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WO2022162735A1 - 通信路推定方法および無線通信装置 - Google Patents

通信路推定方法および無線通信装置 Download PDF

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Publication number
WO2022162735A1
WO2022162735A1 PCT/JP2021/002670 JP2021002670W WO2022162735A1 WO 2022162735 A1 WO2022162735 A1 WO 2022162735A1 JP 2021002670 W JP2021002670 W JP 2021002670W WO 2022162735 A1 WO2022162735 A1 WO 2022162735A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
correlation sequence
training
sequence
transmitting
antennas
Prior art date
Application number
PCT/JP2021/002670
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
圭太 栗山
隼人 福園
利文 宮城
Original Assignee
日本電信電話株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日本電信電話株式会社 filed Critical 日本電信電話株式会社
Priority to US18/271,251 priority Critical patent/US12212383B2/en
Priority to PCT/JP2021/002670 priority patent/WO2022162735A1/ja
Priority to JP2022577833A priority patent/JP7513123B2/ja
Publication of WO2022162735A1 publication Critical patent/WO2022162735A1/ja

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    • H04B7/0417—Feedback systems
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    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0621—Feedback content
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    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station

Definitions

  • This disclosure shortens the training symbol interval for calculating equalization weights and improves transmission capacity in a single carrier (SC)-MIMO (Multiple Input Multiple Output) system using FIR (Finite Impulse Response) transmission beamforming. related to the technology to
  • Non-Patent Document 1 discloses a method of estimating a communication channel in an SC-MIMO system using FIR transmission beamforming. Specifically, this document discloses a method of estimating the channel response with the CIR transfer function matrix H(z) when the number of transmitting and receiving antennas is N and the CIR (Channel Impulse Response) length is L. ing.
  • the CIR transfer function matrix H(z) is nonsingular, its inverse matrix H(z) ⁇ 1 is the inverse response det ⁇ H(z) ⁇ ⁇ 1 of the determinant det ⁇ H(z) ⁇ and the adjoint matrix adj Obtained by multiplying with ⁇ H(z) ⁇ .
  • the inverse matrix H(Z) ⁇ 1 of H(z) is separated into the above adjoint matrix adj ⁇ H(z) ⁇ and the inverse response det ⁇ H(z) ⁇ ⁇ 1 ,
  • a technique is disclosed that uses the former as the transmission weight W T (z) and the latter as the reception equalization weight W R (z).
  • H(z)W T (z) becomes a diagonal matrix whose diagonal elements are det ⁇ H(z) ⁇ . . Then, when H(z)W T (z) is diagonalized, it is as if N single-input single-output streams are formed between the N transmit antennas and the N receive antennas. An environment similar to that in which the stream is present is established, and interference between streams is suppressed.
  • Non-Patent Document 1 furthermore, when the received signal is multiplied by det ⁇ H(z) ⁇ ⁇ 1 as the reception equalization weight W R (z), H(z) is converted into a unit matrix to reduce inter-symbol interference. It is disclosed that it can be suppressed.
  • a MIMO system that does not require separation of received signals can be constructed.
  • the inverse response det ⁇ H(z,t) ⁇ -1 used as the reception equalization weight W R (z) is obtained from the transfer function matrix H(z,t) estimated in the process of calculating the transmission weight W T (z). It is also possible to obtain by calculation.
  • the environment between the transmitting antenna and the receiving antenna changes over time due to, for example, movement of a mobile object located between them.
  • the training signal sent from the transmitting antenna reaches the receiving antenna via one or more indirect wave paths in addition to the direct wave path. Therefore, the signal reaching the receiving antenna is affected by delay and attenuation due to multipath.
  • a delay wavelength caused by multipath is assumed, and the communication channel is estimated using the training signal section that enables estimation of the delay wavelength.
  • the training signal interval is lengthened, the ability to cope with long delay wavelengths increases, but the transmission capacity of communication decreases.
  • a first object is to provide
  • the present disclosure aims to provide a wireless communication device functioning as a transmitting station for improving the transmission capacity of communication by shortening the training signal interval while appropriately maintaining the upper limit of the delay wavelength that can be handled. 2 purpose.
  • the present disclosure provides a wireless communication device that functions as a receiving station for improving the transmission capacity of communication by shortening the training signal interval while appropriately maintaining the upper limit of the delay wavelength that can be handled. 3 purposes.
  • a first aspect relates to a MIMO system comprising a transmitting station having multiple transmitting antennas and a receiving station having multiple receiving antennas, and between the transmitting station and the receiving station A communication channel estimation method for estimating a communication channel, a transmission weight calculating step of calculating an adjoint matrix adjH(z,t) of a transfer function matrix H(z,t) established between the transmitting station and the receiving station as a transmission weight W T (z);
  • Each of the first to N-th blocks obtained by dividing the correlation sequence part consisting of the known symbol group into N blocks is provided in the second half, and a guard part is provided to guard against the influence of the delay component of the previous slot.
  • each of the N training signals beamformed by multiplying each of the N training symbols by the transmission weight W T (z) together with the transfer function matrix H(z,t) transmitting from each of N transmitting antennas included in the transmitting antenna; extracting the block from each of N training signals received by each of N receiving antennas included in the plurality of receiving antennas; generating a virtual training signal block consisting of the correlation sequence portion followed by the first half of the correlation sequence by concatenating the extracted blocks;
  • the transmission weight W T (z) is used to calculate the calculating a virtually realized channel response R(m) between a transmitting station and said receiving station;
  • a second aspect is a wireless communication apparatus comprising a plurality of transmitting antennas and forming a MIMO system together with a receiving station having a plurality of receiving antennas, a transmit beamformer including a processor unit and a memory device;
  • the transmission beam forming unit a process of acquiring, as a transmission weight W T (z), an adjoint matrix adjH(z,t) of a transfer function matrix H(z,t) established between the wireless communication device and the receiving station;
  • Each of the first to N-th blocks obtained by dividing the correlation sequence part consisting of the known symbol group into N blocks is provided in the second half, and a guard part is provided to guard against the influence of the delay component of the previous slot.
  • a third aspect is a wireless communication apparatus comprising a plurality of receiving antennas and configuring a MIMO system together with a transmitting station having a plurality of transmitting antennas, an equalization unit including a processor unit and a memory device;
  • the equalization unit The plurality of receive antennas include N training signals sent from the N transmit antennas beamformed using transmit weights W T (z) to eliminate inter-stream interference.
  • the equalization unit further includes: A process of extracting the block from each of N training signals received via each of the N receiving antennas; a process of generating a virtual training signal block consisting of the correlation sequence portion followed by the first half of the correlation sequence by concatenating the extracted blocks; By calculating the correlation between the two at each position while sliding the comparison sequence part composed of the same symbol group as the correlation sequence part with respect to the virtual training signal block, the transmission weight W T (z) is used to calculate the a process of calculating a channel response R(m) virtually realized between the transmitting station and the wireless communication device; a process of calculating a reception equalization weight W R (z) for demodulating a transmission signal from a reception signal
  • the first to third aspects it is possible to improve the transmission capacity of communication by shortening the training signal section while appropriately maintaining the upper limit of the delay wavelength that can be handled.
  • FIG. 1 is a diagram showing a model of a system according to Embodiment 1 of the present disclosure
  • FIG. 1 is a block diagram of a system according to Embodiment 1 of the present disclosure
  • FIG. 4 is a flowchart for explaining the flow of processing performed by the system according to the first embodiment of the present disclosure
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a transfer function matrix H(z,t) established between a transmitting station and a receiving station in Embodiment 1 of the present disclosure
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between a transmission signal s(t), a transfer function matrix H, and a reception signal Hs(t);
  • FIG. 1 is a diagram showing a model of a system according to Embodiment 1 of the present disclosure
  • FIG. 1 is a block diagram of a system according to Embodiment 1 of the present disclosure
  • FIG. 4 is a flowchart for explaining the flow of processing performed by the system according to the first embodiment of the present disclosure
  • FIG. 4 is
  • FIG. 4 is a diagram for explaining an example of a method of calculating a channel response R(m) for calculating reception equalization weights
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a channel response R(m) obtained by the sliding correlation method shown in FIG. 6
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a characteristic method used for calculating channel response R(m) in Embodiment 1 of the present disclosure
  • FIG. 1 is a diagram showing a model of a system according to Embodiment 1 of the present disclosure.
  • the communication system 10 of this embodiment comprises a transmitting station 12 and a receiving station 16.
  • FIG. A transmitting station 12 and a receiving station 16 are spaced apart from each other and each have N antennas.
  • the transmitting station 12 and the receiving station 16 constitute a MIMO system, and can perform wireless communication using the N antennas provided by each.
  • Multipaths as shown in FIG. 1 are generally formed between each of the antennas of the transmitting station 12 and each of the antennas of the receiving station 16 .
  • solid-line arrows indicate paths of direct waves
  • dashed-line arrows indicate paths of reflected waves.
  • FIG. 2 shows a block diagram of the communication system 10 shown in FIG.
  • Transmitting station 12 comprises hardware including a general purpose computer system.
  • the hardware includes a processor unit such as a CPU and various memory devices.
  • the transmitting station 12 implements the functions of the transmitting station 12 by having the processor unit proceed with processing according to the program stored in the memory device. The same is true for the receiving station 16 as well.
  • the transmitting station 12 has a transmission beam forming section 14 as shown in FIG.
  • the transmission beam forming unit 14 is provided with N transmission signals s 1,t to s N,t at time t.
  • Each of the transmission signals s 1,t to s N,t is a signal corresponding to each of the N antennas ATt(1) to ATt(N).
  • the transmission beam forming unit 14 can generate a transmission beam by multiplying the transmission signal s 1,t to s N,t by the transmission weight W T (z).
  • the receiving station 16 comprises an equalizer 18 .
  • the equalization unit 18 is provided with received signals y 1,t to y N,t that have reached the antennas ATr(1) to ATr(N) at time t.
  • the equalization unit 18 multiplies the reception signals y 1,t to y N,t by the reception equalization weight W R (z), thereby performing equalization processing for demodulating the transmission signal.
  • FIG. 3 is a flowchart for explaining the details of the processing performed by the transmitting station 12 and the receiving station 16 in this embodiment.
  • a training signal is sent from the transmitting station 12 to the receiving station 16 (step 100).
  • the training signal transmitted in this step 100 is a signal necessary for calculating the transmission weight W T (z).
  • training signals are sequentially transmitted to the receiving station 16 from each of the transmitting antennas ATt(1) to ATt(N).
  • the receiving station 16 which has received the training signal at each of the receiving antennas ATr(1) to ATr(N), estimates the channel response based on those signals (step 200).
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the principle by which the receiving station 16 estimates the channel response based on the training signal sent from the transmitting station 12.
  • the upper part of FIG. 4 shows the gain of the received signal obtained at the nr-th receiving antenna ATr(n r ) due to the training signal transmitted from the n t -th transmitting antenna ATt(n t ) at time t. (amplitude).
  • the signal transmitted from the transmitting station 12 reaches the receiving station 16 via multipaths.
  • the signal that has passed through the path of the reflected wave arrives with a delay and attenuation compared to the signal that has passed through the path of the direct wave.
  • an input as shown in the upper part of FIG. 4 is generally obtained.
  • FIG. 5 shows how signals s 1,t , s 2,t , s 3,t are transmitted from three transmit antennas in 3 ⁇ 3 MIMO.
  • the received signal Hs(t) obtained by the three receiving antennas is obtained using each element of the transfer function matrix H(z,t) representing the estimated channel response, as shown in the lower part of FIG. can be represented.
  • the transmission signal is multiplied by an appropriate transmission weight W T (z) together with the transfer function matrix H(z,t).
  • W T (z) the transmission weight W T (z)
  • H(z,t) the transfer function matrix
  • each of the received signals y 1,t to y n,t contains only a single transmitted signal, and that all streams have the same indicates the channel response of
  • N streams are formed between the transmitting station 12 and the receiving station 16, each of which exhibits single-input single-output characteristics and which can be represented by the same channel response.
  • a process of setting the inverse response det ⁇ H(z,t) ⁇ ⁇ 1 of the determinant det ⁇ H(z,t) ⁇ to the reception equalization weight W R (z) is necessary thereafter. Signal separation processing may be unnecessary.
  • the receiving station 16 feeds back the channel information to the transmitting station 12 after step 200 in order to realize the above function (step 202).
  • the information of the transfer function matrix H(z,t) estimated in step 200 is fed back.
  • the transmitting station 12 Upon receiving the feedback, the transmitting station 12 acquires information on the transfer function matrix H(z,t) as communication channel information (step 102).
  • the transmitting station 12 then calculates the adjoint matrix adj ⁇ H(z,t) ⁇ of the transfer function matrix H(z,t) as the transmission weight W T (z) for FIR beamforming (step 104).
  • the transmitting station 12 transmits the FIR beam formed using the transmission weight W T (z) as a training signal for calculating the reception equalization weight W R (z) (step 106).
  • the inverse response det ⁇ H(z,t) ⁇ ⁇ 1 of the determinant det ⁇ H(z,t) ⁇ of H(z,t) representing the channel response is received and equalized. Used as weight W R (z). Therefore, the reception equalization weight W R (z) can also be calculated from H(z,t) obtained in the process of step 200 .
  • communication is performed again to calculate the reception equalization weight W R (z). perform road estimation.
  • the FIR beams formed by multiplying the transmission weights W T (z) can be treated as if no interference occurs between streams. Therefore, in this step 106, it is possible to simultaneously transmit up to N training signals from the N transmitting antennas ATt(1) to ATt(N). In this embodiment, it is assumed that at least two training signals are transmitted simultaneously in this step 106 .
  • FIG. 6 is a diagram for explaining a basic method of calculating the channel response R(m) for calculating the reception equalization weight W R (z).
  • the principle of calculating the channel response R(m) for calculating the reception equalization weight W R (z) by the sliding correlation method will be described.
  • the upper part of FIG. 6 shows an example of a training signal sent from one transmitting antenna when using the sliding correlation technique.
  • the training signal shown in FIG. 6 includes a prefix part Sprefix, an M-sequence part S, and a suffix part Ssuffix.
  • This training signal contains T symbols (eg, 60 symbols).
  • the M sequence part S is a correlation sequence of T M symbols (for example, 31 symbols) and has symbols of s 0 to s TM ⁇ 1 (for example, s 0 to s 30 ).
  • the prefix part Sprefix includes the latter half of the M-sequence part S, Tpre symbols (for example, 15 symbols, s 16 to S 30 ).
  • the suffix part Ssuffix includes the first half Tsuf symbols of the M-sequence part S (for example, 14 symbols, s 0 to S 13 ).
  • the symbol name of r m (eg, r 0 ) is attached to the beginning of the M-sequence part S of the training signal, and the symbol name of r m + TM (eg, r 31 ) is attached to the beginning of the suffix part Ssuffix. attached.
  • the M-sequence part S for comparison is shown so that the head position of the M-sequence part S of the training signal is aligned.
  • the M-sequence part S in the lower part of FIG. 6 also includes T M symbols of s 0 to s TM-1 , like the M-sequence part S of the training signal.
  • a downward-sloping triangular figure is written in each of the prefix part Sprefix, the M-sequence part S, and the suffix part Ssuffix. Since the training signal shown in FIG. 6 reaches the receiving station 16 via multipaths, it reaches the receiving station 16 with delay and attenuation like the signal shown in the upper part of FIG.
  • a triangular figure written in the prefix part Sprefix indicates the delay and attenuation appearing in the head symbol of the prefix part Sprefix. The same applies to the triangles written in the M-sequence part S and the suffix part Ssuffix. All symbols included in the training signal in the upper part of FIG. 6 reach the receiving station 16 with similar delay and attenuation.
  • the gain of each symbol included in the training signal is the largest in the case of zero delay. Therefore, the correlation between the upper M-sequence part S and the lower M-sequence part S is shown in FIG. It is the highest when it is in the positional relationship shown. Sliding the lower M-sequence part S backward by one symbol results in a comparison with the M-sequence part S attenuated by one symbol, so the correlation is lowered accordingly. Similarly thereafter, the correlation between the two decreases as the M-sequence part S in the lower stage slides backward.
  • the end of the lower M-sequence part S matches the end of the upper suffix part Ssuffix.
  • the correlation between the two is calculated by sliding the lower M-sequence part S up to .
  • the correlation at each position in the course of sliding is calculated by the following equation.
  • the prefix part Sprefix may be affected by the delay component of the previous slot of the signal. Therefore, in the present embodiment, the prefix part Sprefix is excluded from comparison targets for calculating the correlation, and the channel response R(m) is estimated using the symbols after the beginning of the M sequence part S.
  • the prefix part Sprefix in order to create a guard area between the previous slot and the previous slot, it is necessary to include the prefix part Sprefix in the training signal.
  • FIG. 7 shows the channel response obtained by plotting the correlation R(m) calculated by the above method in relation to the slide amount. Similar to the channel response Hn r n t (z, t) shown in [Equation 1], the channel response shown in FIG. It correctly represents the multipath situation with the receiving antenna.
  • the transfer function matrix virtually established between the transmitting station 12 and the receiving station 16 is a diagonal matrix having R(m) as diagonal elements. Then, by obtaining the inverse response det ⁇ H(z,t) ⁇ -1 based on that R(m), it is possible to obtain an appropriate reception equalization weight W R (z).
  • the slide described above can be repeated until the end s TM ⁇ 1 of the M sequence part S in the lower part of FIG. 6 matches the end rm +TM+Tsuf of the suffix part Ssuffix in the upper part. Therefore, the upper limit of the slide range is Tsuf+1 (eg, 16) as shown in FIG.
  • the training signal shown in FIG. 6 when using the signal shown in FIG. 6, a training signal interval of Tpre+TM+Tsuf (for example, 60 symbols) is required.
  • the transmission capacity between the transmitting station 12 and the receiving station 16 decreases as the training signal section becomes longer. Therefore, in order to secure the transmission capacity, it is desirable that the training signal section is short.
  • the transmission signal is multiplied by the transmission weight W T (z), thereby avoiding interference between streams and giving the same weight to all streams. virtual channel response is obtained. Therefore, it is possible to divide the symbols necessary for calculating the reception equalization weight W R (z) into a plurality of streams, transmit them simultaneously, and concatenate them at the receiving station 16 . According to such a method, the signal length to be transmitted in each stream is shortened, and the training signal interval is shortened.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the configuration of training symbols used in this embodiment based on the above viewpoint. More specifically, FIG. 8 shows a configuration example of training symbols for calculating reception equalization weight W R (z) used in this embodiment when the communication system 10 is a 2 ⁇ 2 MIMO system.
  • the signal shown on the left side of the upper row shows the training symbol #1 passed in the first stream formed between the first transmitting antenna ATt(1) and the first receiving antenna ATr(1).
  • the training symbol #1 is composed of an "M-sequence latter half" of Tsuf ⁇ symbols (for example, 16 symbols) followed by a "M-sequence first half" of Tpre ⁇ symbols (for example, 15 symbols).
  • the signal shown on the right side of the upper part of FIG. 8 shows the training symbol #2 passed in the second stream formed between the second transmitting antenna ATt(2) and the second receiving antenna ATr(2).
  • the training symbol #2 is composed of an "M-sequence first half" of Tpre ⁇ symbols (for example, 15 symbols) followed by a "M-sequence latter half" of Tsuf ⁇ symbols (for example, 16 symbols).
  • Tsuf ⁇ and Tpre ⁇ are values determined as integers that satisfy the following two conditions.
  • Tsuf ⁇ Tpre ⁇ T M /2. If T M is an odd number, then T M /2 rounded up to the nearest whole number is taken as one of Tsuf ⁇ and Tpre ⁇ and the rounded down value is taken as the other of them.
  • the lower part of FIG. 8 shows the virtual training signal block to be subjected to slide correlation in this embodiment and the M-sequence part S used for comparison.
  • the virtual training signal blocks are composed of the "M sequence first half" located in the second half of training symbol #1, the "M sequence second half” located in the second half of training symbol #2, and the "M sequence second half” located in the second half of training symbol #1. It has a configuration in which the first half of the M sequence is connected in series.
  • the "M-sequence latter part" located in the first half of training symbol #1 may be affected by the delay component of the previous slot, similar to the prefix part Sprefix shown in FIG. The same applies to the "first half of M sequence" located in the first half of training symbol #2.
  • the part incorporated in the virtual training signal block is not affected by the delay component of the previous slot.
  • the virtual training signal block has a configuration that includes all of the "M-sequence part S" that is not affected by the previous slot and the "suffix part Ssuffix" that is not affected by the previous slot.
  • the virtual training signal block has exactly the same structure as the portion to be subjected to slide correlation in the training signal shown in the upper part of FIG.
  • step 106 shown in FIG. 3 At step 106 shown in FIG. 3, at least two training signals are sent from the transmitting station 12 to the receiving station 16 . If the system of this embodiment is a 2 ⁇ 2 MIMO system, these training signals are generated by the following procedure.
  • Step 106-1) The M-sequence part is divided into the first half containing Tpre ⁇ symbols and the second half containing Tsuf ⁇ symbols.
  • a training symbol #1 is formed by arranging the "first half of the M-sequence” including the Tpre-symbol after the "second half of the M-sequence” including the Tsuf-symbol.
  • a training symbol #2 is constructed by arranging the "M-sequence latter half" including the Tsuf.sup.symbol after the "M-sequence first half" including the Tpre.dbd. symbol. Note that in a 3 ⁇ 3 or more MIMO system, the M-sequence part may be divided into 3 or more instead of 2 and simultaneously transmitted in 3 or more streams.
  • the receiving station 16 Upon receiving the above training signals, the receiving station 16 extracts blocks of the divided M-sequence part from the signals that have reached each of the receiving antennas (step 204). Here, specifically, from each received signal, the "M-sequence first half part" or the “M-sequence second half part” arranged in the latter half thereof is extracted.
  • the receiving station 16 then concatenates the extracted blocks to form a virtual training signal block (step 206).
  • the blocks extracted in step 204 are used to form a virtual training signal block having a structure of "M-sequence first half", "M-sequence second half”, and "M-sequence first half".
  • the channel response R(m) is calculated by the sliding correlation technique (step 208).
  • reception equalization weight W R (z) is calculated based on the channel response R(m) (see FIG. 7) calculated in the above process (step 210).
  • the training processing in the transmitting station 12 and the receiving station 16 is completed.
  • the transmitting station 12 transmits the data signal formed with the FIR beam by the transmission weight W T (z) (step 108).
  • the receiving station 16 also demodulates the transmission data by equalizing the received signal with the reception equalization weight W R (z) (step 212). This establishes communication by the N ⁇ N MIMO system.
  • the M sequence is used as the training signal for calculating the reception equalization weight W R (z), but the present disclosure is not limited to this.
  • the M-sequence another sequence that is generally used for channel response estimation may be used.
  • the first embodiment described above does not include processing for notifying the transmitting station 12 that the receiving station 16 has finished calculating the reception equalization weight W R (z). However, the receiving station 16 notifies the transmitting station 12 of the end of calculation of W R (z), and the transmitting station 12 waits for the notification before starting the processing of step 108, that is, the transmission of the data signal. good.
  • the transmitting station 12 and the receiving station 16 are base stations for wireless communication, but the present disclosure is not limited to this.
  • the transmitting station 12 and receiving station 16 in this disclosure may be implemented in user terminals.
  • the transmitting station 12 calculates the transmission weight W T (z), but the present disclosure is not limited to this.
  • the transmission weight W T (z) may be calculated by the receiving station 16 and may be fed back to the transmitting station 12 by the receiving station 16 .
  • the M-sequence part is divided into two parts, the "M-sequence first half part" and the “M-sequence second half part", and transmitted.
  • the number of divisions of the M-sequence part is not limited to two.
  • the M sequence may be divided into N blocks and transmitted as N training symbols #1 to #N.
  • the training signal section is defined as Tsuf ⁇ (or Tpre ⁇ ). It can be shortened to +T M /N.
  • the M sequence part S shown in the lower upper part of FIG. 8 corresponds to the "correlation sequence part” described in claim 1
  • the part corresponds to the "comparative sequence part” described in claim 1.
  • the second half of the M-sequence on the left side and the first half of the M-sequence on the right side of FIG. correspond to the first half part” and the “second half part of the correlation sequence”, respectively.
  • the transmitting station 12 corresponds to the "wireless communication apparatus” according to claims 5 and 6
  • the receiving station 16 corresponds to the "wireless communication apparatus” according to claims 7 and 8. ” is equivalent to

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Abstract

複数の送信アンテナを有する送信局と、複数の受信アンテナを有する受信局との間に成立する伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adjH(z,t)を、送信ウェイトWＴ(z)とする。既知のシンボル群からなるM系列部を２つのブロックに分割してM系列前半部分とM系列後半部分を得る。M系列後半部分とM系列前半部分をその順で有するトレーニングシンボル＃１と、M系列前半部分とM系列後半部分をその順で有するトレーニングシンボル＃２を送信ウェイトWＴ(z)で処理し、ビーム形成された二つのトレーニング信号を生成する。受信局では、二つのトレーニング信号から、後段のブロックを抽出して、M系列部Sと、M系列前半部分とを有する仮想トレーニング信号ブロックを生成する。この仮想トレーニング信号ブロックを対象としてスライド相関の手法で通信路応答R(m)を計算する。

Description

通信路推定方法および無線通信装置
　この開示は、FIR（Finite Impulse Response）送信ビーム形成を用いたシングルキャリア（SC）-MIMO（Multiple Input Multiple Output）システムにおいて、等化ウェイト算出のためのトレーニングシンボル区間を短縮し、伝送容量を向上させる技術に関する。
　下記の非特許文献１には、FIR送信ビーム形成を用いたSC-MIMOシステムにおいて、通信路を推定する手法が開示されている。具体的には、ここには、送受信アンテナ数をそれぞれN、CIR（Channel Impulse Response）長をLとした場合のCIR伝達関数行列をH(z)として、通信路応答を推定する手法が開示されている。
　CIR伝達関数行列H(z)が正則である場合、その逆行列H(z)－１は、行列式det{H(z)}の逆応答det{H(z)}－１と随伴行列adj{H(z)}との乗算により求められる。非特許文献１には、H(z)の逆行列H(Z)－１を、上記の随伴行列adj{H(z)}と逆応答det{H(z)}－１とに分離し、前者を送信ウェイトWＴ(z)として、また、後者を受信等化ウェイトWＲ(z)として用いる手法が開示されている。
　随伴行列adj{H(z)}を送信ウェイトWＴ(z)として用いると、H(z)WＴ(z)は、det{H(z)}を対角要素とする対角行列となる。そして、H(z)WＴ(z)が対角化されると、N個の送信アンテナとN個の受信アンテナとの間に、あたかもN個の単一入力単一出力ストリームが形成されているのと同様の環境が成立して、ストリーム間の干渉が抑制される。
　非特許文献１には、更に、受信信号に、受信等化ウェイトWＲ(z)としてdet{H(z)}－１を乗算すると、H(z)が単位行列化されてシンボル間干渉を抑制できることが開示されている。このように、非特許文献１に記載の手法によれば、受信信号の分離が不要なMIMOシステムを構築することができる。
FIR型送信ビーム形成と双方向受信等化を適用した広帯域シングルキャリアMIMOシステム、栗山圭太、福園隼人、吉岡正文、立田努、2019年　電子情報通信学会総合大会、B-5-105、2019年3月
　受信等化ウェイトWＲ(z)として用いる逆応答det{H(z,t)}－１は、送信ウェイトWＴ(z)を算出する過程で推定した伝達関数行列H(z,t)から演算により求めることも可能である。しかしながら、送信アンテナと受信アンテナとの間の環境は、例えば、両者間に位置する移動体の移動などにより経時的に変化する。
　このような経時的な変化による精度の劣化を避けるためには、受信等化ウェイトWＲ(z)の算出のために、改めて通信路推定を実施することが望ましい。この際、送信アンテナから送出されたトレーニング信号は、直接波のパスの他、一つ以上の間接波のパスを経由して受信アンテナに到達する。このため、受信アンテナに到達する信号は、マルチパスによる遅延と減衰の影響を受けたものとなる。
　MIMOシステムを構築する際には、マルチパスに起因する遅延波長を想定して、その遅延波長の推定が可能となるトレーニング信号区間を用いて通信路が推定される。そして、トレーニング信号区間を長くするほど、長い遅延波長への対応能力は高まるが、通信の伝送容量が小さくなってしまう。
　本開示は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、対応可能な遅延波長の上限を適正に維持したまま、トレーニング信号区間を短縮して通信の伝送容量を向上させるための通信路推定方法を提供することを第１の目的とする。
　また、本開示は、対応可能な遅延波長の上限を適正に維持したまま、トレーニング信号区間を短縮して通信の伝送容量を向上させるための送信局として機能する無線通信装置を提供することを第２の目的とする。
　また、本開示は、対応可能な遅延波長の上限を適正に維持したまま、トレーニング信号区間を短縮して通信の伝送容量を向上させるための受信局として機能する無線通信装置を提供することを第３の目的とする。
　第１の態様は、上記の目的を達成するため、複数の送信アンテナを有する送信局と、複数の受信アンテナを有する受信局とを備えるMIMOシステムに関して、前記送信局と前記受信局との間の通信路を推定する通信路推定方法であって、
　前記送信局と前記受信局との間に成立する伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adjH(z,t)を、送信ウェイトWＴ(z)として算出する送信ウェイト算出ステップと、
　既知のシンボル群からなる相関系列部をN個のブロックに分割することで得られる第１乃至第Nブロックの夫々を後半部分に有すると共に、前スロットの遅延成分の影響をガードするためガード部分を前半部分に有するN個のトレーニングシンボルを準備するステップと、
　前記N個のトレーニングシンボルの夫々に、前記伝達関数行列H(z,t)と共に前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成されたN個のトレーニング信号の夫々を、前記複数の送信アンテナに含まれるN個の送信アンテナの夫々から送出するステップと、
　前記複数の受信アンテナに含まれるN個の受信アンテナの夫々で受信されたN個のトレーニング信号の夫々から、前記ブロックを抽出するステップと、
　抽出された前記ブロックを連結させることにより、前記相関系列部と、それに続く相関系列前半部分とからなる仮想トレーニング信号ブロックを生成するステップと、
　前記相関系列部と同じシンボル群からなる比較系列部を前記仮想トレーニング信号ブロックに対してスライドさせながら各位置における両者の相関を計算することで、前記送信ウェイトWＴ(z)を用いることにより前記送信局と前記受信局との間に仮想的に実現されている通信路応答R(m)を計算するステップと、
　前記通信路応答R(m)に基づいて、前記伝達関数行列H(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}－１に相当する受信等化ウェイトWＲ(z)を算出するステップと、
　を含むことが望ましい。
　また、第２の態様は、複数の送信アンテナを備え、複数の受信アンテナを有する受信局と共にMIMOシステムを構成する無線通信装置であって、
　プロセッサユニットとメモリ装置とを含む送信ビーム形成部を備え、
　前記送信ビーム形成部は、
　当該無線通信装置と前記受信局との間に成立する伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adjH(z,t)を、送信ウェイトWＴ(z)として取得する処理と、
　既知のシンボル群からなる相関系列部をN個のブロックに分割することで得られる第１乃至第Nブロックの夫々を後半部分に有すると共に、前スロットの遅延成分の影響をガードするためガード部分を前半部分に有するN個のトレーニングシンボルを準備する処理と、
　前記N個のトレーニングシンボルの夫々に、前記伝達関数行列H(z,t)と共に前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成されたN個のトレーニング信号の夫々を、前記複数の送信アンテナに含まれるN個の送信アンテナの夫々から送出する処理と、
　前記受信局が、前記伝達関数行列H(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}－１に相当する受信等化ウェイトWＲ(z)を算出した後に、前記受信局に向けて、前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成したデータ信号を送出する処理と、
　を実行することが望ましい。
　また、第３の態様は、複数の受信アンテナを備え、複数の送信アンテナを有する送信局と共にMIMOシステムを構成する無線通信装置であって、
　プロセッサユニットとメモリ装置とを含む等化部を備え、
　前記等化部は、
　ストリーム間の干渉を排除するための送信ウェイトWＴ(z)を用いてビーム形成された状態でN個の前記送信アンテナから送出されたN個のトレーニング信号を、前記複数の受信アンテナに含まれるN個の受信アンテナの夫々を介して受信する処理を実行し、
　前記N個のトレーニング信号の夫々は、既知のシンボル群からなる相関系列部をN個のブロックに分割することで得られる第１乃至第Nブロックの夫々を後半部分に有すると共に、前スロットの遅延成分の影響をガードするためガード部分を前半部分に有しており、
　前記等化部は更に、
　前記N個の受信アンテナの夫々を介して受信されたN個のトレーニング信号の夫々から、前記ブロックを抽出する処理と、
　抽出された前記ブロックを連結させることにより、前記相関系列部と、それに続く相関系列前半部分とからなる仮想トレーニング信号ブロックを生成する処理と、
　前記相関系列部と同じシンボル群からなる比較系列部を前記仮想トレーニング信号ブロックに対してスライドさせながら各位置における両者の相関を計算することで、前記送信ウェイトWＴ(z)を用いることにより前記送信局と当該無線通信装置との間に仮想的に実現されている通信路応答R(m)を計算する処理と、
　前記通信路応答R(m)に基づいて、受信信号から送信信号を復調するための受信等化ウェイトWＲ(z)を算出する処理と、
　を実行することが望ましい。
　第１乃至第３の態様によれば、対応可能な遅延波長の上限を適正に維持したまま、トレーニング信号区間を短縮して通信の伝送容量を向上させることができる。
本開示の実施の形態１のシステムのモデルを示す図である。 本開示の実施の形態１のシステムのブロック図である。 本開示の実施の形態１のシステムで実施される処理の流れを説明するためのフローチャートである。 本開示の実施の形態１において送信局と受信局の間に成立する伝達関数行列H(z,t)を説明するための図である。 送信信号s(t)と伝達関数行列Hと受信信号Hs(t)との関係を説明するための図である。 受信等化ウェイト算出のための通信路応答R(m)を計算する手法の一例を説明するための図である。 図６に示すスライド相関の手法で得られた通信路応答R(m)の一例を示す図である。 本開示の実施の形態１において通信路応答R(m)を計算するために用いられる特徴的手法を説明するための図である。
実施の形態１．
［実施の形態１の構成］
　図１は、本開示の実施の形態１のシステムのモデルを示す図である。図１に示すように、本実施形態の通信システム１０は、送信局１２および受信局１６を備えている。送信局１２と受信局１６は、互いに離間して配置されており、夫々がN個のアンテナを備えている。
　送信局１２と受信局１６とは、MIMOシステムを構成しており、夫々が備えるN個のアンテナを用いて無線通信を行うことができる。送信局１２が備えるアンテナの夫々と、受信局１６が備えるアンテナの夫々との間には、一般に、図１に示すようなマルチパスが形成される。図１において、実線の矢印は直接波のパスを示し、破線の矢印は反射波によるパスを示している。
　図２は、図１に示す通信システム１０のブロック図を示す。送信局１２は、汎用コンピューターシステムを含むハードウェアを備えている。そのハードウェアには、CPU等のプロセッサユニットと、各種のメモリ装置が含まれている。送信局１２は、プロセッサユニットが、メモリ装置に格納されているプログラムに沿って処理を進めることにより、送信局１２としての機能を実現する。受信局１６についても同様である。
　送信局１２は、図２に示すように送信ビーム形成部１４を備えている。送信ビーム形成部１４には、時刻tにおいて、N個の送信信号s１，ｔ～sＮ，ｔが与えられる。送信信号s１，ｔ～sＮ，ｔの夫々は、N個のアンテナATt(1)～ATt(N)の夫々に対応する信号である。送信ビーム形成部１４は、送信信号s１，ｔ～sＮ，ｔに送信ウェイトWＴ(z)を掛け合わせることにより、送信ビームを生成することができる。
　受信局１６は、等化部１８を備えている。等化部１８には、時刻tにおいてアンテナATr(1)～ATr(N)の夫々に到達した受信信号y１，ｔ～yＮ，ｔが提供される。等化部１８は、それらの受信信号y１，ｔ～yＮ，ｔに受信等化ウェイトWＲ(z)を乗算することで、送信信号を復調するための等化処理を実施する。
［実施の形態１で実施される処理］
　図３は、本実施形態において送信局１２と受信局１６で実施される処理の内容を説明するためのフローチャートである。
　図３に示すように、本実施形態では、先ず、送信局１２から受信局１６に向けて、トレーニング信号が送出される（ステップ１００）。本ステップ１００で送信されるトレーニング信号は、送信ウェイトWＴ(z)を計算するために必要な信号である。
　トレーニング信号の授受に際してストリーム間で干渉が生ずると、送信アンテナATt(1)～ATt(N)の夫々と、受信アンテナATr(1)～ATr(N)の夫々との間の通信路応答が適切に把握できない。このため、ここでは、送信アンテナATt(1)～ATt(N)の夫々から、順次、受信局１６に向けてトレーニング信号が送出される。
　受信アンテナATr(1)～ATr(N)の夫々でトレーニング信号を受信した受信局１６では、それらの信号に基づいて通信路応答が推定される（ステップ２００）。
　図４は、送信局１２から送られてきたトレーニング信号に基づいて、受信局１６が通信路応答を推定する原理を説明するための図である。
　図４の上段は、nｔ番目の送信アンテナATt(nｔ)から時刻tに送出されたトレーニング信号に起因して、nｒ番目の受信アンテナATr(nｒ)で得られた受信信号の利得（振幅）を示している。図中、例えば｜h（０）nｒnｔ(t)｜に含まれる（０）、｜h（L-1）nｒnｔ(t)｜に含まれる（L-1）は、夫々遅延の次数を表している。図１を参照して説明した通り、送信局１２から送信される信号は、マルチパスを介して受信局１６に到達する。この際、直接波のパスを経由した信号に比して、反射波のパスを経由した信号は、遅延して、かつ減衰して到達する。その結果、受信アンテナATr(nｒ)では、一般に図４上段に示すような入力が得られる。
　送信アンテナATt(nｔ)から送出されたトレーニング信号に対して、受信アンテナATr(nｒ)で図４上段に示す入力が得られた場合、それらのアンテナ間の通信路応答は、図４中段に示すように次式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上述したステップ１００および２００の処理によれば、N個の送信アンテナATt(1)～ATt(N)と、N個の受信アンテナATr(1)～ATr(N)との組み合わせの全てについて、上記のHnｒnｔ(z,t)を得ることができる。そして、N個の送受信アンテナ間の通信路応答は、それらの結果を用いて、図４下段に示すように次式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　図５は、３×３のMIMOにおいて、３つの送信アンテナの夫々から、信号s１，ｔ，s２，ｔ，s３，ｔの夫々が送出された様子を示している。この場合、３つの受信アンテナで得られる受信信号Hs(t)は、推定された通信路応答を表す伝達関数行列H(z,t)の各要素を用いて、図５の下段に示すように表すことができる。
　この場合、個々の受信アンテナには、３つの送信信号ｓ１，ｔ，s２，ｔ，s３，ｔが混在した受信信号が到達する。このため、送信信号を再現するためには、受信信号の分離処理を行う必要が生ずる。
　これに対して、本実施形態では、上記の分離処理を不要とするため、送信信号に伝達関数行列H(z,t)と共に、適切な送信ウェイトWＴ(z)を掛け合わせることとしている。下記は、伝達関数行列H(z,t)と、その随伴行列adj{H(z,t)}との乗算の結果を示す。但し、ここでは、簡単のため各行列を２×２行列としている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　上記式中のdet{H(z,t)}は、H(z,t)の行列式であり、具体的には、次式で表される。
　det{H(z,t)}＝H１１(z,t)H２２(z,t)－H１２(z,t)H２１(z,t)
　上記の演算式が示すように、伝達関数行列H(z,t)に、その随伴行列adj{H(z,t)}を掛け合わせると、その結果は、det{H(z,t)}を対角要素とする対角化された行列となる。そして、その対角化された行列が送信信号に乗算されれば、受信アンテナの夫々に到達する信号は、単一の送信信号だけを含む信号となる。
　下記の演算式は、送信局１２の送信ビーム形成部１４が、伝達関数行列Hz,t)の随伴行列adj{H(z,t)}を送信ウェイトWＴ(z)として用いた場合に、N個の受信アンテナATr(1)～ATr(N)の夫々に到達する受信信号y１，ｔ～yｎ，ｔを示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上記の演算式は、受信信号y１，ｔ～yｎ，ｔの夫々に単一の送信信号だけが含まれること、および全てのストリームがdet{H(z,t)}で表される同一の通信路応答を示すことを表している。つまり、送信局１２と受信局１６との間に、夫々が単一入力単一出力の特性を示し、同じ通信路応答で表すことのできるN個のストリームが形成されていることを示している。この場合、行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}－１を受信等化ウェイトWＲ(z)とする処理が以後必要にはなるが、受信信号の分離処理は不要とすることができる。
　再び図３に示すフローチャートを参照する。本実施形態において、受信局１６は、上記の機能を実現するため、ステップ２００の終了後に、通信路情報を送信局１２にフィードバックする（ステップ２０２）。ここでは、具体的には、ステップ２００で推定した伝達関数行列H(z,t)の情報がフィードバックされる。
　送信局１２は、そのフィードバックを受けて、伝達関数行列H(z,t)の情報を通信路情報として取得する（ステップ１０２）。
　送信局１２は、次いで、その伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adj{H(z,t)}を、FIRビーム形成の送信ウェイトWＴ(z)として算出する（ステップ１０４）。
　次に、送信局１２は、送信ウェイトWＴ(z)を用いて形成したFIRビームを、受信等化ウェイトWＲ(z)算出のためのトレーニング信号として送出する（ステップ１０６）。本実施形態では、上記の通り、通信路応答を表すH(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}－１を受信等化ウェイトWＲ(z)として用いる。従って、その受信等化ウェイトWＲ(z)は、ステップ２００の処理で取得したH(z,t)から演算により求めることも可能である。しかしながら、本実施形態では、送信局１２と受信局１６との間で生ずる経時的な変化に起因する精度の劣化を避けるため、受信等化ウェイトWＲ(z)の算出のために、改めて通信路推定を実施する。
　送信ウェイトWＴ(z)を乗算して形成したFIRビームは、ストリーム間に干渉が生じないものとして取り扱うことができる。このため、本ステップ１０６では、N個の送信アンテナATt(1)～ATt(N)から、最大N個のトレーニング信号を同時に送出させることが可能である。本実施形態では、本ステップ１０６において、少なくとも二つのトレーニング信号が、同時に送出されるものとする。
［実施の形態１の特徴］
　図６は、受信等化ウェイトWＲ(z)算出のための通信路応答R(m)を計算する基本の手法を説明するための図である。ここでは、受信等化ウェイトWＲ(z)算出のための通信路応答R(m)を、スライド相関の手法で計算する原理を説明する。
　図６の上段は、スライド相関の手法を用いる際に、一つの送信アンテナから送出されるトレーニング信号の一例を示す。図６に示すトレーニング信号は、プレフィクス部Sprefixと、M系列部Sと、サフィックス部Ssuffixとを備えている。
　このトレーニング信号には、Tシンボル（例えば６０シンボル）が含まれている。M系列部Sは、TＭシンボル（例えば３１シンボル）の相関系列であり、s０～sＴＭ－１のシンボル（例えばs０～s３０）を有している。プレフィクス部Sprefixは、M系列部Sの後半のTpreシンボル（例えば１５シンボル、s１６～S３０）を含んでいる。また、サフィックス部Ssuffixは、M系列部Sの前半のTsufシンボル（例えば１４シンボル、s０～S１３）を含んでいる。
　図６に示す例では、トレーニング信号のM系列部Sの先頭にrｍ（例えばr０）のシンボル名が付されており、サフィックス部Ssuffixの先頭にrｍ＋TM（例えばr３１）のシンボル名が付されている。そして、図６の下段には、トレーニング信号のM系列部Sと先頭の位置が揃うように、比較用のM系列部Sが示されている。図６下段のM系列部Sも、トレーニング信号のM系列部Sと同様にs０～sＴＭ－１のTＭシンボルを含んでいる。
　図６上段のトレーニング信号には、プレフィックス部Sprefix、M系列部S、およびサフィックス部Ssuffixの夫々に右下がりの三角図形が記されている。図６に示すトレーニング信号はマルチパスを経由して受信局１６に至るため、図４上段に示す信号と同様に遅延と減衰を伴って受信局１６に到達する。プレフィックス部Sprefixに記された三角図形は、プレフィックス部Sprefixの先頭シンボルに表れる遅延と減衰を示している。M系列部Sおよびサフィックス部Ssuffixに記された三角図形も同様である。そして、図６上段のトレーニング信号に含まれる全てのシンボルは、同様の遅延と減衰を伴って受信局１６に到達する。
　トレーニング信号に含まれる各シンボルの利得は、遅延ゼロの場合に最も大きくなる。このため、上段のM系列部Sと、下段のM系列部Sとの相関は、下段のM系列部Sの先頭が上段のM系列部の先頭と一致している場合、つまり、図６に示す位置関係にある場合に最も高くなる。下段のM系列部Sを１シンボルだけ後ろにスライドすると、１シンボル分だけ減衰したM系列部Sとの比較になるため、その分だけ相関は低くなる。以後同様に、下段のM系列部Sが後ろにスライドするほど、両者の相関は低下する。
　スライド相関の手法では、下段のM系列部Sの先頭が上段のM系列部Sの先頭と一致する状態を起点として、下段のM系列部Sの末尾が上段のサフィックス部Ssuffixの末尾に一致するまで、下段のM系列部Sをスライドさせならが両者の相関が計算される。スライドの過程における各位置での相関は、次式により計算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　下段のM系列部Sをスライドさせて相関を計算するにあたっては、上段のトレーニング信号中、下段のM系列部Sと重なる領域内に、M系列部Sの全シンボルs０～sＴＭ－１が揃っていることが望ましい。このため、図６に示すトレーニング信号では、M系列部Sの後ろに、M系列部Sの前半のシンボルを含むサフィックス部Ssuffixを続けている。
　一方、トレーニング信号の先頭付近、つまりプレフィクス部Sprefixには、当該信号の前スロットの遅延成分の影響が及ぶことがある。このため、本実施形態では、相関を計算するための比較の対象からプレフィックス部Sprefixを除外し、M系列部Sの先頭以降のシンボルで通信路応答R(m)を推定することとしている。但し、前スロットとの間にガード領域を作っておくために、プレフィックス部Sprefixをトレーニング信号に含ませておくことは必要である。
　図７は、上記の手法によって計算された相関R(m)の結果を、スライド量との関係でプロットすることで得られる通信路応答を示す。図７に示す通信路応答は、［数１］で示した通信路応答Hnｒnｔ(z,t)と同様に、トレーニング信号を発した一の送信アンテナと、その信号を受信した一の受信アンテナとの間のマルチパスの状況を正しく表している。
　送信ウェイトWＴ(z)を掛け合わせて得た送信ビームが送信される環境下では、上記の通り全てのストリームについて通信路応答が同一となる。この場合、送信局１２と受信局１６の間に仮想的に成立する伝達関数行列は、R(m)を対角要素とする対角行列となる。そして、そのR（ｍ）に基づいて逆応答det{H(z,t)}－１を求めると、適正な受信等化ウェイトWＲ(z)を得ることができる。
　上述したスライドは、図６下段のM系列部Sの末尾sＴＭ－１が、上段のサフィックス部Ssuffixの末尾rｍ＋ＴＭ＋Ｔｓｕｆに一致するまで繰り返すことができる。従って、スライド範囲の上限は、図７に示す通りTsuf＋１（例えば１６）となる。
　以上説明した理由により、図６に示すトレーニング信号は、M系列部Sの前後にプレフィックス部Sprefixとサフィックス部Ssuffixを伴う構成とされている。その結果、図６に示す信号を用いる場合、Tpre＋TＭ＋Tsuf（例えば６０シンボル）のトレーニング信号区間が必要となる。
　送信局１２と受信局１６との間の伝送容量は、トレーニング信号区間が長いほど低下する。従って、伝送容量を確保するうえでは、トレーニング信号区間が短いことが望ましい。
　ところで、受信等化ウェイトWＲ(z)を算出する段階では、送信信号に送信ウェイトWＴ(z)が掛け合わされることにより、ストリーム間の干渉が回避されていると共に、全てのストリームで同一の仮想通信路応答が得られている。このため、受信等化ウェイトWＲ(z)の算出に必要なシンボルを複数のストリームで分割して同時に送信し、受信局１６においてそれらを連結することが可能である。このような手法によれば、個々のストリームで送信するべき信号長が短くなり、トレーニング信号区間が短縮される。
　図８は、上記の視点に基づいて、本実施形態で用いることとしたトレーニングシンボルの構成を説明するための図である。より具体的には、図８は、通信システム１０が２×２MIMOのシステムである場合に、本実施形態で用いられる受信等化ウェイトWＲ(z)算出用のトレーニングシンボルの構成例を示す。
　図８において、上段の左側に示す信号は、第一送信アンテナATt(1)と第一受信アンテナATr(1)との間に形成される第一ストリームで受け渡されるトレーニングシンボル＃１を示す。トレーニングシンボル＃１は、Tsuf⌒シンボル（例えば１６シンボル）の「M系列後半部分」と、これに続くTpre⌒シンボル（例えば１５シンボル）の「M系列前半部分」とで構成されている。
　図８上段の右側に示す信号は、第二送信アンテナATt(2)と第二受信アンテナATr(2)との間に形成される第二ストリームで受け渡されるトレーニングシンボル＃２を示す。トレーニングシンボル＃２は、Tpre⌒シンボル（例えば１５シンボル）の「M系列前半部分」と、これに続くTsuf⌒シンボル（例えば１６シンボル）の「M系列後半部分」とで構成されている。
　尚、Tsuf⌒とTpre⌒は、下記の二つの条件を満たす整数として決定された値である。
（条件１）Tsuf⌒＋Tpre⌒＝TＭ
　TＭは通信路応答の推定に必要なシンボル数として定められた値であり、図６に示す値と同数（例えば３１）。
（条件２）Tsuf⌒≒Tpre⌒
　TＭが偶数である場合は、Tsuf⌒＝Tpre⌒＝TＭ／２。
　TＭが奇数である場合は、TＭ／２の小数点以下を切り上げた値をTsuf⌒とTpre⌒の一方とし、切り下げた値をそれらの他方とする。
　図８の下段は、本実施形態においてスライド相関の対象とする仮想トレーニング信号ブロックと、比較に用いるM系列部Sとを示す。仮想トレーニング信号ブロックは、トレーニングシンボル＃１の後半に位置する「M系列前半部分」と、トレーニングシンボル＃２の後半に位置する「M系列後半部分」と、トレーニングシンボル＃１の後半に位置する「M系列前半部分」とを直列に連結した構成を有している。
　トレーニングシンボル＃１の前半に位置する「M系列後半部分」には、図６に示すプレフィックス部Sprefixと同様に、前スロットの遅延成分の影響を受けることがある。トレーニングシンボル＃２の前半に位置する「M系列前半部分」も同様である。一方、仮想トレーニング信号ブロックに組み込まれる部分、前スロットの遅延成分の影響を受けていない。
　このため、仮想トレーニング信号ブロックは、前スロットの影響を受けていない「M系列部S」の全部と、前スロットの影響を受けていない「サフィックス部Ssuffix」とを含む構成となる。つまり、仮想トレーニング信号ブロックは、図６上段に示すトレーニング信号中、スライド相関の対象となる部分と全く同じ構成を有している。
　本実施形態では、比較用のM系列部Sの先頭が仮想トレーニング信号ブロックの先頭と一致する状態を起点として、比較用のM系列部Sの末尾が仮想トレーニング信号ブロックの末尾に一致するまで、通信路応答R(m)の計算が繰り返される。これにより、図６に示すトレーニング信号＃１および＃２を用いる場合と同様のスライド範囲上記Tsuf⌒＋１（例えば１６シンボル）を確保することができる。
　図８上段に示すトレーニングシンボル＃１および＃２は、何れもTsuf⌒＋Tpre⌒＝TＭのシンボル数（例えば３１シンボル）で構成されている。そして、トレーニングシンボル＃１および＃２は、上記の通り同時に送信することができる。このため、本実施系板の手法によれば、図６に示すトレーニングを用いる場合に比して、トレーニング信号区間を、Tpre＋TＭ＋Tsuf（例えば６０シンボル）からTＭ（例えば３１シンボル）に短縮することができる。図６に示すトレーニング信号は、Tpre＋Tsufが凡そTＭとなるように構成されているため、この短縮は、概ね１／２の短縮にあたる。
　再び図３に示すフローチャートを参照して、送信局１２および受信局１６の処理について説明する。
　図３に示すステップ１０６では、少なくとも二つのトレーニング信号が、送信局１２から受信局１６に向けて送出される。本実施形態のシステムが２×２MIMOのシステムである場合、それらのトレーニング信号は、以下の手順で生成される。
　（ステップ１０６－１）M系列部をTpre⌒シンボルを含む前半部分と、Tsuf⌒シンボルを含む後半部分に分割する。
　（ステップ１０６－２）Tsuf⌒シンボルを含む「M系列後半部分」の後ろにTpre⌒シンボルを含む「M系列前半部分」を配置したトレーニングシンボル＃１を構成する。
　（ステップ１０６－３）Tpre⌒シンボルを含む「M系列前半部分」の後ろにTsuf⌒シンボルを含む「M系列後半部分」を配置したトレーニングシンボル＃２を構成する。
　尚、３×３以上のMIMOシステムにおいては、M系列部を２つではなく、３つ以上の分割して、３つ以上のストリームで同時に送信することとしてもよい。
　上記のトレーニング信号を受信すると、受信局１６は、受信アンテナの夫々に到達した信号から、分割されたM系列部のブロックを抽出する（ステップ２０４）。ここでは、具体的には、夫々の受信信号から、それらの後半に配置されている「M系列前半部分」または「M系列後半部分」が抽出される。
　次に、受信局１６は、抽出したブロックを連結して、仮想トレーニング信号ブロックを形成する（ステップ２０６）。ここでは、具体的には、ステップ２０４で抽出したブロックを用いて、「M系列前半部分」「M系列後半部分」「M系列前半部分」の構造を持つ仮想トレーニング信号ブロックが形成される。
　次に、ステップ２０６で得た仮想トレーニング信号ブロックを比較の対象として、スライド相関の手法により、通信路応答R(m)が演算される（ステップ２０８）。
　更に、上記の処理で演算された通信路応答R(m)（図７参照）に基づいて、受信等化ウェイトWＲ(z)が算出される（ステップ２１０）。
　以上の処理により、送信局１２および受信局１６におけるトレーニング処理が終了する。以後、送信局１２は、送信ウェイトWＴ(z)によりFIRビームを形成したデータ信号を送出する（ステップ１０８）。また、受信局１６は、受信信号を受信等化ウェイトWＲ(z)で等化することにより、送信データを復調する（ステップ２１２）。これにより、N×NのMIMOシステムによる通信が確立される。
［実施の形態１の変形例］
　ところで、上述した実施の形態１では、受信等化ウェイトWＲ(z)を算出するためのトレーニング信号にM系列を用いることとしているが、本開示はこれに限定されるものではない。M系列に代えて、通信路応答の推定に一般に用いられる他の系列を用いることとしてもよい。
　また、上述した実施の形態１では、受信局１６が受信等化ウェイトWＲ(z)の算出を終えたことを送信局１２に通知する処理を含んでいない。しかしながら、受信局１６は、WＲ(z)の算出終了を送信局１２に通知し、送信局１２は、その通知を待ってステップ１０８の処理、つまり、データ信号の送信を開始することとしてもよい。
　また、上述した実施の形態１では、送信局１２および受信局１６が、無線通信の基地局である場合を想定しているが、本開示はこれに限定されるものではない。本開示における送信局１２および受信局１６は、ユーザ端末で実現することとしてもよい。
　また、上述した実施の形態１では、送信局１２で送信ウェイトWＴ(z)を算出することとしているが、本開示はこれに限定されるものではない。送信ウェイトWＴ(z)は、受信局１６が算出し、その結果を受信局１６が送信局１２にフィードバックすることとしてもよい。
　また、上述した実施の形態１では、M系列部を「M系列前半部分」と「M系列後半部分」の二つに分割して送信することとしている。しかしながら、M系列部の分割数は二つに限定されるものではない。例えば、N×NのMIMOシステムで、N個のストリームが存在する場合は、M系列をN個のブロックに分割して、N個のトレーニングシンボル＃１～＃Nとして送信してもよい。この場合、トレーニングシンボル＃１～＃N夫々の前段に、前スロットの影響を吸収するガード部としてTsuf⌒或いはTpre⌒相当のシンボルを配置したとして、トレーニング信号区間を、Tsuf⌒（またはTpre⌒）＋TＭ／Nに短縮することができる。
　尚、上述した実施の形態１では、図８下段の上側に示すM系列部Sが請求項１に記載の「相関系列部」に相当していると共に、図８下段の下側に示すM系列部が請求項１に記載の「比較系列部」に相当している。また、図８上段左側のM系列後半部分および右側のM系列前半部分が請求項１におけるガード部分に相当していると共に、M系列前半部分およびM系列後半部分が、請求項１における「相関系列前半部分」および「相関系列後半部分」に夫々相当している。
　また、上述した実施の形態１では、送信局１２が請求項５および６に記載の「無線通信装置」に相当していると共に、受信局１６が請求項７および８に記載の「無線通信装置」に相当している。
１０　通信システム
１２　送信局
１６　受信局
ATt(1)～ATt(N)　送信アンテナ
ATr(1)～ATr(N)　受信アンテナ
Hnｒnｔ(z,t)　送信アンテナATt(nｔ)と受信アンテナATr(nｒ)との間の通信路応答
H(z,t)　送信局と受信局の間の伝達関数行列
adj{H(z,t)}　H(z,t)の随伴行列
det{H(z,t)}　H(z,t)の行列式
det{H(z,t)}－１　det{H(z,t)}の逆応答
WＴ(z)　送信ウェイト
WＲ(z)　受信等化ウェイト
R(m)　スライド相関の手法で演算された通信路応答
TＭ　M系列部のシンボル数
Tpre⌒　M系列前半部分のシンボル数
Tsuf⌒　M系列後半部分のシンボル数

Claims (8)

  1. 　複数の送信アンテナを有する送信局と、複数の受信アンテナを有する受信局とを備えるMIMOシステムに関して、前記送信局と前記受信局との間の通信路を推定する通信路推定方法であって、
    　前記送信局と前記受信局との間に成立する伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adjH(z,t)を、送信ウェイトWＴ(z)として算出する送信ウェイト算出ステップと、
    　既知のシンボル群からなる相関系列部をN個のブロックに分割することで得られる第１乃至第Nブロックの夫々を後半部分に有すると共に、前スロットの遅延成分の影響をガードするためガード部分を前半部分に有するN個のトレーニングシンボルを準備するステップと、
    　前記N個のトレーニングシンボルの夫々に、前記伝達関数行列H(z,t)と共に前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成されたN個のトレーニング信号の夫々を、前記複数の送信アンテナに含まれるN個の送信アンテナの夫々から送出するステップと、
    　前記複数の受信アンテナに含まれるN個の受信アンテナの夫々で受信されたN個のトレーニング信号の夫々から、前記ブロックを抽出するステップと、
    　抽出された前記ブロックを連結させることにより、前記相関系列部と、それに続く相関系列前半部分とからなる仮想トレーニング信号ブロックを生成するステップと、
    　前記相関系列部と同じシンボル群からなる比較系列部を前記仮想トレーニング信号ブロックに対してスライドさせながら各位置における両者の相関を計算することで、前記送信ウェイトWＴ(z)を用いることにより前記送信局と前記受信局との間に仮想的に実現されている通信路応答R(m)を計算するステップと、
    　前記通信路応答R(m)に基づいて、前記伝達関数行列H(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}－１に相当する受信等化ウェイトWＲ(z)を算出するステップと、
    　を含む通信路推定方法。
  2. 　前記Nが２であり、
    　前記N個のブロックが、前記相関系列部の前半部分である相関系列前半部分と、前記相関系列部の後半部分である相関系列後半部分とであり、
    　前記N個のトレーニングシンボルは、前記相関系列前半部分と前記相関系列後半部分がその順で直列に連結された第一トレーニングシンボルと、前記相関系列後半部分と前記相関系列前半部分がその順で直列に連結された第二トレーニングシンボルとであり、
    　前記第一トレーニングシンボルの前記ガード部分が前記相関系列後半部分であり、
    　前記第二トレーニングシンボルの前記ガード部分が前記相関系列前半部分であり、
    　前記仮想トレーニング信号ブロックは、前記第一トレーニングシンボルに含まれる前記相関系列前半部分と、前記第二トレーニングシンボルに含まれる前記相関系列後半部分と、前記第一トレーニングシンボルに含まれる前記相関系列前半部分とが、その順で直列に連結された構成を有する請求項１に記載の通信路推定方法。
  3. 　前記送信ウェイト算出ステップは、
    　前記送信局が、前記複数の送信アンテナの夫々から、順次、送信ウェイト算出用トレーニング信号を送出するステップと、
    　前記受信局が、前記複数の受信アンテナの夫々で受信した前記送信ウェイト算出用トレーニング信号に基づいて、前記複数の送信アンテナの夫々と前記複数の受信アンテナの夫々との間に成立する通信路応答Hnｒnｔ(z,t)を推定するステップと、
    　それらの通信路応答Hnｒnｔ(z,t)に基づいて前記伝達関数行列H(z,t)を設定するステップと、
    　を含む請求項１または２に記載の通信路推定方法。
  4. 　前記受信等化ウェイトWＲ(z)の算出後に、前記送信局が、前記受信局に向けて、前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成したデータ信号を送出するステップと、
    　前記受信局が、ビーム形成された前記データ信号を、前記受信等化ウェイトWＲ(z)で処理することにより送信データに復調するステップと、
    　を含む請求項１乃至３の何れか1項に記載の通信路推定方法。
  5. 　複数の送信アンテナを備え、複数の受信アンテナを有する受信局と共にMIMOシステムを構成する無線通信装置であって、
    　プロセッサユニットとメモリ装置とを含む送信ビーム形成部を備え、
    　前記送信ビーム形成部は、
    　当該無線通信装置と前記受信局との間に成立する伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adjH(z,t)を、送信ウェイトWＴ(z)として取得する処理と、
    　既知のシンボル群からなる相関系列部をN個のブロックに分割することで得られる第１乃至第Nブロックの夫々を後半部分に有すると共に、前スロットの遅延成分の影響をガードするためガード部分を前半部分に有するN個のトレーニングシンボルを準備する処理と、
    　前記N個のトレーニングシンボルの夫々に、前記伝達関数行列H(z,t)と共に前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成されたN個のトレーニング信号の夫々を、前記複数の送信アンテナに含まれるN個の送信アンテナの夫々から送出する処理と、
    　前記受信局が、前記伝達関数行列H(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}－１に相当する受信等化ウェイトWＲ(z)を算出した後に、前記受信局に向けて、前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成したデータ信号を送出する処理と、
    　を実行する無線通信装置。
  6. 　前記Nが２であり、
    　前記N個のブロックが、前記相関系列部の前半部分である相関系列前半部分と、前記相関系列部の後半部分である相関系列後半部分とであり、
    　前記N個のトレーニングシンボルは、前記相関系列前半部分と前記相関系列後半部分がその順で直列に連結された第一トレーニングシンボルと、前記相関系列後半部分と前記相関系列前半部分がその順で直列に連結された第二トレーニングシンボルとであり、
    　前記第一トレーニングシンボルの前記ガード部分が前記相関系列後半部分であり、
    　前記第二トレーニングシンボルの前記ガード部分が前記相関系列前半部分である
    請求項５に記載の無線通信装置。
  7. 　複数の受信アンテナを備え、複数の送信アンテナを有する送信局と共にMIMOシステムを構成する無線通信装置であって、
    　プロセッサユニットとメモリ装置とを含む等化部を備え、
    　前記等化部は、
    　ストリーム間の干渉を排除するための送信ウェイトWＴ(z)を用いてビーム形成された状態でN個の前記送信アンテナから送出されたN個のトレーニング信号を、前記複数の受信アンテナに含まれるN個の受信アンテナの夫々を介して受信する処理を実行し、
    　前記N個のトレーニング信号の夫々は、既知のシンボル群からなる相関系列部をN個のブロックに分割することで得られる第１乃至第Nブロックの夫々を後半部分に有すると共に、前スロットの遅延成分の影響をガードするためガード部分を前半部分に有しており、
    　前記等化部は更に、
    　前記N個の受信アンテナの夫々を介して受信されたN個のトレーニング信号の夫々から、前記ブロックを抽出する処理と、
    　抽出された前記ブロックを連結させることにより、前記相関系列部と、それに続く相関系列前半部分とからなる仮想トレーニング信号ブロックを生成する処理と、
    　前記相関系列部と同じシンボル群からなる比較系列部を前記仮想トレーニング信号ブロックに対してスライドさせながら各位置における両者の相関を計算することで、前記送信ウェイトWＴ(z)を用いることにより前記送信局と当該無線通信装置との間に仮想的に実現されている通信路応答R(m)を計算する処理と、
    　前記通信路応答R(m)に基づいて、受信信号から送信信号を復調するための受信等化ウェイトWＲ(z)を算出する処理と、
    　を実行する無線通信装置。
  8. 　前記Nが２であり、
    　前記N個のブロックが、前記相関系列部の前半部分である相関系列前半部分と、前記相関系列部の後半部分である相関系列後半部分とであり、
    　前記N個のトレーニング信号は、前記相関系列前半部分と前記相関系列後半部分がその順で直列に連結された第一トレーニング信号と、前記相関系列後半部分と前記相関系列前半部分がその順で直列に連結された第二トレーニング信号とであり、
    　前記第一トレーニング信号の前記ガード部分が前記相関系列後半部分であり、
    　前記第二トレーニング信号の前記ガード部分が前記相関系列前半部分である
    請求項７に記載の無線通信装置。
    　
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