CN101588159B - 射频(rf)功率放大器和rf功率放大器装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供自适应于负载变化和过载状态的一种共用RF功率放大器以及功率放大器装置，其执行饱和型非线性放大和非饱和型线性放大。RF功率放大器具有生成RF传输输出信号的末级放大器级、检测RF传输输出电平的信号检测器、第一检测器、第二检测器和控制电路。末级放大器级包括晶体管和负载元件，并且执行饱和型非线性放大和非饱和型线性放大。从信号检测器输出的RF检测信号提供到第一检测器，以及末级晶体管的输出电压提供到第二检测器。第一检测器和控制电路相对于在饱和型非线性放大时在天线处的负载变化而维持RF传输输出信号近似恒定。第二检测器和控制电路相对于在非饱和型线性放大时天线的过载状态而减少末级晶体管的输出电压的增加。

Description

射频(RF)功率放大器和RF功率放大器装置

相关申请的交叉引用

在此通过参考引入2008年5月20日提交的日本专利申请No.2008-131421的全部公开内容，包括说明书、附图和摘要。

技术领域

本发明涉及一种RF功率放大器和用于RF传输的RF功率放大器装置，其中每个都安装在与基站进行通信的例如蜂窝电话终端的通信终端设备中，并且尤其涉及有益于通过一个RF功率放大器实现非饱和型线性放大器和饱和型非线性放大器两种功能的技术。

背景技术

包含在蜂窝电话终端中的高频功率放大器的操作是其中仅使用相位调制的基本模式的GSM中的饱和操作。连同相位调制一起还使用幅度调制的EDGE是在从GSM的饱和操作点被补偿(back off)若干分贝的操作点处的线性操作。甚至在连同相位调制一起还使用幅度调制的WCDMA和cdma-1x的情况下，高频功率放大器的操作也是线性操作。

在对应于GSM和EDGE的每个的蜂窝电话终端的高频电路部分处，在高频功率放大器和天线之间布置有天线开关。天线开关执行在TDMA(时分多址)系统的发射和接收时隙之间切换的功能。

在对应于WCDMA和cdma-1x的每个的蜂窝电话终端的高频电路部分处，在高频功率放大器和其对应天线之间布置有双工器。双工器执行并行处理CDMA(码分多址)系统的低RF频率的RF发射信号的发射以及其高RF频率的RF接收信号的接收的功能。此外，在WCDMA和cdma-1x等中，在高频功率放大器和双工器之间布置有隔离器，以避免天线处的负载变化对高频功率放大器的影响。然而，由于隔离器难以集成到制造高频功率放大器的结构中，其成为大且昂贵的部件。

与在世界上任何地方执行无线通信的通信终端设备(诸如蜂窝电话终端)的能力对应的无处不在的覆盖范围目前是不现实的，但是现在正在进行发展。

根据非专利文献1(Earl McCune，“High-Efficiency，Multi-Mode，Multi-Band Terminal Power Amplifiers”，IEEE microwave magazine，2005年3月，第44-55页)，这些移动系统分别包括GSM、GPRS、EDGE、和WCDMA的小区，以及例如IEEE 802.11-b、-a和-g等的网络，例如蓝牙和ZigBee的个人局域网。这些系统的特征延伸到恒定包络和包络变化的信号、时分和码分的复用以及从高(几瓦)到低(微瓦)传输输出功率的较宽组合。结果，存在了对于多模适用的RF功率放大器的增长的需求。

对于多模不言而喻的方法是应用线性电路技术以支持包络变化信号。然而该方法造成功率放大器的电路设计中的基本矛盾。众所周知，功率放大器的最大效率是通过允许功率放大器执行饱和操作(发生波形削波的非线性操作)来获得的。因为执行饱和操作的功率放大器操作为限制器，其中输入信号是包络变化信号，所以发生严重信号失真。因此，功率放大器需要执行非饱和线性操作，以如实再现包络变化信号。为此，引入输出补偿的概念，并且将功率放大器限制于线性操作，其中执行非饱和线性操作的功率放大器的峰值输出功率小于最大(饱和)输出功率。然而，因为输出补偿在设计上变得困难，已经开发出对应于非饱和型线性放大器和饱和型非线性放大器的两种分立功率放大器。

顺带提及，GSM是全球移动通信系统的缩写。GPRS是通用分组无线业务的缩写。此外，EDGE是增强型GSM演进数据(增强型GPRS数据)的缩写。WCDMA是宽带码分多址的缩写。

另一方面，非专利文献2(Shuyun Zhang等人，“A NovelPower-Amplifier Module for Quad-Band Wireless HandsetApplications”，IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORYAND TECHNIQUES，VOL.51，No.11，2003年11月，第2203-2210页)中描述了传输包括GSM850、GSM900、DCS1800和PCS1900的频带的四带的RF功率放大器模块。顺带提及，DCS是数字蜂窝系统的缩写，PCS是个人通信系统的缩写。RF功率放大器模块包括放大具有GSM850和GSM900的第一频带的第一RF传输输入信号的第一功率放大器以及放大具有DCS1800和PCS1900的第二频带的第二RF传输输入信号的第二功率放大器。

在GSM850、GSM900、DCS 1800和PCS 1900的通信中，采用了TDMA系统，其能够基于时间共享分别对空闲状态、从基站的接收操作、和到基站的发射操作中的任何一个设置多个时隙。顺带提及，TDMA是时分多址的缩写。作为一个TDMA系统，已知仅使用相位调制的GSM系统。还已知一种系统，其与GSM系统相比改进了通信数据传送速率。作为这种改进的系统，最近开始关注连同相位调制一起使用幅度调制的EDGE系统。

另一方面，近年来还以类似于EDGE系统的方式开始关注通过连同相位调制一起使用幅度调制而改进了通信数据传送速率的WCDMA系统。在该WCDMA系统中，采用了不同于TDMA系统的频分CDMA系统，其使用2110MHz至2170MHz的频率用于从基站的接收操作以及使用1920MHz至1980MHz的频率用于到基站的发射操作。顺带提及，CDMA是码分多址的缩写。

非专利文献3(Gary Hau等人，“High Efficiency，Wide DynamicRange Variable Gain and Power Amplifier MMICs for Wide-BandCDMA Handsets”，IEEE MICROWAVE AND WIRELESSCOMPONENTS LETTERS，VOL.11，No.1，2001年1月，第13-15页)描述了由于WCDMA系统的RF功率放大器的功率控制需要较宽控制范围和较高线性，将使用可变衰减器的可编程增益放大器耦合到RF功率放大器的输入。

另一方面，在非专利文献4(Angelo Scuderi等人，“AVSWR-Protected Silicon Bipolar RF Power Amplifier With Soft-SlopPower Control”，IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS，VOL.40，No.3，2005年3月，第611-621页)中描述了通过闭合回路和源电压控制的RF功率放大器的功率控制。在通过闭合回路的功率控制中，使用定向耦合器感测并通过二极管检测放大器的输出的RF功率。通过误差放大器比较检测到的电压与参考电压。误差放大器的输出驱动功率放大器的增益控制端子以通过闭合回路同等地控制检测到的电压和参考电压。该功率控制通过参考电压的改变而实现。在控制其输出功率的RF功率放大器的源电压控制中，使用通过功率PMOS晶体管和运算放大器配置的线性调节器，并且通过运算放大器的控制端子线性地改变RF功率放大器的集电极电压。通过减小集电极电压而限制获得功率的输出幅度。

在非专利文献4中描述了闭合回路集电极峰值电压控制，用于应对在由负载失配导致的高负载电压驻波比(VSWR)的状态下基于在末级的集电极处高电压峰值的击穿。该控制通过检测在输出集电极节点处的峰值电压的AC读出电路/包络检测器以及改变电路增益从而将峰值电压钳位于特定阈电压的误差放大器来配置。该误差放大器控制用于驱动末级的驱动级的偏置电流。

在非专利文献5(Hikaru Ikeda等人，“A Low Distortion and HighEfficiency Parallel-Operation Power Amplifier Combined in DifferentPhases in Wide Range of Load Impedance”，1996IEEE MTT-S Digest，第535-538页)中描述了并行功率放大器，其在不使用隔离器的情况下在负载阻抗的宽范围中实现低失真和高效率。并行功率放大器具有多个放大路径。输入到一个输入端子的信号通过混合分配器提供到放大路径的输入。每个放大路径包括放大器和移相器。移相器布置在它们相应的放大路径上，使得放大器的操作的相位在放大路径上彼此不同。放大路径的多个输出通过混合耦合器耦合到单个输出。非专利文献5描述了在反射率Γ等于0.5的3∶1VSWR(电压驻波比)或更少的情形下，获得了-45dBc或更少的失真、45％或更高的效率以及9.8dB或更高的增益。顺带提及，VSWR是电压驻波比的缩写。VSWR根据反射率Γ通过VSWR＝(1+Γ)/(1-Γ)来确定。

在非专利文献6(Giuseppe Berrtta等人，“A balanced CDMA SiGeHBT Load Insensitive Power Amplifier”，2006IEEE Radio and WirelessSymposium 17-19，2006年1月，第523-526页)中描述了类似于非专利文献5中描述的并行功率放大器的平衡放大器，以自适应于由于省略隔离器而导致的负载失配。平衡放大器包括输入混合耦合器、两个RF功率放大器、两个匹配电路、输出混合耦合器以及两个50Ω终端电阻器。将RF输入信号提供到输入混合耦合器的输入侧两个端子并且将50Ω输入终端电阻器耦合到输入混合耦合器的输入侧两个端子。两个RF功率放大器的两个输入端子耦合到它们相应的输入混合耦合器的输出侧两个端子。两个匹配电路的两个输入端子耦合到它们相应的两个RF功率放大器的两个输出端子。输出混合耦合器的输入侧两个端子耦合到它们相应的两个匹配电路的两个输出端子。将50Ω输出终端电阻器耦合到它们相应的输出混合耦合器的输出侧两个端子并且天线耦合到它们相应的输出混合耦合器的输出侧两个端子。并行功率放大器显示良好的输入/输出回程损耗，并且对于负载变化有良好的不敏感性。

发明内容

在本发明之前，本发明人等人已经潜心于开发传输GSM850、GSM900、DCS 1800、PCS 1900和WCDMA2100五个频带的RF功率放大器模块。

在本发明之前的RF功率放大器模块的开发中，需要RF功率放大器模块的小型化来实现支持GSM、EDGE和WCDMA的多模通信的蜂窝电话终端的进一步缩小。因此需要通过一个RF功率放大器实现非饱和型线性放大器和饱和型非线性放大器两种功能。如非专利文献1中描述的，此前由于设计困难已经开发和使用了非饱和型线性放大器和饱和型非线性放大器的两个分立功率放大器。然而，使用两个分立功率放大器将不再可能实现支持多模通信的蜂窝电话终端的进一步缩小。

在GSM850、GSM900、DCS1800和PCS1900的GSM通信中，使用称为“GMSK”的恒定包络信号。顺带提及，GMSK是高斯最小频移键控的缩写。另一方面，在GSM850、GSM900、DCS1800和PCS1900的EDGE通信中，使用称为“3π/8-8PSK”的包络变化信号。顺带提及，3π/8-8PSK是具有累加到每个符号的3π/8相移的8相移键控的缩写。在WCDMA的通信中，使用称为“HPSK”的包络变化信号。顺带提及，HPSK是混合相移键控的缩写。

因此，本发明人等人已经想到，在饱和型非线性放大器和非饱和型线性放大器中共用一个RF功率放大器，并且执行饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型线性放大的第二操作模式的操作。

即，一旦在GSM通信中传输GMSK恒定包络信号，一个RF功率放大器的操作模式被设置为饱和型非线性放大的第一操作模式，从而使得可以实现高效操作。一旦在EDGE通信中传输3π/8-8PSK包络变化信号以及在WCDMA通信中传输HPSK包络变化信号，一个RF功率放大器的操作模式被设置为非饱和型线性放大的第二操作模式，从而使得可以减少包络变化信号的信号失真。

在本发明之前，本发明人等人已经讨论了将在非专利文献5和6每个中描述的负载变化抑制特征优良的平衡RF功率放大器应用于传输GSM850、GSM900、DCS1800、PCS1900和WCDMA2100五个频带的RF功率放大器模块。平衡RF功率放大器采用如下配置，相位差90°的RF输入信号通过输入混合耦合器提供到两个RF功率放大器，并且它们的相位基于两个匹配电路的输出通过输出混合耦合器进一步旋转90°。即使在平衡RF功率放大器中发生每个功率放大器的输出和天线之间的阻抗失配，也可以使平衡功率放大器的整个ACPR(相邻信道漏泄功率比)呈现良好。这是因为两个放大路径之一的功率放大器的阻抗变换变成在史密斯圆图上的电感旋转，并且两个放大路径的另一个的功率放大器的阻抗变换变成在史密斯圆图上的电容旋转。结果，当一个阻抗成为高阻抗时，另一个阻抗成为低阻抗，从而使得可以校正组合信号的失真。

然而，当在平衡RF功率放大器中的输入混合耦合器和输出混合耦合器之间的相位旋转发生偏离90°的误差时，在匹配电路中发生损耗，因此导致效率降低。因为输入混合耦合器和输出混合耦合器分别包括复杂且元件数量大的电路，并且连同多个电容器和多个电感器一起包括电阻器，所以暴露出发生每个电阻器中的损耗以及难以实现高效的问题。

因此，本发明人等人采用了作为普通单一类型而不作为平衡类型的一个RF功率放大器，其基于上述思想在饱和型非线性放大器和非饱和型线性放大器中共用，并且其操作切换到饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型线性放大的第二操作模式。

因此，已经揭示了，在普通单一类型的饱和型非线性放大器和非饱和型线性放大器中共用并且其操作切换到第一操作模式和第二操作模式的一个RF功率放大器需要应对负载变化。

此外，还揭示了，一旦自适应于非饱和型线性放大的第二操作模式中的负载变化，则需要减小单一类型共用RF功率放大器的相邻信道漏泄功率比(ACPR)。顺带提及，ACPR是相邻信道漏泄功率比的缩写。

已经通过本发明人等人的讨论证明，当天线的负载非常小时，需要抑制蜂窝电话终端的电池的消耗，以及一旦GSM通信的RF传输功率特别大，抑制流过单一类型共用RF功率放大器中末级放大器级的晶体管的操作电流。即，本发明人等人已经揭示了，在这种情况下如果未抑制操作电流，则电池被突然消耗，并且发生末级放大器级的晶体管的特性劣化以及发生电流击穿。

作为本发明人等人在上述本发明之前讨论的结果做出本发明。

因此，本发明的目的是应对一个RF功率放大器中的负载变化和过载状态，该一个RF功率放大器在普通单一类型的饱和型非线性放大器和非饱和型线性放大器中共用，并且执行饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型线性放大的第二操作模式。

本发明的另一目的是一旦自适应于非饱和型线性放大的第二操作模式中的负载变化，在单一类型共用RF功率放大器的过载状态下，减小相邻信道漏泄功率比(ACPR)。

本发明的另一目的是一旦GSM通信的RF传输功率特别大，则在天线的负载非常小的情况下，抑制流过单一类型共用RF功率放大器的末级放大器级的晶体管的操作电流。

本发明的上述和其他目的和新颖特征将通过本说明书的描述以及附图变得明显。

下面将简要描述本申请中公开的发明中的一个代表性发明：

本发明的典型RF功率放大器(100)具有放大RF信号以生成提供到通信终端的天线的RF传输输出信号(P_OUT)的末级放大器级(11)以及检测RF传输输出信号的电平的信号检测器(13)。末级放大器级包括末级晶体管(Qn2)和末级负载元件(L2)，并且执行饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型线性放大的第二操作模式。

RF功率放大器(100)还包括第一检测器(14)、第二检测器(17)和控制器或控制电路(15、16和18)。来自信号检测器(13)的RF检测信号提供到第一检测器(14)。末级晶体管的输出电压(Vds)提供到第二检测器(17)。

通过第一检测器和控制电路的第一反馈控制减少了响应于第一操作模式中天线处的负载变化的、从末级晶体管生成的RF传输输出信号(P_OUT)的变化，以及

通过第二检测器和控制电路的第二反馈控制减少了响应于第二操作模式中天线的过载状态的、末级晶体管的输出电压(Vds)的增加(参见图1)。

下面将简要描述本申请中公开的发明中的一个代表性发明所获得的有益效果：根据本发明，可以应对一个RF功率放大器中的负载变化和过载状态，该一个RF功率放大器在普通单一类型的饱和型非线性放大器和非饱和型线性放大器中共用，并且执行饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型线性放大的第二操作模式。

根据本发明，一旦自适应于非饱和型线性放大的第二操作模式中的负载变化，在单一类型共用RF功率放大器的过载状态下，也可以减少相邻信道漏泄功率比(ACPR)。

附图说明

图1是示出包括根据本发明的实施方式的RF功率放大器以及用于提供RF传输信号到RF功率放大器的基带数字信号处理/RF模拟信号处理单元的蜂窝电话终端的配置的示意图；

图2是用于描述当图1的RF功率放大器的负载阻抗改变时其操作的示意图；

图3是用于描述当图1所示RF功率放大器的负载阻抗为小于本征值的值的状态、为本征值的状态以及为大于本征值的值的状态时末级放大器级的晶体管的漏极-源极电压的相关性的示意图；

图4是用于描述当图1所示RF功率放大器的负载阻抗为小于本征值的值的状态、为本征值的状态以及为大于本征值的值的状态时RF功率放大器的RF传输输出信号的相关性的示意图；

图5是用于描述当图1所示RF功率放大器的负载阻抗为小于本征值的值的状态、为本征值的状态以及为大于本征值的值的状态时RF功率放大器的RF传输输出信号的饱和开始与相邻信道漏泄功率比的突然增加之间的相关性的示意图；

图6是示出图1所示RF功率放大器的第一检测器和第二检测器的输入/输出特性的示意图；

图7是示出图1所示RF功率放大器的第一检测器和第二检测器的配置的示意图；

图8是示出与图1所示RF功率放大器的末级放大器级的共源极N沟道MOS晶体管的漏极输出电极耦合的输出匹配电路和定向耦合器的一个说明性例子的示意图；

图9是示出其中用具有非线性特性的调节电路代替安装到图1所示RF功率放大器并且具有设置为大于或等于1的常数的系数的调节电路的RF功率放大器的配置的示意图；

图10是示出添加有当GSM通信中使用的大RF传输信号传输到图1所示RF功率放大器时用于自适应于负载短路的过电流保护电路的RF功率放大器的配置的示意图；

图11是示出其中使在图1所示RF功率放大器中从第一检测器的输出到信号处理单元的控制器的第一反馈和从第二检测器的输出到信号处理单元的控制器的第二反馈独立的RF功率放大器的配置的示意图；以及

图12是示出其中将根据本发明的实施方式的RF功率放大器和信号处理单元提供作为覆盖低带频率和高带频率的双带配置的蜂窝电话的配置的示意图，其包括DC/DC转换器、天线开关、双工器等和天线。

具体实施方式

《代表性实施方式》

首先将解释本申请中公开的本发明的代表性实施方式的概要。典型实施方式的概略描述中用括号引用的附图中的参考标号仅举例说明参考标号分别所附的组件的概念中包含的组件。

[1]根据本发明的典型实施方式的RF功率放大器(100)包括：末级放大器级(11)，其放大RF信号以生成提供到通信终端的天线的RF传输输出信号(P_OUT)；以及信号检测器(13)，其检测RF传输输出信号的电平。

末级放大器级包括：末级晶体管(Qn2)，其在其输出电极生成RF传输输出信号；以及末级负载元件(L2)，其耦合在末级晶体管的输出电极和源电压或电源电压(Vdd)之间。末级放大器级执行饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型线性放大的第二操作模式。

信号检测器(13)的输入端子耦合到末级晶体管的输出电极，从而从信号检测器的输出端子生成响应于RF传输输出信号的电平的RF检测信号。

RF功率放大器(100)还包括第一检测器(14)、第二检测器(17)以及控制器或控制电路(15、16和18)。

第一检测器(14)的输入端子被提供有来自信号检测器(13)的输出端子的RF检测信号，从而从第一检测器(14)的输出端子生成第一检测信号。

第二检测器(17)的输入端子耦合到末级晶体管的输出电极，从而从第二检测器(17)的输出端子生成第二检测信号。

从第一检测器(14)的输出端子生成的第一检测信号包括当RF功率放大器(100)在饱和型非线性放大的第一操作模式中操作时响应于由于在天线处的负载变化导致的RF传输输出信号的电平变化的第一检测分量。

从第二检测器(17)的输出端子生成的第二检测信号包括当RF功率放大器(100)在非饱和型线性放大的第二操作模式中操作时响应于由于天线的过载状态导致的末级晶体管(Qn2)的输出电极的输出电压(Vds)增加的第二检测分量。

第一检测器(14)和第二检测器(17)分别具有第一输入阈电压(Vth1)和第二输入阈电压(Vth2)。第二输入阈电压的电平设置为高于第一输入阈电压的电平。

从第一检测器的输出端子生成的第一检测信号和从第二检测器的输出端子生成的第二检测信号提供到控制电路(15、16和18)。控制电路控制RF传输输出信号的电平和在末级晶体管的输出电极处的输出电压。

通过第一检测器和控制电路的第一反馈控制减少了在第一操作模式中操作时响应于天线的负载变化的、从末级晶体管(Qn2)的输出电极生成的RF传输输出信号(P_OUT)的变化。

通过第二检测器和控制电路的第二反馈控制减少了在第二操作模式中操作时响应于天线的过载状态的、末级晶体管(Qn2)的输出电极的输出电压(Vds)的增加(参考图1)。

根据本实施方式，即使在第一操作模式中已经发生天线负载变化，从末级晶体管(Qn2)的输出电极生成的RF传输输出信号(P_OUT)通过第一反馈控制也维持近似恒定。即使在第二操作模式中已经发生天线的过载状态，末级晶体管(Qn2)的输出电极的输出电压(Vds)的增加通过第二反馈控制也得到减少。因此，在普通单一饱和型非线性和非饱和型线性放大器中共用的、执行饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型线性放大的第二操作模式二者的一个RF功率放大器可以自适应于负载状态和过载状态。

此外，根据本实施方式，因为在第二操作模式中发生天线的过载状态的情况下，末级晶体管(Qn2)的输出电压(Vds)的增加减少，因此可以减少相邻信道漏泄功率比(ACPR)的增加。

在优选实施方式中，在饱和型非线性放大的第一操作模式中，RF信号是GSM通信中使用的恒定包络信号。在非饱和型线性放大的第二操作模式中，RF信号是EDGE和WCDMA通信的任一个中使用的包络变化信号。

在另一优选实施方式中，信号检测器是具有近似平行地彼此接近布置的主线和副线的定向耦合器(13)。

在更优选实施方式中，输出匹配电路耦合到末级晶体管(Qn2)的输出电极。定向耦合器的主线可耦合在输出匹配电路和天线之间。从定向耦合器的副线生成响应于RF传输输出信号的电平的RF检测信号。

在又一更优选实施方式中，RF功率放大器(100)包括第一级放大器级(10)。

从第一级放大器级(10)生成由末级放大器级(11)放大的RF信号。

第一级放大器级(10)包括生成RF信号的第一级晶体管(Qn1)。提供RF传输输入信号(P_IN)的可编程增益放大器(21)可耦合到第一级晶体管的控制输入端子。

控制电路(15、16和18)控制可编程增益放大器(21)的可编程增益，从而控制RF传输输出信号的电平以及在末级晶体管的输出电极处的输出电压。

在一个具体实施方式中，控制电路包括：加法器(15)，其将从第一检测器的输出端子生成的第一检测信号的分量与从第二检测器的输出端子生成的第二检测信号的分量相加；以及低通滤波器(16)，其耦合到加法器的输出。

从低通滤波器(16)的输出生成控制电路的模拟控制信号，其控制RF传输输出信号的电平以及在末级晶体管的输出电极处的输出电压。

在另一具体实施方式中，第一级放大器级的第一级晶体管和末级放大器级的末级晶体管分别是LDMOS晶体管和异质双极晶体管的任一个。

在更具体实施方式中，RF功率放大器(100)还配置有电流读出电路(19)和过电流检测电路(18B)。

电流读出电路(19)包括电流读出晶体管(Qn3)，其具有小于末级放大器级(11)的末级晶体管(Qn2)的元件尺寸，并且使得小于流过末级晶体管(Qn2)的电流的读出电流流过。

响应于流过电流读出电路(19)的电流读出晶体管(Qn3)的读出电流，过电流检测电路(18B)提供过电流检测信号到控制电路(15、16和18)。

当在RF功率放大器(100)在饱和型非线性放大的第一操作模式中操作的情况下由于天线的负载变化使得流过末级晶体管(Qn2)的电流变成过电流状态时，过电流检测电路(18B)执行末级晶体管的过电流保护(参照图10)。

[2]根据本发明的另一方面的典型实施方式的RF功率放大器装置(100)包括第一RF功率放大器和第二RF功率放大器。

第一RF功率放大器放大具有范围从近似0.8GHz至近似1.0GHz的第一频带的第一RF传输输入信号。

第二RF功率放大器放大具有范围从近似1.7GHz至近似2.0GHz的第二频带的第二RF传输输入信号。

第一RF功率放大器和第二RF功率放大器的功率放大器分别包括：末级放大器级(11_LB、11_HB)，其每个放大RF信号以生成提供到通信终端的天线的RF传输输出信号；以及信号检测器(13_LB、13_HB)，其每个检测RF传输输出信号的电平。

功率放大器的每个的末级放大器级包括：末级晶体管(Qn2)，其在其输出电极生成RF传输输出信号；以及末级负载元件(L2)，其耦合在末级晶体管的输出电极和源电压或电源电压(Vdd)之间。

功率放大器的每个执行饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型非线性放大的第二操作模式。

在各功率放大器中，信号检测器(13_LB、13_HB)的输入端子分别耦合到末级晶体管的输出电极，从而从信号检测器的输出端子生成均响应于RF传输输出信号的电平的RF检测信号。

功率放大器还分别包括第一检测器(14_LB、14_HB)、第二检测器(17，18_LB、17，18_HB)以及控制电路(15_LB、15_HB和16_LB、16_HB)。

在各功率放大器中，第一检测器(14_LB、14_HB)的输入端子分别被提供来自信号检测器(13_LB、13_HB)的输出端子的RF检测信号，从而从第一检测器(14_LB、14_HB)的输出端子生成第一检测信号。

在各功率放大器中，第二检测器(17，18_LB、17，18_HB)的输入端子分别耦合到末级晶体管的输出电极，从而从第二检测器(17，18_LB、17，18_HB)的输出端子生成第二检测信号。

在每个功率放大器中，从第一检测器的输出端子生成的第一检测信号包括当功率放大器在饱和型非线性放大的第一操作模式中操作时响应于由于天线的负载变化导致的RF传输输出信号的电平变化的第一检测分量。

在每个功率放大器中，从第二检测器的输出端子生成的第二检测信号包括当功率放大器在非饱和型线性放大的第二操作模式中操作时响应于由于天线的过载状态导致的末级晶体管的输出电极的输出电压增加的第二检测分量。

在功率放大器中，第一检测器和第二检测器分别具有第一输入阈电压(Vth1)和第二输入阈电压(Vth2)。第二输入阈电压的电平设置为高于第一输入阈电压的电平。

在每个功率放大器中，从第一检测器的输出端子生成的第一检测信号和从第二检测器的输出端子生成的第二检测信号提供到控制电路。控制电路控制RF传输输出信号的电平和在末级晶体管的输出电极处的输出电压。

在每个功率放大器中，通过第一检测器和控制电路的第一反馈控制减少了在第一操作模式中操作时响应于天线的负载变化的、从末级晶体管的输出电极生成的RF传输输出信号的变化。

在每个功率放大器中，通过第二检测器和控制电路的第二反馈控制减少了在第二操作模式中操作时响应于天线的过载状态的、末级晶体管的输出电极的输出电压的增加(参考图12)。

在优选实施方式中，在饱和型非线性放大的第一操作模式中，RF信号是GSM通信中使用的恒定包络信号。在非饱和型线性放大的第二操作模式中，RF信号是EDGE和WCDMA通信的任一个中使用的包络变化信号。

在另一优选实施方式中，在每个功率放大器中的信号检测器是具有近似平行地彼此接近布置的主线和副线的定向耦合器(13)。

在更优选实施方式中，在每个功率放大器中，输出匹配电路耦合到末级晶体管的输出电极。定向耦合器的主线可在输出匹配电路和天线之间耦合。从定向耦合器的副线生成响应于RF传输输出信号的电平的RF检测信号。

在又一优选实施方式中，RF功率放大器还包括第一级放大器级(10_LB、10_HB)。

在功率放大器中，分别从第一级放大器级(10_LB、10_HB)生成由末级放大器级(11_LB、11_HB)放大的RF信号。

在功率放大器中，第一级放大器级(10_LB、10_HB)包括生成RF信号的第一级晶体管(Qn1)。提供RF传输输入信号(P_IN)的可编程增益放大器(21)可耦合到第一级晶体管的每个的控制输入端子。

在功率放大器中，控制电路(15_LB、15_HB；16_LB、16_HB；以及17，18_LB、17，18_HB)分别控制可编程增益放大器(21)的可编程增益，从而控制RF传输输出信号的电平以及在末级晶体管的输出电极处的输出电压。

在一个具体实施方式中，功率放大器的每个的控制电路包括：加法器，其将从第一检测器的输出端子生成的第一检测信号的分量与从第二检测器的输出端子生成的第二检测信号的分量相加；以及低通滤波器，其耦合到加法器的输出。

在功率放大器的每个中，从低通滤波器(16_LB、16_HB)的每个的输出生成控制电路的模拟控制信号，其控制RF传输输出信号的电平以及在末级晶体管的输出电极处的输出电压。

在另一具体实施方式中，第一级放大器级的第一级晶体管和末级放大器级的末级晶体管分别是LDMOS晶体管和异质双极晶体管的任一个。

在更具体实施方式中，RF功率放大器的每个还配置有电流读出电路(19)和过电流检测电路(18B)。

在功率放大器的每个中，电流读出电路(19)包括电流读出晶体管(Qn3)，其具有小于末级放大器级(11)的末级晶体管(Qn2)的元件尺寸，并且使得小于流过末级晶体管(Qn2)的电流的读出电流流过。

在功率放大器的每个中，响应于流过电流读出电路(19)的电流读出晶体管(Qn3)的读出电流，过电流检测电路(18B)提供过电流检测信号到控制电路(15、16和18)。

当在RF功率放大器(100)的每个在饱和型非线性放大的第一操作模式中操作的情况下由于天线的负载变化使得流过末级晶体管(Qn2)的电流变成过电流状态时，在功率放大器的每个中，过电流检测电路(18B)执行末级晶体管的过电流保护。

[3]根据本发明的另一方面的典型实施方式的RF功率放大器(100)具有放大RF信号以生成提供到通信终端的天线的RF传输输出信号(P_OUT)的末级放大器级(11)、控制电路(15、16和18)、电流读出电路(19)以及过电流检测电路(18B)。

末级放大器级包括：末级晶体管(Qn2)，其在其输出电极生成RF传输输出信号；以及末级负载元件(L2)，其耦合在末级晶体管的输出电极和源电压(Vdd)之间。

在控制电路控制末级放大器级中末级晶体管的输出电极的RF传输输出信号的电平的同时，其执行饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型线性放大的第二操作模式。

在饱和型非线性放大的第一操作模式中，RF信号是GSM通信中使用的恒定包络信号。在非饱和型线性放大的第二操作模式中，RF信号是EDGE和WCDMA通信的任一个中使用的包络变化信号。

电流读出电路(19)包括电流读出晶体管(Qn3)，其具有小于末级放大器级(11)的末级晶体管(Qn2)的元件尺寸，并且使得小于流过末级晶体管(Qn2)的电流的读出电流流过。

响应于流过电流读出电路(19)的电流读出晶体管(Qn3)的读出电流，过电流检测电路(18B)提供过电流检测信号到控制电路(15、16和18)。

RF功率放大器(100)在饱和型非线性放大的第一操作模式中操作，从而在GSM通信中传输恒定包络信号的RF传输输出信号(P_OUT)。

RF功率放大器(100)在非饱和型线性放大的第二操作模式中操作，从而在EDGE和WCDMA通信的任一个中传输包络变化信号的RF传输输出信号(P_OUT)。

当通过RF功率放大器的第一操作模式在GSM通信中传输恒定包络信号的RF传输输出信号(P_OUT)时由于天线的负载变化使得流过末级晶体管(Qn2)的电流变成过电流状态时，过电流检测电路(18B)执行末级晶体管的过电流保护(参照图10)。

根据本实施方式，可以在GSM通信的RF传输功率较大时天线的负载非常小的情况下，抑制流过单一类型共用RF功率放大器的操作电流。

在优选实施方式中，RF功率放大器(100)还包括输出匹配电路、定向耦合器(13)、第一检测器(14)和第二检测器(17)。

输出匹配电路耦合到末级放大器级中末级晶体管的输出电极。

定向耦合器(13)具有近似平行地彼此接近布置的主线和副线。主线可在输出匹配电路和天线之间耦合。从副线生成响应于RF传输输出信号(P_OUT)的电平的RF检测信号。

第一检测器(14)的输入端子被提供来自定向耦合器(13)的副线的RF检测信号，从而从第一检测器(14)的输出端子生成第一检测信号。

第二检测器(17)的输入端子耦合到末级晶体管的输出电极，从而从第二检测器(17)的输出端子生成第二检测信号。

从第一检测器(14)的输出端子生成的第一检测信号包括当RF功率放大器(100)在饱和型非线性放大的第一操作模式中操作时响应于由于在天线处的负载变化导致的RF传输输出信号的电平变化的第一检测分量。

从第二检测器(17)的输出端子生成的第二检测信号包括当RF功率放大器(100)在非饱和型线性放大的第二操作模式中操作时响应于由于天线的过载状态导致的末级晶体管(Qn2)的输出电极的输出电压(Vds)增加的第二检测分量。

第一检测器(14)和第二检测器(17)分别具有第一输入阈电压(Vth1)和第二输入阈电压(Vth2)。第二输入阈电压的电平设置为高于第一输入阈电压的电平。

从第一检测器的输出端子生成的第一检测信号和从第二检测器的输出端子生成的第二检测信号提供到控制电路(15、16和18)。控制电路控制RF传输输出信号的电平和在末级晶体管的输出电极处的输出电压。

通过第一检测器和控制电路的第一反馈控制减少了在第一操作模式中操作时响应于天线的负载变化的、从末级晶体管(Qn2)的输出电极生成的RF传输输出信号(P_OUT)的变化。

通过第二检测器和控制电路的第二反馈控制减少了在第二操作模式中操作时响应于天线的过载状态的、末级晶体管(Qn2)的输出电极的输出电压(Vds)的增加(参考图10)。

在更优选实施方式中，第一级放大器级的第一级晶体管和末级放大器级的末级晶体管分别是LDMOS晶体管和异质双极晶体管的任一个。

《实施方式的描述》

接下来将更详细地描述实施方式。

《蜂窝电话终端的配置》

图1是示出包括根据本发明的实施方式的RF功率放大器100以及提供RF传输信号到RF功率放大器100的基带数字信号处理/RF模拟信号处理单元200的蜂窝电话终端的配置的示意图。

图1所示蜂窝电话终端执行与各种基站的GSM、EDGE和WCDMA通信。

信号处理单元200的基带数字信号处理生成数字基带传输信号，其通过D/A转换器转换成模拟基带传输信号。模拟基带传输信号通过包括传输电压控制振荡器20的RF传输信号处理单元上变频为RF传输信号。来自传输电压控制振荡器20的RF传输信号经由可编程增益放大器21提供到RF功率放大器100的RF传输信号输入端子。

用于设置信号处理单元200的可编程增益放大器21的放大增益的增益控制模拟信号从RF功率放大器100提供到信号处理单元200的A/D转换器22。A/D转换器22将增益控制模拟信号转换成增益控制数字信号。控制器23向应于来自A/D转换器22的增益控制数字信号设置可编程增益放大器21的放大增益。

《支持多模的RF功率放大器》

图1所示RF功率放大器100放大来自信号处理单元200的RF传输输入信号P_IN，从而生成RF传输输出信号P_OUT。RF传输输出信号P_OUT通过蜂窝电话终端的天线(未示出)传输至基站。一旦放大RF信号，RF功率放大器100执行GSM通信中用于传输GMSK恒定包络信号的饱和型非线性放大的第一操作模式，以及在EDGE通信中用于传输3π/8-8PSK包络变化信号和在WCDMA通信中用于传输HPSK包络变化信号的非饱和型线性放大的第二操作模式。即，图1所示RF功率放大器100共同用于饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型线性放大的第二操作模式。一个RF功率放大器100执行第一操作模式和第二操作模式。

《RF功率放大器的配置》

首先，图1所示RF功率放大器100包括在硅半导体芯片中形成的第一级放大器级10、末级放大器级11、偏置电路12以及定向耦合器13。

第一级放大器级10包括共源极N沟道MOS晶体管Qn1和用作负载的扼流线圈L1。共源极N沟道MOS晶体管Qn1的源极耦合到地电压，其栅极被提供有GSM、EDGE和WCDMA通信的任一个中的RF传输输入信号P_IN，其漏极经由扼流线圈L1被提供有源电压或电源电压Vdd。

以类似于第一级放大器级10的方式，末级放大器级11包括共源极N沟道MOS晶体管Qn2和用作负载的扼流线圈L2。共源极N沟道MOS晶体管Qn2的源极耦合到地电压，其栅极经由电容器C1被提供有第一级放大器级10的共源极N沟道MOS晶体管Qn1的漏极放大信号，其漏极经由扼流线圈L2被提供有源电压Vdd。从末级放大器级11的共源极N沟道MOS晶体管Qn2的漏极生成RF传输输出信号P_OUT。RF传输输出信号P_OUT经由输出匹配电路(未示出)和定向耦合器13提供到其上安装有RF功率放大器100的蜂窝电话终端的天线。因为末级放大器级11的放大增益特别设置为大于第一级放大器级10的放大增益，末级放大器级11的共源极N沟道MOS晶体管Qn2的元件尺寸设置为远大于第一级放大器级10的共源极N沟道MOS晶体管Qn1的元件尺寸。该元件尺寸通过基于每个MOS晶体管的栅极宽度及其栅极长度的乘积的栅极面积来设置。

第一级放大器级10的共源极N沟道MOS晶体管Qn1和末级放大器级11的共源极N沟道MOS晶体管Qn2分别通过位于硅半导体芯片中的RF放大LDMOS晶体管来配置。然而，这些共源极N沟道MOS晶体管也可以分别用共发射极NPN型HBT(异质结双极晶体管)来代替。当使用NPN型HBT时，通过其发射极面积设置元件尺寸。顺带提及，LDMOS是横向扩散金属氧化物半导体的缩写。HBT是异质结双极晶体管的缩写。

RF功率放大器100包括偏置电路12。偏置电路12生成偏置电压Vgs1和偏置电压Vgs2，偏置电压Vgs1提供到第一级放大器级10的共源极N沟道MOS晶体管Qn1的栅极，偏置电压Vgs2提供到末级放大器级11的共源极N沟道MOS晶体管Qn2的栅极。

偏置电压Vgs1和Vgs2设置为与源电压Vdd和环境温度Ta的变化不相关的近似恒定的偏置电压，但是还可以使其与来自信号处理单元200的斜坡电压Vramp(未示出)的电平成比例。斜坡电压Vramp是与蜂窝电话终端和基站之间的通信距离成比例的传输输出电平指令信号。根据从基站接收的信号在信号处理单元200处生成的斜坡电压Vramp提供到偏置电路12，其中可以确定偏置电压Vgs1和Vgs2的电平。

偏置电压Vgs1和Vgs2还可以在饱和型非线性放大的第一操作模式中和在非饱和型线性放大的第二操作模式中设置为不同的偏置电压。例如，在饱和型非线性放大的第一操作模式中，偏置电压Vgs1和Vgs2分别设置为使得在第一级放大器级10和末级放大器级11的晶体管Qn1和Qn2处获得大放大增益的偏置电平。在非饱和型线性放大的第二操作模式中，偏置电压Vgs1和Vgs2分别设置为使得在第一级放大器级10和末级放大器级11的晶体管Qn1和Qn2处可以获得高操作线性的偏置电平。

为了检测从天线传输的RF传输功率水平，定向耦合器13经由输出匹配电路(未示出)耦合到末级放大器级11的共源极N沟道MOS晶体管Qn2的漏极。定向耦合器13的主线耦合在输出匹配电路(未示出)和天线之间。从与主线近似平行地接近布置的相应副线生成与RF传输输出信号P_OUT的电平成比例的RF信号。关于从RF功率放大器100的输出到天线的RF传输输出信号P_OUT的行波，定向耦合器13在主线和副线之间具有高程度的耦合。然而，由于在天线处的负载失配，关于从天线到RF功率放大器100的输出的RF传输输出信号P_OUT的反射波，定向耦合器13在主线和副线之间具有较低程度的耦合。因此，来自定向耦合器13的副线的RF信号的电平由从RF功率放大器100的输出到天线的RF传输输出信号P_OUT的行波的电平近似确定。

顺带提及，用作第一级放大器级10和末级放大器级11的晶体管Qn1和Qn2的负载的扼流线圈L1和L2分别由形成RF功率放大器100的功率模块的多层布线绝缘衬底或基板的内层布线构成。然而，作为另一实施方式，这些扼流线圈也可以通过位于多层布线绝缘衬底的表面处的空心线圈配置。此外，作为替换，它们还可以通过位于硅半导体芯片的表面处的螺旋线圈配置。

图1所示RF功率放大器100还包括在硅半导体芯片中形成的第一检测器14、加法器15、低通滤波器16、第二检测器17以及调节电路18。

第一检测器14用于自适应于执行饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型线性放大的第二操作模式的一个RF功率放大器的天线处的负载变化。第二检测器17用于减少当自适应于非饱和型线性放大的第二操作模式中的负载变化时单一类型共用RF功率放大器的相邻信道漏泄功率比(ACPR)。

因为从定向耦合器13的副线形成的RF信号提供到第一检测器14的相应输入端子用于自适应于天线处的负载变化，所以从第一检测器14的相应输出端子形成具有从RF功率放大器100的输出发送到天线的RF传输输出信号P_OUT的行波的信号电平的第一检测信号。第一检测信号提供到加法器15的一个输入端子。

在RF功率放大器的天线处的过载状态下，末级放大器级11的共源极N沟道MOS晶体管Qn2的漏极处的输出电压显著增加。这样，非饱和型线性放大的第二操作模式中的MOS晶体管Qn2的信号失真也显著增加，因此造成相邻信道漏泄功率比(ACPR)显著恶化的风险。因此，末级放大器级11的共源极N沟道MOS晶体管Qn2的漏极处的输出电压提供到第二检测器17的相应输入端子用于在过载时减少相邻信道漏泄功率比(ACPR)。与第一检测器14的较低第一输入阈电压Vth1相比，第二检测器17的第二输入阈电压Vth2设置为较高电压值。从第二检测器17的相应输出端子形成具有在天线处的过载状态下末级放大器级11的晶体管Qn2的过大输出电压电平的第二检测信号。第二检测信号提供到加法器15的另一个输入端子。

加法器15执行提供到一个输入端子的、来自第一检测器14的第一检测信号和经由调节电路18提供到另一个输入端子的、来自第二检测器17的第二检测信号二者的模拟电压的模拟相加。从加法器15输出的信号通过低通滤波器16在RF分量和高频噪声上衰减，并提供到信号处理单元200的A/D转换器22的相应输入端子作为增益控制模拟信号。A/D转换器22将增益控制模拟信号转换成增益控制数字信号。控制器23响应于增益控制数字信号设置可编程增益放大器21的放大增益。

因此，当与从RF功率放大器100的输出到天线的RF传输输出信号P_OUT的行波的信号电平近似成比例的、从第一检测器14的输出端子输出的第一检测信号变高时，减少可编程增益放大器21的放大增益。在天线变成过载状态并且从末级放大器级11的晶体管Qn2生成过大输出电压电平的状态下，响应于从第二检测器17的输出端子输出的第二检测信号，减少可编程增益放大器21的放大增益。

《RF功率放大器的操作》《自适应于天线处的负载变化》

在图1所示RF功率放大器100执行饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型线性放大的第二操作模式的情况下，发生天线处的负载变化。因为天线通常设置为50Ω，在末级放大器级11的共源极N沟道MOS晶体管Qn2的漏极和天线之间的输出匹配电路执行在晶体管Qn2的漏极的极低输出电阻和天线的50Ω的阻抗之间的阻抗匹配。

同时，当蜂窝电话终端的天线接近诸如金属制品的桌子等时，通常设置为50Ω的天线阻抗减少为略低的值。存在这些情况，其中支持多模通信的蜂窝电话终端传输具有GSM850和GSM900的近似0.8GHz至1.0GHz的低带频率的RF传输信号以及传输具有DCS1800、PCS1900和WCDMA2100的近似1.7GHz至2.0GHz的高带频率的RF传输信号。一旦传输具有低带频率的RF传输信号，由于天线接近金属，作为RF功率放大器100的输出端子的末级放大器级11的晶体管Qn2的漏极的阻抗减少为略低的值。然而，一旦传输具有高带频率的RF传输信号，随着天线接近金属，由于输出匹配电路的阻抗，作为RF功率放大器100的输出端子的末级放大器级11的晶体管Qn2的漏极的阻抗增加为略高的值。结果，RF功率放大器100的输出端子的负载阻抗由于天线的负载变化而在小范围中变动。

随着例如在GSM通信中针对GMSK恒定包络信号的传输执行饱和型非线性放大的第一操作模式的RF功率放大器100的输出端子的负载阻抗在小范围中变动，从RF功率放大器100的输出到天线的RF传输输出信号P_OUT也在小范围中变动。然而，当与从RF功率放大器100的输出到天线的RF传输输出信号P_OUT的行波的信号电平近似成比例的、来自第一检测器14的输出端子的第一检测信号变高时，减少可编程增益放大器21的放大增益。结果，尽管发生了在天线处的轻微负载变化，但从RF功率放大器100的输出提供到天线的RF传输输出信号P_OUT可以维持近似恒定。结果，通过图1所示单一类型的且元件数量少的RF功率放大器100可以实现类似于通过非专利文献6中描述的并行RF功率放大器针对负载变化的抑制特征的特征。

《自适应于天线处的过载状态》

另一方面，当蜂窝电话终端的天线变成与诸如金属制品的桌子等接触时，通常设置为50Ω的天线阻抗减少为显著低的值。顺带提及，存在这些情况，其中支持多模通信的蜂窝电话终端传输具有GSM850和GSM900的近似0.8GHz至1.0GHz的低带频率的RF传输信号以及传输具有DCS1800、PCS1900和WCDMA2100的近似1.7GHz至2.0GHz的高带频率的RF传输信号。一旦传输具有低带频率的RF传输信号，由于天线与金属的接触，作为RF功率放大器100的输出端子的末级放大器级11的晶体管Qn2的漏极的阻抗减少为显著低的值，接近短路状态。然而，一旦传输具有高带频率的RF传输信号，随着天线与金属的接触，由于输出匹配电路的阻抗，作为RF功率放大器100的输出端子的末级放大器级11的晶体管Qn2的漏极的阻抗增加为显著高的值，接近开路状态。结果，RF功率放大器100的输出端子的负载阻抗由于天线的负载变化而在从约17Ω至约150Ω的宽范围中改变。

图2是描述当图1所示RF功率放大器100的负载阻抗改变时RF功率放大器100的操作的示意图。图2中横轴和纵轴分别指示图1所示RF功率放大器100中末级放大器级11的晶体管Qn2的漏极-源极电压Vds和漏极电流Id。在图2中，R、R+ΔR和R-ΔR分别指示以下状态：其中从末级放大器级11的晶体管Qn2的漏极看输出匹配电路的输入阻抗(负载阻抗)是本征值的状态、其中该输入阻抗是大于本征值的值的状态以及其中该输入阻抗是小于本征值的值的状态。图2还示出取决于末级放大器级11的晶体管Qn2的栅极-源极电压VgsQn2的值的晶体管Qn2的漏极-源极电压Vds/漏极电流Id的正特性。顺带提及，在图2中，中电平的漏极电流Id响应于在晶体管Qn2处的中电平的栅极-源极电压VgsQn2__M而流动，高电平的漏极电流Id响应于在晶体管Qn2处的高电平的栅极-源极电压VgsQn2__H而流动，低电平的漏极电流Id响应于在晶体管Qn2处的低电平的栅极-源极电压VgsQn2__L而流动。

从图2可以理解，当图1所示RF功率放大器100的负载阻抗从作为本征值的状态R改变成过载状态R+ΔR时，与响应于栅极-源极电压VgsQn2的改变的漏极-源极电压Vds的改变和漏极电流Id的改变中的每个对应的放大增益在漏极-源极电压Vds较低的区域中减少。当图1所示RF功率放大器100正在执行例如非饱和型线性放大的第二操作模式时，在末级放大器级11的晶体管Qn2的漏极-源极电压Vds较低的区域中晶体管Qn2的放大增益的减少造成信号失真的增加和相邻信道漏泄功率比(ACPR)的恶化。

图3是描述在图1所示RF功率放大器100的负载阻抗变成其值小于本征值的状态R-ΔR、其值为本征值的状态R以及其值大于本征值的状态R+ΔR的情况下末级放大器级11的晶体管Qn2的漏极-源极电压Vds的相关性的示意图。图3所示横轴和纵轴分别指示图1所示RF功率放大器100的RF传输输入信号P_IN和末级放大器级11的晶体管Qn2的漏极-源极电压Vds。如图3所示，当RF传输输入信号P_IN的电平增加时，末级放大器级11的晶体管Qn2的漏极-源极电压Vds近似线性地增加。然而，当RF传输输入信号P_IN的电平变得过大时，漏极-源极电压Vds的增加逐渐饱和，之后完全饱和。饱和首先开始于其中RF功率放大器100的负载阻抗为大于本征值的值的状态R+ΔR。接着，饱和开始于其中负载阻抗为本征值的状态R。最后，饱和开始于其中负载阻抗为小于本征值的值的状态R-ΔR。

图4是描述在图1所示RF功率放大器100的负载阻抗变成其值小于本征值的状态R-ΔR、其值为本征值的状态R以及其值大于本征值的状态R+ΔR的情况下RF功率放大器100的RF传输输出信号P_OUT的相关性的示意图。

RF传输输出信号P_OUT对应于输出功率。假设末级放大器级11的晶体管Qn2的输出阻抗是R_OUT，RF功率放大器100的负载阻抗是R，晶体管Qn2的漏极电流是Id，则RF传输输出信号P_OUT由下式给出：

$P_{\mathrm{OUT}}=\frac{R_{\mathrm{OUT}}}{R+R_{\mathrm{OUT}}}*i_d*R^2---\left(1\right)$

众所周知，当输出阻抗R_OUT的值和负载阻抗R的值彼此相等时，获得RF传输输出信号P_OUT的最大值，而当它们彼此不等时，RF传输输出信号P_OUT低于最大值。因此，如图4所示，其中RF功率放大器100的负载阻抗为本征值的状态R(其中该负载阻抗等于输出阻抗R_OUT的值的状态)中非饱和状态的RF传输输出信号P_OUT变得最大。如图4所示，即使在其中RF功率放大器100的负载阻抗的值小于本征值的状态R-ΔR和其中负载阻抗的值大于本征值的状态R+ΔR下，非饱和状态下的RF传输输出信号P_OUT也被减小。

假设由于负载变化导致的RF功率放大器100的负载阻抗的改变是ΔR，对应于输出功率的RF传输输出信号P_OUT的变化由下式给出：

${\mathrm{\ΔP}}_{\mathrm{OUT}}=20\log \left[\frac{R_{\mathrm{OUT}}}{R+\mathrm{\ΔR}+R_{\mathrm{OUT}}}{\left(\frac{R+\mathrm{\ΔR}}{R}\right)}^2\right]---\left(2\right)$

已经通过本发明人等人的讨论证明，从紧邻对应于图4所示输出功率的RF传输输出信号P_OUT开始饱和之前，对应于信号失真的相邻信道漏泄功率比(ACPR)突然增加。

图5是描述在图1的RF功率放大器的负载阻抗变成其值小于本征值的状态R-ΔR、其值为本征值的状态R以及其值大于本征值的状态R+ΔR的情况下RF功率放大器100的RF传输输出信号P_OUT的饱和的开始和相邻信道漏泄功率比(ACPR)的突然增加的相关性的示意图。

在图5中，粗虚线R指示在其中负载阻抗为本征值的状态R下RF传输输出信号P_OUT关于RF传输输入信号P_IN的饱和特性。粗实线ACPRR指示在其中负载阻抗为本征值的状态R下相邻信道漏泄功率比(ACPR)对RF传输输入信号P_IN的相关特性。在其中负载阻抗为本征值的状态R下，RF传输输出信号P_OUT从中电平的RF传输输入信号P_IN开始饱和，并且相邻信道漏泄功率比(ACPR)开始突然增加。

在图5中，细虚线R-ΔR指示在其中负载阻抗的值小于本征值的状态R-ΔR下RF传输输出信号P_OUT关于RF传输输入信号P_IN的饱和特性。细实线ACPRR-ΔR指示在其中负载阻抗的值小于本征值的状态R-ΔR下相邻信道漏泄功率比(ACPR)对RF传输输入信号P_IN的相关特性。在其中负载阻抗的值小于本征值的状态R-ΔR下，RF传输输出信号P_OUT从高电平的RF传输输入信号P_IN开始饱和，并且相邻信道漏泄功率比(ACPR)开始突然增加。

在图5中，细虚线R+ΔR指示在其中负载阻抗的值大于本征值的状态R+ΔR下RF传输输出信号P_OUT关于RF传输输入信号P_IN的饱和特性。细实线ACPRR+ΔR指示在其中负载阻抗的值大于本征值的状态R+ΔR下相邻信道漏泄功率比(ACPR)对RF传输输入信号P_IN的相关特性。在其中负载阻抗的值大于本征值的状态R+ΔR下，RF传输输出信号P_OUT较容易开始饱和，并且相邻信道漏泄功率比(ACPR)开始突然增加。结果，当图1所示RF功率放大器的负载阻抗假设为指示过载状态且接近于开路状态的高阻抗时，即使在低电平的RF传输输入信号P_IN，RF传输输出信号P_OUT也容易地开始饱和，并且相邻信道漏泄功率比(ACPR)开始突然增加。已经通过本发明人等人的讨论证明，在过载状态下ACPR突然增加的特性对在EDGE通信中用于传输3π/8-8PSK包络变化信号和在WCDMA通信中用于传输HPSK包络变化信号的非饱和型线性放大的第二操作模式是极端有害的。随着过载状态下ACPR突然增加，EDGE或WCDMA通信中包络变化信号的信号失真显著增加。

另一方面，从图3理解到，与其中负载阻抗为本征值的状态下的漏极-源极电压相比较，在指示其中负载阻抗的值大于本征值的状态R+ΔR的过载状态下，末级放大器级11的晶体管Qn2的漏极-源极电压Vds显著增加。

然而，在图1所示RF功率放大器100中，末级放大器级11的共源极N沟道MOS晶体管Qn2的漏极的输出电压已提供到具有设置为较大电压值的第二输入阈电压Vth2的第二检测器17的输入端子。因此，在图1所示RF功率放大器100中，在指示其中负载阻抗的值大于本征值的状态R+ΔR的过载状态下从第二检测器17的输出端子检测高电平过载检测信号。从第二检测器17的输出端子检测的高电平过载检测信号经由调节电路18、加法器15和低通滤波器16提供到信号处理单元200的A/D转换器22的输入端子。A/D转换器22将过载检测模拟信号转换成过载检测数字信号。控制器23响应于过载检测数字信号减少可编程增益放大器21的放大增益。顺带提及，调节电路18调节从第二检测器17输出的过载检测信号的电平，并设置系数a为1或更小的常数。

因此，提供到图1所示RF功率放大器的输入端子的RF传输输入信号P_IN的电平随着可编程增益放大器21的放大增益的减少而降低。执行可编程增益放大器21的放大增益的减少以及RF传输输入信号P_IN的信号的减少，直到不从第二检测器17的输出端子形成高电平过载检测信号。因此，即使在指示其中负载阻抗的值大于本征值的状态R+ΔR的过载状态下，也将在图4所示RF传输输出信号P_OUT的饱和开始点处信号电平足够低的RF传输输入信号P_IN提供到RF功率放大器100的输入端子。这样，图1所示RF功率放大器100能够减少随着RF传输输出信号P_OUT的饱和开始的相邻信道漏泄功率比(ACPR)的突然增加。结果，可以减少在过载状态下在EDGE通信中用于传输3π/8-8PSK包络变化信号和在WCDMA通信中用于传输HPSK包络变化信号的非饱和型线性放大的第二操作模式中相邻信道漏泄功率比(ACPR)和信号失真的突然增加。

《第一检测器和第二检测器》

图6是示出图1的RF功率放大器100的第一检测器14和第二检测器17的输入/输出特性的示意图。

图6所示横轴和纵轴分别指示第一检测器14和第二检测器17的输入和输出电压。如上所述，第二检测器17的第二输入阈电压Vth2已设置为当与第一检测器14的较低第一输入阈电压Vth1相比较时的较大电压值。因此，针对相同电平的相应输入电压In，来自第一检测器14的第一检测信号的输出电压(14(V_DET1))的电平变得高于来自第二检测器17的第二检测信号的输出电压(17(V_DET2))的电平。图6中还示出具有设置为1或更小的常数的系数a的调节电路18的输出电压(18(aV_DET2))。

图7是示出图1所示RF功率放大器100的第一检测器14和第二检测器17的配置的示意图。

如图7所示，第一检测器14包括：多级放大器电路，其包括第一级放大器电路141、第二级放大器电路142和第三级放大器电路143；多级检测电路，其包括第一级检测电路144、第二级检测电路145和第三级检测电路146；以及加法电路147。由于第一检测器14的多级放大器电路和多级检测电路，第一检测器14可以具有高检测灵敏度。

如图7所示，第二检测器17包括单级放大器电路171和单级检测电路172，并且可以具有较低检测灵敏度。可以通过对调节电路18设置的系数a来调节第二检测器17的输出电平。此外，对第二检测器17设置的较大第二输入阈电压Vth2可以通过单级放大器电路171的放大器晶体管的阈电压和单级检测电路172的检测二极管的阈电压中的至少一个来调节。

《输出匹配电路和定向耦合器》

图8是示出可耦合到图1所示RF功率放大器100中末级放大器级11的共源极N沟道MOS晶体管Qn2的漏极输出电极的输出匹配电路OMN和定向耦合器13’的一个示例的示意图。

输出匹配电路OMN包括构成电感器的带状线SL1和SL2以及电容器C3、C4和C5。输出匹配电路OMN的输入端子耦合到末级放大器级11的MOS晶体管Qn2的漏极输出电极。从输出匹配电路OMN的输出端子输出的RF传输输出信号P_OUT提供到蜂窝电话终端的天线。输出匹配电路OMN的输入端子侧的带状线SL1还用作定向耦合器13’的主线。

定向耦合器13’包括形成其副线的带状线SL3以及终端电阻器Z。定向耦合器13’的主线SL1和副线SL3近似平行地彼此接近布置。副线SL3的一端通过电容器C2提供有MOS晶体管Qn2的漏极输出电极的RF放大器信号。副线SL3的另一端通过终端电阻器Z耦合到地电压。从副线SL3的一端生成的RF检测信号提供到第一检测器14的输入端子。从副线SL3的一端生成的RF检测信号与RF传输输出信号P_OUT的行波的信号电平成比例。

《具有非线性特性的调节电路》

图9是示出RF功率放大器的配置的示意图，其中用具有非线性特性的调节电路18’来代替安装到图1所示RF功率放大器100且具有设置为1或更小的常数的系数a的调节电路18。图9所示RF功率放大器在其他配置上类似于图1所示RF功率放大器。

安装到图9所示RF功率放大器100的调节电路18’具有由二次函数或更高次函数或指数函数定义的非线性传递函数f(V_DET2)。因此，随着来自第二检测器17的第二检测信号的输出电压(17(V_DET2))的电平增加，可以从具有非线性特性的调节电路18’生成其电平比图1所示调节电路18的输出电压(18(aV_DET2))的电平高的输出电压(18’f(V_DET2))。

因此，随着在过载状态下从第二检测器17输出的第二检测信号的输出电压(17(V_DET2))的电平变得高于第二输入阈电压Vth2，从调节电路18’输出的输出电压(18’f(V_DET2))的电平进一步增加。结果，可以进一步有效减少在过载状态下在EDGE通信或WCDMA通信中用于传输包络变化信号的非饱和型线性放大的第二操作模式中相邻信道漏泄功率比(ACPR)和信号失真的突然增加。

《自适应于过电流状态》

为了自适应于如上所述的天线负载变化，根据在用于GSM通信中恒定包络信号传输的饱和型非线性放大的第一操作模式中来自RF功率放大器100的RF传输输出信号P_OUT的行波的信号电平，来控制可编程增益放大器21的放大增益，从而维持RF传输输出信号P_OUT近似恒定。

然而，与WCDMA和EDGE通信相比较，执行饱和型非线性放大的第一操作模式以传输恒定包络信号的RF功率放大器在GSM通信中的最大RF传输输出信号P_OUT(MAX)极大，比如在饱和型非线性放大的第一操作模式中近似2.0瓦。

同时，由于在低带频率处的GSM通信中传输恒定包络信号中极大RF传输信号时天线与金属的接触，图1的RF功率放大器100中末级放大器级11的晶体管Qn2的漏极的阻抗减少为显著低的值，接近短路状态。这样，末级放大器级11的晶体管Qn2的漏极电流Id变成极大过电流状态。因此，蜂窝电话终端的电池的消耗变得显著，并且还发生末级放大器级11的晶体管Qn2被损坏的风险。因此，已经通过本发明人等人的讨论证明，由于执行饱和型非线性放大以在GSM通信中传输恒定包络信号的RF功率放大器的负载短路，需要自适应于末级放大器级的输出晶体管的过电流状态。

图10是示出RF功率放大器的配置的示意图，其中用于自适应于在GSM通信中传输大RF传输信号时的负载短路的过电流保护电路添加到图1所示RF功率放大器100。图10所示RF功率放大器在其他配置上类似于图1所示RF功率放大器。

图10所示添加到RF功率放大器100的过电流保护电路包括：电流读出电路19、过电流检测电路18B和加法器15A。电流读出电路19包括：电流读出N沟道MOS晶体管Qn3，其栅极控制输入端子提供有RF功率放大器100的末级放大器级11的共源极N沟道MOS晶体管Qn2的栅极控制输入信号；以及电流读出电阻器Rcs。电流读出晶体管Qn3的源极耦合到地电压，其漏极通过电流读出电阻器Rcs耦合到源电压Vdd。电流读出晶体管Qn3的元件尺寸设置为显著小于RF放大器晶体管Qn2的元件尺寸，从而可以减少在负载短路时流过电流读出晶体管Qn3的读出电流。

即使在正常操作和负载短路时，流过晶体管Qn3的读出电流也通过电流读出电阻器Rcs转换成读出电压。在电流读出电阻器Rcs两端之间施加的读出电压通过过电流检测电路18B监测。例如，过电流检测电路18B具有输入阈电压。当电流读出电阻器Rcs的读出电压超过输入阈电压时，过电流检测输出信号的电平变为高。从过电流检测电路18B输出的高电平过电流检测输出信号经由加法器15A、加法器15B和低通滤波器16传输到信号处理单元200的相应A/D转换器22。控制器23响应于从A/D转换器22输出的过电流检测数字信号减少可编程增益放大器21的放大增益。

因此，在负载短路时流过电流读出晶体管Qn3的读出电流和流过末级放大器级11的RF放大器晶体管Qn2的RF电流的增加以如下方式停止，使得电流读出电阻器Rcs的读出电压不超过过电流检测电路18B的输入阈电压。结果，图10所示RF功率放大器100中包括电流读出电路19、过电流检测电路18B和加法器15A的过电流保护电路执行电流限制器型的过电流保护操作。

作为另一实施方式，当一旦负载短路，电流读出电阻器Rcs的读出电压超过过电流检测电路18B的输入阈电压时，可以通过从过电流检测电路18B输出的高电平过电流检测输出信号将锁存电路从指示初始状态的复位状态设置成基于过电流检测的设置状态。通过从设置成设置状态的锁存电路输出的信号控制控制器23，从而使得可以将可编程增益放大器21的放大增益减少到零。这种过电流保护电路执行关断型过电流保护操作。通过将锁存电路从设置状态改变成复位状态来实现其后续操作的继续。

《独立反馈》

图11是示出RF功率放大器的配置的示意图，其中使得在图1所示RF功率放大器100中，从第一检测器14的输出到信号处理单元200的控制器23的第一反馈和从第二检测器17的输出到信号处理单元200的控制器23的第二反馈彼此独立。图11所示RF功率放大器在其他配置上类似于图1所示RF功率放大器。

包括低通滤波器16B和A/D转换器22B的第一反馈用于稳定可自适应于负载变化的RF传输输出信号P_OUT。包括调节电路18、低通滤波器16A和A/D转换器22A的第二反馈用于减少在过载状态下在EDGE或WCDMA通信中传输包络变化信号时非饱和型线性放大的第二操作模式中相邻信道漏泄功率比(ACPR)和信号失真的突然增加。

因为在图11所示RF功率放大器100中第一反馈和第二反馈独立布置，所以与如图1所示其中两个反馈相组合的RF功率放大器相比，本RF功率放大器是简单的，所带来的好处是电路设计变得容易。

《蜂窝电话的配置》

图12是示出蜂窝电话的配置的示意图，其中将根据本发明实施方式的RF功率放大器100和信号处理单元200提供作为覆盖低带频率和高带频率的双带配置，并且其包括DC/DC转换器300、天线开关400、双工器等和天线ANT。在具有图12所示配置的蜂窝电话中，图1所示RF功率放大器、图9所示RF功率放大器、图10所示RF功率放大器和图11所示RF功率放大器中的任一个都可以用作该RF功率放大器100。

DC/DC转换器300是降压-升压(back-boost)型转换器，并且可以覆盖降压操作模式和升压操作模式。通过从安装到蜂窝电话的电池向DC/DC转换器300提供电池电压Vbat，从DC/DC转换器300生成提供到RF功率放大器100的源电压或电源电压Vdd。当在来自电池的电池电压Vbat较低的情况下传输GSM通信中高RF传输输出信号P_OUT时，DC/DC转换器300设置为升压操作模式。当相反地在来自电池的电池电压Vbat较高的情况下传输低RF传输输出信号P_OUT时，DC/DC转换器300设置为降压操作模式，从而使得可以改进功率附加效率(PAE)。顺带提及，PAE是功率附加效率的缩写。

天线开关400包括单极7掷(SP7T)型开关。在天线开关领域中，耦合到天线ANT的公共输入/输出端子I/O称为“单极”，以及诸如发射端子、接收端子、发射/接收端子的其他端子称为“掷”。

顺带提及，低带频率是范围为GSM850和GSM900的从近似0.8GHz至1.0GHz的RF传输信号频率。高带频率是对应于范围为DCS1800、PCS1900和WCDMA2100的从近似1.7GHz至2.0GHz的高带频率的RF传输信号频率。

图12所示RF功率放大器100包括覆盖低带频率的第一级放大器级10_LB、末级放大器级11_LB、定向耦合器13_LB、第一检测器14_LB、加法器15_LB、低通滤波器16_LB和第二检测/调节电路17，18_LB。关于稳定可自适应于负载变化的RF传输输出信号P_OUT和减少在过载状态下在传输包络变化信号时第二操作模式中相邻信道漏泄功率比的增加，在图12所示RF功率放大器中覆盖低带频率的这些电路以类似于图1所示RF功率放大器100的方式操作。结果，从图12所示RF功率放大器100的覆盖低带频率的电路生成用于控制信号处理单元200的覆盖低带频率的低带可编程增益放大器的放大增益的低带增益控制信号PGAcnt_LB。

图12所示RF功率放大器100包括覆盖高带频率的第一级放大器级10_HB、末级放大器级11_HB、定向耦合器13_HB、第一检测器14_HB、加法器15_HB、低通滤波器16_HB和第二检测/调节电路17，18_HB。关于稳定可自适应于负载变化的RF传输输出信号P_OUT和减少在过载状态下在传输包络变化信号时第二操作模式中相邻信道漏泄功率比的增加，在图12所示RF功率放大器100中覆盖高带频率的这些电路以类似于图1所示RF功率放大器100的方式操作。结果，从图12所示RF功率放大器100的覆盖高带频率的电路生成用于控制信号处理单元200的覆盖高带频率的高带可编程增益放大器的放大增益的高带增益控制信号PGAcnt_HB。

图12所示信号处理单元200从其下部向RF功率放大器100生成低带频率的RF传输信号。作为低带频率的RF传输信号，可以提及以下内容：GSM850和GSM900的RF传输信号TX:GSM850和GSM900，以及在BAND5的WCDMA的RF传输信号TX:BAND5。GSM850的RF传输信号的频率设置为824MHz至849MHz。GSM900的RF传输信号的频率设置为889MHz至915MHz。在BAND5的WCDMA的RF传输信号的频率设置为824MHz至849MHz，精确等于GSM850。GSM850和GSM900的RF传输信号和在BAND5的WCDMA的RF传输信号通过单极2掷(SP2T)型开关SW2来选择，并提供到覆盖图12所示RF功率放大器100的低带频率的第一级放大器级10_LB的输入端子。从图12所示RF功率放大器100的覆盖低带频率的末级放大器级11_LB的输出端子发送的低带RF放大器输出信号经由定向耦合器13_LB提供到单极2掷型开关SW4。GSM850和GSM900的每个的低带RF放大器输出信号通过开关SW4来选择，并经由单极7掷型天线开关400提供到天线ANT。BAND5的WCDMA的低带RF放大器输出信号通过开关SW4来选择，并经由双工器Duplx_B5和天线开关400提供到天线ANT。

图12所示信号处理单元200从其中部向RF功率放大器100生成高带频率的RF传输信号。作为高带频率的RF传输信号，可以提及以下内容：GSM系统中DCS1800和PCS1900的RF传输信号TX:DCS1800和PCS1900，以及WCDMA系统中BAND1和BAND2的RF传输信号TX:BAND1和BAND2。GSM系统中DCS1800的RF传输信号的频率设置为1710MHz至1785MHz，以及GSM系统中PCS1900的RF传输信号的频率设置为1850MHz至1910MHz。对应于WCDMA系统中RF传输信号TX:BAND1和BAND2的RF传输信号的频率分别设置为1920MHz至1980MHz和1850MHz至1910MHz。GSM系统中DCS1800和PCS1900的RF传输信号和对应于WCDMA系统中RF传输信号：BAND1和BAND2的RF传输信号TX通过单极3掷型开关SW1来选择，并提供到图12所示RF功率放大器100的覆盖高带频率的第一级放大器级10HB的输入端子。来自图12所示RF功率放大器100的覆盖高带频率的末级放大器级11HB的输出端子的高带RF放大器输出信号经由定向耦合器13HB提供到单极3掷型开关SW3。GSM系统中DCS1800和PCS1900的每个的高带RF放大器输出信号通过开关SW3来选择，并经由单极7掷型天线开关400提供到天线ANT。WCDMA的BAND1和BAND2的高带RF放大器输出信号通过开关SW3来选择，并经由双工器Duplx_B1、双工器Duplx_B2和天线开关400提供到天线ANT。

图12所示信号处理单元200从其上部提供有通过天线ANT接收的低带频率和高带频率的RF接收信号。作为低带频率的RF接收信号，可以提及以下内容：GSM850和GSM900的RF接收信号RX:GSM850和GSM900，以及在BAND5的WCDMA的RF接收信号RX:BAND5。GSM850的RF接收信号的频率设置为869MHz至894MHz，以及GSM900的RF接收信号的频率设置为925MHz至950MHz。在BAND5的WCDMA的RF接收信号的频率设置为869MHz至894MHz，精确等于GSM850。GSM850和GSM900的RF接收信号经由单极7掷型天线开关400和表面声波滤波器SAW1提供到信号处理单元200。在BAND5的WCDMA的RF接收信号经由单极7掷型天线开关400和双工器Duplx_B5提供到信号处理单元200。

高带频率的RF接收信号如下：GSM系统中DCS1800和PCS1900的RF接收信号RX:DCS1800和PCS1900，以及在BAND1和BAND2的WCDMA系统中的RF接收信号RX:BAND1和BAND2。GSM系统中DCS1800的RF接收信号的频率设置为1805MHz至1850MHz。GSM系统中PCS1900的RF接收信号的频率设置为1930MHz至1990MHz。对应于WCDMA系统中RF接收信号RX:BAND1和BAND2的RF接收信号的频率分别设置为2110MHz至2170MHz和1930MHz至1990MHz。DCS1800和PCS1900的RF接收信号经由单极7掷型天线开关400和表面声波滤波器SAW2提供到信号处理单元200。在BAND1和BAND2的WCDMA的RF接收信号经由单极7掷型天线开关400以及双工器Duplx_B1和双工器Duplx_B2提供到信号处理单元200。

尽管已经基于优选实施方式具体描述了由本发明人做出的本发明，但本发明不限于上述实施方式。毋庸置疑，可以对本发明做出各种改变，而范围并未脱离其主旨。

例如，用于检测RF功率放大器的RF传输输出信号P_OUT的电平的定向耦合器可以用简单的电容器来代替。通过非专利文献4中描述的包络检测器来检测基于电容器的AC读出信号。通过误差放大器将检测的电压与参考电压进行比较，并且还可以控制用于通过误差放大器的输出来驱动末级的驱动级的偏置电流。

RF功率放大器100可以包括具有三级或更多级的多级放大器级，其中中间级放大器级耦合在第一级放大器级10和末级放大器级11之间。

在本发明的上述实施方式中，当稳定了可自适应于负载变化的RF传输输出信号P_OUT和减少了在过载状态下在传输包络变化信号时第二操作模式中相邻信道漏泄功率比的增加时，已经控制了信号处理单元200的可编程增益放大器的放大增益。本发明不限于该系统。在这种情况下，也可以控制第一级放大器级10和末级放大器级11的晶体管中的至少任一个的栅极控制电极或基极控制电极处的控制偏置电压，以便控制RF功率放大器的放大增益。即，当由于负载变化导致RF传输输出信号P_OUT增加以及在过载状态下在传输包络变化信号时第二操作模式中相邻信道漏泄功率比增加时，晶体管的控制偏置电压减少，并且RF功率放大器的放大增益减少。

此外，推荐如下，当第一级放大器级10和末级放大器级11的共源极N沟道MOS晶体管的每个用共发射极NPN型HBT来代替时，将基极镇流电阻器或发射极镇流电阻器耦合到HBT以防止HBT的热失控。

Claims (19)

1.一种RF功率放大器，包括：

末级放大器级，其放大RF信号以生成提供到通信终端的天线的RF传输输出信号；以及

信号检测器，其检测RF传输输出信号的电平，

其中末级放大器级包括用于在输出电极处生成RF传输输出信号的末级晶体管以及在所述末级晶体管的输出电极和源电压之间耦合的末级负载元件，并且执行饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型线性放大的第二操作模式，

其中所述信号检测器的输入端子耦合到所述末级晶体管的输出电极，从而从所述信号检测器的输出端子生成响应于所述RF传输输出信号的电平的RF检测信号，

所述RF功率放大器还包括第一检测器、第二检测器和控制电路，

其中所述第一检测器的输入端子被提供有从所述信号检测器的输出端子生成的所述RF检测信号，从而从所述第一检测器的输出端子生成第一检测信号，

其中所述第二检测器的输入端子耦合到所述末级晶体管的输出电极，从而从所述第二检测器的输出端子生成第二检测信号，

其中从所述第一检测器的输出端子生成的所述第一检测信号包括当所述RF功率放大器在饱和型非线性放大的第一操作模式中操作时响应于由于在天线处的负载变化导致的RF传输输出信号的电平变化的第一检测分量，

其中从所述第二检测器的输出端子生成的所述第二检测信号包括当所述RF功率放大器在非饱和型线性放大的第二操作模式中操作时响应于由于天线的过载状态导致的末级晶体管的输出电极的输出电压增加的第二检测分量，

其中所述第一检测器和所述第二检测器分别具有第一输入阈电压和第二输入阈电压，

其中所述第二输入阈电压的电平设置为高于所述第一输入阈电压的电平，

其中从所述第一检测器的输出端子生成的所述第一检测信号和从所述第二检测器的输出端子生成的所述第二检测信号被提供到所述控制电路，

其中所述控制电路控制所述RF传输输出信号的电平和在所述末级晶体管的输出电极处的输出电压，

其中通过所述第一检测器和所述控制电路的第一反馈控制来减少在第一操作模式中操作时响应于天线的负载变化的、从所述末级晶体管的输出电极生成的RF传输输出信号的变化，以及

其中通过所述第二检测器和所述控制电路的第二反馈控制来减少在第二操作模式中操作时响应于天线的过载状态的、所述末级晶体管的输出电极的输出电压的增加。

2.根据权利要求1的RF功率放大器，

其中在饱和型非线性放大的第一操作模式中，所述RF信号是GSM通信中的恒定包络信号，以及

其中在非饱和型线性放大的第二操作模式中，所述RF信号是EDGE和WCDMA通信的任一个中的包络变化信号。

3.根据权利要求2的RF功率放大器，

其中所述信号检测器是具有近似平行地彼此接近布置的主线和副线的定向耦合器。

4.根据权利要求3的RF功率放大器，

其中输出匹配电路耦合到所述末级晶体管的输出电极，

其中所述定向耦合器的主线可耦合在所述输出匹配电路和所述天线之间，以及

其中从所述定向耦合器的副线生成响应于所述RF传输输出信号的电平的RF检测信号。

5.根据权利要求4的RF功率放大器，还包括第一级放大器级，

其中从所述第一级放大器级生成由所述末级放大器级放大的所述RF信号，

其中所述第一级放大器级包括生成所述RF信号的第一级晶体管，

其中用于提供RF传输输入信号的可编程增益放大器可耦合到所述第一级晶体管的控制输入端子，以及

其中所述控制电路控制所述可编程增益放大器的可编程增益，从而控制所述RF传输输出信号的电平以及在所述末级晶体管的输出电极处的输出电压。

6.根据权利要求3至5中任一项的RF功率放大器，

其中所述控制电路包括：加法器，其将从所述第一检测器的输出端子生成的第一检测信号的分量与从所述第二检测器的输出端子生成的第二检测信号的分量相加；以及低通滤波器，其耦合到所述加法器的输出，以及

其中从所述低通滤波器的输出生成所述控制电路的模拟控制信号，其控制所述RF传输输出信号的电平以及在所述末级晶体管的输出电极处的输出电压。

7.根据杈利要求5的RF功率放大器，

其中所述第一级放大器级的第一级晶体管和所述末级放大器级的末级晶体管分别是LDMOS晶体管和异质双极晶体管的任一个。

8.根据权利要求7的RF功率放大器，还包括电流读出电路和过电流检测电路，

其中所述电流读出电路包括电流读出晶体管，其具有小于所述末级放大器级的末级晶体管的元件尺寸，并且允许小于流过所述末级晶体管的电流的读出电流流过，

其中响应于流过所述电流读出电路的电流读出晶体管的读出电流，所述过电流检测电路向所述控制电路提供过电流检测信号，以及

其中当在所述RF功率放大器在饱和型非线性放大的第一操作模式中操作的情况下由于天线的负载变化使得流过末级晶体管的电流变成过电流状态时，所述过电流检测电路执行末级晶体管的过电流保护。

9.一种RF功率放大器装置，包括：

第一RF功率放大器；以及

第二RF功率放大器，

其中所述第一RF功率放大器放大具有范围从近似0.8GHz至近似1.0GHz的第一频带的第一RF传输输入信号，

其中所述第二RF功率放大器放大具有范围从近似1.7GHz至近似2.0GHz的第二频带的第二RF传输输入信号，

其中所述第一RF功率放大器和所述第二RF功率放大器的各功率放大器分别包括：末级放大器级，所述末级放大器级放大RF信号以生成提供到通信终端的天线的RF传输输出信号；以及信号检测器，所述信号检测器检测所述RF传输输出信号的电平，

其中每个功率放大器的所述末级放大器级包括：末级晶体管，所述末级晶体管在输出电极生成所述RF传输输出信号；以及末级负载元件，所述末级负载元件耦合在所述末级晶体管的输出电极和源电压之间，

其中每个功率放大器执行饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型线性放大的第二操作模式，

其中在各功率放大器中，所述信号检测器的输入端子分别耦合到所述末级晶体管的输出电极，从而从所述信号检测器的输出端子生成响应于所述RF传输输出信号的电平的RF检测信号，

功率放大器还分别包括第一检测器、第二检测器以及控制电路，

其中在各功率放大器中，所述第一检测器的输入端子分别被提供有来自所述信号检测器的输出端子的RF检测信号，从而从所述第一检测器的输出端子生成第一检测信号，

其中在各功率放大器中，所述第二检测器的输入端子分别耦合到所述末级晶体管的输出电极，从而从所述第二检测器的输出端子生成第二检测信号，

其中在每个功率放大器中，从所述第一检测器的输出端子生成的第一检测信号包括当所述功率放大器在饱和型非线性放大的第一操作模式中操作时响应于由于天线的负载变化导致的RF传输输出信号的电平变化的第一检测分量，

其中在每个功率放大器中，从所述第二检测器的输出端子生成的第二检测信号包括当所述功率放大器在非饱和型线性放大的第二操作模式中操作时响应于由于天线的过载状态导致的末级晶体管的输出电极的输出电压增加的第二检测分量，

其中在功率放大器中，所述第一检测器和所述第二检测器分别具有第一输入阈电压和第二输入阈电压，

其中所述第二输入阈电压的电平设置为高于所述第一输入阈电压的电平，

其中在每个功率放大器中，从所述第一检测器的输出端子生成的所述第一检测信号和从所述第二检测器的输出端子生成的所述第二检测信号被提供到所述控制电路，

其中所述控制电路控制所述RF传输输出信号的电平和在所述末级晶体管的输出电极处的输出电压，

其中在每个功率放大器中，通过所述第一检测器和所述控制电路的第一反馈控制来减少在第一操作模式中操作时响应于天线的负载变化的、从所述末级晶体管的输出电极生成的RF传输输出信号的变化，以及

其中在每个功率放大器中，通过所述第二检测器和所述控制电路的第二反馈控制来减少在第二操作模式中操作时响应于天线的过载状态的、所述末级晶体管的输出电极的输出电压的增加。

10.根据权利要求9的RF功率放大器装置，

其中在饱和型非线性放大的第一操作模式中，所述RF信号是GSM通信中的恒定包络信号，以及

其中在非饱和型线性放大的第二操作模式中，所述RF信号是EDGE和WCDMA通信的任一个中的包络变化信号。

11.根据权利要求10的RF功率放大器装置，其中在每个功率放大器中，所述信号检测器是具有近似平行地彼此接近布置的主线和副线的定向耦合器。

12.根据权利要求11的RF功率放大器装置，

其中在每个功率放大器中，输出匹配电路耦合到所述末级晶体管的输出电极，

其中所述定向耦合器的主线可耦合在所述输出匹配电路和所述天线之间，以及

其中从所述定向耦合器的副线生成响应于所述RF传输输出信号的电平的RF检测信号。

13.根据权利要求12的RF功率放大器装置，

其中每个功率放大器还包括第一级放大器级，

其中在每个功率放大器中，从所述第一级放大器级生成由所述末级放大器级放大的RF信号，

其中在每个功率放大器中，所述第一级放大器级包括生成所述RF信号的第一级晶体管，

其中用于提供RF传输输入信号的可编程增益放大器可耦合到所述第一级晶体管的控制输入端子，以及

其中在每个功率放大器中，所述控制电路控制可编程增益放大器的可编程增益，从而控制所述RF传输输出信号的电平以及在所述末级晶体管的输出电极处的输出电压。

14.根据权利要求12的RF功率放大器装置，

其中每个功率放大器中的控制电路包括：加法器，其将从所述第一检测器的输出端子生成的第一检测信号的分量与从所述第二检测器的输出端子生成的第二检测信号的分量相加；以及低通滤波器，其耦合到所述加法器的输出，以及

其中在每个功率放大器中，从所述低通滤波器的输出生成所述控制电路的模拟控制信号，其控制所述RF传输输出信号的电平以及在所述末级晶体管的输出电极处的输出电压。

15.根据权利要求13的RF功率放大器装置，其中在每个功率放大器中，所述第一级放大器级的第一级晶体管和所述末级放大器级的末级晶体管分别是LDMOS晶体管和异质双极晶体管的任一个。

16.根据权利要求11至15中任一项的RF功率放大器装置，

其中每个功率放大器还包括电流读出电路和过电流检测电路，

其中在每个功率放大器中，所述电流读出电路包括电流读出晶体管，其具有小于所述末级放大器级的末级晶体管的元件尺寸，并且其允许小于流过所述末级晶体管的电流的读出电流流过，

其中在每个功率放大器中，响应于流过所述电流读出电路的电流读出晶体管的读出电流，所述过电流检测电路向所述控制电路提供过电流检测信号，以及

其中当在每个RF功率放大器在饱和型非线性放大的第一操作模式中操作的情况下由于天线的负载变化使得流过所述末级晶体管的电流变成过电流状态时，在每个功率放大器中，所述过电流检测电路执行末级晶体管的过电流保护。

17.一种RF功率放大器，包括：

末级放大器级，其放大RF信号以生成提供到通信终端的天线的RF传输输出信号；

信号检测器，检测所述RF传输输出信号的电平；

第一检测器；

第二检测器；

控制电路；

电流读出电路；以及

过电流检测电路，

其中所述末级放大器级包括：末级晶体管，用于在输出电极生成所述RF传输输出信号；以及末级负载元件，所述末级负载元件耦合在所述末级晶体管的输出电极和源电压之间，

其中所述信号检测器的输入端子耦合到所述末级晶体管的所述输出电极，从而从所述信号检测器的输出端子生成响应于所述RF传输输出信号的电平的RF检测信号；

其中所述第一检测器的输入端子被提供有从所述信号检测器的输出端子生成的所述RF检测信号，从而从所述第一检测器的输出端子生成第一检测信号，

其中所述第二检测器的输入端子耦合到所述末级晶体管的输出电极，从而从所述第二检测器的输出端子生成第二检测信号，其中从所述第一检测器的输出端子生成的所述第一检测信号和从所述第二检测器的输出端子生成的所述第二检测信号被提供到所述控制电路，

其中所述控制电路控制所述末级放大器级中末级晶体管的输出电极的RF传输输出信号的电平，

其中所述末级放大器级执行饱和型非线性放大的第一操作模式和非饱和型线性放大的第二操作模式，

其中在饱和型非线性放大的第一操作模式中，所述RF信号是GSM通信中的恒定包络信号，

其中在非饱和型线性放大的第二操作模式中，所述RF信号是EDGE和WCDMA通信的任一个中的包络变化信号，

其中所述电流读出电路包括电流读出晶体管，所述电流读出晶体管具有小于所述末级放大器级的末级晶体管的元件尺寸，并且允许小于流过所述末级晶体管的电流的读出电流流过，

其中响应于流过所述电流读出电路的电流读出晶体管的读出电流，所述过电流检测电路向所述控制电路提供过电流检测信号，

其中当所述RF功率放大器在饱和型非线性放大的第一操作模式中操作时，所述末级放大器级传输对应于GSM通信中恒定包络信号的RF传输输出信号，

其中当所述RF功率放大器在非饱和型线性放大的第二操作模式中操作时，所述末级放大器级传输对应于EDGE和WCDMA通信的任一个中包络变化信号的RF传输输出信号，以及

其中当通过RF功率放大器的第一操作模式传输对应于GSM通信中恒定包络信号的RF传输输出信号时由于在天线处的负载变化使得流过末级晶体管的电流变成过电流状态时，所述过电流检测电路执行末级晶体管的过电流保护。

18.根据权利要求17的RF功率放大器，还包括输出匹配电路，

其中所述信号检测器是定向耦合器，

其中所述输出匹配电路耦合到所述末级放大器级的末级晶体管的输出电极，

其中所述定向耦合器具有近似平行且彼此接近布置的主线和副线，

其中所述主线可耦合在所述输出匹配电路和所述天线之间，

其中从所述副线生成响应于所述RF传输输出信号的电平的RF检测信号，

其中所述第一检测器的所述输入端子被提供有从所述定向耦合器的副线发送的RF检测信号，从而从所述第一检测器的输出端子生成第一检测信号，

其中从所述第一检测器的输出端子生成的所述第一检测信号包括当所述RF功率放大器在饱和型非线性放大的第一操作模式中操作时响应于由于在天线处的负载变化导致的RF传输输出信号的电平变化的第一检测分量，

其中从所述第二检测器的输出端子生成的所述第二检测信号包括当所述RF功率放大器在非饱和型线性放大的第二操作模式中操作时响应于由于天线的过载状态导致的末级晶体管的输出电极的输出电压(Vds)增加的第二检测分量，

其中所述第一检测器和所述第二检测器分别具有第一输入阈电压和第二输入阈电压，

其中所述第二输入阈电压的电平设置为高于所述第一输入阈电压的电平，

其中所述控制电路控制所述RF传输输出信号的电平和在所述末级晶体管的输出电极处的输出电压，

其中通过所述第一检测器和所述控制电路的第一反馈控制来减少在第一操作模式中操作时响应于天线的负载变化的、从所述末级晶体管的输出电极生成的RF传输输出信号的变化，以及

其中通过所述第二检测器和所述控制电路的第二反馈控制来减少在第二操作模式中操作时响应于天线的过载状态的、所述末级晶体管的输出电极的输出电压的增加。

19.根据权利要求18的RF功率放大器，其中所述末级放大器级的末级晶体管是LDMOS晶体管和异质双极晶体管的任一个。