JP4684308B2

JP4684308B2 - 復調装置

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Publication number: JP4684308B2
Application number: JP2008083447A
Authority: JP
Inventors: 美登利坂口
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2008-03-27
Filing date: 2008-03-27
Publication date: 2011-05-18
Anticipated expiration: 2028-03-27
Also published as: JP2009239642A

Description

本発明は、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；略称：ＯＦＤＭ）方式の復調装置に関する。

多数のキャリアを使用し、情報を分散させて伝送する直交周波数分割多重（以下「ＯＦＤＭ」という）方式のディジタル放送の受信において、その放送による情報の伝送路状況を推定する手段として、遅延時間に対する遅延波受信電力量の特性を表す遅延プロファイルの算出が挙げられる。この遅延プロファイルは、現在受信している到来パス（伝送路）環境を知ることができ、このため、例えば山岳等の反射による遅延波が混在するマルチパス環境や、単一周波数ネットワーク（Single Frequency Network；略称：ＳＦＮ）によって発生するマルチパス環境下において、遅延パスの成分がシンボル間干渉を起こさない、即ち、全てのパス成分がガードインターバルの範囲内に入るような高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；略称：ＦＦＴ）窓の開始位置を決定する手段として用いることができる。遅延プロファイルに関する従来の技術として、例えば以下のものがある。

従来例として、この技術は、特殊な電波や受信機を用いることなく、既存の電波を利用して情報伝送路の伝播条件を求めることを目的とし、その構成として、ＦＦＴ演算器によりベースバンド信号に対してＦＦＴ処理を行って周波数軸信号に変換し、このＦＦＴ演算器の出力の周波数軸信号から周波数軸上に配置されている、振幅・位相等化用のスキャッタードパイロット（ＳＰ）信号（以下「パイロット信号」という）のみをパイロット信号抽出器によって抜き出す。続いて、振幅・位相周波数特性検出器によって、振幅・位相等化用のパイロット信号を補間し、振幅、位相に関するそれぞれの周波数特性信号を生成し出力する。逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform；略称：ＩＦＦＴ）演算器によって、振幅・位相周波数特性検出器の出力の時間軸信号を求め、遅延時間に対する遅延波受信電力量を検出する。このようにして検出された電力量を遅延プロファイルとして、予め決められた形式で表示器に表示し、必要ならばデータ保存器に保存しておく（例えば、特許文献１参照）。

特許第３６５４６４６号公報

ＯＦＤＭ方式ディジタル放送の受信における従来の遅延プロファイルの生成技術、または遅延プロファイルの利用技術は以上のように構成され、特殊な電波や受信機を用いることなく情報伝送路の伝播条件を求めることができるといった効果を奏するが、パイロット信号はサブキャリア成分１２個おきにしか挿入されていないので、既知のＳＰ信号のみを用いた場合、遅延プロファイル結果を用いたマルチパス検出範囲は、観測可能な時間範囲がシンボル長に比べて非常に短いという問題がある。

本発明は、マルチパス検出範囲が広く、最適な位置にフーリエ変換用の時間窓位置を設定可能な復調装置を提供することを目的とする。

本発明の復調装置は、受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して、当該フーリエ変換の結果得られるサブキャリア成分を出力するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部から出力された前記サブキャリア成分に含まれるパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、前記パイロット信号に対応する既知信号を生成して出力する既知信号生成部と、前記パイロット信号抽出部で抽出された前記パイロット信号を、前記既知信号生成部から出力された前記既知信号で除算して前記パイロット信号に対応する伝送路特性を算出する第１除算部と、前記第１除算部で算出された前記パイロット信号の前記伝送路特性と、前記フーリエ変換部から出力された前記サブキャリア成分を逆フーリエ変換して得られる結果とに基づいて遅延プロファイルを生成し、当該遅延プロファイルにおける最も遅延する到来波の到来時間である最大遅延時間に対応する信号および前記遅延プロファイルにおける最も先行する到来波の到来時間である最小遅延時間に対応する信号を出力する遅延プロファイル生成部と、前記第１除算部で算出された前記パイロット信号の伝送路特性に対して、時間方向および周波数方向への内挿を行い、前記サブキャリア成分に対応する伝送路特性を出力する内挿フィルタ部と、前記遅延プロファイル生成部から出力された前記最小遅延時間に対応する信号に基づいて、前記フーリエ変換部におけるフーリエ変換を行うタイミングを制御するタイミング信号を出力するタイミング同期部と、前記フーリエ変換部から出力された前記サブキャリア成分を、前記内挿フィルタ部から出力された前記サブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算して復調信号を出力する第２除算部とを備え、前記フーリエ変換部は、前記タイミング信号に応じて前記フーリエ変換を行い、前記内挿フィルタ部は、前記最大遅延時間に対応する信号に基づいて前記周波数方向への内挿に使用する周波数内挿フィルタの通過帯域を設定し、前記周波数内挿フィルタを使用して、前記周波数方向への内挿を行い、前記遅延プロファイル生成部は、前記第１除算部で算出された前記パイロット信号の前記伝送路特性と、前記フーリエ変換部から出力された前記サブキャリア成分のうち、前記第１除算部で前記伝送特性が算出されたパイロット信号を含むシンボルとは別のシンボルに含まれる前記サブキャリア成分を逆フーリエ変換して得られる結果とに基づいて、前記遅延プロファイルを生成することを特徴とする。

本発明の復調装置によれば、受信したＯＦＤＭ信号がフーリエ変換部によってフーリエ変換されてサブキャリア成分が出力される。このサブキャリア成分に含まれるパイロット信号がパイロット信号抽出部によって抽出され、抽出されたパイロット信号が、既知信号生成部から出力される既知信号で第１除算部によって除算されてパイロット信号に対応する伝送路特性が算出される。このパイロット信号の伝送路特性と、フーリエ変換部から出力されたサブキャリア成分の逆フーリエ変換の結果とに基づいて、遅延プロファイル生成部によって遅延プロファイルが生成され、遅延プロファイルにおける最大遅延時間に対応する信号および最小遅延時間に対応する信号が出力される。

このように遅延プロファイル生成部は、受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して得られるサブキャリア成分に含まれるパイロット信号、すなわちフーリエ変換後のパイロット信号と、前記サブキャリア成分の全て、すなわちフーリエ変換後の全ての受信信号とを利用して遅延プロファイルを生成するので、フーリエ変換後のパイロット信号のみを利用して遅延プロファイルを生成する場合に比べて、マルチパス検出範囲を広げることができる。これによって遅延プロファイルを精度良く、広範囲に渡って生成することができる。

このような遅延プロファイルにおける最大遅延時間に対応する信号に基づいて、内挿フィルタ部で周波数内挿フィルタの通過帯域が設定されるので、周波数内挿フィルタの通過帯域が過度に広くなることを防ぐことができる。また遅延プロファイルにおける最小遅延時間に対応する信号に基づいて、タイミング同期部によってタイミング信号が出力され、このタイミング信号に応じてフーリエ変換部によってフーリエ変換が行われるので、フーリエ変換部でフーリエ変換を行う同期タイミングを調整しながら周波数内挿フィルタの通過帯域を制御することができる。したがって、周波数内挿フィルタの通過帯域を必要最小限に抑えることができるので、最適な位置にフーリエ変換用の時間窓位置を設定することができる。つまり、同期タイミングを最適に制御することができる。

このような周波数内挿フィルタを使用して、第１除算部で算出されたパイロット信号の伝送路特性に対して、内挿フィルタ部で周波数方向への内挿が行われるので、不要な雑音成分が周波数内挿フィルタを通過することを抑制することができる。このようにして周波数方向への内挿が行われるとともに時間方向への内挿が行われて、内挿フィルタ部からサブキャリア成分に対応する伝送路特性が出力され、このサブキャリア成分に対する伝送路特性で、フーリエ変換部から出力されたサブキャリア成分が第２除算部で除算されて、復調信号が出力される。したがって、不要な雑音成分が周波数内挿フィルタを通過することによる受信性能の劣化を軽減することができる。

また遅延プロファイル生成部は、第１除算部で算出されたパイロット信号の伝送路特性と、フーリエ変換部から出力されたサブキャリア成分のうち、第１除算部で伝送特性が算出されたパイロット信号を含むシンボルとは別のシンボルに含まれるサブキャリア成分を逆フーリエ変換して得られる結果とに基づいて、遅延プロファイルを生成する。このように遅延プロファイル生成処理を、２つのシンボルにわたって時系列に行うことによって、遅延プロファイル生成部を小形化し、復調装置を小形化することが可能である。

以下、本発明の適用例を実施の形態により説明するが、その前に、ＯＦＤＭ伝送方式について説明する。

ＯＦＤＭ伝送方式は、互いに周波数が直交する複数の搬送波（以下「サブキャリア成分」ともいう。）を用いて送信装置において送信データを変調して伝送し、受信装置において送信データを受信して復調する伝送方式である。

ＯＦＤＭ伝送方式を用いたシステムでは、送信装置において送信データを各サブキャリア成分の変調方式に応じた信号点配置に割り振る。次に、前記各サブキャリア成分に対して逆フーリエ変換を行い、さらに、互いに周波数が直交する複数のサブキャリア成分を多重化して信号を生成する。その後、多重化した信号（以下「多重信号」という）の最後尾の一部をガード区間として多重信号の先頭に付加する。そして、ガード区間を付加した多重信号を所定の周波数帯域に周波数変換して送信する。

他方、ＯＦＤＭ伝送方式を用いたシステムにおける受信装置は、受信したＯＦＤＭ信号を所定の周波数帯域に周波数変換し、ガード区間の位置を特定して同期を確立する。次に、ＯＦＤＭ信号におけるシンボル毎にガード区間長分の信号を除去した後、当該シンボルに対してフーリエ変換を行って各サブキャリア成分を算出し、当該各サブキャリア成分を復調して送信データを再生する。

サブキャリア成分の復調は、当該サブキャリア成分における振幅および位相の変化量を演算し、当該演算結果に基づいて送信時の信号点配置を再現することにより行う。振幅および位相の変化量の演算を容易にするため、変化量の演算の基準となる既知の信号、すなわちパイロット信号を特定のサブキャリア成分を使って送信する方式が広く用いられている。例えば、日本における地上ディジタルテレビジョン放送方式では、周波数方向においてサブキャリア成分１２個おきに、また、時間方向においては４シンボルおきにパイロット信号が周期的に挿入されている。受信装置では、パイロット信号に基づいて振幅および位相の変化量を算出し、サブキャリア成分の復調を行う。なお、日本における地上ディジタルテレビジョン放送方式では、パイロット信号をスキャッタード・パイロット（Scattered Pilot）信号と呼ぶ。また、以下、説明の便宜上、送信装置においてＯＦＤＭ信号に挿入されるパイロット信号を「送信パイロット信号」といい、受信装置において受信されたＯＦＤＭ信号におけるパイロット信号を「受信パイロット信号」ともいう。

＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態である復調装置１００の構成を示すブロック図である。復調装置１００は、受信アンテナ１、チューナ部２、Ａ／Ｄ（Analog/Digital）変換部３、直交復調回路部４、ＦＦＴ回路部５、タイミング同期回路部６、固定位相回転除去部７、遅延調整回路部８、パイロット抽出回路部９、第１除算回路部１０、既知信号生成回路部１１、時間内挿フィルタ部１２、遅延プロファイル生成回路部１３、周波数内挿フィルタ部１４、第２除算回路部１５およびデータ再生部１６を備えて構成される。本発明の参考形態である復調方法は、復調装置１００によって実行される。

チューナ部２は、受信アンテナ１から入力された放送電波（ＲＦ信号）から所望のＯＦＤＭ方式ディジタル放送を選局し、所定周波数および所定レベルの中間周波（Intermediate Frequency；略称：ＩＦ）信号に変換する。チューナ部２は、ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換部３に与える。Ａ／Ｄ変換部３は、チューナ部２から与えられるＩＦ信号を、アナログ信号からディジタル信号へ変換し、ディジタル信号を直交復調回路部４に与える。

直交復調回路部４は、Ａ／Ｄ変換部３から与えられるディジタル信号を直交復調して、Ｉ信号（同相成分）およびＱ信号（直交成分）に分割した直交復調信号を出力する。直交復調回路部４は、直交復調信号であるＩ信号およびＱ信号をＦＦＴ回路部５およびタイミング同期回路部６に与える。

フーリエ変換部であるＦＦＴ回路部５は、直交復調回路部４から与えられるＩ信号およびＱ信号を、時間軸信号から周波数軸信号に高速フーリエ変換する。さらに述べると、ＦＦＴ回路部５は、直交復調回路部４から与えられる直交復調信号を、後述するタイミング同期回路部６から入力されるタイミング信号に基づいて高速フーリエ変換して、直交復調信号に含まれるサブキャリア成分を固定位相回転除去部７に与える。ＦＦＴ回路部５によって高速フーリエ変換をして前記サブキャリア成分を出力する工程は、フーリエ変換工程に相当する。

固定位相回転除去部７は、ＦＦＴ回路部５から与えられるサブキャリア成分毎に、当該サブキャリア成分の周波数に比例した固定値の位相回転成分を除去する。固定位相回転除去部７は、固定値の位相回転成分を除去したサブキャリア成分を遅延調整回路部８、パイロット抽出回路部９および遅延プロファイル生成回路部１３に与える。

遅延調整回路部８は、固定位相回転除去部７から与えられるサブキャリア成分と、パイロット抽出回路部９、第１除算回路部１０、既知信号生成回路部１１、時間内挿フィルタ部１２、遅延プロファイル生成回路部１３および周波数内挿フィルタ部１４において処理をされた前記サブキャリア成分に対応する信号とが、第２除算回路部１５に同じタイミングで入力するように所定時間だけ遅延した後、固定位相回転除去部７から与えられるサブキャリア成分を第２除算回路部１５に与える。パイロット信号抽出部であるパイロット抽出回路部９は、固定位相回転除去部７から与えられるサブキャリア成分に含まれる受信パイロット信号を抽出し、第１除算回路部１０に与える。パイロット抽出回路部９によって、前記サブキャリア成分に含まれる受信パイロット信号を抽出する工程は、パイロット信号抽出工程に相当する。

復調装置１００には、送信装置においてＯＦＤＭ信号中に挿入された送信パイロット信号が既知信号として予め設定されているので、復調装置１００において、既知信号である送信パイロット信号と受信パイロット信号とを比較することによって、受信パイロット信号に対応する伝送路特性を演算することができる。

具体的には、既知信号生成部である既知信号生成回路部１１において、パイロット抽出回路部９における受信パイロット信号の出力に同期したタイミングで、既知信号である送信パイロット信号を生成して出力し、第１除算回路部１０に与える。既知信号生成回路部１１によって、既知信号である送信パイロット信号を生成して出力する工程は、既知信号生成工程に相当する。第１除算部である第１除算回路部１０では、パイロット抽出回路部９から与えられた受信パイロット信号を、既知信号生成回路部１１から与えられた送信パイロット信号で除算することによって、各受信パイロット信号に対応する伝送路特性を演算し、当該伝送路特性を時間内挿フィルタ部１２および遅延プロファイル生成回路部１３に与える。第１除算回路部１０によって、前記受信パイロット信号を前記送信パイロット信号で除算して、各受信パイロット信号に対応する伝送路特性を算出する工程は、第１除算工程に相当する。

第１除算回路部１０で演算された伝送路特性は、受信パイロット信号に対してのみ得られるので、全てのサブキャリア成分に対して伝送路特性を得るには、フィルタリングによる内挿処理が必要となる。以下に、フィルタリングによる内挿処理の必要性について具体的に説明する。

図２は、パイロット信号の配置を示す図である。図２には、日本の地上ディジタルテレビジョン放送方式に使用されるＯＦＤＭ信号におけるパイロット信号の配置を示している。図２において、紙面に向かって左右方向は周波数方向を表し、上下方向は時間方向を表す。また図２の黒丸は、パイロット信号を表し、白丸はパイロット信号以外のサブキャリア成分を表している。また図２の実線で囲まれた部分は、ｋ（ｋは自然数）番目のサブキャリアを表し、破線で囲まれた部分はｉ（ｉは自然数）番目のシンボルを表し、実線で囲まれた部分と破線で囲まれた部分とが交差する部分は、ｉ番目のシンボルにおけるｋ番目のサブキャリア成分を表している。

パイロット信号は、図２に示すように、周波数方向においてサブキャリア成分１２個おきに、また、時間方向においては４シンボルおきに挿入されている。従って、このパイロット信号に基づいて演算される伝送路特性から、全てのサブキャリア成分に対する伝送路特性を算出するには、一般に時間方向および周波数方向の内挿処理が必要となる。

内挿フィルタ部である時間内挿フィルタ部１２は、第１除算回路部１０から与えられた、受信パイロット信号に対応する伝送路特性に対して、前記内挿処理のうち、時間方向の内挿処理を行う。時間内挿フィルタ部１２において、受信パイロット信号に対応する伝送路特性を時間方向に内挿することによって、当該パイロット信号が含まれるサブキャリア周波数成分の各々に対応する伝送路特性が得られる。時間内挿フィルタ部１２は、時間方向に内挿処理を行った結果を周波数内挿フィルタ部１４に与える。

前記内挿処理のうち、周波数方向の内挿処理は、周波数内挿フィルタ部１４において行われる。ここで、周波数内挿フィルタ部１４のフィルタ特性としては、到来波成分が通過する通過帯域があれば十分であり、当該通過帯域が不必要に広い場合、不要な雑音成分もフィルタを通過してしまうので、復調の性能が劣化してしまう。このような復調の性能の劣化を防止するには、周波数方向の内挿フィルタの通過帯域を必要最小限にする必要がある。そのためには、前記ＦＦＴ回路部５において高速フーリエ変換を行うタイミング（以下「同期タイミング」という）の最適化と、前記周波数方向の内挿に使用する周波数内挿フィルタの通過帯域の最適化とを併せて行うことが有効となる。

同期タイミングの最適化は、当該受信装置に最も先行して到来した到来波のシンボル位置、および最も遅延して到来した到来波のシンボル位置と前記同期タイミングとの時間差に基づいて行うことができる。周波数内挿フィルタの通過帯域の最適化は、同期タイミングおよび当該同期タイミングから最も時間差が大きい到来波の遅延時間に基づいて行うことができる。そこで、前記最適化に必要な信号を、遅延プロファイル生成回路部１３で生成する。なお、ＦＦＴ回路部５から出力される各サブキャリア成分の振幅および位相は、伝送路におけるマルチパス、受信装置における位相雑音および残留周波数誤差だけでなく高速フーリエ変換を行うタイミングにも依存する。以下に、遅延プロファイル生成回路部１３において生成する信号の基礎となる、同期タイミングおよび前記遅延時間について説明する。

図３は、復調装置１００における同期タイミングおよび遅延時間を説明するための図である。以下の説明では、理解を容易にするために、受信装置までの到来時間、すなわち送信装置から送信された信号が受信装置に到来して受信されるまでの時間に、異なる２つの到来波、すなわち第１到来波および第２到来波を受信したと仮定する。第１および第２到来波は、それぞれ、ガード区間とｉ番目のシンボルとから成る。なお、当該受信装置においては、各到来波が加算された信号が受信波となるので、隣接シンボル間の干渉（以下「シンボル間干渉」ともいう）が発生しないようなタイミングで、高速フーリエ変換を行う必要がある。そこで、まず、図３（ａ）を参照して、フーリエ変換を行うタイミング、すなわち同期タイミングの設定について説明する。

図３（ａ）は、異なる到来時間で受信した第１および第２到来波ならびに受信波を模式的に示す図である。図３（ａ）には、第１到来波および第２到来波が加算された信号として受信波が示されているが、前後の網掛け部分は、シンボル間干渉が発生する部分である。そのため、隣接するシンボルと干渉することがない高速フーリエ変換を行うデータ区間は、例えば、図３（ａ）に示されるような第１データ区間、第２データ区間および第３データ区間となる。なお、第１〜第３データ区間の各区間長は、ガード区間を付加する前のシンボル長であり、その区間の始点は同期タイミングによって決定される。

例えば、第１データ区間の場合には、受信波において、ｉ−１番目のシンボルとｉ番目のシンボルとの間でシンボル間干渉が発生しない境界を同期タイミングとしている。また第３データ区間の場合は、第１到来波におけるガード区間の最後尾を同期タイミングとしている。そして、この第３データ区間の最後尾は、受信波において、ｉ＋１番目のシンボルとｉ番目のシンボルとの間でシンボル間干渉が発生しない境界に位置している。また、第２データ区間に対応する同期タイミングは、前記第１データ区間に対応する同期タイミングと前記第３データ区間に対応する同期タイミングとの間に設けられている。このように、同期タイミングは唯一決定されるものではなく、シンボル間干渉が発生しないという条件のもとで、到来波の到来時間差に依存した時間範囲以内であればよい。従って、例えば図３（ａ）において、第２データ区間の同期タイミングは、第１データ区間の同期タイミングと第３データ区間の同期タイミングとの間であればどこに設けてもよい。

次に、図３（ａ）において第１〜第３データ区間に含まれるデータを高速フーリエ変換して得られる信号に対応する遅延プロファイルについて説明する。図３（ｂ）は、第１データ区間に含まれるデータを高速フーリエ変換して得られる信号に対応する遅延プロファイルを模式的に示す図である。図３（ｃ）は、第２データ区間に含まれるデータを高速フーリエ変換して得られる信号に対応する遅延プロファイルを模式的に示す図である。図３（ｄ）は、第３データ区間に含まれるデータを高速フーリエ変換して得られる信号に対応する遅延プロファイルを模式的に示す図である。図３（ｂ），図３（ｃ），図３（ｄ）において、横軸は高速フーリエ変換を行うデータ区間の始点に対する各到来波のガード区間最後尾、すなわちｉ番目のシンボルの先頭位置に対応する遅延時間を表し、縦軸は各到来波に対応する電力を表している。

遅延プロファイルとは、マルチパス環境下における遅延波に対応する情報、例えば遅延時間、電力値などをいうが、本実施の形態においては、送信装置からＦＦＴ回路部５の出力に至るまでの伝送路を経た受信信号に対応する遅延時間および受信電力を当該遅延プロファイルとして扱う。

図３（ｂ）では、第１データ区間に対応する同期タイミングと第１到来波におけるガード区間最後尾との差ａが、第１到来波の同期タイミングに対する遅延時間となり、第１到来波のスペクトルが遅延時間ａの位置に現れる。同様に、図３（ｃ）では、第２データ区間に対応する同期タイミングと第１到来波におけるガード区間最後尾との差ｂが、同期タイミングに対する第１到来波の遅延時間となり、第１到来波のスペクトルが遅延時間ｂの位置に現れる。図３（ｄ）では、第３データ区間に対応する同期タイミングと、第１到来波におけるガード区間最後尾とが一致しているため、第１到来波のスペクトルが遅延時間０の位置に現れ、第２到来波のスペクトルが、各到来波の到来時間差に相当する量ｔだけ離れた位置に現れる。なお、第１データ区間および第２データ区間の場合も、第２到来波のスペクトルは、第１到来波のスペクトルに対してｔだけ離れた位置に現れる。

遅延プロファイル生成部である遅延プロファイル生成回路部１３は、第１除算回路部１０から与えられるパイロット信号の伝送路特性に基づいて、送信装置から送信されたデータに対応する信号がＦＦＴ回路部５の出力に至るまでの伝送路に対応する遅延時間対受信電力を演算し、また固定位相回転除去部７から与えられるサブキャリア成分に基づいて前記遅延時間対受信電力を演算し、これらの遅延時間対受信電力に基づいて前記最適化に必要な信号を出力する。

図４は、本発明の第１の実施の形態における遅延プロファイル生成回路部１３の構成を示すブロック図である。遅延プロファイル生成回路部１３は、信号ソート部２１、第１逆フーリエ変換部２２ａ、第２逆フーリエ変換部２２ｂ、第１相対レベル演算部２３ａ、第２相対レベル演算部２３ｂ、到来波判定部２４、最大遅延波判定部２５、最大遅延時間演算部２６および同期タイミングオフセット演算部２７を備えて構成される。

信号ソート部２１は、第１除算回路部１０から与えられるパイロット信号の伝送路特性を周波数の高い順または低い順に並べる。ただし、パイロット信号の配置が、図２に示すようにシンボル毎にオフセットしている場合は、受信パイロット信号の周波数が受信シンボルによって変化してしまう。従って、このような場合には、現在の受信シンボルよりも以前に受信したシンボルのパイロット信号も利用し、信号ソート部２１の出力において、受信パイロット信号の周波数が変化しないようにする。例えば、パイロット信号が図２に示すように時間方向に４シンボルおきに配置される場合は、現在の受信シンボルを含めて過去４シンボル分のパイロット信号をソートする。

第１逆フーリエ変換部２２ａは、信号ソート部２１によって周波数の高い順または低い順に並べられたパイロット信号に対応する伝送路特性に対して逆フーリエ変換を行い、当該逆フーリエ変換の結果に対応する信号を第１相対レベル演算部２３ａに与える。

第１相対レベル演算部２３ａは、第１逆フーリエ変換部２２ａから与えられる信号、すなわちパイロット信号の伝送路特性に対応する信号の振幅または振幅の２乗値を演算して、当該演算の結果を到来波判定部２４に与える。ここで、第１相対レベル演算部２３ａの出力、すなわち前記振幅または振幅の２乗値は、前記遅延プロファイルにおける遅延時間対受信電力に相当する。

到来波判定部２４は、第１相対レベル演算部２３ａから与えられた演算結果、すなわち前記振幅または振幅の２乗値のうち、予め定めるしきい値よりも大きな成分を、到来波に対応する成分（以下「到来波成分」ともいう）と判定し、当該到来波成分が存在する時間軸上の位置と同期タイミングとの相対的時間差を遅延時間として、最大遅延波判定部２５に与える。ただし、本実施の形態において、最も先行する到来波、図３（ａ）では第１到来波におけるガード区間の最後尾を同期タイミングとしてフーリエ変換した場合、当該最も先行する到来波は最も遅延時間の小さい到来波として検出される。本実施の形態では、遅延時間が負の値として得られた到来波が存在する場合には、ｉ＋１番目のシンボルとのシンボル間干渉が発生していることを意味する。

第２逆フーリエ変換部２２ｂは、固定位相回転除去部７から出力されたサブキャリア成分全てに対して逆フーリエ変換を行う。さらに述べると、第２逆フーリエ変換部２２ｂでは、サブキャリア毎に異なる位相回転成分をキャンセルするために、サブキャリア成分のＩ信号（同相成分）の２乗値とＱ信号（直交成分）の２乗値とを加算した値を用いて逆フーリエ変換を行う。サブキャリア成分の固定位相回転成分については、固定位相回転除去部７で取り除かれている。第２逆フーリエ変換部２２ｂは、逆フーリエ変換の結果に対応する信号を第２相対レベル演算部２３ｂに与える。

第２相対レベル演算部２３ｂは、第２逆フーリエ変換部２２ｂから与えられる全てのサブキャリア成分についての逆フーリエ変換の結果に対応する信号の振幅または振幅の２乗値を演算して、当該演算の結果を最大遅延波判定部２５に与える。ここで、第２相対レベル演算部２３ｂの出力、すなわち前記振幅または振幅の２乗値は、前記遅延プロファイルにおける遅延時間対受信電力に相当する。

第２逆フーリエ変換部２２ｂにおける逆フーリエ変換の元信号、すなわち固定位相回転除去部７から出力されたサブキャリア成分は、既知信号ではないので、前記Ｉ信号（同相成分）の２乗値とＱ信号（直交成分）の２乗値とを用いて行った逆フーリエ変換の結果からは、明確なマルチパス位置を特定することが難しい。しかし、第２フーリエ変換部２２ｂでは、第１逆フーリエ変換部２２ａのようにパイロット信号のみを用いた逆フーリエ変換をする場合に比べて、逆フーリエ変換される信号の周波数が高いので、パイロット信号のみを用いた逆フーリエ変換をする場合よりも広い周波数帯域についての情報を得ることが可能である。たとえば、信号ソート部２１でソートされた過去４シンボル分のパイロット信号の伝送路特性が第１逆フーリエ変換部２２ａに与えられる場合、パイロット信号は、周波数方向においてサブキャリア成分１２個おきに周期的に挿入されているので、第２逆フーリエ変換部２２ｂにおける逆フーリエ変換の結果からは、パイロット信号のみを用いた逆フーリエ変換をする場合の３倍の周波数帯域についての情報を得ることが可能である。したがって、マルチパス検出範囲を広げることができるので、最適な位置にＦＦＴ用の時間窓位置を設定することができる。

第１逆フーリエ変換部２２ａにおいて、パイロット信号を用いて行った逆フーリエ変換の結果から検出されたマルチパス信号は、ディジタル信号の特性から、折り返し成分が観測されている可能性がある。

したがって最大遅延波判定部２５は、到来波判定部２４から与えられる遅延時間に基づいて、最も遅延時間の大きな到来波成分を求め、その到来波成分の折り返し成分に相当する遅延時間の位置に、ピークと思われる成分が存在しないか否かを、第２相対レベル演算部２３ｂから与えられる前記遅延時間対受信電力に基づいて判定する。前記到来波成分の折り返し成分に相当する位置にピークと思われる成分が存在すると判定した場合、最大遅延波判定部２５は、前記最も遅延時間の大きな到来波成分の次に遅延時間の大きな到来波成分を求め、前述のようにして、折り返し成分に相当する遅延時間の位置にピークと思われる成分が存在するか否かを判定する。この判定は、前記到来波成分の折り返し成分に相当する位置にピークと思われる成分が存在しないと判定されるまで続けられる。

最大遅延波判定部２５は、前記到来波成分の折り返し成分に相当する位置にピークと思われる成分が存在しないと判定すると、その到来波成分を最大遅延波成分と判定し、その判定結果を最大遅延時間演算部２６および同期タイミングオフセット演算部２７に与える。また最大遅延波判定部２５は、到来波判定部２４から与えられる遅延時間をそのまま最大遅延時間演算部２６および同期タイミングオフセット演算部２７に与える。

最大遅延時間演算部２６は、最大遅延波判定部２５から与えられる判定結果に基づいて、最大遅延波判定部２５を介して到来波判定部２４から与えられた遅延時間のうち、最も遅延時間の大きな最大遅延波成分の遅延時間に対応する信号（以下「フィルタ帯域制御信号」ともいう）を周波数内挿フィルタ部１４に与える。

同期タイミングオフセット演算部２７は、最大遅延波判定部２５を介して到来波判定部２４から与えられる遅延時間に基づいて、最も遅延時間の小さな到来波成分である最小遅延波成分を判定し、その最小遅延波成分の遅延時間に対応する信号（以下「タイミングオフセット調整信号」ともいう）をタイミング同期回路部６に与える。なお、前記遅延時間と前記フィルタ帯域制御信号の大きさ、例えば電力値、電流値および電圧値などとの関係、または前記遅延時間と前記タイミングオフセット調整信号の大きさ、例えば電力値、電流値および電圧値などとの関係は、例えば、比例関係となるように設定することができる。

このように遅延プロファイル生成回路部１３によって、前記パイロット信号の前記伝送路特性と、前記サブキャリア成分を逆フーリエ変換して得られる結果とに基づいて遅延プロファイルを生成し、前記最大遅延時間に対応する信号および前記最小遅延時間に対応する信号を出力する工程は、遅延プロファイル生成工程に相当する。

内挿フィルタ部である周波数内挿フィルタ部１４は、最大遅延時間演算部２６から与えられた前記フィルタ帯域制御信号に基づいて、時間内挿フィルタ部１２において時間方向への内挿が行われた同一周波数の各サブキャリア成分に対応する伝送路特性に対して、最大の遅延時間に対応する到来波が通過するのに必要かつ十分なフィルタのうち最も狭帯域な通過帯域を持つ内挿フィルタを選択する。そして、選択した内挿フィルタに基づいて周波数方向の内挿処理を行う。時間内挿フィルタ部１２および周波数内挿フィルタ部１４によって、受信パイロット信号に対応する伝送路特性に対して、時間方向の内挿処理および周波数方向の内挿処理をそれぞれ行う工程は、内挿工程に相当する。

前述の時間内挿フィルタ部１２および周波数内挿フィルタ部１４における内挿処理によって、全てのサブキャリア成分に対する伝送路特性を得ることができる。なお、上述した周波数内挿フィルタ部１４は、例えば、低域を通過するローパスフィルタによって構成することができる。

タイミング同期部であるタイミング同期回路部６は、直交復調回路部４から与えられる直交復調信号および同期タイミングオフセット演算部２７から与えられるタイミングオフセット調整信号に応じて、フーリエ変換を行うタイミングに対応する情報を生成し、当該情報に対する信号をタイミング信号としてＦＦＴ回路部５に与える。タイミング同期回路部６によって、フーリエ変換を行うタイミングに対応する情報を生成し、当該情報に対する信号をタイミング信号として出力する工程は、タイミング同期工程に相当する。

第２除算部である第２除算回路部１５は、遅延調整回路部８で遅延された各サブキャリア成分を、周波数内挿フィルタ部１４から出力されたサブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算し、各サブキャリア成分を復調する。第２除算回路部１５によって、前記遅延調整回路部８で遅延された各サブキャリア成分を、周波数内挿フィルタ部１４から出力されたサブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算して復調信号を出力する工程は、第２除算工程に相当する。データ再生部１６では、第２除算回路部１５で復調されたサブキャリア成分の信号点配置から送信データを再生し、この送信データを再生データとして出力する。

以上のように本実施の形態によれば、遅延プロファイル生成回路部１３は、受信したＯＦＤＭ信号をＦＦＴ回路部５でフーリエ変換して得られるサブキャリア成分に含まれるパイロット信号、すなわちフーリエ変換後のパイロット信号と、ＦＦＴ回路部５でフーリエ変換して得られるサブキャリア成分の全て、すなわちフーリエ変換後の全ての受信信号とを利用して遅延プロファイルを生成するので、フーリエ変換後のパイロット信号のみを利用して遅延プロファイルを生成する場合に比べて、マルチパス検出範囲を広げることができる。これによって遅延プロファイルを精度良く、広範囲に渡って生成することができる。

このような遅延プロファイルにおける最大遅延時間に対応する信号に基づいて、周波数内挿フィルタ部１４で周波数内挿フィルタの通過帯域が設定されるので、周波数内挿フィルタの通過帯域が過度に広くなることを防ぐことができる。また遅延プロファイルにおける最小遅延時間に対応する信号に基づいて、タイミング同期回路部６によってタイミング信号が出力され、このタイミング信号に応じてＦＴＴ回路部５でフーリエ変換が行われるので、ＦＦＴ回路部５でフーリエ変換を行う同期タイミングを調整しながら周波数内挿フィルタの通過帯域を制御することができる。したがって、周波数内挿フィルタの通過帯域を必要最小限に抑えることができるので、最適な位置にフーリエ変換用の時間窓位置を設定することができる。

このような周波数内挿フィルタを使用して、第１除算回路部１０で算出されたパイロット信号の伝送路特性に対して、周波数内挿フィルタ部１４で周波数方向への内挿が行われるので、不要な雑音成分が周波数内挿フィルタを通過することを抑制することができる。このようにして周波数内挿フィルタ部１４で周波数方向への内挿が行われるとともに、時間内挿フィルタ部１２で時間方向への内挿が行われて、サブキャリア成分に対応する伝送路特性が出力される。このサブキャリア成分に対する伝送路特性で、ＦＦＴ回路部５から出力されたサブキャリア成分が第２除算回路部１５で除算されて、復調信号が出力される。したがって、不要な雑音成分が周波数内挿フィルタを通過することによる受信性能の劣化を軽減することができる。

＜第２の実施の形態＞
図５は、本発明の第２の実施の形態における遅延プロファイル生成回路部１３Ａの構成を示すブロック図である。本実施の形態の遅延プロファイル生成回路部１３Ａの構成は、前述の第１の実施の形態の遅延プロファイル生成回路部１３の構成と類似しているので、異なる部分についてのみ説明し、対応する部分には同一の参照符を付して重複する説明を省略する。

前述の第１の実施の形態では、遅延プロファイル生成回路部１３による遅延プロファイル生成におけるパイロット信号の処理と全サブキャリアを用いた処理とは、同じシンボルに対して行われるが、伝送路歪の変動が急峻でない場合、遅延プロファイル生成におけるパイロット信号の処理と全サブキャリアを用いた処理とは、同じシンボルに対して行う必要は無い。そこで本実施の形態では、パイロット信号による遅延プロファイル生成処理と、受信したサブキャリア成分全てを用いる遅延プロファイル生成処理とを、それぞれ異なるシンボルを用いて行う。具体的には、本実施の形態における遅延プロファイル生成回路部１３Ａは、第１除算回路部１０で算出されたパイロット信号の伝送路特性と、ＦＦＴ回路部５から出力されたサブキャリア成分のうち、第１除算回路部１０で伝送特性が算出されたパイロット信号を含むシンボルとは別のシンボルに含まれるサブキャリア成分を逆フーリエ変換して得られる結果とに基づいて、遅延プロファイルを生成する。

遅延プロファイル生成回路部１３Ａは、信号ソート部２１、逆フーリエ変換部２２、相対レベル演算部２３、到来波判定部２４、最大遅延波判定部２５、最大遅延時間演算部２６、同期タイミングオフセット演算部２７および入力信号切換スイッチ部２８を備えて構成される。

入力信号切換スイッチ部２８は、２つの入力端子、すなわち第１および第２入力端子２８ａ，２８ｂと１つの出力端子２８ｃとを備える。第１入力端子２８ａには、信号ソート部２１から出力されたパイロット信号が入力され、第２入力端子２８ｂには、固定位相回転除去部７から出力された各サブキャリア成分が入力される。入力信号切換スイッチ部２８は、後述する最大遅延波判定部２５Ａから与えられる切換信号に応じて、第１入力端子２８ａと出力端子２８ｃとが接続される状態と、第２入力端子２８ｂと出力端子２８ｃとが接続される状態とを切換える。

第１入力端子２８ａと出力端子２８ｃとが接続される状態では、信号ソート部２１からのパイロット信号が逆フーリエ変換部２２に与えられ、第２入力端子２８ｂと出力端子２８ｃとが接続される状態では、固定位相回転除去部７からの各サブキャリア成分が逆フーリエ変換部２２に与えられる。

逆フーリエ変換部２２に、信号ソート部２１からのパイロット信号が与えられると、逆フーリエ変換部２２および相対レベル演算部２３は、前述の第１の実施の形態の遅延プロファイル生成回路部１３における第１逆フーリエ変換部２２ａおよび第１相対レベル演算部２３ａと同様の処理をする。これによって、パイロット信号の伝送路特性に対応する信号の振幅または振幅の２乗値の演算結果、すなわち遅延プロファイルにおける遅延時間対受信電力が到来波判定部２４に与えられる。

到来波判定部２４は、前述の第１の実施の形態と同様の処理をして、到来波成分が存在する時間軸上の位置と同期タイミングとの相対的時間差を遅延時間として、最大遅延波判定部２５Ａに与える。最大遅延波判定部２５Ａは、到来波判定部２４から前記相対的時間差が遅延時間として与えられると、入力信号切換スイッチ部２８における接続状態を切換える切換信号を、入力信号切換スイッチ部２８に与える。入力信号切換スイッチ部２８では、前記切換信号に応じて、第１入力端子２８ａと出力端子２８ｃとが接続される状態から、第２入力端子２８ｂと出力端子２８ｃとが接続される状態に切換わる。

また逆フーリエ変換部２２に、固定位相回転除去部７からの各サブキャリア成分が与えられると、逆フーリエ変換部２２および相対レベル演算部２３は、前述の第１の実施の形態の遅延プロファイル生成回路部１３における第２逆フーリエ変換部２２ｂおよび第２相対レベル演算部２３ｂと同様の処理をする。これによって、全てのサブキャリア成分についての逆フーリエ変換の結果に対応する信号の振幅または振幅の２乗値の演算結果、すなわち遅延プロファイルにおける遅延時間対受信電力が最大遅延波判定部２５Ａに与えられる。

最大遅延波判定部２５Ａは、到来波判定部２４から与えられる遅延時間と相対レベル演算部２３から与えられる遅延時間対受信電力とに基づいて、最も遅延時間の大きな到来波成分、すなわち最大遅延波を判定し、判定結果を最大遅延時間演算部２６および同期タイミングオフセット演算部２７に与える。また最大遅延波判定部２５Ａは、到来波判定部２４から前記相対的時間差が遅延時間として与えられると、入力信号切換スイッチ部２８における接続状態を切換える切換信号を、入力信号切換スイッチ部２８に与える。入力信号切換スイッチ部２８では、前記切換信号に応じて、第２入力端子２８ｂと出力端子２８ｃとが接続される状態から、第１入力端子２８ａと出力端子２８ｃとが接続される状態に切換わる。

以上のように本実施の形態の復調装置によれば、遅延プロファイル生成回路部１３Ａは、第１除算回路部１０で算出されたパイロット信号の伝送路特性と、ＦＦＴ回路部５から出力されたサブキャリア成分のうち、第１除算回路部１０で伝送特性が算出されたパイロット信号を含むシンボルとは別のシンボルに含まれるサブキャリア成分を逆フーリエ変換して得られる結果とに基づいて、遅延プロファイルを生成する。つまり、本実施の形態では、パイロット信号による遅延プロファイル生成処理と、受信したサブキャリア成分全てを用いる遅延プロファイル生成処理とは、互いに異なるシンボルに対して行われる。

このように遅延プロファイル生成処理を、２つのシンボルにわたって時系列に行うことによって、遅延プロファイル生成回路部１３Ａを小形化し、復調装置を小形化することが可能である。たとえば本実施の形態のように、逆フーリエ変換部２２および相対レベル演算部２３を１つずつ設け、入力信号切換スイッチ部２８で入力される信号を切換える構成にすることができるので、第１の実施の形態における遅延プロファイル生成回路部１３に比べて、逆フーリエ変換部２２および相対レベル演算部２３の数を２分の１（１／２）に削減することができ、回路規模を２分の１（１／２）に抑えることができる。このように遅延プロファイル生成回路部１３Ａを小形化することができるので、復調装置を小形化することができる。

本発明の第１の実施の形態における復調装置１００の構成を示すブロック図である。パイロット信号の配置を示す図である。復調装置１００における同期タイミングおよび遅延時間を説明するための図である。本発明の第１の実施の形態における遅延プロファイル生成回路部１３の構成を示すブロック図である。本発明の第２の実施の形態における遅延プロファイル生成回路部１３Ａの構成を示すブロック図である。

符号の説明

１受信アンテナ、２チューナ部、３Ａ／Ｄ変換部、４直交復調回路部、５ＦＦＴ回路部、６タイミング同期回路部、７固定位相回転除去部、８遅延調整回路部、９パイロット抽出回路部、１０第１除算回路部、１１既知信号生成回路部、１２時間内挿フィルタ部、１３，１３Ａ遅延プロファイル生成回路部、１４周波数内挿フィルタ部、１５第２除算回路部、１６データ再生部、２１信号ソート部、２２逆フーリエ変換部、２２ａ第１逆フーリエ変換部、２２ｂ第２逆フーリエ変換部、２３相対レベル演算部、２３ａ第１相対レベル演算部、２３ｂ第２相対レベル演算部、２４到来波判定部、２５，２５Ａ最大遅延波判定部、２６最大遅延時間演算部、２７同期タイミングオフセット演算部、２８入力信号切換スイッチ部、１００復調装置。

Claims

受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して、当該フーリエ変換の結果得られるサブキャリア成分を出力するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部から出力された前記サブキャリア成分に含まれるパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、
前記パイロット信号に対応する既知信号を生成して出力する既知信号生成部と、
前記パイロット信号抽出部で抽出された前記パイロット信号を、前記既知信号生成部から出力された前記既知信号で除算して前記パイロット信号に対応する伝送路特性を算出する第１除算部と、
前記第１除算部で算出された前記パイロット信号の前記伝送路特性と、前記フーリエ変換部から出力された前記サブキャリア成分を逆フーリエ変換して得られる結果とに基づいて遅延プロファイルを生成し、当該遅延プロファイルにおける最も遅延する到来波の到来時間である最大遅延時間に対応する信号および前記遅延プロファイルにおける最も先行する到来波の到来時間である最小遅延時間に対応する信号を出力する遅延プロファイル生成部と、
前記第１除算部で算出された前記パイロット信号の伝送路特性に対して、時間方向および周波数方向への内挿を行い、前記サブキャリア成分に対応する伝送路特性を出力する内挿フィルタ部と、
前記遅延プロファイル生成部から出力された前記最小遅延時間に対応する信号に基づいて、前記フーリエ変換部におけるフーリエ変換を行うタイミングを制御するタイミング信号を出力するタイミング同期部と、
前記フーリエ変換部から出力された前記サブキャリア成分を、前記内挿フィルタ部から出力された前記サブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算して復調信号を出力する第２除算部とを備え、
前記フーリエ変換部は、前記タイミング信号に応じて前記フーリエ変換を行い、
前記内挿フィルタ部は、前記最大遅延時間に対応する信号に基づいて前記周波数方向への内挿に使用する周波数内挿フィルタの通過帯域を設定し、前記周波数内挿フィルタを使用して、前記周波数方向への内挿を行い、
前記遅延プロファイル生成部は、前記第１除算部で算出された前記パイロット信号の前記伝送路特性と、前記フーリエ変換部から出力された前記サブキャリア成分のうち、前記第１除算部で前記伝送特性が算出されたパイロット信号を含むシンボルとは別のシンボルに含まれる前記サブキャリア成分を逆フーリエ変換して得られる結果とに基づいて、前記遅延プロファイルを生成することを特徴とする復調装置。