JP3768108B2 - Ｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はクロック周波数制御方式、ＦＦＴ(Fast Fourie Transform)時間窓のタイミング制御方式およびそれに用いる送信装置と受信装置に係わり、特に直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Divisional Multiplexing）変調方式で変調されたデータ伝送装置の受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体向けディジタル伝送や、地上系ディジタルテレビジョン放送への応用に適した変調方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴のある直交周波数分割多重変調方式（以下、ＯＦＤＭ方式と称す）が注目を浴びている。 ＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア変調方式の一種であって、互いに直交するｎ本(ｎは数十〜数百)の搬送波(キャリア)にそれぞれディジタル変調を施した伝送方式である。
上記したキャリアのディジタル変調方式としては、４相差動位相偏移変調方式(ＤＱＰＳＫ：Differential Quadrature Phase Shift Keying)がよく用いられるが、１６値直交振幅変調(１６ＱＡＭ：16 Quadrature Amplitude Modulation)や６４ＱＡＭなどの多値変調方式を用いることも可能である。
ＯＦＤＭ信号は、図２に示す様に、上記搬送波が互いに直交関係を保つように加算され、ＯＦＤＭ時間軸波形が生成される。 この加算処理は、各キャリアに対しＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourie Transform)処理を行うことで実現できる。ＩＦＦＴ処理における処理単位、即ち、ＦＦＴサンプル数は、一般に１０２４あるいは８１９２等の２のべき乗の単位として用いられ、時間軸変換されたＯＦＤＭ信号のサンプル数はＦＦＴサンプル数と等しくなる。
ＯＦＤＭ信号の構成は、図３に示すように、上記ＩＦＦＴ処理後の時間軸波形である有効シンボルと、有効シンボルの一部を複写して有効シンボルの前に付加したガードインターバルからＯＦＤＭシンボルが構成される。
ＯＦＤＭ方式は、ガードインターバルを付加することで、ガードインターバル期間内の遅延時間の遅延波に対しては、そのシンボル間干渉による劣化を避けることが出来るため、マルチパスフェージングに対して、強い耐性を有することができる。
上記の処理により、送信装置において生成されたＯＦＤＭ信号は、中間周波数(ＩＦ)帯域、高周波(ＲＦ)に周波数変換した後、送信される。
【０００３】
受信装置においては、受信信号は、ＲＦ帯域、ＩＦ帯域を経て、ベースバンド帯域に周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換器にてサンプリングされる。
ＯＦＤＭ信号に対する復調処理は、得られた受信サンプル値系列に対し、送信装置と逆にＦＦＴ演算処理を施し、時間軸信号から周波数軸信号へと変換する。ＦＦＴ演算処理は、得られた受信サンプル系列上に有効シンボル期間長の時間窓を設け、時間窓内に含まれるサンプル信号に対してＦＦＴ演算処理を施す。
この様にして得られた各キャリア毎の振幅、位相情報に基づいて、ＤＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の復調を行い、ＯＦＤＭ伝送を完了する。
このような、ＯＦＤＭ受信機の復調処理に関しては、映像情報メディア学会誌ｖｏｌ．５３，Ｎｏ．１１，ｐｐ１５３８〜１５４９（１９９９）に記載されている。
次に、受信装置においてＯＦＤＭ信号を復調する際に必要となり、本発明に係わる二点の処理について説明する。
第一点目として、ＯＦＤＭ方式は各キャリア間の周波数間隔が狭いため、送受信装置間のキャリア周波数誤差や、復調系のサンプリングクロック周波数誤差によるキャリア間の干渉が生じ易く、それらの周波数の再生には、高い精度が要求される。 ＯＦＤＭ信号を正しく受信し続けるためには、サンプリングクロック周波数を送信信号のサンプリングクロック周波数に常に高精度に一致させ続けるというサンプリングクロック再生処理の必要がある。
第二点目として、ＦＦＴ演算処理を行う際に受信サンプル系列上に設ける時間窓は、図４に示すようにガードインターバル期間内のマルチパスの影響を軽減するため、シンボル期間の終了時点に配置されるのが望ましい。 しかしながら、サンプリングクロック周波数誤差やマルチパス等によって、隣り合うシンボルの信号を含んだ位置にＦＦＴ窓を設けてしまった場合には、シンボル間干渉が発生してしまう。
ＯＦＤＭ信号によるシンボル間干渉は、ガウス雑音の混入としてみなされるため、結果的にＣ／Ｎ(キャリア対雑音比：Carrier/Noise)の劣化として現れ、符号誤り率の劣化が生じてしまう。 従って、受信サンプリング系列上からシンボルの遷移時点を高精度に検出し、ＦＦＴ時間窓をシンボル間干渉が発生しないように設けるというＦＦＴ時間窓位置制御処理の必要がある。
【０００４】
上記二点を解決するために、ＯＦＤＭ信号を複数の同期シンボル群と、それに続くデータシンボル群としてフレームを構成する。 この同期シンボルとして、例えば、無信号期間のヌルシンボルや、周波数をシンボル期間に渡って周波数帯域の下限から上限までスイープさせるスイープシンボル等がある。
上記サンプリングクロック再生処理、およびＦＦＴ時間窓位置制御処理を上記同期シンボルに基づいて行う方法は、特開平７−３２１７６２号公報に記載されており、この手段によりＯＦＤＭ信号を精度良く復調することが出来る。
また、ＯＦＤＭ伝送はその方式上、マラソン中継等の移動体伝送に用いられることが多い。 屋外での伝送は、その地形に応じて送信機から直接到来する主波の他に、建物等から反射して遅延時間を伴って到来する反射波が存在するマルチパス通信路が形成される。 更に、移動体伝送においては、主波と反射波のレベルも時々刻々と変化するフェージング環境も発生することがある。 このようなマルチパスは伝送誤りを引き起こし易く、マラソン中継においては、伝送誤りにより画像のフリーズを引き起こしてしまうことがある。
中継の信頼性を上げるためには、伝搬路特性を観測し、伝搬路特性に基づいた伝送を行うことは非常に有効な手段となる。
伝搬路特性を観測する手段として最も良く用いられている方法に、主波や反射波のレベルと遅延時間を算出する遅延プロファイルがある。 これは、上記に示したスイープシンボルと受信サンプル系列との相互相関演算を施すことにより、精度良く遅延プロファイルを算出することが可能である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術におけるＯＦＤＭ方式では、受信信号を精度良く復調するため、ＯＦＤＭ信号に同期シンボルを付加する必要があった。 しかし、同期シンボルを付加すると、その分の伝送効率を低下させてしまうという欠点が挙げられる。例えば、４００シンボルに４シンボルの割合で同期シンボルを付加した場合は、伝送効率が１％低下してしまう。
また、同期シンボルを用いない場合に、遅延プロファイルを精度良く算出することは困難であり、遅延プロファイルが得られたとしても、近接した遅延時間のマルチパスを判別することは困難であった。
本発明は、これらの欠点を除去し、同期シンボルを持たないＯＦＤＭ信号から受信サンプリングクロックを再生し、正確にシンボル遷移点を検出し、検出結果に基づいてＦＦＴ時間窓を設定できるＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。 更に、同期シンボルを用いない場合においても、遅延プロファイルを高精度に算出することが可能なＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の目的を達成するため、有効シンボル期間の一部に、当該有効シンボル期間の信号の一部が複写されたガードインターバル期間を有するＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、当該受信信号をサンプリングした受信サンプル系列信号と当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延した遅延信号との各サンプル毎の相互相関演算を施す相関演算手段と、得られた相関演算値系列信号をシンボル方向にフィルタリングする手段と、当該フィルタリングされた相関演算値系列信号から上記ガードインターバル位置を検出するガードインターバル位置検出手段を具備したＯＦＤＭ受信装置である。
また、検出したガードインターバル位置に基づき高速フーリエ変換の時間窓の位置を制御する手段と、フィルタリングされた相関演算値系列信号に基づき受信サンプリングクロック周波数を送信装置のクロック周波数に同期するよう可変制御する手段を具備したＯＦＤＭ受信装置である。
また、フィルタリングされた相関演算値系列信号に対し微分処理を行い、遅延プロファイルを生成する手段を具備したＯＦＤＭ受信装置である。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるディジタル伝送装置の受信装置について、図１に図示する実施形態により詳細に説明する。
図示しない送信装置から伝送路を経由して受信装置に到達したＯＦＤＭ受信信号は、従来の技術と同様に、ＩＦ／ＢＢ変換部１１にて中間周波数(ＩＦ)帯域の信号からベースバンド周波数帯域の信号に変換される。 ＩＦ／ＢＢ変換部１１からの出力はＡ／Ｄ変換部１２にてＶＣＯ１Ｂから供給される受信サンプリングクロックを用いてアナログ／ディジタル変換される。
ＯＦＤＭ受信信号から復調を行うためには、上記に述べたように、受信サンプリングクロック周波数の制御、及びＦＦＴ時間窓位置の制御を高精度に行う必要がある。
本発明はこれらの制御方式に係わるものであり、以下にこれらについて説明する。
Ａ／Ｄ変換器１２により得られた受信サンプル系列Ｓは、相関演算器１４及び遅延回路１３に入力され、遅延回路１３の出力Ｄは相関演算器１４のもう一方の入力端子に接続される。 遅延回路１３では受信サンプル系列に対して有効シンボル期間の遅延、例えば、１０２４サンプリングクロックの遅延を行う。
相関演算器１４では、図５に示すように受信サンプル系列Ｓと遅延した信号Ｄの各サンプル毎の相関演算を行う。 ここで、前述のように、ＯＦＤＭ信号は、有効シンボルの後端部(図５のａ，ｂ)を複写し、有効シンボルの前端部(図５のａ',ｂ')にガードインターバルとして付加した信号構成である。
そのため、図５に示す様に、有効シンボル期間遅延した遅延信号Ｄが、ガードインターバル期間の信号(ａ',ｂ')である時、対応する受信サンプル値系列Ｓは遅延信号Ｄと同じ成分(ａ,ｂ)となる。
従って、各サンプル毎の相関結果Ｃは、遅延信号Ｄがガードインターバルの信号(ａ',ｂ')期間で相関係数は大きくなる。 そして、遅延信号Ｄがガードインターバル期間以外の信号期間では、受信サンプル値系列Ｓとは無相関な信号となるため、相関係数も小さくなる。
しかし、例えガードインターバル期間の信号であっても、ＯＦＤＭ信号の振幅分布はガウス分布に近い分布形態であるため、受信サンプル値系列Ｓの信号レベルが小さい時には相関値も小さくなり、１シンボルの相関演算で得られた相関値Ｃには、ＯＦＤＭ信号のレベルにより、ばらつきが存在してしまう。
【０００８】
そこで、この相関値系列のレベルのばらつきを抑えるため、相関演算器１４からの相関値系列信号Ｃをノイズ除去フィルタ１５に入力し、ノイズ成分の除去を行う。
ノイズ除去フィルタ１５は、例えば、(１／α)倍された相関値系列信号Ｃに、(１−１／α)倍された１シンボル遅延した相関値系列信号Ｃを巡回的にフィードバック加算する、周知のＩＩＲフィルタである。 このノイズ除去フィルタ１５により、相関演算器１４からの相関系列出力Ｃをシンボル方向にフィルタリングを行い、即ち、１シンボル遅延した相関値系列信号Ｃを巡回的にフィードバック加算することにより、ノイズ成分を除去した相関値系列Ｆを出力する。
この様にして得られた相関値系列Ｆは、図５に示すようにガードインターバル期間のみ相関値レベルが大きくなる矩形波状の波形を形成する。
ノイズ除去フィルタ１５からの出力Ｆは、シンボルタイミング検出器１６に入力され、該シンボルタイミング検出器１６で、相関値系列Ｆからガードインターバル位置を検出する。
この検出手段については、まず、入力された相関値系列Ｆに対して所定のしきい値を設け、相関値系列Ｆとこのしきい値との大小関係を比較する。
相関値系列がしきい値よりも大きなレベルである時は、その信号がガードインターバル信号であると判断し、その立ち上がり位置をガードインターバルの開始位置として検出する。
【０００９】
しかし、ガードインターバル期間以外の信号であっても、稀にノイズ等の影響により相関値がしきい値より大きくなる場合がある。 このような時に、ガードインターバル位置が誤検出されることを防ぐため、正確にガードインターバル位置であるということを判断する手段が必要となる。
例えば、シンボルタイミング検出器１６でガードインターバル期間を特定するための判断基準として、しきい値よりも大きな相関値信号の発生が、数シンボルに渡って安定して検出された場合、その位置がガードインターバル期間であると判断する。
また、シンボルタイミング検出器１６に設けるしきい値の算出方法としては、例えば、相関値系列の平均値を算出し、その値の逓倍に設定する。 あるいは、受信サンプル値系列の平均値を算出し、その値の逓倍に設定することなどが挙げられる。
ガードインターバル信号の検出結果は、ガードインターバルの位置情報として得られ、シンボルタイミング検出器１６では、この位置情報に基づいて、図６に示すように、シンボルカウンタ１９にリセット信号ＲＳを出力する。
シンボルカウンタ１９は、リセットパルスＲＳに基づきカウンタ値をリセットし、ＶＣＯ１Ｂから供給されるクロック単位でシンボル周期をカウントする。
シンボルカウンタ１９からのシンボル同期タイミングＳＳＴは、ＯＦＤＭ受信装置全体のタイミングを司り、ＦＦＴ時間窓もシンボル同期タイミングに基づいて設定される。
シンボルタイミング検出器１６では、一旦、リセットパルスＲＳが出力された (同期が取れた)後は、ガードインターバル位置を誤検出した時にシンボルカウンタ１９がリセットされることを防ぐため、同期が外れるまでリセットパルスＲＳの出力は行わないように動作する。
更に、シンボルタイミング検出器１６では、受信サンプリングクロック周波数を送信クロック周波数に同期させるように、ＶＣＯ制御部１Ａに制御信号を出力する機能も有している。
【００１０】
以下に、シンボルタイミング検出器１６において相関値系列Ｆから受信サンプリングクロック周波数の制御信号を算出する方法についての実施例を説明する。第一の実施例は、相関値系列Ｆから最大値を検出し、最大値位置を制御信号として算出するものである。
相関値系列Ｆではガードインターバル期間のレベルが大きくなるため、最大値を検出することで、ガードインターバル位置をガードインターバルのサンプル数以内の精度で検出することが出来る。
また、ＯＦＤＭ信号はランダム信号であるため、最大値として検出される位置もガードインターバル期間内でランダムな位置となる。 こうしてシンボル毎に最大値位置の検出を行い、前シンボルにて検出した最大値位置と、現在のシンボルにて算出した最大値位置との誤差をＶＣＯ１Ｂへの制御情報として出力する。ここで、送信装置と受信装置のクロック周波数が同期していれば、この最大値の位置誤差の平均値は０になるが、受信クロック周波数が送信のそれよりも高い場合には、平均値は負の値になり、低い場合には、逆に正の値となる。
従って、この最大値位置誤差をＶＣＯ１Ｂの制御情報とし、最大値位置誤差が０になるように制御を行えば、受信サンプリングクロック周波数を送信クロック周波数に同期させることが出来る。
【００１１】
第二の実施例は、上記に示したしきい値より大きなレベルとなる相関値系列Ｆの両端のレベル差を制御信号として算出するものである。
上記に示したように、送信装置と受信装置のクロック周波数が同期していればガードインターバル期間内の相関値レベルの平均値は等しくなる。 しかしながら、受信クロック周波数が送信のそれよりも高い場合は、相関値系列Ｆの前端のサンプルに無相関となる信号成分が含まれるため、相関値レベルは小さくなる。逆に周波数が低い場合には、後端の相関値レベルが小さくなるため、これらのサンプルのレベルが等しくなるように制御することで、受信サンプリングクロック周波数制御が可能となる。
以上に示した実施例において、シンボルタイミング検出器１６から出力される制御情報はＶＣＯ制御部１Ａに入力される。
ＶＣＯ制御部１Ａでは制御情報に基づいてＶＣＯ１Ｂの周波数を制御する為、制御情報を周波数制御電圧に変換して出力する。
以上の処理により、受信サンプリングクロック周波数を送信クロック周波数に同期させることが可能となる。
【００１２】
次に、遅延プロファイルの算出手段の実施例について説明する。
ノイズ除去フィルタ１５の出力Ｆは、微分器１７に入力される。 微分器１７では、図７の(ａ)に示すような相関値系列Ｆに対し、１サンプル前の信号と現在のサンプル信号との差分を演算し、微分係数Ｋ(図７の(ｂ))を算出する。
ここで、相関値系列信号がガードインターバル期間になると、急激に相関値レベルが大きくなるため、その時の微分係数Ｋは大きな値となる。
また、マルチパスが混入した時の相関値系列Ｆは、図８の(ａ)に示すように、主波によるガードインターバル信号の相関係数と反射波によるガードインターバル信号の相関係数とが合成された波形となり、その微分係数Ｋも主波と反射波の切り替わり時点で大きな値(図８の(ｂ))を有する。
微分器１７からの出力Ｋは比較器１８に入力され、この微分係数Ｋから正の値を有する信号のみを抽出し、負の値を有する信号は、所定の値(例えば０)に変換して出力する。(図７、図８の(ｃ))
この信号は主波と反射波の位置に、それぞれのレベルに応じた急峻なピークが存在するため、近接した遅延時間の反射波も区別することが可能となる。
以上の処理により遅延プロファイル波形を算出することで、伝搬路特性を正確に観測することが可能となる。
【００１３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明による受信装置では、同期シンボルが存在しないＯＦＤＭ信号であっても、受信信号に対して相互相関演算を行うことで、ガードインターバル信号を高精度に検出することが出来、符号間干渉のないＦＦＴ時間窓を設けることが可能となる。
また、検出したガードインターバル信号から送信装置と受信装置とのクロック周波数誤差を検出し、受信クロック周波数を送信クロック周波数に同期させるように制御を行うことが可能となる。
更に、相関波形を微分処理することで、高精度な遅延プロファイルを提供することも可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による受信装置の構成を示すブロック図
【図２】ＯＦＤＭ変調信号の信号形態を示す模式図
【図３】ＯＦＤＭシンボル波形を示す模式図
【図４】ＦＦＴ時間窓を示す模式図
【図５】本発明の相関演算処理状況を説明するための模式図
【図６】本発明のシンボル同期状況を説明するためのタイミングチャート
【図７】本発明のマルチパスが混入していない場合の遅延プロファイルを示す模式図
【図８】本発明のマルチパスが混入した場合の遅延プロファイルを示す模式図
【符号の説明】
１１：ＩＦ／ＢＢ変換器、１２：Ａ／Ｄ変換器、１３：遅延回路、１４：相関演算器、１５ノイズ除去フィルタ、１６：シンボルタイミング検出器、１７：微分器、１８比較器、１９：シンボルカウンタ、１Ａ：ＶＣＯ制御部、１Ｂ：ＶＣＯ、１Ｃ：ＦＦＴ演算部、１Ｄ：復調部

Claims (2)

1. 有効シンボル期間の一部に、当該有効シンボル期間の信号の一部が複写されたガードインターバル期間を有する直交周波数分割多重変調信号(以下、ＯＦＤＭ信号と称す)を受信する受信装置において、当該受信信号をサンプリングした受信サンプル系列信号と当該受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延した遅延信号との各サンプル毎の相互相関演算を施す相関演算手段と、得られた各サンプル毎の相関演算値系列信号をシンボル方向にフィルタリングする手段と、当該フィルタリングされた各サンプル毎の相関演算値系列信号から上記ガードインターバル位置を検出するガードインターバル位置検出手段と、上記検出したガードインターバル位置に基づき高速フーリエ変換の時間窓の位置を制御する手段と、上記フィルタリングされた相関演算値系列信号に基づき受信サンプリングクロック周波数を送信装置のクロック周波数に同期するよう可変制御する手段を具備したことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
2. 請求項１において、上記フィルタリングされた各サンプル毎の相関演算値系列信号に対して微分処理を行い遅延プロファイルを生成する手段を具備したことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。

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