JP7552737B2 - 通信路推定方法および無線通信装置 - Google Patents

Description

この開示は、FIR（Finite Impulse Response）送信ビーム形成を用いたシングルキャリア（SC）-MIMO（Multiple Input Multiple Output）システムにおいて、仮想的に生成したトレーニング信号区間を用いて通信路推定を行うことで、実際のトレーニング信号区間を延伸させることなく、推定可能な遅延波の最大遅延時間（以下、遅延波長とする）を延伸させる技術に関する。

下記の非特許文献１には、FIR送信ビーム形成を用いたSC-MIMOシステムにおいて、通信路を推定する手法が開示されている。具体的には、ここには、送受信アンテナ数をそれぞれN、CIR（Channel Impulse Response）長をLとした場合のCIR伝達関数行列をH(z)として、通信路応答を推定する手法が開示されている。

CIR伝達関数行列H(z)が正則である場合、その逆行列H(z)^－１は、行列式det{H(z)}の逆応答det{H(z)}^－１と随伴行列adj{H(z)}との乗算により求められる。非特許文献１には、H(z)の逆行列H(Z)^－１を、上記の随伴行列adj{H(z)}と逆応答det{H(z)}^－１とに分離し、前者を送信ウェイトW_Ｔ(z)として、また、後者を受信等化ウェイトW_Ｒ(z)として用いる手法が開示されている。

随伴行列adj{H(z)}を送信ウェイトW_Ｔ(z)として用いると、H(z)W_Ｔ(z)は、det{H(z)}を対角要素とする対角行列となる。そして、H(z)W_Ｔ(z)が対角化されると、N個の送信アンテナとN個の受信アンテナとの間に、あたかもN個の単一入力単一出力ストリームが形成されているのと同様の環境が成立して、ストリーム間の干渉が抑制される。

非特許文献１には、更に、受信信号に、受信等化ウェイトW_Ｒ(z)としてdet{H(z)}^－１を乗算すると、H(z)が単位行列化されてシンボル間干渉を抑制できることが開示されている。このように、非特許文献１に記載の手法によれば、受信信号の分離が不要なMIMOシステムを構築することができる。

FIR型送信ビーム形成と双方向受信等化を適用した広帯域シングルキャリアMIMOシステム、栗山圭太、福園隼人、吉岡正文、立田努、2019年 電子情報通信学会総合大会、B-5-105、2019年3月

受信等化ウェイトW_Ｒ(z)を算出するための通信路推定は、送信ウェイトW_Ｔ(z)を乗算して形成した送信ビームを用いて実施することが望ましい。そして、送信ビーム形成後の仮想通信路は、送信ウェイトW_Ｔ(z)の乗算に伴って各アンテナ間の通信路応答の畳み込みで表されるため、実際の遅延波長よりも仮想的に長くなる。

ところで、MIMOシステムを構築する際には、発生する遅延波長を想定して、その遅延波長の推定が可能となるトレーニング信号区間を用いて通信路が推定される。この場合、推定可能な遅延波長は必然的に固定されたものとなる。一方で、現実に生ずる遅延波長は、送信側と受信側との間の環境が異なることにより、想定を超えたものとなることがある。仮想通信路の遅延波長が想定を超えると、特に受信等化ウェイトW_Ｒ(z)を算出するための仮想通信路が、推定可能な遅延波長を超えてしまうことがある。

その場合、受信等化ウェイトW_Ｒ(z)が正しく算出できなくなり、ビット誤り率が大きくなる。そのような不測の事態に備えて、トレーニング信号区間を十分に延伸して通信路を推定すれば、受信等化ウェイトW_Ｒ(z)の精度劣化に関する問題は回避できるが、その背反として伝送容量が劣化するという問題が生ずる。

本開示は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、実際のトレーニング信号区間を延伸させることなく推定可能な遅延波長を延伸させることのできる通信路推定方法を提供することを第１の目的とする。

また、本開示は、実際のトレーニング信号区間を延伸させることなく推定可能な遅延波長を延伸させるための送信局として機能する無線通信装置を提供することを第２の目的とする。

また、本開示は、実際のトレーニング信号区間を延伸させることなく推定可能な遅延波長を延伸させるための受信局として機能する無線通信装置を提供することを第３の目的とする。

第１の態様は、上記の目的を達成するため、複数の送信アンテナを有する送信局と、複数の受信アンテナを有する受信局とを備えるMIMOシステムに関して、前記送信局と前記受信局との間の通信路を推定する通信路推定方法であって、
前記送信局と前記受信局との間に成立する伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adjH(z,t)を、送信ウェイトW_Ｔ(z)として算出する送信ウェイト算出ステップと、
送信信号に前記伝達関数行列H(z,t)と共に前記送信ウェイトW_Ｔ(z)を乗算することでビーム形成され、既知のシンボル群を相関系列部として含むトレーニング信号を、前記送信局から前記受信局に向けて、少なくとも二つの前記送信アンテナから送出するステップと、
少なくとも二つの前記受信アンテナで受信した少なくとも二つのトレーニング信号の夫々に含まれる前記相関系列部を直列に連結することで仮想トレーニング信号ブロックを生成するステップと、
前記相関系列部と同じシンボル群からなる比較系列部を前記仮想トレーニング信号ブロックに対してスライドさせながら各位置における両者の相関を計算することで、前記送信ウェイトW_Ｔ(z)を用いることにより前記送信局と前記受信局との間に仮想的に実現されている通信路応答R(m)を計算するステップと、
前記通信路応答R(m)に基づいて、前記伝達関数行列H(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}^－１に相当する受信等化ウェイトW_Ｒ(z)を算出するステップと、
を含むことが望ましい。

また、第２の態様は、複数の送信アンテナを備え、複数の受信アンテナを有する受信局と共にMIMOシステムを構成する無線通信装置であって、
プロセッサユニットとメモリ装置とを含む送信ビーム形成部を備え、
前記送信ビーム形成部は、
当該無線通信装置と前記受信局との間に成立する伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adjH(z,t)を、送信ウェイトW_Ｔ(z)として取得する処理と、
送信信号に前記伝達関数行列H(z,t)と共に前記送信ウェイトW_Ｔ(z)を乗算することでビーム形成され、既知のシンボル群を相関系列部として含むトレーニング信号を、前記受信局に向けて、少なくとも二つの送信アンテナから送出する処理と、
前記受信局が、前記伝達関数行列H(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}^－１に相当する受信等化ウェイトW_Ｒ(z)を算出した後に、前記受信局に向けて、前記送信ウェイトW_Ｔ(z)を乗算することでビーム形成したデータ信号を送出する処理と、
を実行することが望ましい。

また、第３の態様は、複数の受信アンテナを備え、複数の送信アンテナを有する送信局と共にMIMOシステムを構成する無線通信装置であって、
プロセッサユニットとメモリ装置とを含む等化部を備え、
前記等化部は、
ストリーム間の干渉を排除するための送信ウェイトW_Ｔ(z)を用いてビーム形成された状態で少なくとも二つの前記送信アンテナから送出され、既知のシンボル群を相関系列部として含むトレーニング信号を、少なくとも二つの前記受信アンテナを介して受信する処理と、
少なくとも二つの前記トレーニング信号の夫々に含まれる前記相関系列部を直列に連結することで仮想トレーニング信号ブロックを生成する処理と、
前記相関系列部と同じシンボル群からなる比較系列部を前記仮想トレーニング信号ブロックに対してスライドさせながら各位置における両者の相関を計算することで、前記送信ウェイトW_Ｔ(z)を用いることにより前記送信局と当該無線通信装置との間に仮想的に実現されている通信路応答R(m)を計算する処理と、
前記通信路応答R(m)に基づいて、受信信号から送信信号を復調するための受信等化ウェイトW_Ｒ(z)を算出する処理と、
を実行することが望ましい。

第１乃至第３の態様によれば、少なくとも二つのトレーニング信号の夫々に含まれる相関系列部が直列に連結されることで、十分に長い仮想トレーニング信号ブロックを形成することができる。この仮想トレーニング信号ブロックによれば、十分に長い遅延に対応した十分なスライド範囲を確保することができる。このため、これらの態様によれば、実際のトレーニング信号区間を延伸させることなく推定可能な遅延波長を延伸させることができる。

本開示の実施の形態１のシステムのモデルを示す図である。 本開示の実施の形態１のシステムのブロック図である。 本開示の実施の形態１のシステムで実施される処理の流れを説明するためのフローチャートである。 本開示の実施の形態１において送信局と受信局の間に成立する伝達関数行列H(z,t)を説明するための図である。 送信信号s(t)と伝達関数行列Hと受信信号Hs(t)との関係を説明するための図である。 受信等化ウェイト算出のための通信路応答R(m)を計算する手法の一例を説明するための図である。 図６に示すスライド相関の手法で得られた通信路応答R(m)の一例を示す図である。 想定を超える遅延周期の影響がトレーニング信号に重畳した状態を説明するための図である。 想定を超える遅延周期の影響がトレーニング信号に重畳することで通信路応答R(m)の演算精度が悪化する様子を説明するための図である。 本開示の実施の形態１において通信路応答R(m)を計算するために用いられる特徴的手法を説明するための図である。

実施の形態１．
［実施の形態１の構成］
図１は、本開示の実施の形態１のシステムのモデルを示す図である。図１に示すように、本実施形態の通信システム１０は、送信局１２および受信局１６を備えている。送信局１２と受信局１６は、互いに離間して配置されており、夫々がN個のアンテナを備えている。

送信局１２と受信局１６とは、MIMOシステムを構成しており、夫々が備えるN個のアンテナを用いて無線通信を行うことができる。送信局１２が備えるアンテナの夫々と、受信局１６が備えるアンテナの夫々との間には、一般に、図１に示すようなマルチパスが形成される。図１において、実線の矢印は直接波のパスを示し、破線の矢印は反射波によるパスを示している。

図２は、図１に示す通信システム１０のブロック図を示す。送信局１２は、汎用コンピューターシステムを含むハードウェアを備えている。そのハードウェアには、CPU等のプロセッサユニットと、各種のメモリ装置が含まれている。送信局１２は、プロセッサユニットが、メモリ装置に格納されているプログラムに沿って処理を進めることにより、送信局１２としての機能を実現する。受信局１６についても同様である。

送信局１２は、図２に示すように送信ビーム形成部１４を備えている。送信ビーム形成部１４には、時刻tにおいて、N個の送信信号s_１，ｔ～s_Ｎ，ｔが与えられる。送信信号s_１，ｔ～s_Ｎ，ｔの夫々は、N個のアンテナATt(1)～ATt(N)の夫々に対応する信号である。送信ビーム形成部１４は、送信信号s_１，ｔ～s_Ｎ，ｔに送信ウェイトW_Ｔ(z)を掛け合わせることにより、送信ビームを生成することができる。

受信局１６は、等化部１８を備えている。等化部１８には、時刻tにおいてアンテナATr(1)～ATr(N)の夫々に到達した受信信号y_１，ｔ～y_Ｎ，ｔが提供される。等化部１８は、それらの受信信号y_１，ｔ～y_Ｎ，ｔに受信等化ウェイトW_Ｒ(z)を乗算することで、送信信号を復調するための等化処理を実施する。

［実施の形態１で実施される処理］
図３は、本実施形態において送信局１２と受信局１６で実施される処理の内容を説明するためのフローチャートである。
図３に示すように、本実施形態では、先ず、送信局１２から受信局１６に向けて、トレーニング信号が送出される（ステップ１００）。本ステップ１００で送信されるトレーニング信号は、送信ウェイトW_Ｔ(z)を計算するために必要な信号である。

トレーニング信号の授受に際してストリーム間で干渉が生ずると、送信アンテナATt(1)～ATt(N)の夫々と、受信アンテナATr(1)～ATr(N)の夫々との間の通信路応答が適切に把握できない。このため、ここでは、送信アンテナATt(1)～ATt(N)の夫々から、順次、受信局１６に向けてトレーニング信号が送出される。

受信アンテナATr(1)～ATr(N)の夫々でトレーニング信号を受信した受信局１６では、それらの信号に基づいて通信路応答が推定される（ステップ２００）。

図４は、送信局１２から送られてきたトレーニング信号に基づいて、受信局１６が通信路応答を推定する原理を説明するための図である。
図４の上段は、n_ｔ番目の送信アンテナATt(n_ｔ)から時刻tに送出されたトレーニング信号に起因して、n_ｒ番目の受信アンテナATr(n_ｒ)で得られた受信信号の利得（振幅）を示している。図中、例えば｜h^（０）n_ｒn_ｔ(t)｜に含まれる^（０）、｜h^（L-1）n_ｒn_ｔ(t)｜に含まれる^（L-1）は、夫々遅延の次数を表している。図１を参照して説明した通り、送信局１２から送信される信号は、マルチパスを介して受信局１６に到達する。この際、直接波のパスを経由した信号に比して、反射波のパスを経由した信号は、遅延して、かつ減衰して到達する。その結果、受信アンテナATr(n_ｒ)では、一般に図４上段に示すような入力が得られる。

送信アンテナATt(n_ｔ)から送出されたトレーニング信号に対して、受信アンテナATr(n_ｒ)で図４上段に示す入力が得られた場合、それらのアンテナ間の通信路応答は、図４中段に示すように次式で表すことができる。

上述したステップ１００および２００の処理によれば、N個の送信アンテナATt(1)～ATt(N)と、N個の受信アンテナATr(1)～ATr(N)との組み合わせの全てについて、上記のHn_ｒn_ｔ(z,t)を得ることができる。そして、N個の送受信アンテナ間の通信路応答は、それらの結果を用いて、図４下段に示すように次式で表すことができる。

図５は、３×３のMIMOにおいて、３つの送信アンテナの夫々から、信号s_１，ｔ，s_２，ｔ，s_３，ｔの夫々が送出された様子を示している。この場合、３つの受信アンテナで得られる受信信号Hs(t)は、推定された通信路応答を表す伝達関数行列H(z,t)の各要素を用いて、図５の下段に示すように表すことができる。

この場合、個々の受信アンテナには、３つの送信信号ｓ_１，ｔ，s_２，ｔ，s_３，ｔが混在した受信信号が到達する。このため、送信信号を再現するためには、受信信号の分離処理を行う必要が生ずる。

これに対して、本実施形態では、上記の分離処理を不要とするため、送信信号に伝達関数行列H(z,t)と共に、適切な送信ウェイトW_Ｔ(z)を掛け合わせることとしている。下記は、伝達関数行列H(z,t)と、その随伴行列adj{H(z,t)}との乗算の結果を示す。但し、ここでは、簡単のため各行列を２×２行列としている。

上記式中のdet{H(z,t)}は、H(z,t)の行列式であり、具体的には、次式で表される。
det{H(z,t)}＝H_１１(z,t)H_２２(z,t)－H_１２(z,t)H_２１(z,t)

上記の演算式が示すように、伝達関数行列H(z,t)に、その随伴行列adj{H(z,t)}を掛け合わせると、その結果は、det{H(z,t)}を対角要素とする対角化された行列となる。そして、その対角化された行列が送信信号に乗算されれば、受信アンテナの夫々に到達する信号は、単一の送信信号だけを含む信号となる。

下記の演算式は、送信局１２の送信ビーム形成部１４が、伝達関数行列Hz,t)の随伴行列adj{H(z,t)}を送信ウェイトW_Ｔ(z)として用いた場合に、N個の受信アンテナATr(1)～ATr(N)の夫々に到達する受信信号y_１，ｔ～y_ｎ，ｔを示している。

上記の演算式は、受信信号y_１，ｔ～y_ｎ，ｔの夫々に単一の送信信号だけが含まれること、および全てのストリームがdet{H(z,t)}で表される同一の通信路応答を示すことを表している。つまり、送信局１２と受信局１６との間に、夫々が単一入力単一出力の特性を示し、同じ通信路応答で表すことのできるN個のストリームが形成されていることを示している。この場合、行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}^－１を受信等化ウェイトW_Ｒ(z)とする処理が以後必要にはなるが、受信信号の分離処理は不要とすることができる。

再び図３に示すフローチャートを参照する。本実施形態において、受信局１６は、上記の機能を実現するため、ステップ２００の終了後に、通信路情報を送信局１２にフィードバックする（ステップ２０２）。ここでは、具体的には、ステップ２００で推定した伝達関数行列H(z,t)の情報がフィードバックされる。

送信局１２は、そのフィードバックを受けて、伝達関数行列H(z,t)の情報を通信路情報として取得する（ステップ１０２）。

送信局１２は、次いで、その伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adj{H(z,t)}を、FIRビーム形成の送信ウェイトW_Ｔ(z)として算出する（ステップ１０４）。

次に、送信局１２は、送信ウェイトW_Ｔ(z)を用いて形成したFIRビームを、受信等化ウェイトW_Ｒ(z)算出のためのトレーニング信号として送出する（ステップ１０６）。本実施形態では、上記の通り、通信路応答を表すH(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}^－１を受信等化ウェイトW_Ｒ(z)として用いる。従って、その受信等化ウェイトW_Ｒ(z)は、ステップ２００の処理で取得したH(z,t)から演算により求めることも可能である。しかしながら、送信局１２と受信局１６との間の環境は、例えば、両者間に位置する移動体が移動することなどにより、経時的に変化する。本実施形態では、そのような経時的な変化による精度の劣化を避けるため、受信等化ウェイトW_Ｒ(z)の算出のために、改めて通信路推定を実施する。

送信ウェイトW_Ｔ(z)を乗算して形成したFIRビームは、ストリーム間に干渉が生じないものとして取り扱うことができる。このため、本ステップ１０６では、N個の送信アンテナATt(1)～ATt(N)から、最大N個のトレーニング信号を同時に送出させることが可能である。本実施形態では、本ステップ１０６において、少なくとも二つのトレーニング信号が、同時に送出されるものとする。

［実施の形態１の特徴］
図６は、受信等化ウェイトW_Ｒ(z)算出のための通信路応答R(m)を計算する基本の手法を説明するための図である。ここでは、受信等化ウェイトW_Ｒ(z)算出のための通信路応答R(m)を、スライド相関の手法で計算する原理を説明する。

図６の上段は、スライド相関の手法を用いる際に、一つの送信アンテナから送出されるトレーニング信号の一例を示す。図６に示すトレーニング信号は、プレフィクス部Sprefixと、M系列部Sと、サフィックス部Ssuffixとを備えている。

このトレーニング信号には、Tシンボル（例えば６０シンボル）が含まれている。M系列部Sは、T_Ｍシンボル（例えば３１シンボル）の相関系列であり、s_０～s_ＴＭ－１のシンボル（例えばs_０～s_３０）を有している。プレフィクス部Sprefixは、M系列部Sの後半のTpreシンボル（例えば１５シンボル、s_１６～S_３０）を含んでいる。また、サフィックス部Ssuffixは、M系列部Sの前半のTsufシンボル（例えば１４シンボル、s_０～S_１３）を含んでいる。

図６に示す例では、トレーニング信号のM系列部Sの先頭にr_ｍ（例えばr_０）のシンボル名が付されており、サフィックス部Ssuffixの先頭にr_ｍ＋TM（例えばr_３１）のシンボル名が付されている。そして、図６の下段には、トレーニング信号のM系列部Sと先頭の位置が揃うように、比較用のM系列部Sが示されている。図６下段のM系列部Sも、トレーニング信号のM系列部Sと同様にs_０～s_ＴＭ－１のT_Ｍシンボルを含んでいる。

図６上段のトレーニング信号には、プレフィックス部Sprefix、M系列部S、およびサフィックス部Ssuffixの夫々に右下がりの三角図形が記されている。図６に示すトレーニング信号はマルチパスを経由して受信局１６に至るため、図４上段に示す信号と同様に遅延と減衰を伴って受信局１６に到達する。プレフィックス部Sprefixに記された三角図形は、プレフィックス部Sprefixの先頭シンボルに表れる遅延と減衰を示している。M系列部Sおよびサフィックス部Ssuffixに記された三角図形も同様である。そして、図６上段のトレーニング信号に含まれる全てのシンボルは、同様の遅延と減衰を伴って受信局１６に到達する。

トレーニング信号に含まれる各シンボルの利得は、遅延ゼロの場合に最も大きくなる。このため、上段のM系列部Sと、下段のM系列部Sとの相関は、下段のM系列部Sの先頭が上段のM系列部の先頭と一致している場合、つまり、図６に示す位置関係にある場合に最も高くなる。下段のM系列部Sを１シンボルだけ後ろにスライドすると、１シンボル分だけ減衰したM系列部Sとの比較になるため、その分だけ相関は低くなる。以後同様に、下段のM系列部Sが後ろにスライドするほど、両者の相関は低下する。

スライド相関の手法では、下段のM系列部Sの先頭が上段のM系列部Sの先頭と一致する状態を起点として、下段のM系列部Sの末尾が上段のサフィックス部Ssuffixの末尾に一致するまで、下段のM系列部Sをスライドさせならが両者の相関が計算される。スライドの過程における各位置での相関は、次式により計算される。

下段のM系列部Sをスライドさせて相関を計算するにあたっては、上段のトレーニング信号中、下段のM系列部Sと重なる領域内に、M系列部Sの全シンボルs_０～s_ＴＭ－１が揃っていることが望ましい。このため、図６に示すトレーニング信号では、M系列部Sの後ろに、M系列部Sの前半のシンボルを含むサフィックス部Ssuffixを続けている。

一方、トレーニング信号の先頭付近、つまりプレフィクス部Sprefixには、当該信号の前スロットの遅延成分の影響が及ぶことがある。このため、本実施形態では、相関を計算するための比較の対象からプレフィックス部Sprefixを除外し、M系列部Sの先頭以降のシンボルで通信路応答R(m)を推定することとしている。但し、前スロットとの間にガード領域を作っておくために、プレフィックス部Sprefixをトレーニング信号に含ませておくことは必要である。

図７は、上記の手法によって計算された相関R(m)の結果を、スライド量との関係でプロットすることで得られる通信路応答を示す。図７に示す通信路応答は、［数１］で示した通信路応答Hn_ｒn_ｔ(z,t)と同様に、トレーニング信号を発した一の送信アンテナと、その信号を受信した一の受信アンテナとの間のマルチパスの状況を正しく表している。

送信ウェイトW_Ｔ(z)を掛け合わせて得た送信ビームが送信される環境下では、上記の通り全てのストリームについて通信路応答が同一となる。この場合、送信局１２と受信局１６の間に仮想的に成立する伝達関数行列（便宜上、H(z,t)とする）は、R(m)を対角要素とする対角行列となる。そして、そのR(m)に基づいて逆応答det{H(z,t)}^－１を求めると、適正な受信等化ウェイトW_Ｒ(z)を得ることができる。

上述したスライドは、図６下段のM系列部Sの末尾s_ＴＭ－１が、上段のサフィックス部Ssuffixの末尾r_{ｍ＋ＴＭ＋Ｔｓｕｆ}に一致するまで繰り返すことができる。この場合、スライド範囲の上限は、図７に示す通りTsuf＋１となる。トレーニング信号の遅延周期が、そのTsuf＋１の範囲に収まる場合は、マルチパスの状態が正しく反映された通信路応答R(m)を得ることができる。従って、この場合は、その通信路応答に基づいて、適正な受信等化ウェイトW_Ｒ(z)を計算することができる。

一方、トレーニング信号の遅延周期がスライド可能範囲を超えてしまうと、Tsuf＋１の後ろにはみ出した部分についてはマルチパスの要素が通信路応答R(m)に反映されない。この場合、その通信路応答R(m)から適正な受信等化ウェイトW_Ｒ(z)が得られない事態が生ずる。

ところで、本実施形態において、受信等化ウェイトW_Ｒ(z)算出のためのトレーニング信号には、送信ウェイトW_Ｔ(z)が掛け合わされている。その結果、受信局１６に到達する信号は、上記［数４］に示した通り、送信信号ｓ_ｉ，ｔにdet{H(z,t)}を乗算したものとなる。

ここで、H(z,t)が２×２行列であるとすると、det{H(z,t)}＝H_１１(z,t)H_２２(z,t)－H_１２(z,t)H_２１(z,t)となる。右辺第一項を構成するH_１１(z,t)およびH_２２(z,t)は、夫々L次の遅延を持つ通信応答路である。従って、それらが掛け合わされれば、その結果はより高次元の遅延を伴うものとなる。第二項についても同様である。上記の理由により、送信アンテナと受信アンテナとの間の現実の通信路応答が遅延波長Lを有する場合、det{H(z,t)}は、次式に示すようにN(L-1)+1次の遅延を有するものとなる。
det{H(z,t)}＝X_０+X_１z^－1+ … +X_{Ｎ（Ｌ－1）＋１}z^{－Ｎ（Ｌ－1）－１}

図８は、送信局１２と受信局１６との間の環境が、当初の想定を超える遅延周期Lを示した結果生成された受信等化ウェイトW_Ｔ(z)算出用のトレーニング信号の一例を示す。このトレーニング信号では、例えばM系列部Sの先頭シンボルの遅延の影響が、M系列部Sの末尾付近にまで伸びてしまっている。

図９は、通信路応答R(m)の後半が、スライド範囲のTsuf＋１からはみ出した様子を示している。トレーニング信号が図８に示すような遅延を示すと、図９に示すように通信路応答R(m)がTsuf＋１に収まらない事態が生ずる。実際の遅延波長Lに対してN(L-1)+1次の遅延が生ずる等化ウェイトW_Ｔ(z)算出用のトレーニング信号には、このような事態が生じ易い。そして、この場合は、Tsuf＋１からはみ出した部分が推定できないため、スライド相関の手法で得た通信路応答R(m)を基礎として、適正な受信等化ウェイトW_Ｔ(z)を得ることはできない。

図１０は、上記の課題を解決するために本実施形態で用いる手法を説明するための図である。より具体的には、図１０は、通信システム１０が２×２MIMOのシステムである場合に、本実施形態で用いられる受信等化ウェイトW_Ｒ(z)算出用のトレーニング信号の構成例を示す。

図１０において、上段の左側に示すトレーニング信号は、第一送信アンテナATt(1)と第一受信アンテナATr(1)との間に形成される第一ストリームで受け渡されるトレーニング信号＃１を示す。トレーニング信号＃１には、Tpre⌒シンボル（例えば２９シンボル）を含むプレフィックス部Sprefixと、Ｔ_Ｍシンボルを含むM系列部Sが含まれている。換言すると、このトレーニング信号には、図６に示すトレーニング信号が有するサフィックス部Ssuffixが含まれていない。

図１０に示すトレーニング信号＃１において、M系列部Sには、図６に示すトレーニング信号の場合と同様に、Ｔ_Ｍシンボル（例えば３１シンボル）が含まれている。具体的には、s_０～s_ＴＭ－１のシンボル（例えばs_０～s_３０）が含まれている。

一方、図１０に示すトレーニング信号＃１において、プレフィックス部Sprefixには、Tpre⌒シンボル（例えば２９シンボル）が含まれている。Tpre⌒は、図６に示すトレーニング信号のプレフィックス部Sprefixとサフィックス部Ssuffixに含まれるシンボル数Tpre＋Tsufと等しい。従って、図１０に示すトレーニング信号に＃１の総シンボル数は、図６に示すトレーニング信号の総シンボル数と同数(例えば６０)である。

また、図１０に示すトレーニング信号＃１において、プレフィックス部Sprefixには、M系列部Sを構成するs_０～s_ＴＭ－１（例えばs_０～s_３０）の後半に属するTpre⌒シンボル、つまり、s_{ＴＭ－１－Ｔｐｒｅ⌒}～s_ＴＭ－１（例えば、s_２～s_３０）が含まれているものとする。

図１０において、上段の右側に示すトレーニング信号は、第二送信アンテナATt(2)と第二受信アンテナATr(2)との間に形成される第二ストリームで受け渡されるトレーニング信号＃２を示す。本実施形態では、トレーニング信号＃２として、トレーニング信号＃１と同様の信号が送信局１２と受信局１６の間で授受される。

ここでは、第一ストリームと第二ストリームの夫々において、仮想的に同一の通信路応答が得られているため、受信局１６は、トレーニング信号＃１とトレーニング信号＃２を全く同じ信号として受信する。また、本実施形態において、二つのトレーニング信号＃１および＃２は、送信局１２から同時に送出される。このため、それらの信号は受信局１６おいて同時に受信される。

図１０の下段は、二つのトレーニング信号＃１および＃２のM系列部Sを直列に合成した信号を示す。以下、この信号を「仮想トレーニング信号ブロック」と称す。尚、図１０において、プレフィックス部SprefixおよびM系列部Sに重ねて描かれている三角図形は、図６に示す場合と同様に、各部の先頭シンボルに表れる遅延と減衰の様子を示している。

トレーニング信号＃１および＃２において、プレフィックス部Sprefixには、前スロットの遅延成分の影響が及び易い。しかし、図１０に示す構成では、サフィックス部Ssuffixを廃止して、プレフィックス部Sprefixに十分なシンボル数Tpure⌒＝Tpre＋Tsuf（例えば２９シンボル）が与えられている。このため、想定を超える遅延周期Lが発生し、トレーニング信号＃１および＃２の遅延次数N(L-1)+1が大きな値になっても、その影響は、プレフィックス部Sprefixで適切に吸収され、M系列部Sには及ばない。

また、本実施形態の受信局１６は、図１０下段に示す仮想トレーニング信号ブロックをスライド相関の対象として通信路応答R(m)を算出する。この場合、スライド相関の計算は、比較用のM系列部S（図６下段に示すM系列部Sに相当）の先頭が仮想トレーニング信号ブロックの先頭と一致する状態を起点として、比較用のM系列部Sの末尾が仮想トレーニング信号ブロックの末尾に一致するまで繰り返すことができる。

つまり、本実施形態では、図１０に示す仮想トレーニング信号ブロックを用いることにより、図６に示す例に比して、スライド範囲を、Tsuf＋１（例えば１５）からT_Ｍ＋１（例えば３２）に拡大することができる。スライド範囲がこのように拡大されれば、トレーニング信号＃１、＃２の遅延次数N(L-1)+1が大きな値となっても、通信路応答R(m)を適正に算出することができる。

更に、本実施形態では、複数のストリームで同時に送信されるM系列部Sを連結することで仮想トレーニング信号ブロックが生成される。このため、トレーニング信号が図６に示す場合に比して延長されることがなく、更に、トレーニング信号の授受に要する時間が伸長されることもない。従って、本実施形態の手法によれば、伝送容量の劣化を何ら伴うことなく推定可能な遅延波長を延伸させることができる。

再び図３に示すフローチャートを参照して、送信局１２および受信局１６の処理について説明する。
ステップ１０６では、上記の通り、同じ通信路応答を示す複数のストリームを介して、複数のトレーニング信号が送信局１２から受信局１６に送出される。受信局１６は、夫々のストリーム＃１～＃Nで受信した信号から、M系列部Sを抽出する（ステップ２０４）。

次いで、受信局１６は、それらのM系列部を直列に連結して、仮想トレーニング信号ブロックを生成する（ステップ２０６）。図１０を参照して説明した例では、二つのM系列部Sを連結することとしているが、その数は二つに限定されるものではない。より大きなスライド範囲が必要である場合は、本ステップ２０６において、三つ以上のストリームで得た三つ以上のM系列部Sを連結してもよい。

次に、ステップ２０６で得た仮想トレーニング信号ブロックを比較の対象として、スライド相関の手法により、通信路応答R(m)が演算される（ステップ２０８）。

更に、上記の処理で演算された通信路応答R(m)（図７参照）に基づいて、受信等化ウェイトW_Ｒ(z)が算出される（ステップ２１０）。

以上の処理により、送信局１２および受信局１６におけるトレーニング処理が終了する。以後、送信局１２は、送信ウェイトW_Ｔ(z)によりFIRビームを形成したデータ信号を送出する（ステップ１０８）。また、受信局１６は、受信信号を受信等化ウェイトW_Ｒ(z)で等化することにより、送信データを復調する（ステップ２１２）。これにより、N×NのMIMOシステムによる通信が確立される。

［実施の形態１の変形例］
ところで、上述した実施の形態１では、受信等化ウェイトW_Ｒ(z)を算出するためのトレーニング信号にM系列を用いることとしているが、本開示はこれに限定されるものではない。M系列に代えて、通信路応答の推定に一般に用いられる他の系列を用いることとしてもよい。

また、上述した実施の形態１では、受信局１６が受信等化ウェイトW_Ｒ(z)の算出を終えたことを送信局１２に通知する処理を含んでいない。しかしながら、受信局１６は、W_Ｒ(z)の算出終了を送信局１２に通知し、送信局１２は、その通知を待ってステップ１０８の処理、つまり、データ信号の送信を開始することとしてもよい。

また、上述した実施の形態１では、Tpre⌒＝２９、T_Ｍ＝３１の場合を例として挙げている。本開示の手法では、例えば二つのM系列部Sを直列に結合することで、３２シンボル分のスライド範囲を確保することができる。このスライド範囲の全体を活用する必要が生ずるのは、トレーニング信号＃１～＃Nに、３２シンボル分に近い遅延が生ずる場合である。そして、そのような場合には、プレフィックス部Sprefixに前スロットの影響が及ぶ領域も、３２シンボル分に近いものとなる。このため、広いスライド範囲を活用する際の相関精度を高めるうえで、Tpre⌒はT_Ｍと一致、またはそれに近い数値であることが望ましい。例えば、Tpre⌒の値は、T_Ｍの１／２（例えば１５．５）より大きな値であることが好ましい。更には、Tpre⌒の値は、T_Ｍの２／３（例えば２０．７）より大きな値であることが好ましく、T_Ｍの３／４（例えば２３．２５）より大きな値であることがより好ましい。

また、上述した実施の形態１では、送信局１２および受信局１６が、無線通信の基地局である場合を想定しているが、本開示はこれに限定されるものではない。本開示における送信局１２および受信局１６は、ユーザ端末で実現することとしてもよい。

また、上述した実施の形態１では、送信局１２で送信ウェイトW_Ｔ(z)を算出することとしているが、本開示はこれに限定されるものではない。送信ウェイトW_Ｔ(z)は、受信局１６が算出し、その結果を受信局１６が送信局１２にフィードバックすることとしてもよい。

尚、上述した実施の形態１では、図１０に示すM系列部Sが請求項１に記載の「相関系列部」に相当していると共に、図６下段に示すM系列部が請求項１に記載の「比較系列部」に相当している。また、上述した実施の形態１では、送信局１２が請求項５および６に記載の「無線通信装置」に相当していると共に、受信局１６が請求項７および８に記載の「無線通信装置」に相当している。

１０ 通信システム
１２ 送信局
１６ 受信局
ATt(1)～ATt(N) 送信アンテナ
ATr(1)～ATr(N) 受信アンテナ
Hn_ｒn_ｔ(z,t) 送信アンテナATt(n_ｔ)と受信アンテナATr(n_ｒ)との間の通信路応答
H(z,t) 送信局と受信局の間の伝達関数行列
adj{H(z,t)} H(z,t)の随伴行列
det{H(z,t)} H(z,t)の行列式
det{H(z,t)}^－１ det{H(z,t)}の逆応答
W_Ｔ(z) 送信ウェイト
W_Ｒ(z) 受信等化ウェイト
R(m) スライド相関の手法で演算された通信路応答

Claims (8)

1. 複数の送信アンテナを有する送信局と、複数の受信アンテナを有する受信局とを備えるMIMOシステムに関して、前記送信局と前記受信局との間の通信路を推定する通信路推定方法であって、
   前記送信局と前記受信局との間に成立する伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adjH(z,t)を、送信ウェイトW_Ｔ(z)として算出する送信ウェイト算出ステップと、
   送信信号に前記伝達関数行列H(z,t)と共に前記送信ウェイトW_Ｔ(z)を乗算することでビーム形成され、既知のシンボル群を相関系列部として含むトレーニング信号を、前記送信局から前記受信局に向けて、少なくとも二つの前記送信アンテナから送出するステップと、
   少なくとも二つの前記受信アンテナで受信した少なくとも二つのトレーニング信号の夫々に含まれる前記相関系列部を直列に連結することで仮想トレーニング信号ブロックを生成するステップと、
   前記相関系列部と同じシンボル群からなる比較系列部を前記仮想トレーニング信号ブロックに対してスライドさせながら各位置における両者の相関を計算することで、前記送信ウェイトW_Ｔ(z)を用いることにより前記送信局と前記受信局との間に仮想的に実現されている通信路応答R(m)を計算するステップと、
   前記通信路応答R(m)に基づいて、前記伝達関数行列H(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}^－１に相当する受信等化ウェイトW_Ｒ(z)を算出するステップと、
   を含む通信路推定方法。
2. 前記トレーニング信号は、プレフィックス部Sprefixと、当該プレフィックス部Sprefixに続く前記相関系列部とを備え、
   前記プレフィックス部Sprefixのシンボル数Tpreは、前記相関系列部のシンボル数T_Ｍの１／２以上である請求項１に記載の通信路推定方法。
3. 前記送信ウェイト算出ステップは、
   前記送信局が、前記複数の送信アンテナの夫々から、順次、送信ウェイト算出用トレーニング信号を送出するステップと、
   前記受信局が、前記複数の受信アンテナの夫々で受信した前記送信ウェイト算出用トレーニング信号に基づいて、前記複数の送信アンテナの夫々と前記複数の受信アンテナの夫々との間に成立する通信路応答Hn_ｒn_ｔ(z,t)を推定するステップと、
   それらの通信路応答Hn_ｒn_ｔ(z,t)に基づいて前記伝達関数行列H(z,t)を設定するステップと、
   を含む請求項１または２に記載の通信路推定方法。
4. 前記受信等化ウェイトW_Ｒ(z)の算出後に、前記送信局が、前記受信局に向けて、前記送信ウェイトW_Ｔ(z)を乗算することでビーム形成したデータ信号を送出するステップと、
   前記受信局が、ビーム形成された前記データ信号を、前記受信等化ウェイトW_Ｒ(z)で処理することにより送信データに復調するステップと、
   を含む請求項１乃至３の何れか1項に記載の通信路推定方法。
5. 複数の送信アンテナを備え、複数の受信アンテナを有する受信局と共にMIMOシステムを構成する無線通信装置であって、
   プロセッサユニットとメモリ装置とを含む送信ビーム形成部を備え、
   前記送信ビーム形成部は、
   当該無線通信装置と前記受信局との間に成立する伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adjH(z,t)を、送信ウェイトW_Ｔ(z)として取得する処理と、
   送信信号に前記伝達関数行列H(z,t)と共に前記送信ウェイトW_Ｔ(z)を乗算することでビーム形成され、既知のシンボル群を相関系列部として含むトレーニング信号を、前記受信局に向けて、少なくとも二つの送信アンテナから送出する処理と、
   前記受信局が、前記伝達関数行列H(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}^－１に相当する受信等化ウェイトW_Ｒ(z)を算出した後に、前記受信局に向けて、前記送信ウェイトW_Ｔ(z)を乗算することでビーム形成したデータ信号を送出する処理と、
   を実行する無線通信装置。
6. 前記トレーニング信号は、プレフィックス部Sprefixと、当該プレフィックス部Sprefixに続く前記相関系列部とを備え、
   前記プレフィックス部Sprefixのシンボル数Tpreは、前記相関系列部のシンボル数T_Ｍの１／２以上である請求項５に記載の無線通信装置。
7. 複数の受信アンテナを備え、複数の送信アンテナを有する送信局と共にMIMOシステムを構成する無線通信装置であって、
   プロセッサユニットとメモリ装置とを含む等化部を備え、
   前記等化部は、
   ストリーム間の干渉を排除するための送信ウェイトW_Ｔ(z)を用いてビーム形成された状態で少なくとも二つの前記送信アンテナから送出され、既知のシンボル群を相関系列部として含むトレーニング信号を、少なくとも二つの前記受信アンテナを介して受信する処理と、
   少なくとも二つの前記トレーニング信号の夫々に含まれる前記相関系列部を直列に連結することで仮想トレーニング信号ブロックを生成する処理と、
   前記相関系列部と同じシンボル群からなる比較系列部を前記仮想トレーニング信号ブロックに対してスライドさせながら各位置における両者の相関を計算することで、前記送信ウェイトW_Ｔ(z)を用いることにより前記送信局と当該無線通信装置との間に仮想的に実現されている通信路応答R(m)を計算する処理と、
   前記通信路応答R(m)に基づいて、受信信号から送信信号を復調するための受信等化ウェイトW_Ｒ(z)を算出する処理と、
   を実行する無線通信装置。
8. 前記等化部は、
   前記受信等化ウェイトW_Ｒ(z)の算出後に、前記送信局が、前記無線通信装置に向けて、前記送信ウェイトW_Ｔ(z)を乗算することでビーム形成して送出したデータ信号を受信する処理と、
   ビーム形成された前記データ信号を、前記受信等化ウェイトW_Ｒ(z)で処理することにより送信データに復調する処理と、
   を更に実行する請求項７に記載の無線通信装置。

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