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WO2024100911A1 - 制御装置、制御方法および空気調和機 - Google Patents

制御装置、制御方法および空気調和機 Download PDF

Info

Publication number
WO2024100911A1
WO2024100911A1 PCT/JP2023/004308 JP2023004308W WO2024100911A1 WO 2024100911 A1 WO2024100911 A1 WO 2024100911A1 JP 2023004308 W JP2023004308 W JP 2023004308W WO 2024100911 A1 WO2024100911 A1 WO 2024100911A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
motor
current value
axis current
angular velocity
estimated
Prior art date
Application number
PCT/JP2023/004308
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
真一 小宮
謙一 相場
健志 清水
Original Assignee
三菱重工サーマルシステムズ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 filed Critical 三菱重工サーマルシステムズ株式会社
Priority to AU2023375902A priority Critical patent/AU2023375902A1/en
Publication of WO2024100911A1 publication Critical patent/WO2024100911A1/ja

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters

Definitions

  • This disclosure relates to a control device, a control method, and an air conditioner.
  • This application claims priority to Japanese Patent Application No. 2022-178328, filed on November 7, 2022, the contents of which are incorporated herein by reference.
  • Patent Documents 1 and 2 describe a control device that controls a motor using the motor speed and rotational position (rotational angle) estimated based on the value of the current flowing through the motor.
  • Patent Document 2 also contains the following description of harmonic components generated by an interior permanent magnet synchronous motor (IPMSM (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor)) that rotates using magnet torque and reluctance torque. That is, Patent Document 2 states that "the rotor magnetic flux, which includes spatial harmonics, does not excite even-order harmonics due to the point symmetry of the waveform. Also, since there are no 3n-order harmonic components in a three-phase connection, the harmonic components of the rotor magnetic flux are 6n ⁇ 1 order components.
  • IPMSM Internal Permanent Magnet synchronous motor
  • Patent Document 3 also contains the following statement regarding the harmonic components of reluctance torque ripple: "As is well known to those skilled in the art, in a synchronous motor that generates reluctance torque, the main components of the spatially dependent reluctance torque ripple are 6th and 12th order components" (paragraph 0041 of Patent Document 3).
  • Patent Documents 1 and 2 have the problem that, when estimating the motor speed and rotational position, they may be affected by the above-mentioned harmonic components generated in the motor, and therefore there are cases where it is desirable to further improve the estimation accuracy of the motor speed and rotational position.
  • the present disclosure has been made to solve the above problems, and aims to provide a control device, control method, and air conditioner that can accurately estimate the rotational position and speed of a motor.
  • the control device is a control device that controls an inverter that AC drives a motor that rotates using magnet torque and reluctance torque, and when estimating the mechanical angular velocity and position of the rotor of the motor based on the d-axis current value and q-axis current value flowing through the motor and the number of pole pairs of the motor, it estimates the mechanical angular velocity and the position by removing 6n-th order (n includes 1, 2, and natural numbers greater than or equal to 0 and greater than or equal to 3) harmonic components of the value obtained by multiplying the mechanical angular velocity by the number of pole pairs from the d-axis current value and the q-axis current value or the estimated angular velocity of the rotor, and then controls the inverter using the estimated mechanical angular velocity and the position.
  • 6n-th order includes 1, 2, and natural numbers greater than or equal to 0 and greater than or equal to 3
  • the control method is a control method for controlling an inverter that AC drives a motor that rotates using magnet torque and reluctance torque, and when estimating the mechanical angular velocity and position of the rotor of the motor based on the d-axis current value and q-axis current value flowing through the motor and the number of pole pairs of the motor, the method estimates the mechanical angular velocity and the position by removing 6n-th order (n includes 1, 2, and natural numbers from 0 to 3) harmonic components, which include at least the 6th and 12th orders, of the value obtained by multiplying the mechanical angular velocity by the number of pole pairs from the d-axis current value and the q-axis current value or the estimated angular velocity of the rotor, and controls the inverter using the estimated mechanical angular velocity and position.
  • 6n-th order includes 1, 2, and natural numbers from 0 to 3
  • the air conditioner according to the present disclosure includes a compressor, a motor that uses magnet torque and reluctance torque to drive the compressor, an inverter that drives the motor with AC, and a control device that controls the inverter.
  • the control device estimates the mechanical angular velocity and position by removing 6n-th order (n includes 1, 2, and natural numbers from 0 to 3) harmonic components, which include at least the 6th and 12th orders, of the value obtained by multiplying the mechanical angular velocity by the number of pole pairs from the d-axis current value and the q-axis current value or the estimated angular velocity of the rotor, and controls the inverter using the estimated mechanical angular velocity and position.
  • control device control method, and air conditioner disclosed herein enable the motor's rotational position and speed to be estimated with high accuracy.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example configuration of a motor control device according to a first embodiment of the present disclosure
  • 3 is a block diagram showing a configuration example of a speed/position estimation unit according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 13 is a block diagram showing another configuration example of the speed/position estimation unit according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 4A to 4C are schematic diagrams for explaining an example of estimating a velocity and a position according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing a configuration example of a normalized torque pattern table according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a relationship between a rotor rotation angle and a plurality of coefficient values in a normalized torque pattern table according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 11 is a block diagram showing an example configuration of a motor control device according to a second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 13 is a schematic diagram for explaining a configuration example of a motor control device according to a second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram illustrating a configuration of a computer according to at least one embodiment.
  • Fig. 1 is a block diagram showing an example of the configuration of a motor control device according to a first embodiment of the present disclosure.
  • Fig. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of a speed/position estimator according to a first embodiment of the present disclosure.
  • Fig. 3 is a block diagram showing another example of the configuration of a speed/position estimator according to a first embodiment of the present disclosure.
  • Fig. 4 is a schematic diagram for explaining an example of speed and position estimation according to a first embodiment of the present disclosure.
  • Fig. 1 is a block diagram showing an example of the configuration of a motor control device according to a first embodiment of the present disclosure.
  • Fig. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of a speed/position estimator according to a first embodiment of the present disclosure.
  • Fig. 3 is a block diagram showing another example of the configuration of a speed/position estimator according to a first embodiment of the present disclosure.
  • Fig. 4 is a schematic diagram for explaining
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing an example of the configuration of a normalized torque pattern table according to a first embodiment of the present disclosure.
  • Fig. 6 is a diagram showing an example of the relationship between the rotor rotation angle and a plurality of coefficient values in a normalized torque pattern table according to a first embodiment of the present disclosure.
  • Fig. 7 is a block diagram showing an example of the configuration of a motor control device according to a second embodiment of the present disclosure.
  • Fig. 8 is a schematic diagram for explaining an example of the configuration of a motor control device according to a second embodiment of the present disclosure.
  • Fig. 9 is a schematic block diagram showing the configuration of a computer according to at least one embodiment. Note that the same or corresponding configurations in each figure are designated by the same reference numerals and the description will be omitted as appropriate.
  • FIG. 1 shows a configuration example of a control device 1 according to a first embodiment of the present disclosure.
  • the control device 1 is a control device that controls an inverter 4 that drives an AC motor 2 that rotates a compressor 5 included in an air conditioner 100.
  • the motor 2 is, for example, an IPMSM that rotates using magnet torque and reluctance torque.
  • the inverter 4 uses an AC power source 3 as a power source and supplies power to the motor 2.
  • a current sensor 10 detects a current value passed from the inverter 4 to the motor 2.
  • the air conditioner 100 includes a control device 1, a motor 2, an inverter 4, and a current sensor 10.
  • the control device 1 includes, for example, a computer such as a microcomputer, and peripheral devices and peripheral circuits of the computer.
  • the control device 1 includes a subtraction unit 14, a speed control unit 20, a load torque compensation unit 13, a speed/position estimation unit 11, a two-phase/three-phase conversion unit 21, and a three-phase/two-phase conversion unit 22 as a functional configuration configured by a combination of hardware such as a computer and software such as a program executed by the computer.
  • the speed control unit 20 includes a speed PI control unit (speed proportional integral control unit) 12 , an adder 15 , a current conversion unit 16 , a subtractor 17 , and a current PI control unit 18 .
  • the control device is not limited to the example shown in FIG. 1, and may be, for example, a control device that controls a motor that rotates using magnet torque and reluctance torque.
  • the motor 2 is not limited to one that drives the compressor 5, and the motor 2 is not limited to one that is provided in an air conditioner.
  • FIG. 1 shows the main components related to the control of the rotation speed of the motor 2 by the control device 1, and some other components within the air conditioner 100 or control device 1, such as the refrigerant circuit, fan, and components related to temperature control and humidity control, are not shown.
  • the three-phase/two-phase converter 22 receives the three-phase current value I detected by the current sensor 10 and the rotational position (rotational angle) ⁇ es of the rotor of the motor 2 estimated by the speed/position estimator 11, converts the three-phase current value I detected by the current sensor 10 into a d-axis current value id and a q-axis current value iq of two phases of the d-axis and q-axis, and outputs the converted current.
  • the current sensor 10 detects, for example, a phase current flowing through the motor 2. However, the configuration of the current sensor 10 is not limited to this.
  • the current sensor 10 may be configured to detect currents flowing through a plurality of switching elements included in the inverter 4 and calculate the phase currents.
  • the two-phase/three-phase converter 21 receives the rotational position ⁇ es and the two-phase d-axis and q-axis d-axis command voltage value vd* and q-axis command voltage value vq* output by the current PI controller 18, converts them into a three-phase voltage value V, and outputs the three-phase voltage value V to the inverter 4.
  • the inverter 4 controls a plurality of switching elements (not shown) included in the inverter based on the three-phase voltage value V output by the two-phase/three-phase converter 21.
  • the speed/position estimation unit 11 inputs the two-phase d-axis voltage value vd and q-axis voltage value vq output by the current PI control unit 18 and the two-phase d-axis current value id and q-axis current value iq output by the three-phase/two-phase conversion unit 22, and estimates the rotational position ⁇ es and rotational speed (mechanical angular velocity) ⁇ mes of the rotor of the motor 2 based on the two-phase d-axis current value id and q-axis current value iq and the number of pole pairs Np of the motor 2.
  • FIG. 2 shows an example of the configuration of the speed/position estimation unit 11.
  • the speed/position estimation unit 11 includes an adjustment model 111, a speed estimation unit 112, an integrator 113, a divider 114, and a harmonic component removal unit 115.
  • the adjustment model 111 uses a data model of the motor 2 to calculate the model q-axis current value iq ⁇ and the model d-axis current value id ⁇ based on the q-axis current value iq and the d-axis current value id, and the rotor estimated speed (electrical angular velocity (hereinafter also simply referred to as angular velocity)) ⁇ es in the previous clock cycle.
  • angular velocity electric angular velocity
  • a typical data model is as shown in the following equation.
  • R is the winding resistance
  • Ld is the d-axis inductance
  • Lq is the q-axis inductance
  • Ke the induced voltage constant
  • model q-axis current value iq ⁇ and the model d-axis current value id ⁇ are calculated by solving this differential equation using a numerical calculation method such as Runge-Kutta.
  • the speed estimation unit 112 receives the model q-axis current value iq ⁇ and the model d-axis current value id ⁇ , as well as the q-axis current value iq and the d-axis current value id after a predetermined harmonic component has been removed by the harmonic component removal unit 115 described below, calculates the evaluation function Err shown in the following equation according to Popov's theory of ultrastability, and determines the rotor estimated speed ⁇ es by PI control of this evaluation function Err. Note that there are various ways to determine the evaluation function Err, and this is not limited to this example.
  • L is the inductance
  • Kp is the proportional constant
  • Ki is the integral constant
  • the rotor estimated speed ⁇ es obtained by the speed estimation unit 112 is integrated by the integrator 113 to obtain the rotor estimated position ⁇ es.
  • the rotor estimated position ⁇ es in the next clock cycle supplied to the two-phase/three-phase conversion unit 21 is generated by applying a correction corresponding to the rotor estimated speed ⁇ es to the rotor estimated position ⁇ es obtained here.
  • the harmonic component removal unit 115 In a motor that rotates using magnet torque and reluctance torque, such as an IPMSM, the 5th and 7th distortion components of the induced voltage become 6th distortion on the dq axis, and similarly, the 6n-1st and 6n+1st distortion components become 6nth distortion on the dq axis. In addition, the 5th and 7th distortion components of the inductance become 12th distortion on the dq axis, and the 6n-1st and 6m+1st distortion components become 12nth distortion on the dq axis.
  • the influence of distortion appears in the model q-axis current value iq ⁇ and the model d-axis current value id ⁇ at 6th, 12th, ..., 6nth order (n is a natural number).
  • n is a natural number.
  • the order here is an electrical angle, so for a motor with Np pole pairs, the order is 6n, or 6Np x n, which is the rotation speed (mechanical angular velocity) multiplied by the pole pair number Np.
  • the 6Np x n estimated speed fluctuation in the rotation speed appears as an error, so by removing the 6Np x n estimated speed fluctuation in the rotation speed (mechanical angular velocity) from the estimated speed fluctuation, the error in the estimated speed fluctuation can be reduced for motors with large distortion.
  • the harmonic component removal unit 115 of this embodiment removes 6n-order harmonic components, including at least the 6th and 12th orders, of the mechanical angular velocity multiplied by the number of pole pairs, from the d-axis current value id and the q-axis current value iq input to the speed/position estimation unit 11.
  • Any means such as a resonant notch filter or Fourier transform, can be used to remove a specific frequency.
  • the harmonic components may be removed using an LPF (low pass filter).
  • the value of the coefficient k can be set, for example, according to the frequency corresponding to the desired response speed in speed control.
  • n the value of n to include 1 and 2, that is, the 6th and 12th orders.
  • the harmonic component removal unit 115 it is desirable for the harmonic component removal unit 115 to remove 6n-th order (n includes 1 and 2, and natural numbers 0 to 3 (in this case, n includes at least 1 and 2, does not include a natural number 3 or greater (in the case of 0), or includes one or more natural numbers 3 or greater) harmonic components, which include at least the 6th and 12th orders of the mechanical angular velocity multiplied by the number of pole pairs, from the d-axis current value id and the q-axis current value iq input to the speed/position estimation unit 11.
  • speed/position estimation may not be possible if harmonic components are removed from the d-axis current value id and q-axis current value iq.
  • the d-axis current value id and q-axis current value iq output by the three-phase/two-phase converter 22 are not removed from the speed estimator 112 of the speed/position estimator 11a (corresponding to the speed/position estimator 11 in Figure 2), and are input as is to the speed estimator 112. Then, the 6Np x n-th harmonic component of the rotation speed is removed from the output of the estimated speed ⁇ es by the harmonic component remover 115a.
  • the error in the estimated speed fluctuation can be reduced in motors with large distortion.
  • the estimated speed ⁇ es output by the speed estimator 112 is input to the harmonic component remover 115a, and the output of the harmonic component remover 115a is input to the divider 114.
  • the output of the harmonic component remover 115a may be input to the integrator 113 or the adjustment model 111.
  • the divider 114 also calculates the rotor speed (mechanical angular speed) ⁇ mes of the motor 2 by dividing the estimated rotor speed ⁇ es by the number of pole pairs Np of the motor 2.
  • the speed/position estimation unit 11 can estimate the speed using, for example, the motor constant and induced voltage in addition to the d-axis current value id and the q-axis current value iq.
  • the inductance and induced voltage waveform of the motor 2 can be determined on the assumption that they are sinusoidal waves.
  • FIG. 4 shows the definition of the axes used in the estimation. The coordinates according to the estimated position are the ⁇ axes, while the coordinates according to the actual position are the dq axes. The difference between the actual position and the estimated position is ⁇ .
  • the adjustment model 111 calculates the model q-axis current value iq ⁇ and the model d-axis current value id ⁇ using the data model of the motor 2 shown in equation (1) based on the q-axis current value iq and the d-axis current value id, and the rotor estimated speed ⁇ es in the previous clock cycle.
  • the speed estimation unit 112 uses an evaluation function Err related to the error ⁇ between the actual position and the estimated position to obtain the estimated speed ⁇ es by PI control (Kp ⁇ Err+ ⁇ Ki ⁇ Err). If ⁇ is positive, the estimated position lags behind the actual position, so the estimated speed is increased, and conversely, if it is negative, the estimated speed is decreased. This causes the evaluation function Err to converge to 0.
  • the subtraction unit 14 subtracts the rotation speed ⁇ mes from the rotation speed (mechanical angular velocity) command value ⁇ m*, calculates the deviation ⁇ m, and outputs it to the speed PI control unit 12.
  • the speed PI control unit 12 calculates an average torque command value, which is the average value of the output torque command value of the motor 2 for reducing the deviation ⁇ m by proportional-integral action with respect to the deviation ⁇ m, and outputs it to the adding unit 15 and the load torque compensation unit 13. In this case, the speed PI control unit 12 calculates and outputs the average output torque command value according to the deviation ⁇ m between the rotation speed ⁇ mes of the motor 2 and the rotation speed command value ⁇ m*.
  • the load torque compensation unit 13 includes a normalized torque pattern table 131, and receives the average torque command value output by the speed PI control unit 12 and the rotational position ⁇ es output by the speed/position estimation unit 11. Using the normalized torque pattern table 131, the load torque compensation unit 13 calculates a compensation torque value and outputs it to the addition unit 15.
  • the compensation torque value is a torque value for compensating for fluctuations in the load torque of the motor 2 during one rotation of the motor 2.
  • the normalized torque pattern table 131 is a table that defines a normalized torque pattern, which is a pattern of multiple coefficient values that change according to the rotational position (rotational angle) ⁇ es of the motor 2.
  • the motor 2 drives a compressor 5, such as a rotary compressor.
  • a rotary compressor changes in refrigerant gas pressure occur during each of the suction, compression, and discharge strokes during one rotation, resulting in steady load torque fluctuations. Therefore, in this embodiment, the motor speed fluctuations are suppressed by compensating the output torque command according to the estimated rotor position using the product of the average torque and the normalized torque pattern.
  • the load torque compensation unit 13 determines a coefficient value according to the rotational position (rotational angle) ⁇ es of the motor 2 based on the normalized torque pattern table 131, and calculates a compensation torque value by multiplying the average torque command value by the determined coefficient value.
  • the compensation torque value and the coefficient value are positive, negative, or zero.
  • the compensation torque value is a value that compensates for the load torque fluctuation during one rotation, and the average value of the output torque command value for one rotation compensated by the compensation torque value is required to match the average torque command value.
  • the total value of the compensation torque value for one rotation is required to be zero.
  • the total value of the coefficient values that configure (define) the normalized torque pattern for one rotation is also required to be zero.
  • FIG. 5 shows an example of the configuration of the normalized torque pattern table 131.
  • FIG. 6 also shows an example of the relationship between the rotor rotation angle and multiple coefficient values, with the horizontal axis representing the rotor rotation angle [deg] and the vertical axis representing the coefficient value [%].
  • the normalized torque pattern table 131 divides one rotation (360 degrees) into 12 sections, each section being 30 degrees apart, and sets a coefficient value y(n1)(m1) for each section.
  • n1 represents the number of adjustments made when adjusting the normalized torque pattern table 131 to reduce speed fluctuations.
  • a pattern consisting of the coefficient values y(n1)(m1) is called a normalized torque pattern y(n1).
  • the coefficient values y(n1)(m1) are set so that the total value for one rotation is zero.
  • the number of divisions of the rotational position in the normalized torque pattern table 131 i.e., the number of divisions of the phase axis
  • the phase axis of the normalized torque pattern is divided up to 2 x lcm(1, ..., k) x ndiv.
  • 2 represents a coefficient based on the sampling theorem.
  • lcm(1, ..., k) represents the least common multiple of the natural numbers from 1 to k.
  • ndiv is an arbitrary natural number. This makes it possible to express torque fluctuations including harmonics up to the kth order. For example, when reducing the 1st to 3rd order components, when ndiv is 1, the number of divisions is 2 x 6 x 1, or 12 divisions.
  • the adder 15 adds the average torque command value output by the speed PI control unit 12 and the compensation torque value output by the load torque compensation unit 13 to calculate the output torque command value, and outputs it to the current conversion unit 16.
  • the current conversion unit 16 inputs the output torque command value output by the addition unit 15, converts the output torque command value into a current, calculates the d-axis command current value id* and the q-axis command current value iq*, and outputs them to the subtraction unit 17.
  • the subtraction unit 17 inputs the d-axis command current value id*, the q-axis command current value iq*, and the d-axis current value id and the q-axis current value iq, subtracts the d-axis current value id and the q-axis current value iq from the d-axis command current value id* and the q-axis command current value iq*, respectively, calculates the deviations of the d-axis component and the q-axis component between the command value and the motor current value, and outputs them to the current PI control unit 18.
  • the current PI control unit 18 calculates the d-axis command voltage value vd* and the q-axis command voltage value vq* to reduce each deviation output by the subtraction unit 17 through proportional-integral operation, and outputs them to the 2-phase/3-phase conversion unit 21 and the speed/position estimation unit 11.
  • FIG. 7 shows a configuration example of the control device 1a and the inverter 4a according to the second embodiment of the present disclosure.
  • the control device 1a is different from the control device 1 of the first embodiment in that it newly includes a harmonic component removal unit 23a.
  • the other configurations of the control device 1 and the control device 1a are the same.
  • the inverter 4a in an air conditioner 100a corresponding to the air conditioner 100 of FIG. 1, the inverter 4a includes a configuration corresponding to the current sensor 10 shown in FIG. 1 as a current sensor 10a, and the phase current of the motor 2 is calculated based on the result of the current sensor 10a detecting the DC current on the input side of the inverter 4a.
  • the current sensor 10a detects each phase current with a shifted timing in synchronization with the on/off timing of a predetermined switching element. Due to this difference in timing, a 3m-th harmonic component of the estimated speed (electrical angular velocity) is generated in the detected current (m is a natural number). Note that it is desirable that m includes at least 1. Therefore, in this embodiment, the harmonic component removing unit 23a removes 3m-th order (m includes 1 and natural numbers of 0 to 2 or more) harmonic components of the value obtained by multiplying the mechanical angular velocity ⁇ mes by the number of pole pairs Np from the d-axis current value and the q-axis current value input to the speed/position estimating unit 11.
  • the control device 1a removes 6n-th order (n includes 1 and 2 and natural numbers of 0 to 3 or more) harmonic components including at least the 6th and 12th orders of the value obtained by multiplying the mechanical angular velocity ⁇ mes of the rotor of the motor 2 by the number of pole pairs Np from the d-axis current value and the q-axis current value, and 3m-th order (m includes 1 and natural numbers of 0 to 2 or more) harmonic components of the value obtained by multiplying the mechanical angular velocity ⁇ mes by the number of pole pairs Np from the d-axis current value and the q-axis current value.
  • the variables n and m may be the same or different.
  • the harmonic component removal section 23a and the harmonic component removal section 115 may be integrated into one body.
  • control device 1a and inverter 4a shown in FIG. 7 correspond to the control device 1 and inverter 4 shown in FIG. 1, respectively.
  • the combination of the current sensor 10a and current detection unit 43 shown in FIG. 7 corresponds to the current sensor 10 shown in FIG. 1.
  • the harmonic component removal unit 23a the other configurations are basically the same in the first and second embodiments.
  • the inverter device 4a includes a three-phase PWM (pulse width modulation) inverter main circuit 41, a rectifier circuit 42 that converts AC power supplied from the AC power source 3 into DC power, a current sensor 10a through which current flows back to the main circuit 41 via the motor 2, a current detection unit 43, and a three-phase PWM waveform generation unit 44.
  • PWM pulse width modulation
  • the main circuit 41 is connected to the power supply 3 via a rectifier circuit 42, and includes a U-phase circuit 12U, a V-phase circuit 12V, and a W-phase circuit 12W.
  • the U-phase circuit 12U includes an upper arm switching element PU and a lower arm switching element NU
  • the V-phase circuit 12V includes an upper arm switching element PV and a lower arm switching element NV
  • the W-phase circuit 12W includes an upper arm switching element PW and a lower arm switching element NW.
  • the upper arm switching elements and lower arm switching elements in each circuit are connected in series with each other.
  • the output of each circuit is connected to a three-phase motor 2 that includes U-phase, V-phase, and W-phase coils (not shown).
  • the three-phase PWM waveform generator 44 generates a three-phase PWM waveform to be provided to the main circuit 41 based on the three-phase voltage value V from the two-phase/three-phase converter 21.
  • the current detection unit 43 calculates the current values of the U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw of the motor 2 based on the detection results of the current sensor 10a and the combination of the ON/OFF timing of each of the upper arm switching elements PU to PW and the lower arm switching elements NU to NW shown in FIG. 8.
  • the three-phase current I calculated (detected) by the current detection unit 43 is output to the three-phase/two-phase conversion unit 22.
  • the motor current is detected by detecting the current flowing through the DC bus of the inverter.
  • the current flowing through the current sensor 10a sometimes coincides with the phase current of the motor 2, so the current detection unit 43 detects each phase current of the motor 2 by reading it in synchronization with the three-phase PWM signal.
  • the timing of detecting the three-phase motor current changes and is not simultaneous for all three phases, so the current has an error including the ripple component due to the PWM.
  • the estimated speed fluctuation has an error of 3mth order in electrical angle (m includes 1 and natural numbers 0 to 2).
  • the harmonic component removal unit 23a removes 3m-th order (m includes 1 and natural numbers of 0 to 2 or more) harmonic components obtained by multiplying the mechanical angular velocity ⁇ mes of the rotor of the motor 2 by the number of pole pairs Np from the d-axis current value and q-axis current value input to the speed/position estimation unit 11.
  • FIG. 9 illustrates a computer configuration according to at least one embodiment.
  • the computer 90 comprises a processor 91 , a main memory 92 , a storage 93 , and an interface 94 .
  • the above-mentioned control devices 1 and 1a are implemented in a computer 90.
  • the operations of the above-mentioned processing units are stored in the form of a program in a storage 93.
  • the processor 91 reads the program from the storage 93, loads it in the main memory 92, and executes the above-mentioned processing in accordance with the program.
  • the processor 91 also secures storage areas in the main memory 92 corresponding to the above-mentioned storage units in accordance with the program.
  • the program may be for realizing some of the functions to be performed by the computer 90.
  • the program may be for realizing the functions by combining with other programs already stored in the storage, or by combining with other programs implemented in other devices.
  • the computer may include a custom LSI (Large Scale Integrated Circuit) such as a PLD (Programmable Logic Device) in addition to or instead of the above configuration.
  • PLDs include PAL (Programmable Array Logic), GAL (Generic Array Logic), CPLD (Complex Programmable Logic Device), FPGA (Field Programmable Gate Array), etc.
  • PLDs Programmable Logic Device
  • PAL Programmable Array Logic
  • GAL Generic Array Logic
  • CPLD Complex Programmable Logic Device
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • storage 93 examples include HDD (Hard Disk Drive), SSD (Solid State Drive), magnetic disk, magneto-optical disk, CD-ROM (Compact Disc Read Only Memory), DVD-ROM (Digital Versatile Disc Read Only Memory), semiconductor memory, etc.
  • Storage 93 may be internal media directly connected to the bus of computer 90, or may be external media connected to computer 90 via interface 94 or a communication line.
  • computer 90 that receives the program may expand the program into main memory 92 and execute the above-mentioned processing.
  • storage 93 is a non-transitory tangible storage medium.
  • control devices 1 and 1a described in each embodiment can be understood, for example, as follows.
  • the control device 1 and 1a is a control device 1 and 1a that controls an inverter 4, 4a that AC drives a motor 2 that rotates using magnet torque and reluctance torque, and when estimating the mechanical angular velocity and position of the rotor of the motor based on the d-axis current value and q-axis current value flowing through the motor and the number of pole pairs Np of the motor, the control device removes 6n-th order (n includes 1, 2, and natural numbers 0 to 3) harmonic components including at least the 6th and 12th orders of the value obtained by multiplying the mechanical angular velocity by the number of pole pairs from the d-axis current value and the q-axis current value or the estimated angular velocity of the rotor, estimates the mechanical angular velocity and the position, and controls the inverter using the estimated mechanical angular velocity and the position.
  • the rotational position and speed of the motor can be accurately estimated.
  • the control device 1a according to the second aspect is the control device 1a according to (1), in which the d-axis current value and the q-axis current value are calculated based on the detection result of the DC current on the input side of the inverter, and 3mth order (m includes 1 and natural numbers of 0 or more and 2 or more) harmonic components of the value obtained by multiplying the mechanical angular velocity by the number of pole pairs are further removed from the d-axis current value and the q-axis current value. According to this aspect, it is possible to remove harmonic components that occur due to current detection.
  • control device control method, and air conditioner disclosed herein enable the motor's rotational position and speed to be estimated with high accuracy.

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Abstract

制御装置は、マグネットトルクとリラクタンストルクを用いて回転するモータを交流駆動するインバータを制御する制御装置であって、モータに流れるｄ軸電流値およびｑ軸電流値とモータの極対数とに基づき、モータのロータの機械角速度と位置とを推定する際に、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値または推定したロータの角速度から、機械角速度に極対数を乗じた値の６次および１２次を少なくとも含む６ｎ次（ｎは１および２と、０個以上の３以上の自然数を含む）の高調波成分を除去して、機械角速度と位置とを推定し、推定した機械角速度と位置とを利用してインバータを制御する。

Description

制御装置、制御方法および空気調和機
　本開示は、制御装置、制御方法および空気調和機に関する。本願は、２０２２年１１月７日に、日本に出願された特願２０２２－１７８３２８号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　例えば特許文献１および特許文献２には、モータに流れる電流値に基づいて推定したモータの速度と回転位置（回転角度）を利用してモータを制御する制御装置が記載されている。
　また、特許文献２には、マグネットトルクとリラクタンストルクを用いて回転する埋込磁石型同期型モータ（ＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ））で発生する高調波成分について次の記載がある。すなわち、特許文献２には、「空間高調波を含む回転子磁束は波形の点対称性により偶数次の高調波が励起されない。また、三相結線において３ｎ次の高調波成分が存在しないことから、回転子磁束が持つ高調波成分は６ｎプラスマイナス１次成分となる。実験的にモータ（ＩＰＭＳＭ）６は６プラスマイナス１次、１２プラスマイナス１次の高調波成分を主成分として持つことが知られており、ｄｑ軸に座標変換すると、６プラスマイナス１次は６次に、１２プラスマイナス１次は１２次となる。」との記載がある（特許文献２の段落００４６）。
　また、特許文献３には、リラクタンストルクリプルの高調波成分について次の記載がある。すなわち、特許文献３には、「当業者は周知のように、リラクタンストルクを発生する同期電動機においては、空間依存リラクタンストルクリプルの主成分は６次、１２次成分である。」との記載がある（特許文献３の段落００４１）。
特開２００８－２４５５０６号公報 特開２０２１－１３６８０６号公報 特開２０２１－１２１１６３号公報
　特許文献１および特許文献２に記載されている制御装置においては、モータの速度と回転位置を推定する際に、モータにおいて発生する上述したような高調波成分の影響を受ける場合があることから、モータの速度と回転位置の推定精度のさらなる向上が望まれる場合があるという課題があった。
　本開示は、上記課題を解決するためになされたものであって、モータの回転位置と速度を精度よく推定することができる制御装置、制御方法および空気調和機を提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、本開示に係る制御装置は、マグネットトルクとリラクタンストルクを用いて回転するモータを交流駆動するインバータを制御する制御装置であって、前記モータに流れるｄ軸電流値およびｑ軸電流値と前記モータの極対数とに基づき、前記モータのロータの機械角速度と位置とを推定する際に、前記ｄ軸電流値および前記ｑ軸電流値または推定した前記ロータの角速度から、前記機械角速度に前記極対数を乗じた値の６次および１２次を少なくとも含む６ｎ次（ｎは１および２と、０個以上の３以上の自然数を含む）の高調波成分を除去して、前記機械角速度と前記位置とを推定し、推定した前記機械角速度と前記位置とを利用して前記インバータを制御する。
　本開示に係る制御方法は、マグネットトルクとリラクタンストルクを用いて回転するモータを交流駆動するインバータを制御する制御方法であって、前記モータに流れるｄ軸電流値およびｑ軸電流値と前記モータの極対数とに基づき、前記モータのロータの機械角速度と位置とを推定する際に、前記ｄ軸電流値および前記ｑ軸電流値または推定した前記ロータの角速度から、前記機械角速度に前記極対数を乗じた値の６次および１２次を少なくとも含む６ｎ次（ｎは１および２と、０個以上の３以上の自然数を含む）の高調波成分を除去して、前記機械角速度と前記位置とを推定し、推定した前記機械角速度と前記位置とを利用して前記インバータを制御する。
　本開示に係る空気調和機は、圧縮機と、マグネットトルクとリラクタンストルクを用いて前記圧縮機を回転駆動するモータと、前記モータを交流駆動するインバータと、前記インバータを制御する制御装置と、を備え、前記制御装置は、前記モータに流れるｄ軸電流値およびｑ軸電流値と前記モータの極対数とに基づき、前記モータのロータの機械角速度と位置とを推定する際に、前記ｄ軸電流値および前記ｑ軸電流値または推定した前記ロータの角速度から、前記機械角速度に前記極対数を乗じた値の６次および１２次を少なくとも含む６ｎ次（ｎは１および２と、０個以上の３以上の自然数を含む）の高調波成分を除去して、前記機械角速度と前記位置とを推定し、推定した前記機械角速度と前記位置をと利用して前記インバータを制御する。
　本開示の制御装置、制御方法および空気調和機によれば、モータの回転位置と速度を精度よく推定することができる。
本開示の第１実施形態に係るモータの制御装置の構成例を示すブロック図である。 本開示の第１実施形態に係る速度・位置推定部の構成例を示すブロック図である。 本開示の第１実施形態に係る速度・位置推定部の他の構成例を示すブロック図である。 本開示の第１実施形態に係る速度および位置の推定例を説明するための模式図である。 本開示の第１実施形態に係る正規化トルクパターンテーブルの構成例を示す模式図である。 本開示の第１実施形態に係る正規化トルクパターンテーブルにおけるロータ回転角度と複数の係数値との関係の一例を示す図である。 本開示の第２実施形態に係るモータの制御装置の構成例を示すブロック図である。 本開示の第２実施形態に係るモータの制御装置の構成例を説明するための模式図である。 少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す概略ブロック図である。
　以下、本開示の実施形態に係る制御装置、制御方法および空気調和機について、図１～図９を参照して説明する。図１は、本開示の第１実施形態に係るモータの制御装置の構成例を示すブロック図である。図２は、本開示の第１実施形態に係る速度・位置推定部の構成例を示すブロック図である。図３は、本開示の第１実施形態に係る速度・位置推定部の他の構成例を示すブロック図である。図４は、本開示の第１実施形態に係る速度および位置の推定例を説明するための模式図である。図５は、本開示の第１実施形態に係る正規化トルクパターンテーブルの構成例を示す模式図である。図６は、本開示の第１実施形態に係る正規化トルクパターンテーブルにおけるロータ回転角度と複数の係数値との関係の一例を示す図である。図７は、本開示の第２実施形態に係るモータの制御装置の構成例を示すブロック図である。図８は、本開示の第２実施形態に係るモータの制御装置の構成例を説明するための模式図である。図９は、少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す概略ブロック図である。なお、各図において同一または対応する構成には同一の符号を用いて説明を適宜省略する。
＜第１実施形態＞
　図１は、本開示の第１実施形態に係る制御装置１の構成例を示す。制御装置１は、空気調和機１００が備える圧縮機５を回転駆動するモータ２を交流駆動するインバータ４を制御する制御装置である。モータ２は、例えば、マグネットトルクとリラクタンストルクを用いて回転するＩＰＭＳＭである。インバータ４は、交流電源３を電源として、モータ２へ電力を供給する。電流センサ１０は、インバータ４からモータ２に通電される電流値を検出する。図１に示す例では、空気調和機１００は、制御装置１、モータ２、インバータ４、および、電流センサ１０を備える。制御装置１は、例えばマイクロコンピュータ等のコンピュータと、そのコンピュータの周辺装置、周辺回路等とを備える。そして、制御装置１は、コンピュータ等のハードウェアと、そのコンピュータが実行するプログラム等のソフトウェアとの組み合わせ等から構成される機能的構成として、減算部１４、速度制御部２０、負荷トルク補償部１３、速度・位置推定部１１、２相／３相変換部２１、および３相／２相変換部２２を備える。速度制御部２０は、速度ＰＩ制御部（速度比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御部）１２と、加算部１５と、電流変換部１６と、減算部１７と、電流ＰＩ制御部１８とを備える。
　なお、本実施形態に係る制御装置は、図１に示す例に限定されず、例えばマグネットトルクとリラクタンストルクを用いて回転するモータを制御する制御装置であればよい。また、モータ２は圧縮機５を駆動するものに限定されず、また、モータ２は空気調和機が備えるものに限定されない。なお、図１は、制御装置１によるモータ２の回転数制御に係る主な構成を示したものであり、例えば、冷媒回路、ファン、温度制御や湿度制御に係る構成等、空気調和機１００または制御装置１内の他の一部の構成については図示を省略している。
（制御装置の構成）
　３相／２相変換部２２は、電流センサ１０が検出した３相電流値Ｉと速度・位置推定部１１が推定したモータ２のロータの回転位置（回転角度）θｅｓとを入力し、電流センサ１０が検出した３相電流値Ｉをｄ軸およびｑ軸の２相のｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑに変換して出力する。電流センサ１０は、例えばモータ２に流れる相電流を検知する。ただし、電流センサ１０の構成はこれに限定されない。例えば、インバータ４が備える複数のスイッチング素子に流れる電流を検知し、相電流を算出する構成等とすることができる。２相／３相変換部２１は、回転位置θｅｓと電流ＰＩ制御部１８が出力したｄ軸およびｑ軸の２相のｄ軸指令電圧値ｖｄ＊およびｑ軸指令電圧値ｖｑ＊とを入力し、３相電圧値Ｖに変換してインバータ４へ出力する。なお、インバータ４は、２相／３相変換部２１が出力した３相電圧値Ｖに基づいてインバータが備える図示してない複数のスイッチング素子を制御する。
　速度・位置推定部１１は、電流ＰＩ制御部１８が出力した２相のｄ軸電圧値ｖｄおよびｑ軸電圧値ｖｑと、３相／２相変換部２２が出力した２相のｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑとを入力し、２相のｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑと、モータ２の極対数Ｎｐとに基づきモータ２のロータの回転位置θｅｓと回転数（機械角速度）ωｍｅｓとを推定する。
　図２に、速度・位置推定部１１の構成例を示す。同図において、速度・位置推定部１１は、調整モデル１１１、速度推定部１１２、積分器１１３、除算器１１４および高調波成分除去部１１５を備えている。
　調整モデル１１１では、ｑ軸電流値ｉｑおよびｄ軸電流値ｉｄ、並びに１つ前のクロックサイクルでのロータ推定速度（電気角速度（以下、単に角速度ともいう））ωｅｓに基づき、モータ２のデータモデルを用いて、モデルｑ軸電流値ｉｑ＾およびモデルｄ軸電流値ｉｄ＾を算出する。例えば、典型的なデータモデルを例示すれば、次式の通りである。ここで、Ｒは巻線抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数、ｐは微分演算子（ｐ＝ｄ／ｄｔ）である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　具体的には、この微分方程式をルンゲ・クッタ等の数値計算法を用いて解くことにより、モデルｑ軸電流値ｉｑ＾およびモデルｄ軸電流値ｉｄ＾が算出される。
　また、速度推定部１１２では、モデルｑ軸電流値ｉｑ＾およびモデルｄ軸電流値ｉｄ＾と、後述する高調波成分除去部１１５による所定の高調波成分除去後のｑ軸電流値ｉｑおよびｄ軸電流値ｉｄとを入力し、ポポフの超安定理論に従って、次式に示す評価関数Ｅｒｒを算出し、この評価関数Ｅｒｒに対するＰＩ制御により、ロータ推定速度ωｅｓを求める。なお、評価関数Ｅｒｒの求め方は種々存在し、この例に限定されない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、Ｌはインダクタンス、Ｋｐは比例定数、Ｋｉは積分定数である。
　さらに、速度推定部１１２で求めたロータ推定速度ωｅｓを積分器１１３で積分して、ロータ推定位置θｅｓを得る。なお、２相／３相変換部２１に対して供給される１つ次のクロックサイクルでのロータの推定位置θｅｓは、ここで得られたロータ推定位置θｅｓにロータ推定速度ωｅｓ応じた補正を加えて生成する。
　ここで、高調波成分除去部１１５について説明する。ＩＰＭＳＭのようにマグネットトルクとリラクタンストルクを用いて回転するモータでは、誘起電圧の５次および７次の歪み成分は、ｄｑ軸で６次の歪みとなり、同様に６ｎ－１次および６ｎ＋１次の歪み成分は、ｄｑ軸で６ｎ次の歪みとなる。また、インダクタンスの５次および７次の歪み成分の場合は、ｄｑ軸で１２次の歪みとなり、６ｎ－１次および６ｍ＋１次の歪み成分の場合は、ｄｑ軸で１２ｎ次の歪みとなる。このため、速度・位置推定部１１では、モデルｑ軸電流値ｉｑ＾およびモデルｄ軸電流値ｉｄ＾に、歪みの影響が６次および１２次、…、６ｎ次に現れる（ｎは自然数）。他の推定手法でもｄｑ軸では６ｎ次の変動となるので、同様である。なお、ここでの次数は電気角なので、極対数Ｎｐのモータでは、回転数（機械角速度）に極対数Ｎｐを乗じた値の６ｎ次、すなわち、６Ｎｐ×ｎ次となる。このため、実速度が変動していないにも関わらず、回転数の６Ｎｐ×ｎ次の推定速度変動が誤差として現れるので、回転数（機械角速度）の６Ｎｐ×ｎ次の推定速度変動は推定速度変動から除去することで、歪みの大きいモータは推定速度変動の誤差を低減できる。
　そこで、本実施形態の高調波成分除去部１１５は、速度・位置推定部１１へ入力されたｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑから、機械角速度に極対数を乗じた値の６次および１２次を少なくとも含む６ｎ次の高調波成分を除去する。なお、特定の周波数を除去するには、共振ノッチフィルタやフーリエ変換など手段は問わない。また、速度変動を低減するように調整する場合において、６Ｎｐ×ｎ次が調整対象の回転数のｋ倍より大きい場合はＬＰＦ（ローパスフィルタ）により除去としてもよい。係数ｋの値は、例えば速度制御における所望の応答速度に対応する周波数等に応じて設定することができる。また、これまでの知見から、ｎの値は１および２を含むこと、すなわち、６次および１２次を含むことが望ましい。この場合、高調波成分除去部１１５は、速度・位置推定部１１へ入力されたｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑから、機械角速度に極対数を乗じた値の６次および１２次を少なくとも含む６ｎ次（ｎは１および２と、０個以上の３以上の自然数を含む（この場合、ｎは１と２を少なくとも含み、３以上の自然数を含まなかったり（０個の場合）、３以上の自然数を１個または複数個含んだりする））の高調波成分を除去することが望ましい。
　ただし、速度・位置推定部１１の特性によっては、ｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑから高調波成分を除去すると速度・位置推定ができなくなる場合がある。この場合は、図３に示すように、速度・位置推定部１１ａ（図２の速度・位置推定部１１に対応する構成）の速度推定部１１２には３相／２相変換部２２が出力したｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑから高調波成分を除去せず、そのまま入力する。そして、推定した推定速度ωｅｓの出力から、高調波成分除去部１１５ａにより、回転数の６Ｎｐ×ｎ次の高調波成分を除去する。この構成では、歪みの大きいモータでは推定速度変動の誤差を低減できる。なお、図３に示す構成例では、速度推定部１１２が出力した推定速度ωｅｓを高調波成分除去部１１５ａへ入力し、高調波成分除去部１１５ａの出力を除算器１１４へ入力しているが、例えば、速度推定部１１２が出力した推定速度ωｅｓに代えて高調波成分除去部１１５ａの出力を積分器１１３や調整モデル１１１へ入力するようにしてもよい。
　また、除算器１１４は、ロータ推定速度ωｅｓをモータ２の極対数Ｎｐで除することで、モータ２のロータの回転数（機械角速度）ωｍｅｓを算出する。
　本実施形態において、速度・位置推定部１１は、速度推定を行う際に、ｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑのほか、例えば、モータ定数や誘起電圧を利用して推定することができる。このときモータ２のインダクタンスや誘起電圧波形は例えば正弦波を前提として定めることができる。図４は、推定の際に用いる軸の定義を示す。実位置による座標ｄｑ軸に対して推定位置による座標をδγ軸とする。実位置と推定位置の差をΔφとする。　調整モデル１１１では、ｑ軸電流値ｉｑおよびｄ軸電流値ｉｄ、並びに１つ前のクロックサイクルでのロータ推定速度ωｅｓに基づき、式（１）に示すモータ２のデータモデルを用いて、モデルｑ軸電流値ｉｑ＾およびモデルｄ軸電流値ｉｄ＾を算出する。速度推定部１１２は、実位置と推定位置の誤差Δφに関係する評価関数Ｅｒｒを用いて、ＰＩ制御（Ｋｐ×Ｅｒｒ＋∫Ｋｉ×Ｅｒｒ）により推定速度ωｅｓを求めている。Δφが正であれば推定位置が実位置より遅れているので推定速度を大きくし、逆に負であれば推定速度を小さくする。これにより評価関数Ｅｒｒが０へ収束する。
　減算部１４は、回転数（機械角速度）指令値ωｍ＊から回転数ωｍｅｓを減算し、偏差Δωｍを算出して、速度ＰＩ制御部１２へ出力する。
　速度ＰＩ制御部１２は、偏差Δωｍに対して比例積分動作によって偏差Δωｍを小さくするためのモータ２の出力トルク指令値の平均値である平均トルク指令値を算出して加算部１５と負荷トルク補償部１３へ出力する。この場合、速度ＰＩ制御部１２は、モータ２の回転数ωｍｅｓと回転数指令値ωｍ＊との偏差Δωｍに応じて平均出力トルク指令値を算出して出力する。
　負荷トルク補償部１３は、正規化トルクパターンテーブル１３１を含み、速度ＰＩ制御部１２が出力した平均トルク指令値と、速度・位置推定部１１が出力した回転位置θｅｓとを入力し、正規化トルクパターンテーブル１３１を用いて、補償トルク値を算出して、加算部１５へ出力する。補償トルク値は、モータ２の１回転中のモータ２の負荷トルクの変動を補償するためのトルク値である。
　正規化トルクパターンテーブル１３１は、モータ２の回転位置（回転角）θｅｓに応じて変化する複数の係数値のパターンである正規化トルクパターンを定義するテーブルである。本実施形態においてモータ２はロータリ圧縮機等の圧縮機５を駆動する。ロータリ圧縮機においては、１回転の間に吸入、圧縮、および吐出の各行程における冷媒ガス圧の変化が発生するため、定常的な負荷トルク変動が発生する。そこで、本実施形態では、平均トルクと正規化トルクパターンとの積により、推定ロータ位置に合わせて出力トルク指令を補償することで、モータの速度変動を抑えている。
　負荷トルク補償部１３は、正規化トルクパターンテーブル１３１に基づきモータ２の回転位置（回転角）θｅｓに応じて係数値を決定し、平均トルク指令値に決定した係数値を乗じることで補償トルク値を算出する。補償トルク値と係数値は、正負またはゼロの値をとる。この場合、負荷トルク補償部１３は、「各回転位置における補償トルク値＝平均トルク指令値×各回転位置における正規化トルクパターン」の式で各回転位置における補償トルク値を算出する。この補償トルク値を平均トルク指令値に加算することで、回転位置θｅｓに応じて負荷トルクの変動分が補償された出力トルク指令値（加算部１５の出力値）が算出される。なお、補償トルク値は、１回転中の負荷トルク変動を補償する値であり、補償トルク値によって補償された１回転の出力トルク指令値の平均値は、平均トルク指令値に一致することが求められる。すなわち、補償トルク値の１回転の合計値はゼロであることが求められる。この場合、正規化トルクパターンを構成する（定義する）係数値の１回転の合計値もゼロであることが求められる。図５は、正規化トルクパターンテーブル１３１の構成例を示す。また、図６は、横軸をロータ回転角度［ｄｅｇ］、縦軸を係数値［％］として、ロータ回転角度と複数の係数値との関係の一例を示す。
　図５に示す例では、正規化トルクパターンテーブル１３１は、１回転３６０度（ｄｅｇ）を３０度毎に区分して１２の区間に分け、区間毎に係数値ｙ（ｎ１）（ｍ１）を設定している。ここで、ｎ１は正規化トルクパターンテーブル１３１を速度変動を低減するように調整する場合の調整回数を表す。また、ｍは区間の番号（ｍ１＝０～１１）を表す。各係数値ｙ（ｎ１）（ｍ１）からなるパターンは、正規化トルクパターンｙ（ｎ１）という。上述したように、係数値ｙ（ｎ１）（ｍ１）は、１回転の合計値がゼロとなるように設定されている。
　なお、正規化トルクパターンテーブル１３１における回転位置の分割数、すなわち位相軸の分割数は次のように決定することができる。すなわち、圧縮機２の負荷トルク変動のｋ次成分までの低減に対応するには、正規化トルクパターンの位相軸を２×ｌｃｍ（１，…，ｋ）×ｎｄｉｖまで分割することになる。２はサンプリング定理に基づく係数を表す。ｌｃｍ（１，…，ｋ）は１からｋまでの自然数の最小公倍数を表す。ｎｄｉｖは任意の自然数である。これにより、ｋ次まで高調波を含むトルク変動を表現できる。例えば、１次～３次成分までを低減する場合、ｎｄｉｖを１としたとき、分割数は２×６×１で１２分割となる。
　加算部１５は、速度ＰＩ制御部１２が出力した平均トルク指令値と、負荷トルク補償部１３が出力した補償トルク値を加算して、出力トルク指令値を算出し、電流変換部１６へ出力する。
　電流変換部１６は、加算部１５が出力した出力トルク指令値を入力し、出力トルク指令値を電流変換して、ｄ軸指令電流値ｉｄ＊およびｑ軸指令電流値ｉｑ＊を算出して減算部１７へ出力する。
　減算部１７は、ｄ軸指令電流値ｉｄ＊およびｑ軸指令電流値ｉｑ＊とｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑを入力し、ｄ軸指令電流値ｉｄ＊およびｑ軸指令電流値ｉｑ＊からｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑをそれぞれ減算し、指令値とモータ電流値とのｄ軸成分およびｑ軸成分の各偏差を算出して、電流ＰＩ制御部１８へ出力する。
　電流ＰＩ制御部１８は、減算部１７が出力した各偏差に対して比例積分動作によって各偏差を小さくするためのｄ軸指令電圧値ｖｄ＊とｑ軸指令電圧値ｖｑ＊を算出して、２相／３相変換部２１と速度・位置推定部１１へ出力する。
　（作用・効果）
　本実施形態によれば、位置および速度を推定する際に、電流値または推定速度から、モータの歪みによる成分による誤差成分を除去するので、位置および推定速度の誤差を減らして、正しくモータを制御し、例えば速度変動等を抑制することができる。本実施形態によれば、モータの回転位置と速度を精度よく推定することができる。
＜第２実施形態＞
　図７は、本開示の第２実施形態に係る制御装置１ａとインバータ４ａの構成例を示す。第２実施形態では、制御装置１ａが、第１実施形態の制御装置１と比較して、新たに高調波成分除去部２３ａを備える点で異なる。他の構成については制御装置１と制御装置１ａは同一である。また、第２実施形態では、図１の空気調和機１００に対応する空気調和機１００ａにおいて、図１に示す電流センサ１０に対応する構成を、インバータ４ａが電流センサ１０ａとして内部に備え、電流センサ１０ａがインバータ４ａの入力側の直流電流を検知した結果に基づき、モータ２の相電流が算出される。その際、電流センサ１０ａは、所定のスイッチング素子のオン／オフのタイミングに同期して、タイミングをずらして各相電流を検知する。このタイミングの違いによって検知電流には、推定速度（電気角速度）の３ｍ次の高調波成分発生する（ｍは自然数）。なお、ｍは少なくとも１を含むことが望ましい。そこで、本実施形態では、高調波成分除去部２３ａが、速度・位置推定部１１へ入力されるｄ軸電流値およびｑ軸電流値から、機械角速度ωｍｅｓに極対数Ｎｐを乗じた値の３ｍ次（ｍは１と、０個以上の２以上の自然数を含む）の高調波成分を除去する。この場合、高調波成分除去部２３ａと、図２に示す高調波成分除去部１１５との組み合わせによって、制御装置１ａでは、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値から、モータ２のロータの機械角速度ωｍｅｓに極対数Ｎｐを乗じた値の６次および１２次を少なくとも含む６ｎ次（ｎは１および２と、０個以上の３以上の自然数を含む）の高調波成分と、機械角速度ωｍｅｓに極対数Ｎｐを乗じた値の３ｍ次（ｍは１と、０個以上の２以上の自然数を含む）の高調波成分が除去されることになる。なお、変数ｎと変数ｍは同一であってもよいし、異なっていてもよい。また、高調波成分除去部２３ａと高調波成分除去部１１５は一体として構成されていてもよい。
　なお、図７に示す制御装置１ａおよびインバータ４ａは、それぞれ図１に示す制御装置１およびインバータ４に対応する構成である。また、図７に示す電流センサ１０ａと電流検知部４３を組み合わせたものが、図１に示す電流センサ１０に対応する。また、高調波成分除去部２３ａを除き、他の構成については、第１実施形態と第２実施形態で基本的に同一である。
　インバータ装置４ａは、図７に示すように、３相ＰＷＭ（パルス幅変調）によるインバータの主回路４１と、交流電源３から供給された交流電力を直流電力に変換する整流回路４２と、モータ２を経由して主回路４１に戻る電流が流れる電流センサ１０ａと、電流検知部４３と、３相ＰＷＭ波形生成部４４とを備える。
　主回路４１は、電源３に整流回路４２を介して接続されており、Ｕ相用回路１２Ｕ、Ｖ相用回路１２Ｖ、Ｗ相用回路１２Ｗを備える。そして、Ｕ相用回路１２Ｕは、上アームスイッチング素子ＰＵおよび下アームスイッチング素子ＮＵを備え、Ｖ相用回路１２Ｖは、上アームスイッチング素子ＰＶおよび下アームスイッチング素子ＮＶを備え、Ｗ相用回路１２Ｗは、上アームスイッチング素子ＰＷおよび下アームスイッチング素子ＮＷを備えている。各々の回路における上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子は、互いに直列に接続されている。そして、各回路の出力は、図示を省略するＵ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルを備える３相のモータ２に接続されている。
　３相ＰＷＭ波形生成部４４は、２相／３相変換部２１からの３相電圧値Ｖに基づき主回路４１に与える３相ＰＷＭ波形を生成する。
　電流検知部４３は、電流センサ１０ａの検知結果から、図８に示す各上アームスイッチング素子ＰＵ～ＰＷおよび下アームスイッチング素子ＮＵ～ＮＷのＯＮ／ＯＦＦタイミングの組み合わせに基づき、電流検知部４３がモータ２のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、およびＷ相電流Ｉｗの電流値を算出する。電流検知部４３が算出（検知）した３相電流Ｉを３相／２相変換部２２へ出力する。
　本実施形態では、インバータの直流バスに流れる電流を検知することでモータ電流を検知する。電流センサ１０ａを流れる電流は図８に示すようにモータ２の相電流と一致するときがあるので、電流検知部４３は、３相ＰＷＭ信号と同期をとって読みだすことで、モータ２の各相電流を検知している。この場合、３相のモータ電流を検出するタイミングが３相同時でなく変化するため、電流がＰＷＭによるリプル成分を含めた誤差を持つことになる。また、電流検出が３相で切り換わっていくため、推定速度変動に電気角で３ｍ次の誤差となる（ｍは１と、０個以上の２以上の自然数を含む）。極対数Ｎｐのモータの場合、高調波成分は、回転数の３Ｎｐ×ｍ次となる。この場合、実速度が変動していないにも関わらず、回転数の３Ｎｐ×ｍ次の推定速度変動が誤差として現れることになる。そこで、高調波成分除去部２３ａが、速度・位置推定部１１へ入力されるｄ軸電流値およびｑ軸電流値から、モータ２のロータの機械角速度ωｍｅｓに極対数Ｎｐを乗じた値の３ｍ次（ｍは１と、０個以上の２以上の自然数を含む）の高調波成分を除去する。これによれば、回転数の３Ｎｐ×ｍ次の推定速度変動は推定速度変動から除去することができるので、直流バス電流によるモータ電流検出の誤差を低減することができる。なお、特定の周波数を除去するには、共振ノッチフィルタやフーリエ変換など手段は問わない。また、速度変動を低減するように調整する場合において、３Ｎｐ×ｍ次や６Ｎｐ×ｎ次が調整対象の回転数のｋ次より大きい場合はＬＰＦにより除去しもよい。
（作用効果）
　本実施形態によれば、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値をインバータ４ａの入力側の直流電流の検知結果に基づき算出する場合に、３ｍ次の高調波成分を除去するので、モータの回転位置と速度を精度よく推定することができる。
＜作用効果＞
　上記各実施形態に係る制御装置、制御方法および空気調和機によれば、モータの回転位置と速度を精度よく推定することができる。
（その他の実施形態）
　以上、本開示の実施の形態について図面を参照して詳述したが、具体的な構成はこの実施の形態に限られるものではなく、本開示の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。例えば、機械角速度と電気角速度については、相互に変換可能であるため、両方を例えば算出対象として用いたり、機械角速度に代えて電気角速度を用いたり、電気角速度に代えて機械角速度を用いたりしてもよい。
＜コンピュータ構成＞
　図９は、少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す。
　コンピュータ９０は、プロセッサ９１、メインメモリ９２、ストレージ９３、および、インタフェース９４を備える。
　上述の制御装置１および１ａは、コンピュータ９０に実装される。そして、上述した各処理部の動作は、プログラムの形式でストレージ９３に記憶されている。プロセッサ９１は、プログラムをストレージ９３から読み出してメインメモリ９２に展開し、当該プログラムに従って上記処理を実行する。また、プロセッサ９１は、プログラムに従って、上述した各記憶部に対応する記憶領域をメインメモリ９２に確保する。
　プログラムは、コンピュータ９０に発揮させる機能の一部を実現するためのものであってもよい。例えば、プログラムは、ストレージに既に記憶されている他のプログラムとの組み合わせ、または他の装置に実装された他のプログラムとの組み合わせによって機能を発揮させるものであってもよい。なお、他の実施形態においては、コンピュータは、上記構成に加えて、または上記構成に代えてＰＬＤ（Programmable Logic Device）などのカスタムＬＳＩ（Large Scale Integrated Circuit）を備えてもよい。ＰＬＤの例としては、ＰＡＬ(Programmable Array Logic)、ＧＡＬ(Generic Array Logic)、ＣＰＬＤ(Complex Programmable Logic Device)、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等が挙げられる。この場合、プロセッサによって実現される機能の一部または全部が当該集積回路によって実現されてよい。
　ストレージ９３の例としては、ＨＤＤ（Hard Disk Drive）、ＳＳＤ（Solid State Drive）、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ－ＲＯＭ（Compact Disc Read Only Memory）、ＤＶＤ－ＲＯＭ（Digital Versatile Disc Read Only Memory）、半導体メモリ等が挙げられる。ストレージ９３は、コンピュータ９０のバスに直接接続された内部メディアであってもよいし、インタフェース９４または通信回線を介してコンピュータ９０に接続される外部メディアであってもよい。また、このプログラムが通信回線によってコンピュータ９０に配信される場合、配信を受けたコンピュータ９０が当該プログラムをメインメモリ９２に展開し、上記処理を実行してもよい。少なくとも１つの実施形態において、ストレージ９３は、一時的でない有形の記憶媒体である。 
＜付記＞
　各実施形態に記載の制御装置１および１ａは、例えば以下のように把握される。
（１）第１の態様に係る制御装置１および１ａは、マグネットトルクとリラクタンストルクを用いて回転するモータ２を交流駆動するインバータ４、４ａを制御する制御装置１、１ａであって、前記モータに流れるｄ軸電流値およびｑ軸電流値と前記モータの極対数Ｎｐとに基づき、前記モータのロータの機械角速度と位置とを推定する際に、前記ｄ軸電流値および前記ｑ軸電流値または推定した前記ロータの角速度から、前記機械角速度に前記極対数を乗じた値の６次および１２次を少なくとも含む６ｎ次（ｎは１および２と、０個以上の３以上の自然数を含む）の高調波成分を除去して、前記機械角速度と前記位置とを推定し、推定した前記機械角速度と前記位置とを利用して前記インバータを制御する。本態様および以下の各態様によれば、モータの回転位置と速度を精度よく推定することができる。
（２）第２の態様に係る制御装置１ａは、（１）の制御装置１ａであって、前記ｄ軸電流値および前記ｑ軸電流値は、前記インバータの入力側の直流電流の検知結果に基づき算出されたものであり、前記ｄ軸電流値および前記ｑ軸電流値から、前記機械角速度に前記極対数を乗じた値の３ｍ次（ｍは１と、０個以上の２以上の自然数を含む）の高調波成分をさらに除去する。本態様によれば、電流検出に伴って発生する高調波成分を除去することができる。
　本開示の制御装置、制御方法および空気調和機によれば、モータの回転位置と速度を精度よく推定することができる。
　１、１ａ　制御装置
　２　モータ
　３　交流電源
　４、４ａ　インバータ
　５　圧縮機
１０、１０ａ　電流センサ
１１、１１ａ　速度・位置推定部
１２　速度ＰＩ制御部
１３　負荷トルク補償部
１４　減算部
１５　加算部
１６　電流変換部
１７　減算部
１８　電流ＰＩ制御部
２０　速度制御部
１１５、１１５ａ、２３ａ　高調波成分除去部
２７　加算部
１００、１００ａ　空気調和機
１３１　正規化トルクパターンテーブル

Claims (4)

  1. 　マグネットトルクとリラクタンストルクを用いて回転するモータを交流駆動するインバータを制御する制御装置であって、
    　前記モータに流れるｄ軸電流値およびｑ軸電流値と前記モータの極対数とに基づき、前記モータのロータの機械角速度と位置とを推定する際に、
    　前記ｄ軸電流値および前記ｑ軸電流値または推定した前記ロータの角速度から、前記機械角速度に前記極対数を乗じた値の６次および１２次を少なくとも含む６ｎ次（ｎは１および２と、０個以上の３以上の自然数を含む）の高調波成分を除去して、前記機械角速度と前記位置とを推定し、
    　推定した前記機械角速度と前記位置とを利用して前記インバータを制御する
    　制御装置。
  2. 　前記ｄ軸電流値および前記ｑ軸電流値は、前記インバータの入力側の直流電流の検知結果に基づき算出されたものであり、
    　前記ｄ軸電流値および前記ｑ軸電流値から、前記機械角速度に前記極対数を乗じた値の３ｍ次（ｍは１と、０個以上の２以上の自然数を含む）の高調波成分をさらに除去する　請求項１に記載の制御装置。
  3. 　マグネットトルクとリラクタンストルクを用いて回転するモータを交流駆動するインバータを制御する制御方法であって、
    　前記モータに流れるｄ軸電流値およびｑ軸電流値と前記モータの極対数とに基づき、前記モータのロータの機械角速度と位置とを推定する際に、前記ｄ軸電流値および前記ｑ軸電流値または推定した前記ロータの角速度から、前記機械角速度に前記極対数を乗じた値の６次および１２次を少なくとも含む６ｎ次（ｎは１および２と、０個以上の３以上の自然数を含む）の高調波成分を除去して、前記機械角速度と前記位置とを推定し、
    　推定した前記機械角速度と前記位置とを利用して前記インバータを制御する
    　制御方法。
  4. 　圧縮機と、
    　マグネットトルクとリラクタンストルクを用いて前記圧縮機を回転駆動するモータと、　前記モータを交流駆動するインバータと、
    　前記インバータを制御する制御装置と、
    　を備え、
    　前記制御装置は、
    　前記モータに流れるｄ軸電流値およびｑ軸電流値と前記モータの極対数とに基づき、前記モータのロータの機械角速度と位置とを推定する際に、
    　前記ｄ軸電流値および前記ｑ軸電流値または推定した前記ロータの角速度から、前記機械角速度に前記極対数を乗じた値の６次および１２次を少なくとも含む６ｎ次（ｎは１および２と、０個以上の３以上の自然数を含む）の高調波成分を除去して、前記機械角速度と前記位置とを推定し、
    　推定した前記機械角速度と前記位置とを利用して前記インバータを制御する
    　空気調和機。
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