抑圧のための
フィルタリングのみを行なえばよい。
【００６２】このとき、図９の例ではシンボル方向に１
／（４Ｔｓ）という、パイロット信号がまばらに配置さ
れていることによって生じる折り返し成分を除去するた
めのシンボルフィルタの通過帯域の上限がなくなるの
で、第１の実施の形態に比べて伝送路の時間的変化への
追従性を高めることができる。
／（４Ｔｓ）という、パイロット信号がまばらに配置さ
れていることによって生じる折り返し成分を除去するた
めのシンボルフィルタの通過帯域の上限がなくなるの
で、第１の実施の形態に比べて伝送路の時間的変化への
追従性を高めることができる。
【００６３】尚、図１及び図６のＯＦＤＭ復調装置で
は、ドップラー周波数ｆｄは速度計１１が出力する移動
体の速度ｖをもとにして求め、遅延時間δはガード期間
の信号と有効シンボル期間の信号との相関を利用して求
めたが、これらは他の手法、例えば、パイロット信号の
シンボル方向及びサブキャリア方向の変化を観測するこ
となどによっても求めることができる。
は、ドップラー周波数ｆｄは速度計１１が出力する移動
体の速度ｖをもとにして求め、遅延時間δはガード期間
の信号と有効シンボル期間の信号との相関を利用して求
めたが、これらは他の手法、例えば、パイロット信号の
シンボル方向及びサブキャリア方向の変化を観測するこ
となどによっても求めることができる。
【００６４】また、図２においては、シンボル方向には
ＩＩＲフィルタの係数を制御し、サブキャリア方向には
通過帯域特性のことなる複数のＦＩＲフィルタの出力を
切り替えることで、帯域可変２次元フィルタ９を実現し
たが、これは他の手法、例えば、シンボル方向には通過
帯域特性のことなる複数のＦＩＲフィルタの出力を切り
替え、サブキャリア方向にはＩＩＲフィルタの係数を制
御することなどで実現することも可能である。
ＩＩＲフィルタの係数を制御し、サブキャリア方向には
通過帯域特性のことなる複数のＦＩＲフィルタの出力を
切り替えることで、帯域可変２次元フィルタ９を実現し
たが、これは他の手法、例えば、シンボル方向には通過
帯域特性のことなる複数のＦＩＲフィルタの出力を切り
替え、サブキャリア方向にはＩＩＲフィルタの係数を制
御することなどで実現することも可能である。
【００６５】加えて、図２においては、シンボル方向の
フィルタリング処理を施した後にサブキャリア方向のフ
ィルタリング処理を施しているが、この順序は逆であっ
ても構わない。
フィルタリング処理を施した後にサブキャリア方向のフ
ィルタリング処理を施しているが、この順序は逆であっ
ても構わない。
【００６６】また、本実施の形態では、最大遅延時間δ
及びドップラー周波数ｆｄの二つのパラメータを算出
し、それぞれによりサブキャリア方向及びシンボル方向
の２次元フィルタの通過帯域特性を制御する構成を例に
とり説明したが、これらはそれぞれ１次元で単独に使用
しても構わない。
及びドップラー周波数ｆｄの二つのパラメータを算出
し、それぞれによりサブキャリア方向及びシンボル方向
の２次元フィルタの通過帯域特性を制御する構成を例に
とり説明したが、これらはそれぞれ１次元で単独に使用
しても構わない。
【００６７】また、以上では、伝送路の時間変動の要因
として本復調装置を搭載した物体の移動を考慮し、本復
調装置はそれに追従して伝送路特性を補正することがで
きることを説明したが、チューナの位相雑音による変動
もそのふるまいは移動による変動に似ている（ただし、
振幅変動はない）ため、シンボル方向のフィルタの通過
帯域を位相雑音を考慮して制御すれば、それによる時間
変動に追従することも可能である。さらに、以上の説明
では、図９に示すパイロット信号配置を例にとり説明し
たが、他の配置であってもよいことはいうまでもない。
として本復調装置を搭載した物体の移動を考慮し、本復
調装置はそれに追従して伝送路特性を補正することがで
きることを説明したが、チューナの位相雑音による変動
もそのふるまいは移動による変動に似ている（ただし、
振幅変動はない）ため、シンボル方向のフィルタの通過
帯域を位相雑音を考慮して制御すれば、それによる時間
変動に追従することも可能である。さらに、以上の説明
では、図９に示すパイロット信号配置を例にとり説明し
たが、他の配置であってもよいことはいうまでもない。
【００６８】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、シンボル
方向には最大ドップラー周波数を通過帯域とし、サブキ
ャリア方向にはマルチパスの最大遅延時間を通過帯域と
するフィルタリングを行なうことにより、伝送路におけ
るマルチパス干渉の影響による歪を補正すると共に、伝
送路特性の時間変動にも追従し、なおかつ、通過帯域外
の雑音成分を抑圧することができる。そのため、伝送路
特性の推定誤差を小さくすることができ、従来例に比べ
復調特性の耐雑音性を改善することができるという顕著
な効果が得られる。
方向には最大ドップラー周波数を通過帯域とし、サブキ
ャリア方向にはマルチパスの最大遅延時間を通過帯域と
するフィルタリングを行なうことにより、伝送路におけ
るマルチパス干渉の影響による歪を補正すると共に、伝
送路特性の時間変動にも追従し、なおかつ、通過帯域外
の雑音成分を抑圧することができる。そのため、伝送路
特性の推定誤差を小さくすることができ、従来例に比べ
復調特性の耐雑音性を改善することができるという顕著
な効果が得られる。
【図１】本発明の第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ復
調装置の構成例を示すブロック図である。
調装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】図１における帯域可変２次元フィルタ９の内部
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図３】図１における遅延時間算出回路１０の内部構成
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
【図４】図２における帯域可変２次元フィルタ９の通過
帯域特性の設定の原理を示す模式図である。
帯域特性の設定の原理を示す模式図である。
【図５】図３における遅延時間算出回路１０の動作を説
明するためのもので、（ａ）はベースバンドＯＦＤＭ信
号中の希望波成分、（ｂ）は（ａ）の１有効シンボル期
間遅延信号、（ｃ）は（ａ）及び（ｂ）に対応する相関
成分、（ｄ）はベースバンドＯＦＤＭ信号中の遅延波成
分、（ｅ）は（ｄ）の１有効シンボル期間遅延信号、
（ｆ）は（ｄ）及び（ｅ）に対応する相関成分、（ｇ）
は（ｃ）及び（ｆ）を加え合わせた相関信号を示す波形
図である。
明するためのもので、（ａ）はベースバンドＯＦＤＭ信
号中の希望波成分、（ｂ）は（ａ）の１有効シンボル期
間遅延信号、（ｃ）は（ａ）及び（ｂ）に対応する相関
成分、（ｄ）はベースバンドＯＦＤＭ信号中の遅延波成
分、（ｅ）は（ｄ）の１有効シンボル期間遅延信号、
（ｆ）は（ｄ）及び（ｅ）に対応する相関成分、（ｇ）
は（ｃ）及び（ｆ）を加え合わせた相関信号を示す波形
図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ復
調装置の構成例を示すブロック図である。
調装置の構成例を示すブロック図である。
【図７】ＯＦＤＭ伝送方式の原理的な構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図８】ＯＦＤＭ信号の時間波形例を示す波形図であ
る。
る。
【図９】パイロット信号配置例を示す模式図である。
【図１０】従来のＯＦＤＭ復調装置の構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
１…直交復調回路 ２…ガード期間除去回路 ３…フーリエ変換回路 ４…パイロット発生回路 ５、８…除算器 ９…帯域可変２次元フィルタ １０…遅延時間算出回路 １１…速度計 １２…ドップラー周波数算出回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 木村 知弘 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会 社次世代デジタルテレビジョン放送シス テム研究所内 (72)発明者 影山 定司 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会 社次世代デジタルテレビジョン放送シス テム研究所内 (72)発明者 原田 泰男 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会 社次世代デジタルテレビジョン放送シス テム研究所内 (72)発明者 木曽田 晃 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会 社次世代デジタルテレビジョン放送シス テム研究所内 (72)発明者 坂下 誠司 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平５−219021（ＪＰ，Ａ) 特表 平４−501348（ＪＰ，Ａ) 特表 平５−504037（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04J 11/00
Claims (9)
- 【請求項１】 伝送に使用するサブキャリアのうち所定
のサブキャリアを用いてパイロット信号を伝送する直交
周波数分割多重信号を復調する復調装置であって、 前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換することに
より、多重伝送された信号を復元するフーリエ変換回路
と、 前記フーリエ変換回路の出力と同期して、パイロット信
号を発生するパイロット発生回路と、 前記フーリエ変換回路の出力を前記パイロット発生回路
の出力で除算することにより、パイロット信号の伝送に
用いたサブキャリアに対する伝送路特性を算出する第１
の除算器と、 受信信号に含まれる遅延波成分の最大遅延時間を算出す
る遅延時間算出回路と、 前記遅延時間算出回路の出力に基づいて、サブキャリア
方向の通過帯域を制御し、前記第１の除算器の出力から
必要な成分のみを抽出すると共に、全サブキャリアに対
する伝送路特性を算出する帯域可変サブキャリアフィル
タと、 前記フーリエ変換回路の出力を前記帯域可変サブキャリ
アフィルタの出力で除算することにより、復調信号を出
力する第２の除算器とを具備することを特徴とする直交
周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項２】 伝送に使用するサブキャリアのうち所定
のサブキャリアを用いてパイロット信号を伝送する直交
周波数分割多重信号を復調する復調装置であって、 前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換することに
より、多重伝送された信号を復元するフーリエ変換回路
と、 前記フーリエ変換回路の出力と同期して、パイロット信
号を発生するパイロット発生回路と、 前記フーリエ変換回路の出力を前記パイロット発生回路
の出力で除算することにより、パイロット信号の伝送に
用いたサブキャリアに対する伝送路特性を算出する第１
の除算器と、 伝送路特性の時間変動の大きさを算出するドップラー周
波数算出回路と、 前記ドップラー周波数算出回路の出力に基づいて、シン
ボル方向の通過帯域を制御し、前記第１の除算器の出力
から必要な成分のみを抽出すると共に、全サブキャリア
に対する伝送路特性を算出する帯域可変シンボルフィル
タと、 前記フーリエ変換回路の出力を前記帯域可変シンボルフ
ィルタの出力で除算することにより、復調信号を出力す
る第２の除算器とを具備することを特徴とする直交周波
数分割多重信号復調装置。 - 【請求項３】 伝送に使用するサブキャリアのうち所定
のサブキャリアを用いてパイロット信号を伝送する直交
周波数分割多重信号を復調する復調装置であって、 前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換することに
より、多重伝送された信号を復元するフーリエ変換回路
と、 前記フーリエ変換回路の出力と同期して、パイロット信
号を発生するパイロット発生回路と、 前記フーリエ変換回路の出力を前記パイロット発生回路
の出力で除算することにより、パイロット信号の伝送に
用いたサブキャリアに対する伝送路特性を算出する第１
の除算器と、 受信信号に含まれる遅延波成分の最大遅延時間を算出す
る遅延時間算出回路と、 伝送路特性の時間変動の大きさを算出するドップラー周
波数算出回路と、 前記遅延時間算出回路及び前記ドップラー周波数算出回
路の出力に基づいて、サブキャリア方向及びシンボル方
向の通過帯域を制御し、前記第１の除算器の出力から必
要な成分のみを抽出すると共に、全サブキャリアに対す
る伝送路特性を算出する帯域可変２次元フィルタと、 前記フーリエ変換回路の出力を前記帯域可変２次元フィ
ルタの出力で除算することにより、復調信号を出力する
第２の除算器とを具備することを特徴とする直交周波数
分割多重信号復調装置。 - 【請求項４】 前記帯域可変２次元フィルタは、前記ド
ップラー周波数算出回路の出力に基づいて、シンボル方
向の通過帯域を制御する帯域可変シンボルフィルタと、 前記遅延時間算出回路の出力に基づいて、サブキャリア
方向の通過帯域を制御する帯域可変サブキャリアフィル
タとを備えることを特徴とする請求項３記載の直交周波
数分割多重信号復調装置。 - 【請求項５】 さらに、前記第２の除算器の出力を所定
のしきい値で判定する判定回路と、 前記フーリエ変換回路の出力と同期して、前記パイロッ
ト発生回路の出力と前記判定回路の出力とを切り替え、
前記第１の除算器に供給するスイッチとを具備すること
を特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の直交周
波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項６】 前記遅延時間算出回路は、前記直交周波
数分割多重信号に含まれるガード期間信号と、有効シン
ボル期間信号との相関を利用して、受信信号に含まれる
遅延波成分の最大遅延時間を算出することを特徴とする
請求項１乃至５のいずれかに記載の直交周波数分割多重
信号復調装置。 - 【請求項７】 前記遅延時間算出回路は、パイロット信
号のサブキャリア方向の変化を検出することにより、受
信信号に含まれる遅延波成分の最大遅延時間を算出する
ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の直
交周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項８】 前記ドップラー周波数算出回路は、本装
置を搭載した物体の移動速度に基づいて、伝送路特性の
時間変動の大きさを算出することを特徴とする請求項１
乃至７のいずれかに記載の直交周波数分割多重信号復調
装置。 - 【請求項９】 前記ドップラー周波数算出回路は、パイ
ロット信号のシンボル方向の変化を検出することによ
り、伝送路特性の時間変動の大きさを算出することを特
徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の直交周波数
分割多重信号復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8231005A JP2772286B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | 直交周波数分割多重信号復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8231005A JP2772286B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | 直交周波数分割多重信号復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1075226A JPH1075226A (ja) | 1998-03-17 |
| JP2772286B2 true JP2772286B2 (ja) | 1998-07-02 |
Family
ID=16916754
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8231005A Expired - Lifetime JP2772286B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | 直交周波数分割多重信号復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2772286B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6618352B1 (en) | 1998-05-26 | 2003-09-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Modulator, demodulator, and transmission system for use in OFDM transmission |
| WO2009001528A1 (ja) | 2007-06-22 | 2008-12-31 | Panasonic Corporation | 送信装置、受信装置及びｏｆｄｍ伝送方法 |
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1996
- 1996-08-30 JP JP8231005A patent/JP2772286B2/ja not_active Expired - Lifetime
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