[go: up one dir, main page]

CN102763315B - 开关电源装置 - Google Patents

开关电源装置 Download PDF

Info

Publication number
CN102763315B
CN102763315B CN201180010397.7A CN201180010397A CN102763315B CN 102763315 B CN102763315 B CN 102763315B CN 201180010397 A CN201180010397 A CN 201180010397A CN 102763315 B CN102763315 B CN 102763315B
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
switch element
voltage
switching power
winding
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201180010397.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102763315A (zh
Inventor
细谷达也
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
Publication of CN102763315A publication Critical patent/CN102763315A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102763315B publication Critical patent/CN102763315B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

开关控制IC(81)对第1开关元件(Q1)进行导通/截止控制。在变压器(T)的高侧驱动绕组(nb2)和第2开关元件(Q2)之间设置了第2开关控制电路(61)。第2开关控制电路(61)在第1开关元件(Q1)的导通时间对电容器(Cb2)以恒流向负方向放电，在第2开关元件(Q2)接通后，使电容器(Cb2)以恒流向正方向充电。根据充电电流值相对于放电电流值的比例，晶体管(Q3)控制第2开关元件(Q2)的导通时间，使得第2开关元件(Q2)的导通时间相对于第1开关元件(Q1)的导通时间的比例总是成为大致恒定。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及具备变压器和两个开关元件的开关电源装置。
背景技术
以往，在专利文献1、专利文献2中公开了一种构成为使两个开关元件互补地交替导通/截止的开关电源装置。
图1是专利文献1所公开的开关电源装置的电路图。在图1中，开关电源装置1应用了一般被称为反激变换器(flyback converter)的电路，主开关元件Q1交替地反复导通和截止，在导通时，在变压器1中蓄积能量，在截止时，向负载提供电力。此外，开关电源装置1采用了对施加给主开关元件Q1的浪涌电压进行钳位的所谓有源钳位方式，实现主开关元件Q1以及副开关元件Q2的零电压开关动作。
对于开关电源装置1，作为主开关元件的FETQ1、变压器T的1次绕组N1以及直流电源E串联连接，作为副开关元件的FETQ2以及电容器C1的串联电路连接于变压器T的1次绕组N1的两端间。
这里，FETQ1的栅极通过主开关元件控制电路(主控制电路)2连接于第1驱动绕组N3的一端。此外，FETQ2的源极连接于FETQ1的漏极，栅极通过副开关元件控制电路(副控制电路)3连接于变压器T的第2驱动绕组N4的一端。
此外，FETQ2的栅极以及源极通过副控制电路3连接于第2驱动绕组N4的两端间。副控制电路3具备晶体管Q3、电容器C2、电阻R1、电容器C3、电阻R2以及电感器4。其中，电容器C2以及电阻R1构成时间常数电路。
此外，开关电源装置1在变压器T的2次侧具备整流二极管Do、以及平滑电容器C4。
另一方面，在专利文献2中公开了构成为利用IC来驱动低侧(low side)以及高侧(high side)这两方的开关元件的开关电源装置。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开2001-37220号公报
专利文献2：JP特开平7-274498号公报
发明内容
发明要解决的课题
在专利文献1的开关电源装置中，构成为利用变压器T的驱动绕组N4和时间常数电路来驱动高侧的开关元件Q2，是简单的电路。但是，在进而使频率变化那样的控制中，期望也使开关元件Q2的导通时间变化，而开关元件Q2的导通时间由时间常数电路基本固定，所以难以进行对应。
另一方面，如专利文献2的开关电源装置那样，在利用IC来驱动低侧以及高侧这两方的开关元件的结构中，比较容易进行所述时间比例的设定、以及频率的设定。但是，因为存在高侧的开关元件的接地电位成为与电源电压相同电位的期间，所以为了利用IC进行直接驱动，需要高耐压设计的IC。对于高耐压设计的IC，其设计复杂，将会使用非常高价的IC。此外，在利用一个IC直接驱动2个开关元件的结构中，IC的周边电路的路径需要分别连接于2个开关元件，所以周边电路也变得复杂。因此，不得不成为更高成本的开关电源装置。
本发明的目的在于提供一种不需要高耐压的IC、能够在导通时间比例大致恒定下驱动低侧和高侧这两方的开关元件的低成本的开关电源装置。此外，尤其在于提供一种开关电源装置，其即使在负载电流变化，因此开关频率发生了变化的情况下，也能够使2个开关元件各自的导通时间的比例大致恒定，并且互补地交替导通/截止。
用于解决课题的手段
为了解决所述课题，本发明的开关电源装置如下那样构成。
一种开关电源装置，其具备：
直流电源输入部，其输入直流输入电压；
变压器(T)，其至少具备磁耦合的1次绕组(np)、2次绕组(ns)以及高侧驱动绕组(nb2)；
低侧的第1开关元件(Q1)和高侧的第2开关元件(Q2)，其互补地反复导通/截止，使得将所述直流输入电压断续地施加给所述1次绕组(np)，其中所述高侧的第2开关元件与所述低侧的第1开关元件的接地电平不同；
第1开关控制电路，其控制所述第1开关元件(Q1)；和
第2开关控制电路，其控制所述第2开关元件(Q2)，
所述开关电源装置通过从所述2次绕组(ns)输出的电压，输出负载电流并且提供输出电压(Vo)，其中，
所述第1开关控制电路是向所述第1开关元件(Q1)的控制端子输出规定的导通时间持续的信号，从而使所述第1开关元件(Q1)在导通规定的导通时间之后关断的电路，
所述第2开关控制电路具备：
第1电容器；
双向恒流电路，其具备放电电流设定电路和充电电流设定电路，所述放电电流设定电路基于在所述第1开关元件(Q1)的导通期间在所述高侧驱动绕组(nb2)产生的电压(负电压)，设定使所述第1电容器以大致恒定的放电电流向负方向放电的放电电流值(Ib1)，所述充电电流设定电路基于在所述第1开关元件(Q1)的截止期间在所述高侧驱动绕组(nb2)产生的电压(正电压)，设定使所述第1电容器以大致恒定的充电电流向正方向充电的充电电流值(Ib2)；
晶体管(Q3)，其通过所述第1电容器的充电电压来控制，在所述第1电容器的充电电压超过规定的阈值时控制所述第2开关元件(Q2)的控制端子的电压从而使所述第2开关元件(Q2)关断；以及
接通信号传递电路，其将在所述高侧驱动绕组(nb2)产生的电压施加给所述第2开关元件(Q2)的控制端子从而使所述第2开关元件(Q2)接通，
所述第2开关控制电路设定所述充电电流值(Ib2)相对于所述放电电流值(Ib1)的比例即充放电电流比例(Di)(＝Ib2/Ib1)，
并控制所述第2开关元件(Q2)的导通时间(ton2)，使得所述第2开关元件(Q2)的导通时间(ton2)相对于所述第1开关元件(Q1)的导通时间(ton1)的比例即导通时间比例(Da)(＝ton2/ton1)相对于所述负载电流的变化成为大致恒定。
例如，所述第2开关控制电路，将所述第1开关元件(Q1)的关断作为触发，通过在所述高侧驱动绕组(nb2)产生的电压，经由所述接通信号传递电路使所述第2开关元件(Q2)接通，将所述充放电电流比例(Di)大致设定为1，控制所述第2开关元件(Q2)的导通时间，使得所述导通时间比例(Da)相对于所述负载电流的变化大致成为1。
例如，所述第2开关控制电路，将所述第1开关元件(Q1)的关断作为时机，通过在所述高侧驱动绕组(nb2)产生的电压，经由所述接通信号传递电路使所述第2开关元件Q2接通，
在用Di表示所述充放电电流比例、用Vi表示所述直流输入电压、用Vo表示所述输出电压、用np表示所述1次绕组的匝数、用ns表示所述2次绕组的匝数时，设定为Di大于ns·Vi/np·Vo，控制所述第2开关元件(Q2)的导通时间，使得所述导通时间比例(Da)相对于所述负载电流的变化成为大致恒定。
例如，所述双向恒流电路包括基于运算放大器的恒流电路。
例如，所述双向恒流电路包括由晶体管电路构成的恒流电路，所述晶体管电路将第1晶体管(Q11)的基极连接于第2晶体管(Q12)的集电极、将第1晶体管(Q11)的发射极连接于第2晶体管(Q12)的基极。
例如，所述双向恒流电路包括由齐纳二极管和电阻构成的恒流电路。
例如，所述双向恒流电路由基于4个二极管的二极管桥式整流电路、和连接于所述二极管桥式整流电路的输出端间的1个恒流电路构成。
例如，所述双向恒流电路包括将2个齐纳二极管反方向串联连接的双向恒压电路，输入所述高侧驱动绕组(nb2)的电压从而在双向生成恒定电压。
例如，将电容器并联连接于对在所述高侧驱动绕组(nb2)产生的电压进行整流，并且向所述放电电流设定电路或者所述充电电流设定电路流过电流的整流二极管中的至少一个整流二极管。
例如，将电阻并联连接于对在所述高侧驱动绕组(nb2)产生的电压进行整流，并且向所述放电电流设定电路或者所述充电电流设定电路流过电流的整流二极管中的至少一个整流二极管。
例如，所述变压器(T)具备低侧驱动绕组(nb1)，所述低侧驱动绕组(nb1)的一端连接于所述直流电源输入部的低电位侧，另一端按照经由第2整流平滑电路对所述第1开关控制电路提供直流电源电压的方式进行连接。
例如，所述第1开关控制电路具备：开关元件驱动电路，其输出在通过所述低侧驱动绕组(nb1)检测到所述变压器(T)的电压极性的反转时使所述第1开关元件(Q1)接通的驱动电压信号；和电压-时间变换电路，其根据通过检测所述输出电压并与基准电压(目标电压)进行比较而产生的反馈信号的电压，控制从所述第1开关元件(Q1)接通至所述第1开关元件(Q1)关断的时间。
发明效果
根据本发明，因为不需要高耐压的IC，所以可以实现低成本化。此外，高侧的开关元件Q2的驱动电路和控制电路被一体化，能够由一个晶体管(Q3)构成第2开关控制电路。因此可以实现低成本化。
第2开关控制电路按照第2开关元件相对于第1开关元件的导通时间的比例成为大致恒定的方式使第2开关元件导通，所以即使在负载电流变化，因此开关频率发生了变化的情况下，例如若该导通时间的比例大致为1，则也能够容易地使第1、第2开关元件以大致相同的导通时间进行动作。
附图说明
图1是专利文献1中所公开的开关电源装置的电路图。
图2是第1实施方式所涉及的开关电源装置101的电路图。
图3是表示第1开关元件Q1的栅极/源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极/源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极/源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压的关系的波形图。
图4是表示高侧驱动绕组nb2的电压Vnb2和电容器Cb2的电压VCb2的关系的波形图。
图5是第2实施方式所涉及的开关电源装置102的电路图。
图6是第3实施方式所涉及的开关电源装置103的电路图。
图7是第4实施方式所涉及的开关电源装置104的电路图。
图8是第5实施方式所涉及的开关电源装置105的电路图。
图9是第6实施方式所涉及的开关电源装置106的电路图。
图10是表示图9中的第1开关元件Q1的栅极/源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极/源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极/源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压Vcb2的关系的波形图。
图11是第7实施方式所涉及的开关电源装置107的电路图。
图12是表示图11中的第1开关元件Q1的栅极/源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极/源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极/源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压Vcb2的关系的波形图。
图13是第8实施方式所涉及的开关电源装置108的电路图。
图14是表示图13中的第1开关元件Q1的栅极/源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极/源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极/源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压Vcb2的关系的波形图。
图15是第9实施方式所涉及的开关电源装置109的电路图。
图16是第10实施方式所涉及的开关电源装置110的电路图。
图17是第11实施方式所涉及的开关电源装置111的电路图。
图18是第12实施方式所涉及的开关电源装置112的电路图。
图19是第13实施方式所涉及的开关电源装置113的电路图。
图20是第14实施方式所涉及的开关电源装置114的电路图。
图21是第15实施方式所涉及的开关电源装置115的电路图。
图22是第16实施方式所涉及的开关电源装置116的电路图。
图23是第17实施方式所涉及的开关电源装置117的电路图。
图24是第18实施方式所涉及的开关电源装置118的电路图。
图25是第19实施方式所涉及的开关电源装置119的电路图。
图26是第20实施方式所涉及的开关电源装置120的电路图。
图27是第21实施方式所涉及的开关电源装置121的电路图。
具体实施方式
《第1实施方式》
对于第1实施方式所涉及的开关电源装置，参照图2、图3来进行说明。
图2是第1实施方式所涉及的开关电源装置101的电路图。在该开关电源装置101的输入端子PI(+)-PI(G)间输入直流输入电源Vi的电压。而且，向连接于开关电源装置101的输出端子PO(+)-PO(G)间的负载Ro输出规定的直流电压。
在输入端子PI(+)-PI(G)间，构成了串联连接了电容器Cr、电感器Lr、变压器T的1次绕组np、第1开关元件Q1以及电流检测用电阻Ri的第1串联电路。第1开关元件Q1由FET构成，漏极端子连接于变压器T的1次绕组np，源极端子连接于电流检测用电阻Ri。
在变压器T的1次绕组np的两端，构成了串联连接了第2开关元件Q2和电容器Cr以及电感器Lr的第2串联电路。
在变压器T的2次绕组ns1、ns2，构成了由二极管Ds、Df以及电容器Co构成的第1整流平滑电路。该第1整流平滑电路对从2次绕组ns1、ns2输出的交流电压进行全波整流并且进行平滑，之后向输出端子PO(+)-PO(G)输出。
在变压器T的低侧驱动绕组nb1连接由二极管Db以及电容器Cb构成的整流平滑电路。通过该整流平滑电路而得到的直流电压作为电源电压提供给开关控制IC81的GND端子以及VCC端子间。
开关控制IC81相当于本发明的第1开关控制电路。开关控制IC81具备从其OUT端子对第1开关元件Q1的栅极输出驱动电压的开关元件驱动电路。第1开关元件Q1通过所述驱动电压而进行导通/截止动作。
在变压器T的高侧驱动绕组nb2和第2开关元件Q2之间设置有第2开关控制电路61。具体而言，变压器T的高侧驱动绕组nb2的第1端连接于第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的连接点(第2开关元件Q2的源极端子)，在高侧驱动绕组nb2的第2端和第2开关元件Q2的栅极端子之间连接第2开关控制电路61。在第2开关元件Q2的栅极端子和源极端子间连接电阻Rgs。
第2开关控制电路61在第2开关元件Q2接通(turn on)后，在经过了与第1开关元件Q1的导通时间相同的时间时，强制性地使第2开关元件Q2关断(turn off)。
在输出端子PO(+)、PO(G)以及开关控制IC81之间设置有反馈电路。但是，在图2中简单地用一条线(Feed back)仅表示反馈路径。对于所述反馈电路，具体而言，通过比较输出端子PO(+)-PO(G)间的电压的分压值和基准电压，从而产生反馈信号，并且在绝缘状态下向开关控制IC81的FB端子输入反馈电压。
开关控制IC81在通过低侧驱动绕组nb1检测出变压器T的电压极性的反转时，输出使第1开关元件Q1接通的驱动电压信号。此外，具备电压-时间变换电路，其按照通过检测向负载的输出电压并且与基准电压(目标电压)进行比较而产生的反馈信号的电压，控制第1开关元件Q1的接通至关断的导通时间。
所述第2开关控制电路61是由二极管桥式整流电路、和连接于该二极管桥式整流电路的输出端间的恒流电路CC2构成的双向恒流电路，所述二极管桥式整流电路由4个二极管D1、D2、D3、D4构成。
第1开关元件Q1接通后，由于高侧驱动绕组nb2中感应的负电压，通过电容器Cb2→二极管D3→恒流电路CC2→二极管D2→高侧驱动绕组nb2的路径，电容器Cb2以恒流向负方向放电。
之后，第1开关元件Q1关断后，由于高侧驱动绕组nb2中感应的正电压，经由电阻R5向第2开关元件Q2施加正电压，Q2接通。此外，通过高侧驱动绕组nb2→二极管D1→恒流电路CC2→二极管D4→电容器Cb2的路径，电容器Cb2以恒流向正方向充电。在电容器Cb2的电压超过作为晶体管的阈值电压的大约0.6V的时点，晶体管Q3导通，据此，第2开关元件Q2关断。
根据以上的动作，所述电容器Cb2的放电时间即第1开关元件Q1的导通时间、和电容器Cb2的充电时间即第2开关元件Q2的导通时间变得相等。
另外，连接于第2开关元件Q2的栅极端子和源极端子间的电阻Rgs被设置用来调整在第2开关元件Q2的栅极/源极间所施加的电压值，或者使残留电荷放电，但是即使不使用电阻Rgs，对基本动作也没有大影响。
图3是表示第1开关元件Q1的栅极/源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极/源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极/源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压的关系的波形图。
在第1开关元件Q1导通时，在高侧驱动绕组nb2感应负电压，电容器Cb2的充电电压VCb2从阈值电压的大约0.6V逐渐降低。之后，第1开关元件Q1关断时，在高侧驱动绕组nb2感应正电压，电容器Cb2的充电电压VCb2逐渐上升。该电容器Cb2的充电电压VCb2超过阈值电压的大约0.6V时，晶体管Q3导通。据此，第2开关元件Q2的栅极电位变为0V，第2开关元件Q2关断。因为电容器Cb2以相同电流值的恒流进行充放电，所以充电电压VCb2的斜率相等。即，充放电电流比例Di为1∶1。因此，第2开关元件Q2的导通时间与第1开关元件Q1的导通时间相等。
在图3中TQ1ON(1)和TQ2ON(1)通过上述的动作而变得相等。这里第1开关元件Q1的导通时间变长并且成为TQ1ON(2)时，Vds1以及VCb2成为用虚线表示的波形图。此时TQ1ON(2)和TQ2ON(2)也通过上述的动作而变得相等。
图4是表示所述高侧驱动绕组nb2的电压Vnb2和所述电容器Cb2的电压VCb2的关系的波形图。
如此，若第1开关元件Q1的导通时间变化，则伴随于此，第2开关元件Q2的导通时间变化。
另外，通过电容器Cb2的电荷放电，虽然在晶体管Q3的基极/发射极施加反向偏置电压，但是通常具有到-5V左右的耐压，考虑设计余量，也能够在-4V～0.6V的较宽范围进行充放电。若增大对电容器Cb2的电压变动幅度，则对干扰噪声的抗扰度(tolerance)变大，此外对于温度变化、部件的电气特性的偏差等，误差也变小，能够稳定地进行动作。
根据第1实施方式，可以实现如下效果。
(a)可以使第1开关元件Q1和第2开关元件Q2以大致相同的导通时间、以对称波形交替地进行导通/截止动作。
(b)可以使对第1开关元件Q1的导通时间进行检测的电路和使第2开关元件Q2接通以及关断的电路一体化，可以利用最小部件数的分立部件构成第2开关控制电路。
(c)虽然第2开关元件Q2的与变压器T的1次绕组连接的接地端子电位由于第1开关元件Q1的开关而发生变动，但是由于第2开关控制电路61是使用在高侧驱动绕组nb2产生的交流电压进行动作的电路，所以与所述接地端子电位的变动无关，难以产生误动作。
(d)将在变压器绕组产生的电压变化用作触发(trigger)，第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2进行接通，隔着最小的空载时间(dead time)交替地进行导通/截止动作。即两开关元件不会同时导通，能够确保较高的可靠性。此外，空载时间成为能够实现ZVS(零电压开关)动作的最小值，所以可获得较高的电力变换效率。
《第2实施方式》
图5是第2实施方式所涉及的开关电源装置102的电路图。
与图2所示的第1开关电源装置101不同的是第2开关控制电路62的结构。在该图5的例子中，更具体地示出了恒流电路。即，第1晶体管Q11的基极连接于第2晶体管Q12的集电极，第1晶体管Q11的发射极连接于第2晶体管Q12的基极，在第1晶体管Q11的集电极和基极间连接电阻R12，在第2晶体管Q12的发射极和基极间连接电阻R11，由此构成了一个恒流电路。
根据该结构，能够用最小部件数的分立部件构成第2开关控制电路。
另外，在图5所示的例子中，电阻R6与二极管D6的串联电路对电阻R5并联连接。因此，能够改变用高侧驱动绕组nb2中产生的电压对第2开关元件Q2的输入电容充电电荷从而接通第2开关元件Q2时的充电路径、和从第2开关元件Q2的输入电容放出电荷时的放电路径，从而使阻抗具有差异。因此，能够调整从在高侧驱动绕组nb2中产生了电压变化的时点开始的延迟时间，可以按照能够在最合适的时刻接通第2开关元件Q2的方式进行设计。
《第3实施方式》
图6是第3实施方式所涉及的开关电源装置103的电路图。
与图2所示的第1开关电源装置101不同的是第2开关控制电路63的结构。在该例子中，分别对二极管D1、D2、D3、D4并联地连接电容器C1、C2、C3、C4。
如此，通过对对恒流电路CC2的输入输出电流进行整流的二极管并联连接电容器，从而可以在对整流二极管施加反方向电压的期间，在电容器C1、C2、C3、C4积蓄电荷，在高侧驱动绕组nb2的电压发生变化的空载时间，对电容器C1、C2、C3、C4中积蓄的电荷进行放电，结果与二极管相比能够以超前相位流过电流。由此可以调整对电容器Cb2的充放电的电流量，能够利用电容器C1、C2、C3、C4补正空载时间的充放电电流的变形，尤其是对电容器Cb2的充放电电流的方向变化时的充放电电流的变形。另外，电容器不需要与全部二极管D1～D4并联连接，只要与至少一个二极管进行并联连接，就能够对充放电电流的变形进行补正。
《第4实施方式》
图7是第4实施方式所涉及的开关电源装置104的电路图。
与图5所示的第1开关电源装置102不同的是第2开关控制电路64的结构。在该例子中，分别对二极管D1、D2、D3、D4并联连接电容器C1、C2、C3、C4。
如此，通过对基于晶体管Q11、Q12的恒流电路的输入输出电流进行整流的二极管并联连接电容器，能够在对整流二极管施加反方向电压的期间，在电容器C1、C2、C3、C4中积蓄电荷，在高侧驱动绕组nb2的电压发生变化的空载时间，将电容器C1、C2、C3、C4中积蓄的电荷放电，结果与仅利用整流二极管的情况相比，能够以超前相位流过电流。由此可以调整对电容器Cb2的充放电的电流量，能够利用电容器C1、C2、C3、C4补正空载时间的充放电电流的变形，尤其是对电容器Cb2的充放电电流的方向发生变化时的充放电电流的变形。
《第5实施方式》
图8是第5实施方式所涉及的开关电源装置105的电路图。
与图2所示的第1开关电源装置101不同的是第2开关控制电路65的结构。在该例子中，分别对二极管D1、D2并联连接电容器C1、C2。此外，分别对二极管D3、D4并联连接电阻R3、R4。
通过使该电阻R3、R4的电阻值不同，能够使对电容器Cb2的充电路径和放电路径的阻抗(时间常数)不同。因此，能够补正第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的若干的导通时间的差分。此外，通过使用电阻R3、R4调整电阻值，能够对输入电压或者输出电压发生变化时所需要的若干的导通时间的差分进行补正。即，利用高侧驱动绕组nb2的电压变化，来使用电阻R3、R4调整电阻值。通过对由恒流电路决定的电流加上由高侧驱动绕组nb2的电压和电阻R3或者电阻R4决定的电流来进行重叠，作为对电容器Cb2的充电或者放电的电流，从而能够进行输入输出电压发生变化时的补正。由此，能够使第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的导通时间以更高的精度相等。另外，电阻只要与二极管D1～D4的至少一个并联连接即可。另外在没有并联连接电阻的地方，可以代替电阻而连接电容器，也可以不连接。
《第6实施方式》
图9是第6实施方式所涉及的开关电源装置106的电路图。
与第1～第5实施方式中所示的开关电源装置不同的是第2开关控制电路66的结构。在该例子中，设置了将2个齐纳二极管Dz1、Dz2反方向串联连接，并且串联连接了电阻R7的电路。该电路输入高侧驱动绕组nb2的输出电压从而在双向产生恒定电压。该串联连接的齐纳二极管Dz1、Dz2的两端电压施加给基于电容器Cb2以及电阻R8的充放电电路。
为了使电容器Cb2的充电和放电的电流相等，基本上，2个齐纳二极管Dz1、Dz2的齐纳电压相等。
图10是表示图9中的第1开关元件Q1的栅极/源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极/源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极/源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压Vcb2的关系的波形图。
首先，第1开关元件Q1接通时，高侧驱动绕组nb2中感应的负电压通过齐纳二极管Dz1、Dz2以及电阻R7的串联电路而被恒压化，施加给基于电容器Cb2以及电阻R8的时间常数电路。
之后，若第1开关元件Q1关断，则高侧驱动绕组nb2中感应的正电压经由电阻R5向第2开关元件Q2施加正电压，Q2接通。此外，高侧驱动绕组nb2中感应的正电压通过齐纳二极管Dz1、Dz2以及电阻R7的串联电路而被恒压化，并且对基于电容器Cb2以及电阻R8的时间常数电路施加所述被稳定化的正电压。
在电容器Cb2的电压超过约0.6V的时点，晶体管Q3导通，据此，第2开关元件Q2关断。
通过以上的动作，电容器Cb2的充电时间即第1开关元件Q1的导通时间、和电容器Cb2的放电时间即第2开关元件Q2的导通时间变得大致相等。
在图10中，TQ1ON(1)和TQ2ON(1)通过上述的动作而变得相等。这里当第1开关元件Q1的导通时间变长且成为TQ1ON(2)时，Vds1以及VCb2成为由虚线所示的波形图。此时，TQ1ON(2)和TQ2ON(2)也通过上述的动作而变得相等。
《第7实施方式》
图11是第7实施方式所涉及的开关电源装置107的电路图。
在第1～第6实施方式中使导通时间比例Da(＝TQ2ON/TQ1ON)＝1，而在第7实施方式中是与导通时间比例Da(＝TQ2ON/TQ1ON)≠1对应的例子。
与第1实施方式所示的开关电源装置不同的是第2开关控制电路67的结构。在该例中，具备2个恒流电路CC21、CC22，逆流防止用的二极管D1、D2，电容器C5。
在第1开关元件Q1接通时，由于高侧驱动绕组nb2中感应的电压，通过电容器Cb2→恒流电路CC22→二极管D2→高侧驱动绕组nb2的路径，电容器Cb2以恒流向负方向放电。
之后，在第1开关元件Q1关断时，由于高侧驱动绕组nb2中感应的正电压，经由电阻R5以及电容器C5对第2开关元件Q2施加正电压，Q2接通。此外，通过高侧驱动绕组nb2→二极管D1→恒流电路CC21→电容器Cb2的路径，电容器Cb2以恒流向正方向充电。在电容器Cb2的电压超过了约0.6V的时点，晶体管Q3导通，据此，第2开关元件Q2关断。
因为对电容器Cb2的充电电流和放电电流独立地被决定，所以电容器Cb2的放电时间即第1开关元件Q1的导通时间、和电容器Cb2的充电时间即第2开关元件Q2的导通时间不同。但是，对电容器Cb2的充电时间和放电时间之比为恒定，并且与第1开关元件Q1的导通时间成比例关系(线性)。因此，导通时间比例Da(＝TQ2ON/TQ1ON)以预先决定的关系保持恒定。
这里，例如，设电力变换电路为应用了反激变换器的电路构成。而且，针对以下的情况进行研究：开关元件Q2关断之后变压器的复位时间结束，利用由变压器的复位结束导致的变压器电压的反转来使开关元件Q1接通，由此使流过变压器的电流以电流临界模式进行动作。
以电流临界模式进行动作时零电压开关能够容易实现，此外能够减低伴随2次侧的整流二极管的反向恢复时间的损耗，在特定的设计条件下，能够实现高效率的动作。但是，如RCC(ringing choke converter，振铃扼流变换器)那样以电流临界模式进行动作时，开关元件Q1的导通时间相对于负载变动而较大地发生变化，追随于此，使开关元件Q2的导通时间变化，使开关周期变化，这在现有技术中是非常困难的。在本实施例中，利用如下方式解决了这种课题。
在图11中，在用Vi表示直流输入电压，用Vo表示输出电压，用np表示1次绕组的匝数，用ns表示2次绕组的匝数时，在对变压器进行励磁的时间ts与对变压器进行复位的时间tr之间，根据变压器的磁通量的连续性，ts·Vi/np＝tr·Vo/ns的关系式成立。因此，对变压器进行复位的时间tr与对变压器进行励磁的时间ts之比，表示为tr/ts＝(ns·Vi)/(np·Vo)。
这里，电容器Cb2的放电时间TQ1ON与放电电流值Ib1之积TQ1ON·Ib1成为放电电荷量。同样地，充电电荷量表示为TQ2ON·Ib2。在稳定状态下，放电电荷量和充电电荷量相等，所以TQ1ON·Ib1＝TQ2ON·Ib2成立。因此，导通时间比例Da＝TQ2ON/TQ1ON＝Ib1/Ib2＝1/Di成立。
当前，若设定Di(＝1/Da)＞(tr/ts)、即Da＜(tr/ts)，则即使开关元件Q1的导通时间TQ1ON变化，开关元件Q2的导通时间TQ2ON也总是比变压器的复位时间tr短。如此设定时，开关元件Q2关断之后，变压器的复位时间结束，通过利用由变压器的复位结束引起的变压器电压的反转来使开关元件Q1接通，从而能够使流过变压器的电流以电流临界模式进行动作。而且，在相对于负载的变动，开关元件Q1的导通时间较大地发生了变化的情况下，也能够追随于此，使开关元件Q2的导通时间变化，并以电流临界模式实现动作。
即，在本实施例中，充放电电流比例Di(＝Ib2/Ib1)和导通时间比例Da(＝TQ2ON/TQ1ON)之间，Di＝1/Da的关系成立，通过按照Di大于(ns·Vi)/(np·Vo)的方式进行设定，并且按照导通时间比例(Da)相对于负载电流的变化大致恒定的方式控制第2开关元件Q2的导通时间，从而使变换器以电流临界模式进行动作，即使相对于负载的变化而开关元件Q1的导通时间变化，从而开关周期变化，也能够实现零电压开关，并且可以降低与2次侧的整流二极管的反向恢复时间相伴随的损耗。
如此，因为总是能够以恒定比例生成与低侧的导通时间相应的适当的高侧的导通时间，所以也能够应用于高侧和低侧的导通时间可以不恒定的电路方式(例如前述的反激方式、正激(forward)方式等)。
图12是表示图11中的第1开关元件Q1的栅极/源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极/源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极/源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压Vcb2的关系的波形图。
在第1开关元件Q1导通时，在高侧驱动绕组nb2感应负电压，电容器Cb2的充电电压VCb2从约0.6V逐渐降低。之后，在第1开关元件Q1关断时，在高侧驱动绕组nb2感应正电压，电容器Cb2的充电电压VCb2逐渐上升。在该电容器Cb2的充电电压VCb2超过约0.6V时，晶体管Q3导通。据此，第2开关元件Q2的栅极电位变为0V，第2开关元件Q2关断。
电容器Cb2通过恒流电路CC21被充电，并且通过恒流电路CC22被放电，所以充电电压VCb2的上升过程的斜率和下降过程的斜率不同。但是，即使第1开关元件Q1的导通时间变化，充电电压VCb2的上升过程的斜率和下降过程的斜率也分别恒定。因此，导通时间比例Da(＝TQ2ON/TQ1ON)以预先决定的关系保持恒定。
《第8实施方式》
图13是第8实施方式所涉及的开关电源装置108的电路图。
与图11所示的开关电源装置不同的是第2开关控制电路68的结构。在该例中，电阻R81以及二极管D81的串联电路、和电阻R82以及二极管D82的串联电路并联连接，并且对该并联电路串联了电阻R7。该串联电路连接在高侧驱动绕组nb和电容器Cb2之间。此外，二极管D11和齐纳二极管Dz12反方向串联连接的电路连接在电容器Cb2的两端。
根据该电路结构，输入高侧驱动绕组nb2的输出电压从而在双向产生恒定电压。但是，对电容器Cb2的充电电流经由电阻R81，放电电流经由电阻R82，所以对电容器Cb2的充电时间常数和放电时间常数不同。
另外，通过对二极管D82并联连接电容器C82，从而通过该电容器C82，也使对电容器Cb2的充电时间常数和放电时间常数不同。可以在对二极管D82施加反方向电压的期间，在电容器C82积蓄电荷，在高侧驱动绕组nb2的电压变化的空载时间，将电容器C82中积蓄的电荷放电，结果与仅利用整流二极管的情况相比，能够以超前相位流过电流。由此，能够调整对电容器Cb2的充放电的电流量，能够利用电容器C82补正空载时间的充放电电流的变形，尤其是对电容器Cb2的充放电电流的方向变化时的充放电电流的变形。
此外，将连接在电容器Cb2的两端的二极管D11和齐纳二极管Dz12反方向串联连接的电路，对晶体管Q3的基极/发射极间的反方向施加的电压进行钳位，能够保护不被施加过电压。
图14是表示图13中的第1开关元件Q1的栅极/源极间电压Vgs1、第2开关元件Q2的栅极/源极间电压Vgs2、第1开关元件Q1的漏极/源极间电压Vds1、以及电容器Cb2的电压Vcb2的关系的波形图。
在第1开关元件Q1导通时，在高侧驱动绕组nb2感应负电压，电容器Cb2的充电电压VCb2从约0.6V逐渐降低。之后，在第1开关元件Q1关断时，在高侧驱动绕组nb2感应正电压，电容器Cb2的充电电压VCb2逐渐上升。在该电容器Cb2的充电电压VCb2超过约0.6V时，晶体管Q3导通。据此，第2开关元件Q2的栅极电位变为0V，第2开关元件Q2关断。
对电容器Cb2的充电时间常数和放电时间常数不同，但是其比大致恒定。因此，导通时间比例Da(＝TQ2ON/TQ1ON)以预先决定的关系保持恒定。
《第9实施方式》
图15是第9实施方式所涉及的开关电源装置109的电路图。
与图13所示的开关电源装置不同的是第2开关控制电路69的结构。在该例中，电阻R81以及二极管D81的串联电路、和电阻R82以及二极管D82的串联电路并联连接，在该并联电路和电阻R7的连接点与高侧驱动绕组nb的一端之间，连接了将2个齐纳二极管Dz1、Dz2反方向串联连接的电路。即，附加了齐纳二极管Dz1、Dz2。
如此，将高侧驱动绕组nb的输出，输入到齐纳二极管Dz1、Dz2与电阻R7的串联电路，提供齐纳二极管Dz1、Dz2的串联电路的电压，由此能够抑制(补正)由高侧驱动绕组nb的电压的变动产生的影响。
《第10实施方式》
图16是第10实施方式所涉及的开关电源装置110的电路图。
与图15所示的开关电源装置不同的是第2开关控制电路70的结构。齐纳二极管Dz1、Dz2的连接关系以及其他连接关系不同，但是作用效果基本上与第9实施方式相同。
如此，将高侧驱动绕组nb2的输出，输入到齐纳二极管Dz1、Dz2和电阻R71、R72的串联电路，将施加给齐纳二极管Dz1、Dz2的电压提供给由电容器Cb2和电阻R81或者R82构成的串联电路，由此能够抑制(补正)由高侧驱动绕组nb2的电压的变动产生的影响。
《第11实施方式》
图17是第11实施方式所涉及的开关电源装置111的电路图。
与图16所示的开关电源装置不同的是第2开关控制电路71的结构。在第2开关控制电路71中，对电阻R5串联连接了电容器C5。
关于对第2开关元件Q2的栅极的电压施加，电容器C5和电阻R5作为基于时间常数的延迟电路而起作用，与第2开关元件Q2的栅极/源极间的输入电容相关联地对第2开关元件Q2的接通延迟时间、栅极/源极间的电压值进行控制。
《第12实施方式》
图18是第12实施方式所涉及的开关电源装置112的电路图。
与第2实施方式中图5所示的开关电源装置不同的是第1开关控制电路89的结构。在该例中，由分立部件而不是IC来构成第1开关元件Q1的驱动控制电路。此外，在该例子中，还示出了输出电压检测电路90的具体例。
输出电压检测电路90由如下部分构成：电阻R23、光电耦合器PC(photocoupler)的发光元件、以及齐纳二极管Dz3的串联电路；电阻R21、R22的电阻分压电路；连接该电阻分割电路的输出部和齐纳二极管Dz3的阴极间的电阻R24以及电容器C24。
根据所述输出电压检测电路90的结构，输出电压越上升、或者上升变化率越大，则光电耦合器PC的发光量越增大。
在第1开关控制电路89中，低侧驱动绕组nb1的一端经由电阻R9以及电容器C9连接于第1开关元件Q1的栅极。在第1开关元件Q1的栅极和接地之间，连接了二极管D7以及晶体管Q4的串联电路。在低侧驱动绕组nb1的两端连接了光电耦合器PC的受光元件、电阻R10、以及电容器C10的充放电电路(时间常数电路)。而且按照电容器C10的电压施加给晶体管Q4的基极的方式，将电容器C10连接于晶体管Q4。
此外，在第1开关元件Q1的栅极和接地之间连接了二极管D8和晶体管Q5的串联电路。而且，在第1开关元件Q1的源极和晶体管Q5的基极之间连接了电阻R11。
所述第1开关控制电路89的动作如下所述。
首先，通过图外的启动电路(例如连接在PI(+)和Q1的栅极端子之间的启动电阻等)，第1开关元件Q1导通从而开始启动动作、即后述的过电流保护动作。在额定动作中，通过低侧驱动绕组nb1中产生的正电压，经由光电耦合器PC的光电晶体管元件和电阻R10的并联电路对电容器C10进行充放电的充放电电路(时间常数电路)的充电开始。在电容器C10的充电电压达到约0.6V时，晶体管Q4接通。据此，第1开关元件Q1的栅极电位下降，第1开关元件Q1关断。通过第1开关元件Q1的截止，通过低侧驱动绕组nb1中产生的负电压，电容器C10的电荷被放电，充电负电压。
在所述第1开关元件Q1关断后，通过第2开关控制电路62的作用，第2开关元件Q2在导通了与第1开关元件Q1的导通时间相同的时间之后关断。
通过第2开关元件Q2的关断，低侧驱动绕组nb1中产生的正电压经由电阻R9以及电容器C9施加给第1开关元件Q1的栅极，Q1接通。
反复进行以上的动作。
另外，在第1开关元件Q1的栅极和接地之间连接了二极管D8以及晶体管Q5的串联电路，在第1开关元件Q1的源极和晶体管Q5的基极之间连接了电阻R11。根据该结构，在晶体管Q5的基极电位超过约0.6V程度的过电流流过第1开关元件Q1时，通过晶体管Q5的导通，第1开关元件Q1被强制关断。即，在启动动作、过负载动作中进行过电流保护动作。
根据第12实施方式，部件数较少，能够实现开关电源的小型轻量化。
《第13实施方式》
图19是第13实施方式所涉及的开关电源装置113的电路图。
与第1实施方式中图2所示的开关电源装置不同的是第1开关控制IC84及其周边电路的结构。
所述开关控制IC84是具备IS端子的以电流模式进行动作的一般廉价的IC。
在开关控制IC84的OUT端子上连接了恒流电路CC1以及电容器Cb1的串联电路，按照电容器Cb1的充电电压输入到IS端子的方式进行连接。
通过第2开关元件Q2的关断在低侧驱动绕组nb1中感应的反电动势的电压输入到ZT端子，由此开关控制IC84使OUT端子为高电平。据此，第1开关元件Q1接通。
恒流电路CC1通过开关控制IC84的OUT端子的电压而对电容器Cb1进行恒流充电。开关控制IC84内的比较器比较电容器Cb1的电压和FB端子的电压，FB端子的电压变得越低，则电容器Cb1的充电时间变得越短。即，第1开关元件Q1的导通时间变短，被恒压化。
另外，二极管D9构成电容器Cb1的电荷的放电路径。
《第14实施方式》
图20是第14实施方式所涉及的开关电源装置114的电路图。
与第13实施方式中图19所示的开关电源装置不同的是第1开关控制IC84的周边电路的结构。
在开关控制IC84的OUT端子，构成了由电阻R13以及齐纳二极管Dz4构成的恒压电路。在该齐纳二极管Dz4上连接了基于电阻R14以及电容器Cb1的时间常数电路。在电容器Cb1的两端连接了基于电阻R15、R16的电阻分割电路。而且该电阻分割电路的输出电压连接于开关控制IC84的IS端子。
其他结构与第7实施方式相同。
如此，也可以以恒压对时间常数电路进行充电。
《第15实施方式》
图21是第15实施方式所涉及的开关电源装置115的电路图。
与第1实施方式中图2所示的开关电源装置不同的是电容器Cr的位置。在图21中将变压器T的二次侧模块化为整流平滑电路91来进行了表示。
共振电容器Cr也可以插入到在第1开关元件Q1截止时流过电感器Lr的电流所流过的路径。因此，如图21所示，电容器Cr也可以连接在第2开关元件Q2的漏极和输入端子PI(+)之间。
《第16实施方式》
图22是第16实施方式所涉及的开关电源装置116的电路图。
与第1实施方式中图2所示的开关电源装置不同的是第2开关元件Q2以及电容器Cr的位置。
共振电容器Cr可以插入到在第1开关元件Q1截止时流过电感器Lr的电流所流过的路径，所以如图22所示，电容器Cr也可以连接在第2开关元件Q2的漏极和输入端子PI(G)之间。
《第17实施方式》
图23是第17实施方式所涉及的开关电源装置117的电路图。
与第1实施方式中图2所示的开关电源装置不同的是第2开关元件Q2以及电容器Cr的位置。
共振电容器Cr可以插入到在第1开关元件Q1截止时流过电感器Lr的电流所流过的路径，所以如图23所示，电容器Cr也可以连接在1次绕组np的一端和第2开关元件Q2的源极之间。
《第18实施方式》
图24是第18实施方式所涉及的开关电源装置118的电路图。
与第17实施方式中图23所示的开关电源装置的不同点是：除了电容器Cr以外还设置了电容器Cr1、Cr2。
按照电感器、1次绕组np、电容器Cr、第2开关元件Q2、电容器Cr1构成闭环(closed loop)的方式，设置电容器Cr以及Cr1。
此外，在电容器Cr1和电感器Lr的连接点与输入端子PI(G)之间连接了电容器Cr2。如此，对第2开关元件Q2串联连接的共振电容器(Cr1、Cr2)可以是多个。
通过连接电容器Cr2，从电源电压Vi提供的电流在第1开关元件Q1的导通时间和第2开关元件Q2的导通时间这双方的期间中流动，与仅在第1开关元件Q1的导通时间流动的图23的电路结构相比，从电源电压Vi提供的电流的有效电流减少。据此，能够降低从电源电压Vi提供的电流所产生的导通损耗。
《第19实施方式》
图25是第19实施方式所涉及的开关电源装置119的电路图。
在该例中，在变压器T的二次绕组ns设置了基于二极管Ds以及电容器Co的整流平滑电路。此外，对于二极管Ds，并联连接了电容器Cs。通过该二次侧的结构，开关电源装置119作为半波整流的变换器起作用。
此外，在图25中，分别图示了第1开关元件Q1的寄生二极管Dq1以及寄生电容Cq1、第2开关元件Q2的寄生二极管Dq2以及寄生电容Cq2。还可以在开关元件Q1、Q2的两端外置与寄生二极管同方向的二极管。此外，还可以在开关元件Q1、Q2的两端外置电容器。
《第20实施方式》
图26是第20实施方式所涉及的开关电源装置120的电路图。
与第1实施方式中图2所示的开关电源装置不同的是变压器T的二次侧的结构。
在第20实施方式中，在变压器T的2次绕组ns连接了由二极管D21、D22、D23、D34构成的二极管桥式电路以及电容器Co。
如此也可以利用二极管桥式电路进行全波整流。
《第21实施方式》
图27是第21实施方式所涉及的开关电源装置121的电路图。
与第1实施方式中图2所示的开关电源装置不同的是变压器T的二次侧的结构。
在第21实施方式中，在变压器T的2次绕组ns1的两端，构成基于二极管Ds以及电容器Co1的整流平滑电路，在输出端子PO(+)-PO(G)间连接了电容器Co3。此外二极管Df以及电容器Co2的串联电路的中点连接于输出端子PO(G)，两端连接于变压器T的2次绕组ns1的两端。
如此也可以作为倍压整流电路。
另外，在以上所示的各实施方式中，在变压器T的二次侧的电路，构成了基于二极管的整流电路，但是也可以设置整流用的FET来代替该二极管进行同步整流。据此，能够降低二次侧的电路的损耗。
此外，本发明可以适用于不仅在半桥式变换器、而且在全桥式变换器等多元件变换器(multiple element converter)、电压钳位变换器等中，将两个开关元件互补地交替导通/截止的开关电源装置。
符号说明
CC1、CC2...恒流电路
Lr...电感器
nb1...低侧驱动绕组
nb2...高侧驱动绕组
np...1次绕组
ns...2次绕组
ns1、ns2...2次绕组
PC...光电耦合器
PI(+)、PI(G)...输入端子
PO(+)、PO(G)...输出端子
Q1...第1开关元件
Q2...第2开关元件
T...变压器
np...1次绕组
ns...2次绕组
ns1、ns2...2次绕组
81、84...开关控制IC(第1开关控制电路)
61～71...第2开关控制电路
85、86、87、88...第2开关控制电路
89...第1开关控制电路
90...输出电压检测电路
91...整流平滑电路
101～121...开关电源装置

Claims (23)

1.一种开关电源装置，具备：
直流电源输入部，其输入直流输入电压；
变压器，其至少具备磁耦合的1次绕组、2次绕组以及高侧驱动绕组；
低侧的第1开关元件和高侧的第2开关元件，其互补地反复导通/截止，使得将所述直流输入电压断续地施加给所述1次绕组，其中所述高侧的第2开关元件与所述低侧的第1开关元件的接地电平不同；
第1开关控制电路，其控制所述第1开关元件；和
第2开关控制电路，其控制所述第2开关元件，
所述开关电源装置通过从所述2次绕组输出的电压，输出负载电流并且提供输出电压，其中，
所述第1开关控制电路是向所述第1开关元件的控制端子输出规定的导通时间持续的信号，从而使所述第1开关元件在导通规定的导通时间之后关断的电路，
所述第2开关控制电路具备：
第1电容器；
双向恒流电路，其具备放电电流设定电路和充电电流设定电路，所述放电电流设定电路基于在所述第1开关元件的导通期间在所述高侧驱动绕组产生的电压，设定使所述第1电容器以大致恒定的放电电流向负方向放电的放电电流值，所述充电电流设定电路基于在所述第1开关元件的截止期间在所述高侧驱动绕组产生的电压，设定使所述第1电容器以大致恒定的充电电流向正方向充电的充电电流值；
晶体管，其通过所述第1电容器的充电电压来控制，在所述第1电容器的充电电压超过规定的阈值时控制所述第2开关元件的控制端子的电压从而使所述第2开关元件关断；以及
接通信号传递电路，其将在所述高侧驱动绕组产生的电压施加给所述第2开关元件的控制端子从而使所述第2开关元件接通，
所述第2开关控制电路设定所述充电电流值相对于所述放电电流值的比例即充放电电流比例，
并控制所述第2开关元件的导通时间，使得所述第2开关元件的导通时间相对于所述第1开关元件的导通时间的比例即导通时间比例相对于所述负载电流的变化成为大致恒定。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中，
所述第2开关控制电路，将所述第1开关元件的关断作为触发，通过在所述高侧驱动绕组产生的电压，经由所述接通信号传递电路使所述第2开关元件接通，
将所述充放电电流比例大致设定为1，控制所述第2开关元件的导通时间，使得所述导通时间比例相对于所述负载电流的变化大致成为1。
3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中，
所述第2开关控制电路，将所述第1开关元件的关断作为时机，通过在所述高侧驱动绕组产生的电压，经由所述接通信号传递电路使所述第2开关元件Q2接通，
在用Di表示所述充放电电流比例、用Vi表示所述直流输入电压、用Vo表示所述输出电压、用np表示所述1次绕组的匝数、用ns表示所述2次绕组的匝数时，设定为Di大于ns·Vi/np·Vo，
控制所述第2开关元件的导通时间，使得所述导通时间比例相对于所述负载电流的变化成为大致恒定。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述的开关电源装置，其中，
所述双向恒流电路包括基于运算放大器的恒流电路。
5.根据权利要求1至3中任意一项所述的开关电源装置，其中，
所述双向恒流电路包括由晶体管电路构成的恒流电路，所述晶体管电路将第1晶体管的基极连接于第2晶体管的集电极、将第1晶体管的发射极连接于第2晶体管的基极。
6.根据权利要求1至3中任意一项所述的开关电源装置，其中，
所述双向恒流电路包括由齐纳二极管和电阻构成的恒流电路。
7.根据权利要求4所述的开关电源装置，其中，
所述双向恒流电路由基于4个二极管的二极管桥式整流电路、和连接于所述二极管桥式整流电路的输出端间的1个恒流电路构成。
8.根据权利要求5所述的开关电源装置，其中，
所述双向恒流电路由基于4个二极管的二极管桥式整流电路、和连接于所述二极管桥式整流电路的输出端间的1个恒流电路构成。
9.根据权利要求6所述的开关电源装置，其中，
所述双向恒流电路由基于4个二极管的二极管桥式整流电路、和连接于所述二极管桥式整流电路的输出端间的1个恒流电路构成。
10.根据权利要求1至3中任意一项所述的开关电源装置，其中，
所述双向恒流电路包括将2个齐纳二极管反方向串联连接的双向恒压电路，输入所述高侧驱动绕组的电压从而在双向生成恒定电压。
11.根据权利要求2或3所述的开关电源装置，其中，
将电容器并联连接于对在所述高侧驱动绕组产生的电压进行整流，并且向所述放电电流设定电路或者所述充电电流设定电路流过电流的整流二极管中的至少一个整流二极管。
12.根据权利要求2或3所述的开关电源装置，其中，
将电阻并联连接于对在所述高侧驱动绕组产生的电压进行整流，并且向所述放电电流设定电路或者所述充电电流设定电路流过电流的整流二极管中的至少一个整流二极管。
13.根据权利要求1至3中任意一项所述的开关电源装置，其中，
所述变压器具备低侧驱动绕组，所述低侧驱动绕组的一端连接于所述直流电源输入部的低电位侧，另一端按照经由第2整流平滑电路对所述第1开关控制电路提供直流电源电压的方式进行连接。
14.根据权利要求4所述的开关电源装置，其中，
所述变压器具备低侧驱动绕组，所述低侧驱动绕组的一端连接于所述直流电源输入部的低电位侧，另一端按照经由第2整流平滑电路对所述第1开关控制电路提供直流电源电压的方式进行连接。
15.根据权利要求5所述的开关电源装置，其中，
所述变压器具备低侧驱动绕组，所述低侧驱动绕组的一端连接于所述直流电源输入部的低电位侧，另一端按照经由第2整流平滑电路对所述第1开关控制电路提供直流电源电压的方式进行连接。
16.根据权利要求6所述的开关电源装置，其中，
所述变压器具备低侧驱动绕组，所述低侧驱动绕组的一端连接于所述直流电源输入部的低电位侧，另一端按照经由第2整流平滑电路对所述第1开关控制电路提供直流电源电压的方式进行连接。
17.根据权利要求7所述的开关电源装置，其中，
所述变压器具备低侧驱动绕组，所述低侧驱动绕组的一端连接于所述直流电源输入部的低电位侧，另一端按照经由第2整流平滑电路对所述第1开关控制电路提供直流电源电压的方式进行连接。
18.根据权利要求8所述的开关电源装置，其中，
所述变压器具备低侧驱动绕组，所述低侧驱动绕组的一端连接于所述直流电源输入部的低电位侧，另一端按照经由第2整流平滑电路对所述第1开关控制电路提供直流电源电压的方式进行连接。
19.根据权利要求9所述的开关电源装置，其中，
所述变压器具备低侧驱动绕组，所述低侧驱动绕组的一端连接于所述直流电源输入部的低电位侧，另一端按照经由第2整流平滑电路对所述第1开关控制电路提供直流电源电压的方式进行连接。
20.根据权利要求10所述的开关电源装置，其中，
所述变压器具备低侧驱动绕组，所述低侧驱动绕组的一端连接于所述直流电源输入部的低电位侧，另一端按照经由第2整流平滑电路对所述第1开关控制电路提供直流电源电压的方式进行连接。
21.根据权利要求11所述的开关电源装置，其中，
所述变压器具备低侧驱动绕组，所述低侧驱动绕组的一端连接于所述直流电源输入部的低电位侧，另一端按照经由第2整流平滑电路对所述第1开关控制电路提供直流电源电压的方式进行连接。
22.根据权利要求12所述的开关电源装置，其中，
所述变压器具备低侧驱动绕组，所述低侧驱动绕组的一端连接于所述直流电源输入部的低电位侧，另一端按照经由第2整流平滑电路对所述第1开关控制电路提供直流电源电压的方式进行连接。
23.根据权利要求13所述的开关电源装置，其中，
所述第1开关控制电路具备：
开关元件驱动电路，其输出在通过所述低侧驱动绕组检测到所述变压器的电压极性的反转时使所述第1开关元件接通的驱动电压信号；和
电压-时间变换电路，其根据通过检测所述输出电压并与基准电压进行比较而产生的反馈信号的电压，控制从所述第1开关元件接通至所述第1开关元件关断的时间。
CN201180010397.7A 2010-02-23 2011-02-16 开关电源装置 Expired - Fee Related CN102763315B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010-037787 2010-02-23
JP2010037787 2010-02-23
PCT/JP2011/053221 WO2011105258A1 (ja) 2010-02-23 2011-02-16 スイッチング電源装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102763315A CN102763315A (zh) 2012-10-31
CN102763315B true CN102763315B (zh) 2015-01-21

Family

ID=44506672

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201180010397.7A Expired - Fee Related CN102763315B (zh) 2010-02-23 2011-02-16 开关电源装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8611110B2 (zh)
JP (1) JP5397534B2 (zh)
CN (1) CN102763315B (zh)
WO (1) WO2011105258A1 (zh)

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2507676B (en) * 2011-08-11 2018-05-30 Murata Manufacturing Co Switching power supply device
JP5549659B2 (ja) * 2011-10-28 2014-07-16 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP5790563B2 (ja) 2012-03-26 2015-10-07 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
CN104010406B (zh) * 2013-02-27 2016-12-28 台达电子工业股份有限公司 Led驱动器
DE102013224891B4 (de) * 2013-12-04 2021-01-14 Robert Bosch Gmbh Schaltungsanordnung
CN104300952B (zh) * 2014-11-03 2017-06-06 西安电子科技大学 绿色开关电源芯片的自适应驱动电路
CN104578739B (zh) * 2015-01-20 2017-04-26 无锡三石电子有限公司 一种准谐振反激式变换器的有源箝位电路
US9774270B2 (en) * 2015-06-15 2017-09-26 Apple Inc. Systems and methods of operation for power converters having series-parallel mode active clamps
US20180205311A1 (en) 2017-01-17 2018-07-19 Apple Inc. Control of Series-Parallel Mode (SPM) Clamped Flyback Converter
WO2018230196A1 (ja) * 2017-06-13 2018-12-20 富士電機株式会社 駆動装置及び電力変換装置
WO2019171509A1 (ja) * 2018-03-07 2019-09-12 日産自動車株式会社 スイッチング装置及びスイッチング装置の制御方法
CN111083846A (zh) * 2019-12-13 2020-04-28 中山市洞见科技有限公司 恒流恒压隔离电源及应用其的低压电阻限流型光源
DE102020103874B3 (de) * 2020-02-14 2021-06-10 Infineon Technologies Ag Verfahren und schaltung zum überprüfen der funktionsfähigkeit eines transistorbauelements
CN113691140B (zh) * 2021-09-09 2023-06-30 安徽大学 一种用于llc变换器双向同步整流控制装置的控制方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1388635A (zh) * 2001-05-29 2003-01-01 株式会社村田制作所 开头电源装置

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0583934A (ja) * 1990-12-28 1993-04-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源回路
JP3041842B2 (ja) 1994-03-31 2000-05-15 サンケン電気株式会社 共振型スイッチング電源
JP3201324B2 (ja) * 1997-12-22 2001-08-20 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP3219050B2 (ja) * 1998-04-28 2001-10-15 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP3387456B2 (ja) 1998-10-29 2003-03-17 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP3475925B2 (ja) * 2000-09-27 2003-12-10 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP2002136121A (ja) 2000-10-25 2002-05-10 Tdk Corp スイッチング電源装置
JP4423458B2 (ja) 2000-11-10 2010-03-03 富士電機システムズ株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法
JP3675389B2 (ja) * 2001-03-26 2005-07-27 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置
JP3707409B2 (ja) * 2001-09-10 2005-10-19 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP3707436B2 (ja) * 2002-01-25 2005-10-19 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP3653075B2 (ja) * 2002-10-31 2005-05-25 東光株式会社 スイッチング電力電送装置
WO2005074113A1 (ja) * 2004-01-30 2005-08-11 Murata Manufacturing Co., Ltd. スイッチング電源装置
JP4682578B2 (ja) 2004-10-01 2011-05-11 富士電機システムズ株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4632023B2 (ja) * 2004-10-26 2011-02-16 富士電機システムズ株式会社 電力変換装置
JP2008099385A (ja) 2006-10-10 2008-04-24 Toshiba Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5040268B2 (ja) 2006-11-10 2012-10-03 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
JP4320787B2 (ja) 2007-05-21 2009-08-26 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
TW200910750A (en) * 2007-08-17 2009-03-01 Murata Manufacturing Co Switching power supply device
WO2011111483A1 (ja) * 2010-03-09 2011-09-15 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP5549659B2 (ja) * 2011-10-28 2014-07-16 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1388635A (zh) * 2001-05-29 2003-01-01 株式会社村田制作所 开头电源装置

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JP特开2006-129548A 2006.05.18 *
JP特开2008-289336A 2008.11.27 *
JP特开平5-83934A 1993.04.02 *

Also Published As

Publication number Publication date
US8611110B2 (en) 2013-12-17
JP5397534B2 (ja) 2014-01-22
US20120314458A1 (en) 2012-12-13
CN102763315A (zh) 2012-10-31
JPWO2011105258A1 (ja) 2013-06-20
WO2011105258A1 (ja) 2011-09-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102763315B (zh) 开关电源装置
CN102792574B (zh) 开关电源装置
CN101340149B (zh) 具有输入补偿的输出限流控制装置
US7471527B2 (en) Green switch power supply with standby function and its IC
CN102255526B (zh) 一种ac-dc电源转换芯片及电源转换电路
CN101604910B (zh) 功率因数校正电路
US9385616B2 (en) AC/DC power converter
US20040156217A1 (en) Single conversion power converter with hold-up time
US20110261596A1 (en) Control circuit for primary side control of switching power supply
CN100392973C (zh) Ac-dc转换器和使用该转换器的电源系统
CN101557166A (zh) 电源设备和半导体集成电路器件
CN102163920A (zh) 电源控制用半导体集成电路以及绝缘型直流电源装置
CN102594137A (zh) 用于控制开关式电源的系统和方法
CN101277057B (zh) 过载保护延迟电路及交换式电源供应器
CN106685236B (zh) 原边电流可控的无辅助绕组隔离式开关电源的电路结构
CN108270357B (zh) 开关电源及其的前馈补偿电路
CN101123399A (zh) 开关电源装置
US20150162821A1 (en) Power factor correction circuit of power converter
CN104749426B (zh) 过零检测电路及功率因数校正电路
CN110221645B (zh) 一种纹波电流产生电路
CN105490548A (zh) 开关电源装置
US7688044B2 (en) Device for transforming and stabilizing a primary AC voltage for supplying an electric load
CN202178706U (zh) 一种ac-dc电源转换芯片及电源转换电路
CN201063531Y (zh) 电源变换电路及其脉冲宽度调制控制器
JP5937597B2 (ja) スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20150121