[go: up one dir, main page]

CN101911477B - 前置补偿器 - Google Patents

前置补偿器 Download PDF

Info

Publication number
CN101911477B
CN101911477B CN2008801248153A CN200880124815A CN101911477B CN 101911477 B CN101911477 B CN 101911477B CN 2008801248153 A CN2008801248153 A CN 2008801248153A CN 200880124815 A CN200880124815 A CN 200880124815A CN 101911477 B CN101911477 B CN 101911477B
Authority
CN
China
Prior art keywords
mentioned
amplifier
filter
circuit
distortion
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN2008801248153A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101911477A (zh
Inventor
堀口健一
松永直子
林亮司
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN101911477A publication Critical patent/CN101911477A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101911477B publication Critical patent/CN101911477B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
    • H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/204—A hybrid coupler being used at the output of an amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/207—A hybrid coupler being used as power measuring circuit at the output of an amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/447—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being protected to temperature influence
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
    • H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F2201/3209—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion the amplifier comprising means for compensating memory effects
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
    • H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F2201/3224—Predistortion being done for compensating memory effects
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
    • H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F2201/3233—Adaptive predistortion using lookup table, e.g. memory, RAM, ROM, LUT, to generate the predistortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

提供一种对在通信装置中使用的放大器中产生的记忆效应、特别是电记忆效应进行补偿的前置补偿器。一种前置补偿器，具有用于对由放大器(3)产生的非线性失真进行补偿的失真补偿电路(8)，将从上述失真补偿电路输出的前置补偿信号输入到放大器，其中，在上述失真补偿电路与上述放大器之间，连接了用于对包括放大器的模拟电路整体中产生的信号分量中出现的频率特性进行补偿的第1滤波器单元(21)，在上述失真补偿电路与上述第1滤波器单元之间或者上述第1滤波器单元与上述放大器之间，连接了用于对放大器中产生的失真分量中出现的频率特性进行补偿的第2滤波器单元(22)。

Description

前置补偿器
技术领域
本发明涉及用于对在通信中使用的放大器中产生的非线性失真、线性失真(出现在信号分量中的频率特性)、以及记忆效应(出现在失真分量中的频率特性)等不良要素进行补偿的前置补偿器。
背景技术
作为以往的这种装置，例如有在功率放大器中通过自适应型的线性化器对与线性失真并存的非线性失真进行补偿的调制信号发送系统(例如参照下述专利文献1)。
专利文献1：日本特开平6-21990号公报
发明内容
作为在通信装置中使用的放大器中产生的失真，除了非线性失真与线性失真以外还有记忆效应，从而还期望对记忆效应进行补偿。
本发明的目的在于提供一种前置补偿器，对在通信装置中使用的放大器中产生的记忆效应、特别是电记忆效应也进行补偿。
本发明提供一种前置补偿器，其特征在于，具有用于对由放大器产生的非线性失真进行补偿的失真补偿电路，将从上述失真补偿电路输出的前置补偿信号输入到放大器，其中，在上述失真补偿电路与上述放大器之间，连接了用于对包括放大器的模拟电路整体中产生的信号分量中出现的频率特性进行补偿的第1滤波器单元，在上述失真补偿电路与上述第1滤波器单元之间或者上述第1滤波器单元与上述放大器之间，连接了用于对放大器中产生的失真分量中出现的频率特性进行补偿的第2滤波器单元。
在本发明中，例如，在对非线性失真进行补偿的失真补偿电路的后级连接数字滤波器，计算数字滤波器的系数，以使从放大器输出的相互调制失真分量成为最小，从而可以对由放大器产生的非线性失真、线性失真、以及记忆效应这3个不良要素进行补偿。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1的数字前置补偿器的结构的图。
图2是示出实施方式1中的放大器输出与前置补偿信号的关系的图。
图3是示出实施方式1中的失真补偿的实验结果的图。
图4是示出实施方式1中的失真补偿电路与滤波器的处理流程的流程图。
图5是示出本发明的实施方式2的数字前置补偿器的结构的图。
图6是示出本发明的实施方式3的数字前置补偿器的结构的图。
图7是示出本发明的实施方式4的数字前置补偿器的结构的图。
图8是示出本发明的实施方式4中的外部计算装置的结构的一个例子的图。
图9是示出在放大器中产生的输出频谱的图。
图10是示出仅对非线性失真进行补偿的前置补偿器中的放大器输出与前置补偿信号的关系的图。
图11是除了进行非线性失真的补偿以外还进行线性失真的补偿的一般性的数字前置补偿器的结构图。
具体实施方式
在对本发明的数字前置补偿器进行说明前，对通信装置的放大器中产生的失真的问题进行说明。
在卫星通信、地面微波通信、移动体通信、以及广播中使用的放大器中，期望高效地对无线频率(RF)信号线性地进行放大。但是，一般在放大器中无法在提高效率的同时提高线性。另外，伴随近年来的通信容量的增大，信号频带宽度扩大，要求在放大器具有宽频带的特性。
作为可以实现比较高的效率的失真补偿方式，有前置补偿方式。在前置补偿方式中，通过对输入信号预先提供与在放大器中产生的非线性失真相逆的特性，使组合了前置补偿电路(前置补偿器)与放大器时的整体性的结果成为线性。在前置补偿方式中，有将前置补偿电路通过模拟电路来实现的模拟前置补偿方式、以及通过数字电路来实现的数字前置补偿方式。在数字前置补偿方式中，存在如下问题：虽然在线性的方面优于模拟前置补偿方式，但处理的信号的频带宽度受到数字电路的动作速度的限制。但是，随着通过近年来的数字技术的急速发展，可以以比较低的成本来实现数字电路的高速动作，在此背景下情况开始变化，当前数字前置补偿方式已经进入到实用化的阶段。
作为发送系统的放大器中产生的主要的不良要素，有非线性失真、线性失真以及记忆效应这3个要素。非线性失真是指，由于AM(振幅调制)-AM、AM-PM(相位调制)特性那样的相对输入振幅的电路的非线性特性而产生的波形失真，线性失真是指，由于电路的线性的频率特性而产生的波形失真(出现在信号分量中的频率特性)，记忆效应是指，由于电路的非线性特性与电路的各种频率特性的相互影响而产生的波形失真(出现在失真分量中的频率特性)。
在以往广泛实用的仅基于简单的非线性失真(AM-AM、AM-PM特性)的放大器模型中，放大器的输出由当前的输入唯一地决定。但是，如果存在线性失真或者记忆效应，则在时域中观察的情况下，放大器的输出不仅与当前的输入相关，还与输入到放大器的过去的输入值相关。另一方面，在频域中观察的情况下，在放大器中产生的失真的频谱中，产生以载波频率为中心的左右的非对称性。如果仅观测输出波形，线性失真与记忆效应示出非常相似的现象，但在是否有与非线性电路的相互作用的方面决定性地不同。即，由于线性失真以电路是线性为前提，所以没有与非线性失真的相互作用的概念，仅信号频带中的电路的频率特性产生影响。另一方面，由于记忆效应以电路是非线性为前提，所以需要考虑包含非线性失真分量的输出信号与输入信号再次混合(remixing)的效果、电路的热响应特性等，波形失真的产生机理本质上不同。对于线性失真，在信号与失真中表现为相同的频率特性，但对于记忆效应，在信号与失真中一般表现为不同的频率特性。
图9(a)示出仅存在非线性失真的情况，(b)示出存在线性失真的情况，(c)示出存在线性失真与记忆效应这双方的情况下的、两个正弦波输入时的来自放大器的输出频谱。此处为了简化，假设在线性失真中仅增益分量具有1次(线性)梯度的频率特性的情况，并假设在记忆效应中仅相位分量具有曲线状的频率特性的情况而进行说明。在图9(a)所示的仅存在非线性失真的情况下，放大器的输出频谱成为以载波频率为中心的左右对称形，两个正弦波输入时的相互调制失真(IM失真)的上侧频率IM3H与下侧频率IM3L的振幅以及相位相等。相对于此，在图9(b)所示的存在线性失真的情况下，根据线性失真的梯度，上侧频率IM3H与下侧频率IM3L受到影响而产生左右非对称的输出频谱。进而，在图9(c)所示的存在线性失真与记忆效应这双方的情况下，除了线性失真以外还重合了记忆效应的频率特性，而产生更复杂的形状的左右非对称的输出频谱。
在最基本的前置补偿器即仅对非线性失真进行补偿的数字前置补偿器中，使用具有与预先计算出的放大器的非线性失真相逆的特性的计算式或者表格，计算与输入信号的瞬时振幅电平对应的复数增益系数来生成前置补偿信号。图10示出通过仅对非线性失真进行补偿的数字前置补偿器而得到的放大器输出(实线，没有失真补偿的情况)与前置补偿信号(虚线)的关系。在仅对非线性失真进行补偿的数字前置补偿器中仅能够生成左右对称的频谱。因此，虽然能够对图10(a)所示那样的仅具有非线性失真的放大器(左右对称的输出频谱)进行失真补偿，但对于图10(b)所示那样的具有波形失真与记忆效应中的至少一个的放大器(左右非对称的输出频谱)，由于残留失真的影响，而无法完全地进行失真补偿。
作为研究该问题而得到的数字前置补偿器的一个例子，图11(a)示出除了进行非线性失真的补偿以外还进行线性失真的补偿的数字前置补偿器的结构图。在图11(a)中，数字前置补偿器在基带信号的输入端子(BB IN)1与RF信号的输出端子(RF OUT)2之间，具备：放大器3；将基带信号变换为RF信号的频率变换电路(UPCONVERTER，上变频器)4；用于将RF信号变换为基带信号的频率变换电路(DOWN CONVERTER，下变频器)5；数字模拟变换电路(DAC)6；模拟数字变换电路(ADC)7；无记忆失真补偿电路8；滤波器10；以及包括快速傅立叶变换电路(FFT)11、12、差分检测部13、及逆快速傅立叶变换电路(IFFT)14的滤波器系数计算部15。9是无记忆前置补偿信号输出端子。另外，图11(b)示出在放大器中存在非线性失真与线性失真这2个不良的情况下的、放大器输出与前置补偿信号的关系、以及失真补偿后的放大器输出。图11(c)示出存在线性失真与记忆效应这双方的情况下的、放大器输出与前置补偿信号的关系、以及失真补偿后的放大器输出。
在图11(a)中，通过由失真补偿电路8生成消除放大器3中产生的非线性失真那样的逆失真信号，而对放大器3中产生的非线性失真进行补偿。另外，通过在数字电路中具备滤波器10，除了放大器3中产生的非线性失真以外，还进行包括放大器3以及频率变换电路4、5的模拟电路整体中产生的线性失真的校正。进而，使用来自放大器3的输出信号与基带输入信号来进行用于对线性失真进行补偿的滤波器的系数推测。由此，可以实现存在非线性失真与线性失真这2个不良情形的情况下的失真补偿(参照图11(b))。
在这样的前置补偿器中，通过组合无记忆失真补偿电路8与用于对线性失真进行校正的滤波器10，来进行针对放大器中产生的非线性失真与模拟电路整体中产生的线性失真这两个不良要素的补偿。但是，在放大器中产生的不良中还存在另一个由于记忆效应引起的不良。
记忆效应的主要的产生机理被较大地分成如下现象、即(1)晶体管的温度特性、(2)晶体管的陷阱(trap)现象、(3)晶体管中产生的偶数次失真受到电路的频带外频率特性的影响而与输入信号再次混合的现象，与由于信号频率附近的频率特性而产生的线性失真相比，产生机理较大地不同。特别是(3)还被称为电记忆效应，系统中处理的信号的频带宽度越宽，其影响越深。
图11(c)示出在放大器中存在线性失真和记忆效应这双方的情况下的放大器输出(没有失真补偿的情况)与前置补偿信号的关系。虽然在上述那样的前置补偿器中可以对线性失真进行补偿，但由于没有针对前置补偿信号加入对与信号的频率特性不同的失真的频率特性即记忆效应进行补偿的分量，所以产生残留失真，而无法补偿记忆效应。
在本发明的数字前置补偿器中，还对放大器中产生的记忆效应、特别是电记忆效应进行补偿。
实施方式1.
图1(a)示出本发明的实施方式1的数字前置补偿器的结构图。在图1(a)中，在基带信号的输入端子(BB IN)1与RF信号的输出端子(RF OUT)2之间，连接有：无记忆失真补偿电路8；无记忆前置补偿信号输出端子9；具有复数系数的有限冲击(impulse)响应滤波器(复数FIR滤波器)21、22；数字模拟变换电路(DAC)6；将基带信号变换为RF信号的频率变换电路(UP CONVERTER)4；以及放大器3。在输入端子(BB IN)1上另外连接了延迟电路31，另一方面，从输出端子(RF OUT)2侧，依次连接了用于将RF信号变换为基带信号的频率变换电路(DOWN CONVERTER)5、模拟数字变换电路(ADC)7、以及开关(SW)27，延迟电路31与开关27的一个的输出都与比较电路28连接。比较电路28的输出经由失真补偿系数计算部29与失真补偿电路8连接。
滤波器系数计算部24包括：接收与无记忆前置补偿信号输出端子9连接的延迟电路30的输出的快速傅立叶变换电路(FFT)11；接收开关27的另一个输出的快速傅立叶变换电路(FFT)12；接收快速傅立叶变换电路(FFT)11、12的输出的最小均方算法电路(LMS算法)25；以及接收最小均方算法电路(LMS算法)25的输出的逆快速傅立叶变换电路(IFFT)14。逆快速傅立叶变换电路(IFFT)14的输出与有限冲击响应滤波器(复数FIR滤波器)22连接。另外，在有限冲击响应滤波器(复数FIR滤波器)21上，连接了滤波器系数存储器23。
另外，对与上述数字前置补偿器相同或者相当的部分附加同一标号。
另外，在以下的各实施方式中，数字模拟变换器(DAC)6的输入侧、模拟数字变换器(ADC)7的输出侧成为数字电路，数字模拟变换器(DAC)6的输出侧、模拟数字变换器(ADC)7的输入侧成为模拟电路。复数FIR滤波器21等构成第1滤波器单元，复数FIR滤波器22等构成第2滤波器单元或者滤波器单元，分别由数字滤波器构成。滤波器系数计算部构成滤波器系数计算单元，失真补偿系数计算部构成失真补偿系数计算单元。
接下来对动作进行说明。针对从输入端子1向电路输入的基带信号，在失真补偿电路8中提供消除放大器3中产生的非线性失真那样的逆失真信号。之后，在复数FIR滤波器22中提供用于补偿记忆效应的频率特性，进而在复数FIR滤波器21中提供用于补偿模拟电路整体中产生的线性失真的频率特性，而生成对非线性失真、记忆效应、以及线性失真这3个不良要素进行补偿的前置补偿信号。针对由数字电路生成的前置补偿信号，通过数字模拟变换器(DAC)6变换为模拟信号，通过频率变换电路4变换为RF频带，之后，通过放大器3进行信号放大而输出。
在失真补偿电路8中，使用具有与放大器3的非线性失真相逆的特性的计算式或者表格，计算与输入信号的瞬时振幅电平对应的复数增益系数来生成前置补偿信号。图1(b)示出使用了查找表格的失真补偿电路8的结构。在失真补偿表格33中，存储相对信号的振幅电平具有与放大器3相逆的非线性特性的复数增益的值。在失真补偿电路8中，根据由振幅计算部32求出的信号的振幅电平，从失真补偿表格33中读出具有与放大器3相逆的非线性特性的复数增益的值，并在乘法器34中对输入信号进行复数乘法计算，从而制作前置补偿信号。在失真补偿系数计算部29中，使用具有基带输入信号与来自放大器3的输出信号之差成为最小那样的动作规范的自适应信号处理算法，来求出存储到失真补偿表格33中的数据。作为自适应信号处理算法，例如可以使用最小均方算法(LMS算法)、或者递归最小二乘算法(RLS算法)等。
通过比较电路28求出从输入端子1经由延迟电路31输入的基带输入信号与经由频率变换电路5、模拟数字变换电路(ADC)7以及开关27输入的放大器3的输出信号之差，并将其供给到失真补偿系数计算部29。
例如可以通过对另外测定的包括频率变换电路4以及放大器3的模拟电路整体的频率特性数据进行逆快速傅立叶变换，来求出用于对输入到复数FIR滤波器21的线性失真进行校正的滤波器系数。该滤波器系数被存储在滤波器系数存储器23中。
在滤波器系数计算部24中，使用具有在失真补偿动作时使从放大器3输出的相互调制失真分量成为最小那样的动作规范的自适应信号处理算法，来求出提供给复数FIR滤波器22的系数。作为自适应信号处理算法，例如可以使用最小均方算法(LMS算法)、或者递归最小二乘算法(RLS算法)等。图1(a)示出作为自适应信号处理算法而使用了LMS算法时的结构例。在滤波器系数计算部24中，将失真补偿电路8的输出信号以及放大器3的输出信号通过快速傅立叶变换电路11以及12分别变换为频域信号，输入到在频域中定义的LMS算法电路25。通过对LMS算法电路25，提供使包含在放大器3的输出信号中的相互调制失真分量成为最小那样的动作规范，而可以自适应地求出具有记忆效应成为最小那样的频率特性的复数增益数据。之后，通过实施逆快速傅立叶变换电路14，来制作复数FIR滤波器22的抽头(tap)系数。如果将复数FIR滤波器的复数增益设为Wn(ω)、将失真补偿电路8的输出信号设为VPD(ω)、将来自放大器3的输出信号设为VFB(ω)而应用LMS算法，则用下式来表示用于对记忆效应进行补偿的自适应算法。
Wn+1(ω)＝Wn(ω)-μ·VPD(ω)＊·VFB(ω)...(1)
此处，n是更新次数，ω是角频率，μ是步长参数
在滤波器系数计算部24中，经由无记忆前置补偿信号输出端子9、延迟电路30得到失真补偿电路8的输出信号，并且经由频率变换电路5、模拟数字变换电路(ADC)7以及开关27得到放大器3的输出信号。
图2示出以使从放大器3输出的相互调制失真分量成为最小的方式动作时的放大器输出与前置补偿信号的关系。在失真补偿动作后为了消除从放大器3输出的相互调制失真分量，对于供前置补偿信号，也需要以左右非对称的形状提供前置补偿信号，使得与左右非对称的放大器输出频谱对应地成为逆相位、同振幅。在本实施方式中，通过应用具有使从放大器3输出的相互调制失真分量成为最小那样的动作规范的自适应信号处理算法，以使前置补偿信号与上述记忆效应补偿信号一致的方式，逐渐对复数FIR滤波器22的系数逐次进行修正，最终导出用于制作记忆效应补偿信号的滤波器系数值。
图3示出通过仅进行了线性失真补偿的前置补偿器(A)、与除了线性失真补偿以外还进行了记忆效应补偿时的前置补偿器(B)得到的失真补偿结果的比较实验结果。如果以20MHz失调的失真电平观察，则与仅进行了线性失真补偿的情况(失真抵消量17dB)相比，通过附加记忆效应补偿而失真抵消量改善8dB(失真抵消量25dB)。在仅进行了线性失真补偿的情况下，无法完全抵消记忆效应而产生残留失真，但通过除了线性失真补偿以外还附加记忆效应补偿，失真补偿特性被大幅改善。
进而，在本实施方式中为了避免失真补偿电路8以及复数FIR滤波器22的系数的误收敛，以使求出失真补偿电路8的系数的自适应算法与求出复数FIR滤波器22的系数的自适应信号处理算法不同时动作的方式，通过开关27在时间上切换反馈信号而反复实施两者的处理。
图4示出自适应信号处理算法的动作流程。实施如下反复处理：在将求出复数FIR滤波器22的系数的自适应算法的逐次修正处理实施了M次后(步骤S2)，将无记忆失真补偿电路8的自适应算法的逐次修正处理实施N次(步骤S3)，再次返回到复数FIR滤波器22的修正。在起动时将失真补偿处理电路8的自适应算法的逐次修正处理实施比通常多的L次(L＞N)(步骤S1)。
如上所述，在本实施方式中，独立地提供用于通过复数FIR滤波器21以及复数FIR滤波器22对线性失真以及记忆效应进行校正的系数，并通过各个滤波器独立地校正线性失真以及记忆效应，所以可以在前置补偿器中对非线性失真、记忆效应、以及线性失真这3个不良要素全部进行补偿。
另外，由于为了导出无记忆失真补偿电路8以及复数FIR滤波器22的系数导出而使用自适应信号处理算法，所以不依赖于放大器等模拟电路的经年变化，而可以实现始终稳定的非线性失真以及记忆效应的补偿动作。
另外，图1的复数FIR滤波器22也可以插入在复数FIR滤波器21与放大器3之间。
实施方式2.
图5示出本发明的实施方式2的数字前置补偿器的结构图。用同一标号来表示与上述实施方式相同或者相当部分。在图5中，未设置复数FIR滤波器21与滤波器系数存储器23，而另一方面在用于记忆效应补偿的复数FIR滤波器22上连接了滤波器系数存储器20，进而在滤波器系数计算部24中，在LMS算法电路25与逆快速傅立叶变换电路14之间设置有频带限制滤波器26。
在滤波器系数计算部24中，针对由LMS算法电路25导出的、具有记忆效应成为最小那样的频率特性的复数增益数据，应用将作为本信道的信号频带内作为阻止域，将信号频带外的相互调制失真频带作为通过域的频带限制滤波器26，之后实施逆快速傅立叶变换14，从而制作复数FIR滤波器22的系数。
另外，作为LMS算法电路25的初始值，将对模拟电路整体中产生的线性失真进行校正的滤波器系数存储在滤波器系数存储器20中，提供给复数FIR滤波器22。例如可以通过对另外测定的频率变换电路4以及放大器3的频率特性数据进行逆快速傅立叶变换，来求出该数据。
在本实施方式中，通过对LMS算法电路25的输出结果应用频带限制滤波器26，对于信号频带内，不进行复数FIR滤波器22的系数更新，而保持用于校正线性失真的初始值，复数FIR滤波器22的系数更新限定在信号频带外。通过复数FIR滤波器22仅对在信号频带外产生的记忆效应进行补偿，不会使信号频带内的线性失真不良而可以仅对在信号频带外产生的记忆效应进行补偿。
另外，通过作为LMS算法电路25的初始值而使用对模拟电路整体中产生的线性失真进行校正的滤波器系数，可以避免LMS算法电路25误收敛，而导入到相对线性失真与记忆效应这两者成为最佳的点。其他动作以及效果与实施方式1相同。
实施方式3.
图6示出本发明的实施方式3的数字前置补偿器的结构图。用同一标号来表示与上述实施方式相同或者相当部分。在图6中，在输入端子(BB IN)1与输出端子(RF OUT)2之间，连接了无记忆失真补偿电路8、无记忆前置补偿信号输出端子9、复数FIR滤波器22、数字模拟变换电路(DAC)6、频率变换电路(UP CONVERTER)4、以及放大器3。在复数FIR滤波器22上，连接了滤波器系数存储器20。从输入端子(BB IN)1依次另外连接(串联连接)了延迟电路42、43，从输出端子(RF OUT)2侧依次连接了频率变换电路(DOWNCONVERTER)5、模拟数字变换电路(ADC)7，延迟电路43与模拟数字变换电路(ADC)7的输出都与比较电路28连接。比较电路28的输出经由开关(SW)44选择性地与失真补偿系数计算部29以及滤波器系数计算部46的最小均方算法电路(LMS算法)47连接。失真补偿系数计算部29的输出与无记忆失真补偿电路8连接。
另外，在无记忆前置补偿信号输出端子9上连接了延迟电路41，该延迟电路41的输出与延迟电路42的输出被输入到比较电路45，比较电路45的输出与滤波器系数计算部46的LMS算法电路47连接，LMS算法电路47的输出与复数FIR滤波器22连接。
在滤波器系数计算部46中，使用具有使在失真补偿动作时从放大器3输出的相互调制失真分量成为最小那样的动作规范的自适应信号处理算法，来求出提供给复数FIR滤波器22的系数。作为自适应信号处理算法，例如，可以使用最小均方算法(LMS算法)、或者递归最小二乘算法(RLS算法)等。图6示出作为自适应信号处理算法而使用了LMS算法的时的结构例。在比较电路45中求出用来自失真补偿电路8的输出信号与向失真补偿电路8的输入信号之差来定义的前置补偿失真信号(都通过比较电路45对由延迟电路41、42延迟后的输出信号进行比较)，在比较电路28中求出用来自放大器3的输出信号与向上述失真补偿电路8的输入信号之差来定义的反馈失真信号(经由延迟电路42、43得到向失真补偿电路8的输入信号，经由频率变换电路5、模拟数字变换电路(ADC)7得到来自放大器3的输出信号，并通过比较电路28进行比较)。在滤波器系数计算部46中，将上述前置补偿失真信号与上述反馈失真信号输入到在时域中定义的LMS算法电路47。通过对LMS算法电路47提供使包含在放大器3的输出信号中的相互调制失真分量成为最小那样的动作规范，可以自适应地求出具有记忆效应成为最小那样的频率特性的复数FIR滤波器22的抽头系数。
在本实施方式中，使用用来自失真补偿电路8的输出信号与向失真补偿电路8的输入信号之差来定义的前置补偿失真信号、以及用来自放大器3的输出信号与向上述失真补偿电路8的输入信号之差来定义的反馈失真信号这2个信号，在时域中使用LMS算法电路47来进行复数FIR滤波器22的系数推测。因此，与以往例相比，元需快速傅立叶变换电路以及逆快速傅立叶变换电路，而可以削减数字电路的规模。其他动作以及效果与实施方式1相同。
实施方式4.
图7示出本发明的实施方式4的数字前置补偿器的结构图。用同一标号来表示与上述实施方式相同或者相当部分。在图7中，在输入端子(BB IN)1与输出端子(RF OUT)2之间，连接了无记忆失真补偿电路8、无记忆前置补偿信号输出端子9、复数FIR滤波器22、数字模拟变换电路(DAC)6、频率变换电路(UP CONVERTER)4、以及包括场效应晶体管(FET)54、输入匹配电路55、及输出匹配电路56的放大器3。从输入端子1另外依次连接(串联连接)了延迟电路59、存储器60，存储器60与输入信号输出端子51连接。另外，从输出端子2侧依次连接了频率变换电路(DOWN CONVERTER)5、模拟数字变换电路(ADC)7、以及存储器61，在存储器61上连接了反馈信号输出端子52。在滤波器系数存储器58上连接了滤波器系数输入端子53与温度测量部57，并且滤波器系数存储器58与复数FIR滤波器22连接。
接下来对动作进行说明。对从输入端子1输入到电路的基带信号，在失真补偿电路8中提供消除放大器3中产生的非线性失真那样的逆失真信号，之后，在复数FIR滤波器22中提供用于校正记忆效应的频率特性，进而在场效应晶体管(FET)54的输入匹配电路55或者输出匹配电路56中提供用于对模拟电路整体中产生的线性失真进行校正的频率特性(匹配电路具有与包括放大器3的发送机(省略图示)整体中产生的信号分量中出现的频率特性相逆的频率特性)，而生成对非线性失真、记忆效应、以及线性失真这3个不良要素进行校正的前置补偿信号。
针对由数字电路生成的前置补偿信号，通过数字模拟变换器(DAC)6变换为模拟信号，并通过频率变换电路4变换为RF频带，之后，通过放大器3进行信号放大而输出。
在失真补偿电路8中，使用具有与放大器的非线性失真相逆的特性的计算式或者表格，计算与输入信号的瞬时振幅电平对应的复数增益系数而生成前置补偿信号。图1(b)示出使用了查找表格的失真补偿电路8的结构的一个例子。在失真补偿表格33中，相对信号的振幅电平存储具有与放大器3相逆的非线性特性的复数增益的值。在失真补偿电路8中，根据由振幅计算部32求出的信号的振幅电平，从失真补偿表格33中读出具有与放大器3相逆的非线性特性的复数增益的值，在乘法器34中对输入信号进行复数乘法计算，从而制作前置补偿信号。
例如使用图8例示的前置补偿器外部的外部计算装置65，来计算提供给复数FIR滤波器22的系数。该外部计算装置65既可以是专用的数字信号处理电路，也可以是一般事务用的个人计算机，只要是可以进行计算的装置则在形式上没有限定。在图8的外部计算装置65中，在失真补偿电路66上连接了与图7的输入信号输出端子51连接的输入信号输入端子62，在滤波器系数计算部67上连接了失真补偿电路66的输出、和与图7的反馈信号输出端子52连接的反馈信号输入端子63，滤波器系数计算部67的输出连接到与图7的滤波器系数输入端子53连接的滤波器系数输出端子64。输入信号输出端子51、反馈信号输出端子52成为前置补偿器的外部输出端子，滤波器系数输入端子53成为前置补偿器的外部输入端子。
在前置补偿器中，为了交给外部计算装置65，将向失真补偿电路8的输入信号以及来自放大器3的输出信号在某一定时间段存储在存储器60、61中，并从输入信号输出端子51以及反馈信号输出端子52中取出。经由滤波器系数输出端子64从滤波器系数输入端子53向前置补偿器取入由外部计算装置65计算出的滤波器系数，并存储在滤波器系数存储器58中。
在本实施方式中，在滤波器系数变更单元即滤波器系数存储器58中，针对每个放大器3的温度存储不同的滤波器系数，根据在温度测量部57中测量出的放大器3的温度，从滤波器系数存储器58中读出系数并输入到复数FIR滤波器22。
如上所述，在本实施方式中，通过晶体管的匹配电路55、56以及复数FIR滤波器22，独立地校正线性失真以及记忆效应，所以可以在前置补偿器中对非线性失真、记忆效应、以及线性失真这3个不良要素全部进行补偿。
另外，也可以将图7的延迟电路59、存储器60与无记忆前置补偿信号输出端子9连接，从输出端子51向外部输出失真补偿电路8的输出信号。
另外，由数字滤波器构成的图1、5、6、7的复数FIR滤波器21、22也可以由根据输入信号的振幅而具有不同的复数系数的非线性滤波器构成。
另外，本发明当然还包括上述各实施方式的可能的组合。
产业上的可利用性
本发明的前置补偿器可以利用于广泛的领域中。

Claims (12)

1.一种前置补偿器，其特征在于，具有：
数字电路，具有：用于对由放大器(3)产生的非线性失真进行补偿的失真补偿电路(8)；和包含具有复数滤波系数的有限冲击响应滤波器的数字滤波器(22)，将从上述失真补偿电路(8)输出的前置补偿信号输入到上述放大器(3)，在上述失真补偿电路(8)与上述放大器(3)之间连接上述数字滤波器(22)，对上述放大器(3)中产生的记忆效应进行补偿；以及
包括上述放大器(3)的模拟电路，
上述数字电路还设置有滤波器系数计算单元(24)，该滤波器系数计算单元计算上述数字滤波器(22)的复数滤波系数，并向上述数字滤波器(22)输出所计算出的复数滤波系数，
上述滤波器系数计算单元(24)使用来自上述失真补偿电路(8)的输出信号和来自上述放大器(3)的输出信号来计算上述数字滤波器(22)的上述滤波器系数，
上述失真补偿电路(8)的输出信号被实施傅立叶变换而变换为一个频域，
来自上述放大器(3)的输出信号被实施傅立叶变换而变换为上述频域，
使用自适应信号处理算法，使从上述放大器(3)输出的相互调制失真成为最小、或使从上述放大器(3)输出的相互调制失真的频域中计算出的功率成为最小。
2.根据权利要求1所述的前置补偿器，其特征在于，
在上述失真补偿电路(8)与上述放大器(3)之间，连接了用于对上述模拟电路中产生的信号分量中出现的频率特性进行补偿的第2滤波器单元，
上述数字滤波器(22)连接在上述失真补偿电路(8)与上述第2滤波器单元(21)之间或者上述第2滤波器单元(21)与上述放大器(3)之间，对由于记忆效应产生的上述放大器(3)内的失真进行补偿。
3.根据权利要求1或2所述的前置补偿器，其特征在于，
自适应信号处理算法的初始值被设置为计算上述数字滤波器(22)的复数滤波系数，使用用于校正在上述模拟电路中产生的线性失真的滤波系数。
4.根据权利要求1或2所述的前置补偿器，其特征在于，
在上述滤波器系数计算单元(24)中，作为一个频域中的自适应信号处理算法，使用最小均方算法。
5.根据权利要求1或2所述的前置补偿器，其特征在于，
在上述失真补偿电路(8)中，具有存储有与由上述放大器(3)产生的非线性失真相逆的非线性特性的表格，根据向上述失真补偿电路(8)的输入信号的振幅电平，从上述表格中读出系数并乘到输入信号，从而制作前置补偿信号。
6.根据权利要求1或2所述的前置补偿器，其特征在于，
在上述滤波器系数计算单元(24)中具备频带限制滤波器(26)，该频带限制滤波器(26)针对通过自适应信号处理算法推测出的频率特性，将作为本信道的信号频带内作为阻止域，将信号频带外的相互调制失真频带作为通过域，上述滤波器系数计算单元(24)将上述频带限制滤波器(26)的输出变换到时域而计算上述数字滤波器(22)的抽头系数。
7.根据权利要求1或2所述的前置补偿器，其特征在于，具备：
失真补偿系数计算单元(29)，使用以使向上述失真补偿电路(8)的输入信号以及来自放大器的输出信号之差成为最小的方式动作的第1自适应信号处理算法，来进行上述失真补偿电路(8)的系数计算；
在上述滤波器系数计算单元(24)中，使用以使从上述放大器(3)输出的相互调制失真成为最小的方式动作的第2自适应信号处理算法，来进行滤波器系数的计算处理。
8.根据权利要求7所述的前置补偿器，其特征在于，
还具备切换单元，该切换单元不同时进行上述失真补偿系数计算单元(29)以及上述滤波器系数计算单元(24)的系数计算处理，而分别按照每规定次数进行划分而反复实施上述两个计算处理。
9.一种前置补偿器，其特征在于，具有：
数字电路，具有：用于对由放大器(3)产生的非线性失真进行补偿的失真补偿电路(8)；和包含具有复数滤波系数的有限冲击响应滤波器的数字滤波器(22)，将从上述失真补偿电路(8)输出的前置补偿信号输入到上述放大器(3)，在上述失真补偿电路(8)与上述放大器(3)之间连接上述数字滤波器(22)，对上述放大器(3)中产生的记忆效应进行补偿；以及
包括上述放大器(3)的模拟电路，
上述数字电路与外部滤波器系数计算单元(65)连接，上述外部滤波器系数计算单元(65)能够计算上述数字滤波器(22)的复数滤波系数，能够将所计算出的复数滤波系数向上述数字滤波器(22)输出，能够使用来自上述失真补偿电路(8)的输出信号和来自上述放大器(3)的输出信号计算上述数字滤波器(22)的上述复数滤波系数，
上述失真补偿电路(8)的输出信号被实施傅立叶变换而变换为一个频域，
来自上述放大器(3)的输出信号被实施傅立叶变换而变换为上述频域，
使用自适应信号处理算法，使从上述放大器(3)输出的相互调制失真成为最小、或使从上述放大器(3)输出的相互调制失真的频域中计算出的功率成为最小。
10.根据权利要求9所述的前置补偿器，其特征在于，
还包括匹配电路(55)，该匹配电路(55)包含于上述放大器(3)中，具有与在上述模拟电路中产生的信号分量中出现的频率特性相逆的频率特性，
上述数字滤波器(22)对在上述放大器(3)中产生的失真分量中出现的频率特性进行补偿。
11.根据权利要求9或10所述的前置补偿器，其特征在于，
上述数字滤波器(22)对上述放大器(3)中产生的失真分量中出现的频率特性进行补偿，
上述前置补偿器具备：
上述放大器(3)的温度测量单元(57)；以及
滤波器系数变更单元(58)，存储多个上述数字滤波器(22)的多个复数滤波系数，根据上述放大器(3)的温度来切换上述数字滤波器(22)的多个复数滤波系数中的复数滤波系数，并将切换后的复数滤波系数输入到上述数字滤波器(22)。
12.根据权利要求9或10所述的前置补偿器，其特征在于，
上述数字滤波器(22)对上述放大器(3)中产生的失真分量中出现的频率特性进行补偿，
上述前置补偿器具有：
外部输入端子(53)，用于从外部改写上述数字滤波器(22)的复数滤波系数；
第1存储器(60)，存储来自上述失真补偿电路(8)的输入信号；
第1外部输出端子(51)，用于输出存储在上述第1存储器(60)内的数据；
第2存储器(61)，存储来自上述放大器(3)的输出信号；以及
第2外部输出端子(52)，输出存储在上述第2存储器(61)中的数据。
CN2008801248153A 2008-01-15 2008-12-17 前置补偿器 Expired - Fee Related CN101911477B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008005846 2008-01-15
JP2008-005846 2008-01-15
PCT/JP2008/072964 WO2009090825A1 (ja) 2008-01-15 2008-12-17 プレディストータ

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101911477A CN101911477A (zh) 2010-12-08
CN101911477B true CN101911477B (zh) 2013-10-23

Family

ID=40885225

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2008801248153A Expired - Fee Related CN101911477B (zh) 2008-01-15 2008-12-17 前置补偿器

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8040182B2 (zh)
EP (1) EP2244380B1 (zh)
JP (1) JP5137973B2 (zh)
KR (1) KR101109861B1 (zh)
CN (1) CN101911477B (zh)
WO (1) WO2009090825A1 (zh)

Families Citing this family (60)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102025327B (zh) * 2009-09-18 2013-01-02 富士通株式会社 放大器装置和预失真控制方法
JP5418296B2 (ja) * 2010-02-25 2014-02-19 富士通株式会社 メモリ効果評価プログラム、メモリ効果評価方法及びメモリ効果評価装置
US8489047B2 (en) * 2010-11-02 2013-07-16 Crestcom, Inc. Transmitter linearized using bias deviation gain adjustment and method therefor
US8615208B2 (en) 2010-11-02 2013-12-24 Crestcom, Inc. Transmitter linearized in response to signal magnitude derivative parameter and method therefor
EP2728744A1 (en) 2010-12-22 2014-05-07 Sumitomo Electric Industries, Ltd. Amplifier circuit and wireless communication equipment
TWI556597B (zh) * 2011-03-31 2016-11-01 Panasonic Corp Wireless communication device
KR101758086B1 (ko) * 2011-04-12 2017-07-17 숭실대학교산학협력단 개선된 선형적 특징을 가지는 전력 증폭기
JP5751056B2 (ja) * 2011-07-14 2015-07-22 富士通株式会社 歪補償装置、送信機および歪補償方法
JP5751420B2 (ja) * 2011-08-11 2015-07-22 富士通株式会社 歪補償装置、歪補償方法及び無線送信機
US9927485B2 (en) * 2011-09-23 2018-03-27 Tektronix, Inc. Enhanced AWG waveform calibration using S-parameters
KR20130043425A (ko) 2011-10-20 2013-04-30 삼성전자주식회사 입력 레벨에 따라 메모리 차수를 달리하는 디지털 전치 왜곡 방법 및 장치
US8427234B1 (en) * 2012-02-14 2013-04-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for predistorting a signal
US8798559B2 (en) 2012-02-28 2014-08-05 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) FIR/IIR filter predistorter for power amplifiers exhibiting short-term and/or long-term memory effects
FR2991527B1 (fr) 2012-05-30 2014-06-27 Centre Nat Etd Spatiales Procede de calibration de lineariseur et composant electronique linearise
JP6086582B2 (ja) * 2012-09-25 2017-03-01 株式会社日立国際電気 高周波電力増幅器および高周波電力増幅器を用いた送信装置
JP6007744B2 (ja) * 2012-11-20 2016-10-12 富士通株式会社 歪補償装置、送信装置、歪補償方法及び伝達関数算出方法
CN103856426B (zh) * 2012-12-03 2017-04-19 华为技术有限公司 一种补偿滤波器的实现方法及信号带宽补偿的装置
JP6054739B2 (ja) 2012-12-26 2016-12-27 パナソニック株式会社 歪み補償装置及び歪み補償方法
US8995571B2 (en) * 2013-03-14 2015-03-31 Analog Devices Global Baseband digital pre-distortion architecture
US8953711B2 (en) 2013-06-04 2015-02-10 Qualcomm Incorporated Configurable pre-emphasis component for transmission circuitry
US20140362949A1 (en) * 2013-06-11 2014-12-11 Analog Devices Technology Reduced bandwidth digital predistortion
TWI560998B (en) * 2013-07-11 2016-12-01 Realtek Semiconductor Corp Pre-distortion method, pre-distortion apparatus and machine readable medium
US8971829B2 (en) * 2013-07-19 2015-03-03 Mstar Semiconductor, Inc. Convergence estimation for iterative predistortion factor determination for predistortion in power amplifiers
JP6442795B2 (ja) * 2013-09-04 2018-12-26 富士通コネクテッドテクノロジーズ株式会社 無線通信回路及び無線通信装置
JP6252226B2 (ja) 2014-02-17 2017-12-27 富士通株式会社 歪補償装置、無線送信装置及び歪補償方法
RU2664393C2 (ru) * 2014-05-27 2018-08-17 Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл) Способ и радиоузел для управления радиопередачей
KR20170096125A (ko) * 2014-12-19 2017-08-23 메사추세츠 인스티튜트 오브 테크놀로지 상-전환 소자를 갖는 튜너블 매칭 네트워크
CN104678379B (zh) * 2014-12-26 2017-10-17 中国科学院声学研究所 一种信号发生器发射信号的方法及装置
US10447211B2 (en) 2015-06-17 2019-10-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Least mean squares adaptation of a concurrent multi-band pre-distorter using overlapping spines
US10177805B2 (en) * 2015-06-25 2019-01-08 Electronics And Telecommunications Research Institute Method and apparatus for tuning finite impulse response filter in in-band full duplex transceiver
KR102444470B1 (ko) * 2015-06-25 2022-09-19 한국전자통신연구원 동일대역 전이중 송수신기에서 fir 필터를 튜닝하는 방법 및 장치
US10033542B2 (en) 2015-07-15 2018-07-24 Cisco Technology, Inc. Scheduling mechanisms in full duplex cable network environments
US9942024B2 (en) 2015-07-15 2018-04-10 Cisco Technology, Inc. Full duplex network architecture in cable network environments
US9966993B2 (en) 2015-07-15 2018-05-08 Cisco Technology, Inc. Interference suppression in full duplex cable network environments
JP2017046122A (ja) * 2015-08-25 2017-03-02 住友電気工業株式会社 歪補償装置
CN109075745B (zh) * 2015-11-10 2020-07-14 华为技术有限公司 预失真装置
CN105591656B (zh) * 2015-12-24 2018-04-03 三维通信股份有限公司 一种收发信机的增益平坦度补偿方法
US9712193B1 (en) * 2016-04-12 2017-07-18 Cisco Technology, Inc. High power efficient amplifier through digital pre-distortion and machine learning in cable network environments
US10797750B2 (en) 2016-02-24 2020-10-06 Cisco Technology, Inc. System architecture for supporting digital pre-distortion and full duplex in cable network environments
US20190097673A1 (en) * 2016-04-05 2019-03-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Interference suppression in a radio transceiver device
US9735814B1 (en) * 2016-04-12 2017-08-15 Cisco Technology, Inc. High power efficient amplification at cable modems through digital pre-distortion and machine learning in cable network environments
EP3288182B1 (en) * 2016-08-25 2020-07-01 Cisco Technology, Inc. System architecture for supporting digital pre-distortion and full duplex in cable network environments
EP3306817B8 (en) * 2016-10-07 2021-04-21 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG Predistortion system and method
WO2018093788A1 (en) * 2016-11-15 2018-05-24 Cisco Technology, Inc. High power efficient amplification at cable modems through digital pre-distortion and machine learning in cable network environments
US9876657B1 (en) * 2017-03-06 2018-01-23 Xilinx, Inc. System and method for downlink processing in communication systems
WO2018176436A1 (zh) * 2017-04-01 2018-10-04 华为技术有限公司 一种预失真方法、装置和系统
US10374838B2 (en) * 2017-06-30 2019-08-06 Futurewei Technologies, Inc. Image distortion correction in a wireless terminal
JP7206719B2 (ja) * 2017-10-31 2023-01-18 富士通株式会社 歪補償装置および歪補償方法
FR3080723B1 (fr) * 2018-04-25 2021-08-06 Wupatec Systeme et procede de linearisation en bande de base pour un amplificateur de puissance radiofrequence de classe g
US10432240B1 (en) 2018-05-22 2019-10-01 Micron Technology, Inc. Wireless devices and systems including examples of compensating power amplifier noise
WO2020044831A1 (ja) * 2018-08-29 2020-03-05 住友電気工業株式会社 歪補償装置、無線通信機、プリディストータ、歪補償方法、及びコンピュータプログラム
TWI681636B (zh) * 2018-12-11 2020-01-01 瑞昱半導體股份有限公司 用於特徵化發送器之非線性失真的方法、相關發送器及其特徵化電路
US11387790B2 (en) 2019-01-24 2022-07-12 Analog Devices International Unlimited Company Power semiconductor device with charge trapping compensation
US20200244509A1 (en) * 2019-01-28 2020-07-30 Qualcomm Incorporated In-phase and quadrature-phase estimation and correction using kernel analysis
US10763905B1 (en) 2019-06-07 2020-09-01 Micron Technology, Inc. Wireless devices and systems including examples of mismatch correction scheme
CN110336572B (zh) * 2019-06-11 2020-09-15 三维通信股份有限公司 一种收发信机的增益平坦度补偿方法
CN110518885A (zh) * 2019-08-07 2019-11-29 烽火通信科技股份有限公司 一种数字预失真电路及其杂散对消方法
US10972139B1 (en) 2020-04-15 2021-04-06 Micron Technology, Inc. Wireless devices and systems including examples of compensating power amplifier noise with neural networks or recurrent neural networks
US11496341B2 (en) 2020-08-13 2022-11-08 Micron Technology, Inc. Wireless devices and systems including examples of compensating I/Q imbalance with neural networks or recurrent neural networks
KR102667992B1 (ko) * 2021-11-30 2024-05-23 (주) 유엔에이디지탈 디지털 필터의 필터 계수 설정 방법 및 그 필터 계수가 적용된 디지털 필터를 포함하는 통신 장치

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1649257A (zh) * 2004-01-29 2005-08-03 株式会社日立国际电气 预失真器

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3166321B2 (ja) 1992-07-01 2001-05-14 日本電気株式会社 変調信号送信システム
JP4015455B2 (ja) 2002-03-29 2007-11-28 富士通株式会社 歪補償装置
CN100550870C (zh) * 2002-10-31 2009-10-14 中兴通讯股份有限公司 一种宽带预失真线性化的方法与系统
US7170342B2 (en) 2002-12-10 2007-01-30 Ntt Docomo, Inc. Linear power amplification method and linear power amplifier
JP4399427B2 (ja) * 2002-12-10 2010-01-13 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 線形電力増幅方法、線形電力増幅器及びそのディジタルプリディストータ設定方法
KR100480278B1 (ko) * 2002-12-24 2005-04-07 삼성전자주식회사 광대역 전력 증폭기를 위한 디지털 전치보상기 및 그적응화 방법
JP4716306B2 (ja) * 2003-03-24 2011-07-06 三菱電機株式会社 プレディストータ
JP2004320329A (ja) * 2003-04-15 2004-11-11 Nec Corp デジタルフィードバック方式の歪み補償回路
JP4394409B2 (ja) * 2003-09-25 2010-01-06 株式会社日立国際電気 プリディストーション方式歪補償機能付き増幅器
US7366252B2 (en) * 2004-01-21 2008-04-29 Powerwave Technologies, Inc. Wideband enhanced digital injection predistortion system and method
US7113036B2 (en) * 2004-04-15 2006-09-26 Agere Systems Inc. Method and apparatus for adaptive digital predistortion using nonlinear and feedback gain parameters
JP4417174B2 (ja) 2004-05-19 2010-02-17 株式会社日立国際電気 プリディストータ
US7288988B2 (en) * 2005-04-13 2007-10-30 Powerwave Technologies, Inc. Adaptive predistortion linearized amplifier system employing selective sampling
US8019015B2 (en) * 2007-02-26 2011-09-13 Harris Corporation Linearization of RF power amplifiers using an adaptive subband predistorter
JP2009111958A (ja) * 2007-11-01 2009-05-21 Hitachi Kokusai Electric Inc プリディストータ
US7899416B2 (en) * 2007-11-14 2011-03-01 Crestcom, Inc. RF transmitter with heat compensation and method therefor

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1649257A (zh) * 2004-01-29 2005-08-03 株式会社日立国际电气 预失真器

Also Published As

Publication number Publication date
JP5137973B2 (ja) 2013-02-06
WO2009090825A1 (ja) 2009-07-23
KR101109861B1 (ko) 2012-02-14
US8040182B2 (en) 2011-10-18
CN101911477A (zh) 2010-12-08
EP2244380B1 (en) 2013-07-03
JPWO2009090825A1 (ja) 2011-05-26
KR20100101172A (ko) 2010-09-16
US20100277236A1 (en) 2010-11-04
EP2244380A1 (en) 2010-10-27
EP2244380A4 (en) 2011-02-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101911477B (zh) 前置补偿器
US20220115990A1 (en) Power amplifier time-delay invariant predistortion methods and apparatus
CN101040502B (zh) 宽带增强型数字注射预失真系统和方法
KR100802353B1 (ko) 고효율 송신기를 위한 디지털 전치보상 시스템 및 방법
US5959500A (en) Model-based adaptive feedforward amplifier linearizer
EP1573993B1 (en) A method and system for broadband predistortion linearizaion
CN100566133C (zh) 用于放大具有输入信号功率的输入信号的设备和方法
CN104811149A (zh) 使用具有增强模数转换的集成信号分析器的rf功率放大器中的自适应控制的数字预失真
JP2011176689A (ja) 算出装置、歪み補正装置、増幅装置および算出方法
CN107078980A (zh) 一种模拟预失真器核心模块及模拟预失真器系统
Le Duc et al. An adaptive cascaded ILA-and DLA-based digital predistorter for linearizing an RF power amplifier
US8564368B1 (en) Digital Predistorter (DPD) structure based on dynamic deviation reduction (DDR)-based volterra series
US7412469B2 (en) Power amplifier pre-distorter training
WO2008155610A2 (en) Power amplifier time-delay invariant predistortion methods and apparatus
US20060091949A1 (en) Signal correction by predistortion
EP2159914A1 (en) Linearisation device and method
Ding et al. Adaptive Linearization for Power Amplifier in OFDM Systems
Efimov Traditional and Perspective Nonlinearity Correction Methods in Power Amplifiers of Digital Television Transmitters
GB2463015A (en) An RF transmitter with distortion reduction by feedforward of a model-derived error signal
Nair et al. An overview of RF power amplifier digital predistortion techniques for wireless communication systems
Mallory A study of digital predistortion of analog amplifiers
Yang et al. A new look-up-table based adaptive baseband predistorter
Pehlivan Aslan Adaptive digital predistortion for power amplifier linearization

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20131023

Termination date: 20171217