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CN101836128B - 时间延迟估计 - Google Patents

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CN101836128B CN2008801126688A CN200880112668A CN101836128B CN 101836128 B CN101836128 B CN 101836128B CN 2008801126688 A CN2008801126688 A CN 2008801126688A CN 200880112668 A CN200880112668 A CN 200880112668A CN 101836128 B CN101836128 B CN 101836128B
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Abstract

多个信号之间的时间微分的估计，这通过用第一滤波器阵列来确定第一电信号的滤波器响应，用第二滤波器阵列来确定第二电信号的滤波器响应，并至少基于第一电信号的滤波器响应和第二电信号的滤波器响应来确定第一电信号与第二电信号之间的时间差而确定。将第一光信号转换成第一电信号并将第二光信号转换成第二电信号。对第一电信号的滤波器响应和第二电信号的滤波器响应进行采样并至少基于第一电信号的采样滤波器响应和第二电信号的采样滤波器响应来确定第一电信号与第二电信号之间的时间微分。

Description

时间延迟估计
技术领域
本发明总体上涉及时间延迟估计，更特别地，涉及用于激光扫描中的时间延迟估计的电路。
背景技术
越来越复杂的系统越来越要求准确且细密地时间延迟估计。例如，某些激光扫描系统测量发送和接收的激光脉冲之间的时间延迟，以便确定到对象的距离。脉冲的发送与反射脉冲的接收之间的时间延迟是非常小的，且必须以高精度(小于10毫微秒量级)来测量，以便适当地确定期望的距离测量结果。时间延迟估计的传统方法极其昂贵或不能准确地检测此类小的时间间隔。
在激光扫描系统中，通过对象反射的短激光脉冲的某些能量来测量到远程对象的距离。当发射脉冲时，其某些能量立即被转向且被发送到雪崩光电二极管。发射脉冲的时间与在发射器处接收到反射脉冲的时间之间的时间差，乘以光速，提供了到远程对象的距离的估计。为了距离测量结果具有约毫米量级的精度，时间估计必须精确到几皮秒内。
在题为“Light-Wave Rangefinder Using a Pulse Method”(Ohishi)的美国专利申请No.6,665,055、题为“Light-Wave DistanceMeter Based on Light Pulses”(Oishi)的美国专利申请No.5,619,317、和题为“Time Interval Measurement Device”的美国专利申请No.2005/0052952(Panek)中描述了激光扫描中的时间延迟估计的传统技术。
Ohishi和Oishi公开了用于将电脉冲引入调谐滤波器的技术。这具有将脉冲拉伸成一系列的阻尼振荡的效果。为了进一步减小模拟测量带宽，在低频下周期性地对此波形进行采样，每个样本之间的时间延迟有少量增加。然而，如上文所讨论的，这些方法未能提供短时间间隔估计的足够精度，并因此不能提供优质距离测量结果。
Panek利用高速采样器的速度和成本的改善来使用稍有不同的方法。Panek公开了在调谐滤波器的带宽窄于采样带宽的一半时实时地进行采样。然而，在此类方法中仅使用一小部分的脉冲能量。只能测量小动态范围的脉冲持续时间，因为随着更长脉冲的引入，滤波器响应必然地减弱。这种方法还通过单独地向每个信道中引入校准脉冲而降低系统精度。
时间延迟估计的相关方法使用Nutt内插器。然而，Nutt内插器不能测量比所使用滤波器的分辨率宽的脉冲宽度，信息丢失。因此，此类方法不能适当地解决现代时间延迟估计中所需要的提高的分辨率精度。
因此，需要有改善的时间延迟估计系统和方法。
发明内容
本发明一般地提供时间延迟估计方法。在一个实施例中，估计多个信号之间的时间微分(time differential)包括用第一滤波器阵列来确定第一电信号的滤波器响应，用第二滤波器阵列来确定第二电信号的滤波器响应，并至少基于第一电信号的滤波器响应和第二电信号的滤波器响应来确定第一电信号与第二电信号之间的时间微分。例如，在光检测和测距(LIDAR)应用中，将第一光信号转换成第一电信号并将第二光信号转换成第二电信号。对第一电信号的滤波器响应和第二电信号的滤波器响应进行采样，并至少基于第一电信号的采样滤波器响应和第二电信号的采样滤波器响应来确定第一电信号与第二电信号之间的时间微分。
在某些实施例中，将第二电信号放大并用第三滤波器阵列来确定已放大第二电信号的滤波器响应。然后，选择第二电信号的滤波器响应或已放大第二电信号的滤波器响应作为用于确定时间微分的第二电信号。
在另一实施例中，用于校准时间延迟估计电路的方法包括生成校准脉冲，用第一滤波器阵列来确定校准脉冲的滤波器响应，用第二滤波器阵列来确定校准脉冲的滤波器响应，并至少基于用第一滤波器阵列确定的校准脉冲的滤波器响应和用第二滤波器阵列确定的校准脉冲的滤波器响应来确定相位修正。在某些实施例中，对用第一滤波器阵列确定的校准脉冲的滤波器响应和用第二滤波器阵列确定的校准脉冲的滤波器响应进行采样。至少基于用第一滤波器阵列确定的校准脉冲的采样滤波器响应和用第二滤波器阵列确定的校准脉冲的采样滤波器响应来确定相位修正。
通过参考以下详细说明和附图，本发明的这些及其它优点对于本领域的技术人员来所将是显而易见的。
附图说明
图1是根据本发明的实施例的时间延迟估计电路的图示；
图2描绘根据本发明的实施例的时间延迟估计方法的流程图；
图3描绘被频率混叠至基带的示例性滤波器的图表；
图4描绘示例性滤波器响应的图表；
图5描绘作为脉冲宽度的函数的示例性滤波器响应的图表；以及
图6示出根据本发明的实施例的时间延迟估计电路的校准方法的流程图。
具体实施方式
本发明的至少一个实施例提供用于测量两个光学脉冲(例如起始脉冲和停止脉冲)之间的时间的技术，这与测量仪表与远距离对象之间的通过时间有关。当然，可以将其扩展至使用本文所述的本发明技术来测量或估计任何两个事件之间的时间。当被应用于激光扫描时，光学脉冲被转换成电信号以使得电子设备能够进行时间微分的估计。
图1描绘根据本发明的实施例的时间延迟估计电路100。虽然在本文中特别地参考该电路的元件将其描述为普通电路，但本领域的技术人员应认识到可以用电和/或机电设备的任何适当组合来执行时间延迟估计电路的功能。
电路100包括接收一个或多个输入的传感器102。传感器102向开关104传递表示输入的信号。在某些实施例中，开关104选择性地将至少一部分信号传递至起始脉冲开关106，其允许信号传递到起始脉冲滤波器阵列108。在替换实施例中，开关104允许信号直接传递至起始脉冲滤波器阵列108。基本上同时地，传感器102向比较器110传递信号。
在某些实施例中，开关104还选择性地将至少一部分信号传递至低增益开关112和高增益开关114。随后，低增益开关112将信号传递至低增益滤波器阵列116且高增益开关114通过放大器118将信号传递至高增益滤波器阵列120。在替换实施例中，开关104允许信号直接传递至低增益滤波器阵列116并通过放大器118传递至高增益滤波器阵列120。
增益选择开关122选择性地允许信号通过低增益滤波器阵列116和/或高增益滤波器阵列120传播而在传递至处理器128之前传递至采样器124以便被采样。类似地，通过起始滤波器阵列108传播的信号在传递至处理器128之前传递至采样器126以便被采样。除从采样器124和126接收信号之外，如下文将相对于图2进一步讨论的那样，处理器128还可以与开关104、106、112、114、和122通信和/或对其进行控制。
在某些实施例中，电路100还包括校准脉冲发生器130。校准脉冲发生器130被配置为向启动开关106、低增益开关112、和高增益开关114发送信号(例如电信号、脉冲等)。
传感器102可以是任何适当的传感器，诸如光检测器。在至少一个实施例中，传感器102是雪崩光电二极管。在替换实施例中，传感器102是放大雪崩二级管。在某些实施例中，传感器102被配置为将进入的输入信号(例如光学脉冲、脉冲对等)转换成电信号。传感器102可以接收脉冲对(例如起始脉冲和停止脉冲)并将光信号转换成电信号。
开关104、106、112、114、和122可以是能够接收和/或选择性地传递信号(例如表示光学脉冲的电信号)的任何适当开关。在某些实施例中，开关104、106、112、114、和122可以是模拟或双向开关。在至少一个实施例中，开关104是RF模拟开关。开关106、112、和114可以能够经由开关104和校准脉冲发生器130在来自传感器102的输入信号之间切换。可以由处理器120来指引开关122以利用最有可能在适当振幅范围内的来自滤波器阵列116或滤波器阵列120的信号。
滤波器阵列108、116、和120可以是诸如表面声波(SAW)滤波器、梳状滤波器、带通滤波器等滤波器(例如电子滤波器、机电滤波器等)的任何适当组合(例如排型；叠型等)。在至少一个实施例中，滤波器阵列100、116、120是以约140MHz和约80MHz为中心的SAW滤波器且具有约8MHz的带宽。也就是说，每个滤波器阵列108、116、120可以具有多个滤波器(例如以约140MHz为中心的一个滤波器和以约80MHz为中心的一个滤波器)，而且还可以将信号进一步分裂以使其在滤波器阵列中并行地通过所有滤波器。滤波器的输出在进一步通过时间延迟估计电路100之前被重新组合。可以适当地使用其它类型的滤波器、中心、和带宽。
比较器110可以是用于比较多个信号的任何适当装置，诸如模拟比较器。比较器110可以被配置为检测起始脉冲(例如，来自传感器102)、停止脉冲(例如，来自低增益开关112)、和放大的停止脉冲(例如，来自放大器118)并向处理器128发送表示这些脉冲的信号。比较器110因此可以使用在预定频率下工作的计数器。在至少一个实施例中，计数器在250MHz下运行。
采样器124和126可以是任何适当的采样装置。在至少一个实施例中，采样器124和126包括高速模拟转换器。采样器124和/或126因此可以被配置为确定起始脉冲、停止脉冲、和放大的停止脉冲以及任何校准脉冲的上升和下降边沿。
处理器128可以是任何适当的计算机、处理器、或元件的组合，被配置为特别地收集与时间测量和/或估计相关的数据、估计微分时间测量、与其它处理器(未示出)通信、以及控制开关104、106、112、114、和122的状态。
处理器128可以通过执行计算机程序指令来控制电路100的总体操作，所述计算机程序指令定义此类操作。可以将计算机程序指令存储在存储设备(未示出)(例如磁盘、数据库等)并在期望执行计算机程序指令时将其加载到存储器(未示出)中。因此，用于执行方法200和300中的本文所述方法步骤的应用程序由存储在存储器和/或存储设备中的计算机程序指令来限定并由执行计算机程序指令的处理器128来控制。处理器128还可以包括用于经由网络与其它设备通信的一个或多个网络接口(未示出)。处理器128可以包括一个或多个中央处理单元、只读存储器(ROM)设备和/或随机存取存储器(RAM)设备。本领域的技术人员应认识到实际控制器的实施方式也可以包含其它元件，并且出于说明的目的，图1的处理器是此类控制器的某些元件的高级表示。
根据本发明的某些实施例，可以将程序(例如控制器软件)的指令读入存储器中，诸如从ROM设备到RAM设备或从LAN适配器到RAM装置。程序中的指令序列的执行可以引起处理器128执行本文所述的一个或多个方法步骤，诸如在此相对于方法200和300所述的那些。在替换实施例中，可以通过用于实现本发明的处理的软件指令来替换或与之组合地使用硬线连接电路或集成电路。因此，本发明的实施例不限于硬件、固件、和/或软件的任何特定组合。存储器可以存储用于处理器128的软件，其可以适合于执行软件程序并从而依照本发明且特别地依照在此详细描述的方法操作。然而，本领域的技术人员应理解的是可以使用许多编程技术以及通用硬件子系统或专用控制器以许多不同的方式来实现本文所述的发明。
可以以压缩、未编译和/或加密格式存储此类程序。此外，程序还可以包括一般而言可能有用的程序组件，诸如操作系统、数据库管理系统、和用于允许控制器与计算机外围设备、及其它设备/元件对接的设备驱动器。本领域的技术人员已知适当的通用程序组件，在本文中不需要对其进行详细描述。
校准脉冲发生器130可以是能够基本上同时向起始脉冲开关106、低增益开关112、和高增益开关114发送信号的任何适当元件或元件群组。此外，下文相对于图6包括与校准脉冲发生器有关的校准的讨论。
图2是根据本发明的实施例的时间延迟估计的方法200的流程图。可以使用时间延迟估计电路100或类似时间延迟估计器来执行方法200的各种步骤。该方法在步骤202开始。
在步骤204中，在传感器102处接收第一信号。该信号可以是光信号，诸如来自激光扫描装置的起始脉冲或信号。在步骤206中，将第一信号转换成电信号。
在步骤208中，过程估计由第一信号的到达时间组成。可以由比较器110结合处理器128中的计数器来进行过程估计。在某些实施例中，此类估计可以精确到几毫微秒内。
在步骤210中，确定第一信号的滤波器响应。可以由起始滤波器阵列108来确定滤波器响应。如上文所讨论的，在某些实施例中，在滤波器阵列108中使用两组滤波器。例如，一组滤波器可以是80MHz而一组滤波器可以是140MHz。第一信号被分裂且信号的一半进入一组滤波器(例如80MHz滤波器)而信号的另一半进入另一组滤波器(例如140MHz滤波器)。输出(例如滤波器响应)在传递至步骤212之前被重新组合。
实际上，通带在被向下混叠至基带时不应重叠。在本文所述的示例性实施例中，通过在125MHz下采样，将140MHz频率混叠至15MHz且80MHz频率被混叠至45MHz。图3描绘以125MHz采样速率被频率混叠至基带、得到来自一个滤波器(例如80MHz滤波器)的脉冲振幅302和来自另一滤波器(例如140MHz滤波器)的脉冲振幅304的示例性滤波器的图表300。
图3示出“混叠”滤波器响应。图表的X轴的中心在零频率下。图表中示出正负频率。被指定为脉冲振幅304的响应是140MHz滤波器响应的正频率混叠。相应140MHz负频率混叠是正好在脉冲振幅304的左侧的镜像响应。被指定为脉冲振幅302的响应是80MHz响应的负频率混叠。相应80MHz正频率混叠是对被指定为脉冲振幅304的混叠的右侧的响应。请注意，采样等效于射频“混合”(例如倍增过程)，仅仅是从不同的观点看而已。因此，本领域的技术人员不仅将认识到正频率混叠、而且还有负频率混叠、以及对于来自140MHz滤波器的混叠响应而言发生的频率顺序倒置(由于样本频率小于滤波器频率)。
图4描绘具有125MHz采样速率的示例性滤波器响应的图表400。如上文所讨论的，未混叠滤波器响应402和404以80MHz和140MHz的各滤波器频率为中心。80MHz和140MHz频率分别被向下混叠至响应406(例如在45MHz下)和408(例如在15MHz下)。
多个滤波器的使用允许脉冲宽度的较大范围被适当地寻址。削波高斯脉冲的频谱具有sin(x)/x包络响应零信号(null)；该零信号的频率位置将作为脉冲宽度的函数而变。当脉冲宽度接近于中心频率的倒数时，来自上升和下降边沿的响应近似相互抵销，而几乎不存在信号。在本文所公开的示例性实施例中，140MHz滤波器对约三至四毫微秒宽的脉冲具有最大响应而对约七秒宽的脉冲具有最小响应。80MHz滤波器对约七毫微秒宽的脉冲具有最大响应而对约十二至十三秒宽的脉冲具有最小响应。使用两个滤波器保证将存在对多达十三毫微秒宽的脉冲的显著响应。另外，可以使用原始脉冲的更多能量。对于其中两个滤波器均提供良好响应的脉冲宽度，在时间延迟估计中使用两倍的频率，这改善了测量的精度。图5描绘作为脉冲宽度的函数的示例性滤波器响应的图表500。脉冲502表示通过第一滤波器(例如80MHz滤波器)的信号而脉冲504表示通过第二滤波器(例如140MHz滤波器)的信号。
在如上所述在步骤210中确定滤波器响应之后，在步骤212中用采样器126来对滤波器响应进行采样。也就是说，采样器126对在步骤210中确定的滤波器响应进行采样。在至少一个实施例中，以高速率(约125MHz)对滤波器响应进行采样。当然，可以利用其它采样速率。
需要的是模拟数字转换器(ADC)的采样保持部分具有足够的带宽以允许原始频率内容正确地传递到ADC的其余。因此，例如，如果125MHz ADC具有60MHz的采样保持输入带宽，则将没有来自SAW滤波器(例如滤波器阵列108、116、120)的能量可用于ADC进行处理。
在步骤214中，在传感器102处接收到第二信号。第二信号可以是光学信号，诸如激光扫描装置处的停止或回波脉冲或信号。在步骤216中，将第二信号转换成电信号。
在步骤218中，过程估计由第二信号的到达时间组成。过程估计可以由比较器110结合处理器128中的计数器来进行。在某些实施例中，此类估计可以精确到几亳微秒内。
在步骤220中，第二信号被分裂成两个信道。也就是说，对第二信号进行分裂、采样、拷贝或否则进行增补以向高增益开关114和低增益开关112提供信号。以此方式，沿着放大的路径(例如通过高增益开关114、放大器118和高增益滤波器阵列120)提供信号的一部分(例如一个信道)和另一部分(例如沿着未放大路径(例如通过低增益开关112和低增益滤波器阵列116)提供另一信道)。以这种方式使用两个信道允许精确地测量第二信号的宽得多的动态范围(例如停止/回波脉冲等)。第二信号部分通过滤波器阵列116和120的传播花费相对长的时间量，因此处理器128可以指引开关122以便仅传递来自处理可能在适当振幅范围内的信号的滤波器阵列的信号。
在步骤222中，确定第二信号的低增益部分的滤波器响应。也就是说，对在步骤220中被分裂之后通过低增益滤波器阵列116的那部分信号确定滤波器响应。可以由低增益滤波器阵列116来确定滤波器响应。如上文所讨论的，在某些实施例中，在滤波器阵列116中使用两组滤波器。例如，一组滤波器可以是80MHz而一组滤波器可以是140MHz。第二信号的该部分被分裂且信号的一半进入一组滤波器(例如80MHz滤波器)而信号的另一半进入另一组滤波器(例如140MHz滤波器)。输出(例如滤波器响应)在传递至步骤228之前被重新组合。
在步骤224中，第二信号的高增益部分被放大器118放大。也就是说，通过放大的路径的信号在传递至步骤226以便被滤波之前被放大器118放大。
在步骤226中，确定第二信号的放大的部分的滤波器响应。可以由高增益滤波器阵列120来确定滤波器响应。如上文所讨论的，在某些实施例中，在滤波器阵列120中使用两组滤波器。例如，一组滤波器可以是80MHz而一组滤波器可以是140MHz。第二信号的该部分被分裂且信号的一半进入一组滤波器(例如80MHz滤波器)而信号的另一半进入另一组滤波器(例如140MHz滤波器)。输出(例如滤波器响应)在传递至步骤228之前被重新组合。
在至少一个实施例中，与方法步骤224和226并行地执行方法步骤222。也就是说，第二信号的一部分通过未放大路径且被滤波器阵列116滤波器，在基本上相同的时间，第二信号的另一部分通过放大的路径且被放大器118放大并被滤波器阵列120滤波。
在步骤228中，选择滤波器响应。在至少一个实施例中，处理器128指引开关122以允许来自放大的路径或未放大路径的滤波器响应传递至采样器124。如上文所讨论的，处理器128可以指引开关122以便仅传递处理可能在适当振幅范围内的信号的滤波器阵列的信号。
适当的滤波器响应被传递至采样器124，并且在步骤230中，对滤波器响应进行采样。也就是说，采样器124对在步骤228中所选的滤波器响应进行采样。在至少一个实施例中，以高速率(例如约125MHz)对滤波器响应进行采样。当然，可以利用其它采样速率。
在步骤232中，估计时间延迟。也就是说，至少基于第一电信号的滤波器响应和第二电信号的滤波器响应来确定第一电信号与第二电信号之间的时间微分。
为了估计两个信号(例如第一和第二电信号、两个光信号等)之间的时间延迟，找到分别在步骤212和230中确定的采样滤波器响应的傅立叶变换Fs和Gs。在通带中的每个频率s下，计算幅值Ms＝|Fs||Gs|和相位差Pss＝(arg(Fs/Gs)+Ks)/2π，如下文相对于图6所讨论的那样，这可以由校准脉冲所给定的值来确定和/或调整。
对于上述傅立叶变换，设F(s)为给定信号f(t)的傅立叶变换。使用傅立叶变换的时移性质，f(t-t0)的变换是换言之，f的变换被移位一相位，且频率s下的相移是t0s。给定预期相差一时移的两个信号f(t)和g(t)，移位的最佳估计是使
Figure GSB00000404547300112
最大化的值t0。这利用Parseval的关系式和g是实值这一事实。
在频率w0下采样的带限信号的离散傅立叶变换的情况下，存在相似关系式
Figure GSB00000404547300113
Figure GSB00000404547300114
是只有当d是整数时定义的样本相关性，且
Figure GSB00000404547300115
是对d的所有实值定义的连续函数。当d不是整数时，可以将其解释为可以通过重构来自其组成频率的带限连续信号、在时域中移位d单位、在整数点处重新采样、并计算样本相关性而获得的样本相关性。
当st0等于F(s)与G(s)之间的测量相位差时，对固定频率s而言此表达式被最大化。为了找出全局最优值，可以在幅值和相位方面将
Figure GSB00000404547300116
和
Figure GSB00000404547300117
表示为
Figure GSB00000404547300118
因此，实数部分是∑|F(s)||G(s)|cos(2π(θ0(s)-θ1(s)+t0s))。对于最低阶项，使此数量最大化与使最小化相同。
这可以在时实现。
在单个频率s下，不能识别被全周期关闭的信号，因此，仅相对于整数定义Ps。参照已完成采样滤波信号不足以解决此不定性。在滤波器的中心频率下，该信号看起来像已调制正弦波。由于其被粗略地采样，所以在存在噪声的情况下，难以在信号与被移位任何数目的周期的相同或类似信号之间进行区别。因此，必须将相位展开。也就是说，必须用某些手段来分解适当的相位。在某些实施例中，通过使用上述粗计数器来将相位展开。在替换实施例中，通过将来自不同频率的信息组合来将相位展开。
在其中用计数器将相位展开的实施例中，在每个脉冲处，当脉冲上升至某一阈值以上时触发计算器。当脉冲降低至低于阈值时，再次触发计数器。对这两个计数器值取平均值提供脉冲中心的位置估计。在某些实施例中，此估计可以精确到小于计数器的频率周期，例如对于250MHz时钟而言为四毫微秒。
设sc为接近通带中心的特定频率，单位为MHz。对于每个脉冲，设Fsc为作为sc的快速傅立叶变换的值。设Cp为脉冲中心的计数器值估计，且Cf为对应于在FFT中使用的数据的起始的计数器值。设
Figure GSB00000404547300122
为
Figure GSB00000404547300123
的小数部分(counterfrequency：计数器频率)。提供在相对于Cp(脉冲到达时的计数器值)测量的sc下的滤波脉冲的相位估计。通过将特定脉冲的
Figure GSB00000404547300125
的值与许多脉冲
Figure GSB00000404547300126
内的
Figure GSB00000404547300127
的平均值相比较，可以估计计数器周期中的脉冲到达。平均值
Figure GSB00000404547300128
不具有显著的随时间或温度漂移，且因此可以预先已知。在平均值未知的情况下，可以通过生成许多(例如大约几百个)脉冲并保持圆中的相位
Figure GSB00000404547300129
的基本柱状图来动态地计算。这样，可以获得时钟周期中的脉冲到达的估计。确切地说，可以用
Figure GSB000004045473001210
来调整原始计数器值。可以通过针对每个脉冲进行此类估计来实现时间延迟的过程估计。然后可以在每个频率下以整数Ns调整相位Ps以获得对应于粗略估计的Фs＝Ps+Ns的相位估计。
在其中计数器不可用的实施例中，可以通过估计斜率来展开相位。对于通带中的每个频率s，相位估计Ps给出ts＝Ps/s的时间延迟估计。以整数N来调整Ps给出新估计ts′＝(Ps+N)/s。为了选择N的最佳值，找出对通带中的每个s对方程组Ts＝Ps+n给出最优最小二乘估计的参数T和n。然后，将N设置为最接近于n的整数，并在进行最终时间延迟估计之前将其用来计算所有绝对相位Фs＝Ps+Ns。
一旦已使用本文所述的方法之一用整数对每个相位Ps进行调整或另一适当方法以确定绝对相位差Фs，则对来自不同频率的值取平均值以找到最佳时间延迟估计
Figure GSB00000404547300131
该方法在步骤234处结束。
图6示出根据本发明的实施例的时间延迟估计电路的校准方法600的流程图。可以由上文相对于图1所述的时间延迟估计电路100的各种元件来执行方法600。通常，可以使用校准脉冲来解决滤波器阵列(例如，滤波器阵列100、116、120)之间的差。诸如SAW滤波器等滤波器的相位响应对温度敏感。在没有校准的情况下，相位响应将由于温度漂移、制造差异、和/或其它因素而在时间延迟估计中作为误差存在。该方法在步骤602处结束。
在步骤604中，由校准脉冲发生器130来生成脉冲。校准脉冲是被分裂且分别经由启动开关106、低增益开关112和高增益开关114被发送到滤波器阵列108、116、和120的单个脉冲。
在步骤606中，确定每个滤波器阵列的滤波器响应。这可以类似于上文在方法200的步骤210、222、和226中确定的滤波器响应。
在步骤608中，对每个滤波器阵列108、116、120的滤波器响应进行采样。这可以类似于上文相对于方法200的方法步骤212和230所述的采样。
在步骤610中，确定通带中的每个频率的相位修正。这样，确定稳定的零时基准。在至少一个实施例中，将快速傅立叶变换(FFT)应用于来自步骤608的每个采样脉冲。这提供表示每个频率下的相位和振幅的复数集合。对于通带中的频率s而言，在每个频率下，分别由用于起始信道(例如对于穿过滤波器阵列108的校准脉冲)和回波信道(例如，对于穿过滤波器阵列116和120的校准脉冲)的FFT来给出复述Fs和Gs。由相位差Ks＝arg(Gs/Fs)给出在频率s下应用的修正因数Ks。这样，确定相位修正。可以如上文相对于方法200的步骤232中的将相位展开以用于时间延迟估计所述地使用相位修正。
该方法在步骤612结束。
应将前述详细说明理解为是在每个说明性和示例性而不是限制性方面，并且不应通过该详细说明、而是通过根据专利法许可的全部宽度所解释的权利要求来确定本文所公开的本发明的范围。应理解的是本文所示和所述的实施例仅仅说明本发明的原理，且在不脱离本发明的范围和精神的情况下本领域的技术人员可以实现各种修改。在不脱离本发明的范围和精神的情况下，本领域的技术人员可以实现各种其它特征组合。

Claims (10)

1.一种估计多个信号之间的时间微分的方法，包括：
用第一滤波器阵列来确定第一电信号的滤波器响应，所述第一滤波器阵列包括第一多个带通滤波器；
用第二滤波器阵列来确定第二电信号的滤波器响应，所述第二滤波器阵列包括第二多个带通滤波器；
将第二电信号放大；
用第三滤波器阵列来确定放大的第二电信号的滤波器响应；
选择第二电信号的滤波器响应或放大的第二电信号的滤波器响应用于确定时间微分；以及
至少基于第一电信号的滤波器响应和所选择的滤波器响应来确定第一电信号与第二电信号之间的时间微分。
2.根据权利要求1的方法，还包括：
将第一光信号转换成第一电信号；以及
将第二光信号转换成第二电信号。
3.根据权利要求1的方法，还包括：
对第一电信号的滤波器响应进行采样；
对所选择的滤波器响应进行采样；以及
其中，至少基于第一电信号的被采样的滤波器响应和被采样的所选择的滤波器响应来确定第一电信号与第二电信号之间的时间微分。
4.一种用于校准时间延迟估计电路的方法，包括：
生成校准脉冲；
用第一滤波器阵列来确定所述校准脉冲的滤波器响应；
用第二滤波器阵列来确定所述校准脉冲的滤波器响应；
将所述校准脉冲放大；
用第三滤波器阵列来确定放大的校准脉冲的滤波器响应；
选择用所述第二滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应或所述放大的校准脉冲的滤波器响应来确定相位修正；以及
至少基于用所述第一滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应和从用所述第二滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应和所述放大的校准脉冲的滤波器响应中选择的滤波器响应，通过处理器来确定相位修正。
5.根据权利要求4的方法，还包括：
对用所述第一滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应进行采样，
对从用所述第二滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应和所述放大的校准脉冲的滤波器响应中选择的滤波器响应进行采样；以及
其中，如果用所述第二滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应被选择的话，则至少基于被采样的用第一滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应和被采样的用第二滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应来确定所述相位修正。
6.一种用于估计多个信号之间的时间微分的装置，包括：
第一滤波器阵列，其包括第一多个带通滤波器，适合于确定第一电信号的滤波器响应；
第二滤波器阵列，其包括第二多个带通滤波器，适合于确定第二电信号的滤波器响应；
放大器，其适合于将第二电信号放大；
第三滤波器阵列，其适合于确定放大的第二电信号的滤波器响应；
开关，其适合于选择第二电信号的滤波器响应或放大的第二电信号的滤波器响应用于确定时间微分；以及
处理器，其适合于至少基于第一电信号的滤波器响应与所选择的滤波器响应来确定第一电信号与第二电信号之间的时间微分。
7.根据权利要求6的装置，还包括：
传感器，其适合于：将第一光信号转换成第一电信号；以及将第二光信号转换成第二电信号。
8.根据权利要求6的装置，还包括：
第一采样器，其适合于对第一电信号的滤波器响应进行采样；
第二采样器，其适合于对所选择的滤波器响应进行采样；以及
其中，所述处理器还适合于至少基于第一电信号的被采样的滤波器响应与被采样的所选择的滤波器响应来确定第一电信号与第二电信号之间的时间微分。
9.一种用于校准时间延迟估计电路的装置，包括：
校准脉冲发生器；
第一滤波器阵列，其适合于确定校准脉冲的滤波器响应；
第二滤波器阵列，其适合于确定所述校准脉冲的滤波器响应；
放大器，其适合于将所述校准脉冲放大；
第三滤波器阵列，其适合于确定放大的校准脉冲的滤波器响应；
开关，其适合于选择用所述第二滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应或所述放大的校准脉冲的滤波器响应来确定相位修正；以及
处理器，其适合于至少基于用所述第一滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应和从用所述第二滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应和所述放大的校准脉冲的滤波器响应中选择的滤波器响应来确定相位修正。
10.根据权利要求9的装置，还包括：
第一采样器，其适合于对用所述第一滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应进行采样；
第二采样器，其适合于对从用所述第二滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应和所述放大的校准脉冲的滤波器响应中选择的滤波器响应进行采样；以及
其中，如果用所述第二滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应被选择的话，则所述处理器还适合于至少基于被采样的用第一滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应与被采样的用所述第二滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应来确定所述相位修正；如果所述放大的校准脉冲的滤波器响应被选择的话，则所述处理器还适合于至少基于被采样的用第一滤波器阵列确定的所述校准脉冲的滤波器响应与被采样的所述放大的校准脉冲的滤波器响应来确定所述相位修正。
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