WO2020003560A1

WO2020003560A1 - 電力変換装置

Info

Publication number: WO2020003560A1
Application number: PCT/JP2018/047939
Authority: WO
Inventors: 戸張　和明; 岩路　善尚; アグネスハディナタ; 雄作小沼; 敦彦中村; 卓也杉本
Original assignee: 株式会社日立産機システム
Priority date: 2018-06-28
Filing date: 2018-12-26
Publication date: 2020-01-02
Also published as: EP3817218A4; JP2020005404A; US11424707B2; US20210152113A1; EP3817218A1; CN111801886A; EP3817218B1; CN111801886B; JP7032250B2

Abstract

電力変換装置は、位置センサレスベクトル制御により、負荷装置を制御し、負荷装置の電流を検出する電流検出部と、検出した電流に基づいて、制御軸であるdc軸及びqc軸の高調波電流成分を演算する電流検出演算部と、dc軸及びqc軸の高調波電流成分に基づいて、突極比推定値を出力する突極比推定部と、突極比推定値と、定めておいた突極比との偏差に基づいて、回転子座標系のd軸の電流指令値を増減する電流成分を出力する突極比制御部とを有する。

Description

電力変換装置

　本発明は、電力変換装置に関し、特に、位置センサレス制御の電力変換装置に関する。

　磁石モータとしては、磁石モータの回転子の表面に永久磁石を配置するSPM（Surface Permanent Magnet：表面磁石形）型と、回転子の内部に永久磁石を配置するIPM（Interior Permanent Magnet：埋め込み磁石形）型のモータが知られている。

　一般に、SPMモータの磁気抵抗は、回転子の位置と無関係となるため、ｄ軸インダクタンスL_ｄとｑ軸インダクタンスL_qの比率（L_q / L_ｄを以下、突極比と呼ぶ）は、ほぼ１となる。一方、IPMモータでは、磁気抵抗の大きい永久磁石が存在するため、ｄ軸方向の電流磁束は通りにくく、ｑ軸方向の電流磁束は磁気抵抗の小さい回転子の鉄心内部を通るため、突極比は１以上となる。

　このため、これまで高調波重畳方式の位置センサレス制御は、専用設計されたIPMモータのみに適用されてきた。

　特許文献１は、IPMモータを前提としており、三相高調波電流振幅の交流振幅を演算により求め、高周波電流振幅の最大値と最小値の比を突極比として推定している。また、突極比の推定値があらかじめ定められた値を下回らないように、速度制御系の出力である電流指令のリミット値を決定する技術を開示している。

ＷＯ２０１５／１９０１５０公報

　特許文献１では、電流指令値のリミット値を決定しているため、回転子に与える電流を下げることで磁石モータの突極比が１に近づくことによる脱調を防止するためのものである。

　しかしながら、従来の技術では、id電流とiq電流からなる電流全体を下げることで、突極比の推定値があらかじめ定められた値を下回らないようにしているので、高トルクであっても安定駆動できる位置センサレス制御をすることは、困難である。また、SPMモータにおいても、高トルクであっても安定した位置センサレス制御を安定駆動させることは難しい。

　本発明の目的は、高トルクであっても安定した位置センサレス制御ができる電力変換装置を提供することにある。

　本発明の好ましい一例は、位置センサレス制御により、負荷装置を制御する電力変換装置であって、前記負荷装置の電流を検出する電流検出部と、検出した電流に基づいて、制御軸であるdc軸及びqc軸の高調波電流成分を演算する電流検出演算部と、前記dc軸及び前記qc軸の前記高調波電流成分に基づいて、突極比推定値を出力する突極比推定部と、前記突極比推定値と、定めておいた突極比との偏差に基づいて、回転子座標系のd軸の電流指令値を増減する電流成分を出力する突極比制御部とを有する電力変換装置である。

　本発明によれば、高トルクであっても安定した位置センサレス制御ができる電力変換装置を実現することができる。

実施例１における電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図。比較例におけるトルクと位相誤差の特性を示す図。実施例１における電流検出演算部の構成を示す図。実施例１における突極比推定部の構成を示す図。実施例１における突極比制御部の構成を示す図。実施例１におけるトルクと位相誤差の特性を示す図。実施例１を採用した場合の検証方法を説明する図。実施例２における電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図。実施例２における突極比推定部の構成図。実施例３における電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図。実施例３における突極比推定部８２の構成図。実施例４における電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図。実施例４における突極比制御部９１の構成図。実施例５における電力変換装置と磁石モータなどを含むシステム構成図。実施例５における突極比制御部９２の構成を示す図である。実施例６における電力変換器と磁石モータを含むシステム構成を示す図である。

　以下に、図面を用いて、実施例を詳細に説明する。

　図１は、実施例１における電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図である。磁石モータ１は、永久磁石の磁束によるトルク成分と電機子巻線のインダクタンスによるトルク成分を合成したモータトルクを出力する。

　電力変換器２は、スイッチング素子としての半導体素子を備える。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を入力し、電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*に比例したゲート信号（オン、オフ）電圧を作成する。スイッチング素子の一例であるＩＧＢＴを使う場合には、ゲート信号に基づいて、ＩＧＢＴがスイッチング動作をする。また、電力変換器２は、直流電圧源２ａの出力である直流電圧E_ｄcと、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*に比例した電圧を出力し、磁石モータ１の出力電圧と回転数は可変にすることができる。

　電流検出器３は、磁石モータ１の３相の交流電流i_u、i_v、i_wを検出する。ここで磁石モータ1の3相の内の2相、例えば、u相とw相の相電流を検出し、交流条件（i_u＋i_v＋i_w＝0）から、v相の相電流をi_v=－（i_u＋i_w）として求めてもよい。本実施例では、電流検出器３は、電力変換装置内に設けた例を示したが、電力変換装置の外部に設けてもよい。

　次に、電力変換器を制御する制御部の各構成要素について、説明する。座標変換部４は、位置推定値θ_ｄcを基準にして、前記３相の交流電流i_u、i_v、i_wの検出値i_uc、i_vc、i_wcからｄc軸およびｑc軸の電流検出値i_ｄc、i_qcを出力する。

　ここで、回転子座標系と制御軸などについて、説明をしておく。ｄ軸とｑ軸により定義されるｄｑ軸座標系は、回転子の磁極位置を表すための回転子座標系であり、負荷装置のひとつである磁石モータ１の回転子と同期して回転する。磁石モータ１が永久磁石同期電動機の場合、ｄ軸は一般的に回転子に取り付けられた永久磁石の位相を基準にとられる。ｄ軸は、磁極軸とも呼ばれ、ｑ軸はトルク軸とも呼ばれる。ｄｃ軸とｑｃ軸は、磁極位置の推定位相、すなわち、電流検出演算部５などの制御部が行う制御において想定している、ｄ軸とｑ軸の方向をそれぞれ表している。ｄｃ軸は制御軸とも呼ばれ、ｄｃ軸に直交する軸をｑｃ軸としたｄｃ－ｑｃ軸座標系が定義される。

　電流検出演算部５は、前記ｄc軸およびｑc軸の電流検出値i_ｄc、i_qcからｄc軸およびｑc軸の高調波電流の振幅値Δi_{ｄc_ver}、Δi_{qc_ver}と平均値i_{ｄc_ver}、i_{qc_ver}を出力する。

　位相誤差推定部６は、ｄc軸およびｑc軸の電流検出値i_ｄc、i_qcより位相誤差の推定値Δθ_cを出力する。

　位置・速度推定部７は、前記位相誤差の推定値Δθ_cより速度推定値ω_rc ^{^}および位置推定値θ_ｄcを出力する。

　突極比推定部８は、ｄc軸およびｑc軸の高調波電流の振幅値Δi_{ｄc_ver}、Δi_{qc_ver}より突極比の推定値L_ｄq ^{^}を出力する。

　突極比制御部９は、突極比の推定値L_ｄq ^{^}よりｄ軸の直流電流成分の補正値Δi_ｄ ^＊を出力する。

　加算部１０は、ｄ軸の電流指令i_ｄ ^*とｄ軸の直流電流成分の補正値Δi_ｄ ^*を加算して、第２のｄ軸の電流指令i_ｄ ^**を出力する。

　ベクトル制御演算部１１は、第２のｄ軸の電流指令i_ｄ ^**と平均値i_{ｄc_ver}との偏差および、ｑ軸の電流指令i_q ^＊と平均値i_{qc_ver}との偏差_、磁石モータ１の電気定数、速度推定値ω_rc ^{^}に基づいて、ｄc軸およびｑc軸の電圧指令v_ｄc ^*、v_qc ^*を出力する。

　高調波電圧発生部１２は、高調波電圧の波高値および周波数を設定し、ｄc軸の高調波電圧Δv_ｄc ^＊、およびｑc軸の高調波電圧Δv_qc ^＊を出力する。

　座標変換部１３は、位置推定値θ_dcを基準にして、電圧指令v_ｄc ^＊、v_qc ^＊と高調波電圧Δv_ｄc ^＊、Δv_qc ^＊の加算値であるv_ｄc ^**、v_qc ^**から、３相交流の電圧指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊を、電力変換器に対して出力する。

　最初に、高調波重畳方式の基本動作について説明する。まず、ベクトル制御による電圧制御と位相制御の基本動作について説明する。

　電圧制御の基本動作は、ベクトル制御演算部１１は、第２のｄ軸の電流指令i_ｄ ^**と平均値i_{ｄc_ver}との偏差および、ｑ軸の電流指令i_q ^*と平均値i_{qc_ver}との偏差に基づいて、ｄ軸電流制御のＰＩ制御出力Δv_{ｄc_pi}、ｄ軸電流制御のＩ制御出力Δv_{ｄc_i}、ｑ軸電流制御のＰＩ制御出力Δv_{qc_pi}、ｑ軸電流制御のＩ制御出力Δv_{qc_i}を演算する。

　また、ベクトル制御演算部１１は、ｄc軸およびｑc軸の電流制御の出力であるｄ軸電流制御のＰＩ制御出力Δv_{ｄc_pi}、ｄ軸電流制御のＩ制御出力Δv_{ｄc_i}、ｑ軸電流制御のＰＩ制御出力Δv_{qc_pi}、ｑ軸電流制御のＩ制御出力Δv_{qc_i}と、速度推定値ω_rc ^{^}、および磁石モータ1の電気定数(R、 L_ｄ、 L_q、 K_e)を用いて式（１）に従い電圧指令v_ｄc ^*、v_qc ^*を演算する。

ここで、式（１）の各記号の定義は、次の通りである。
R　：磁石モータの全体の抵抗値
L_ｄ　：ｄ軸インダクタンス値、　L_q　：q軸インダクタンス値
K_e　：誘起電圧係数　　　　　　^＊　：設定値を示す
Δv_ｄc__pi：ｄ軸電流制御のＰＩ制御出力、Δv_ｄc__i：ｄ軸電流制御のＩ制御出力、Δv_qc__pi：ｑ軸電流制御のＰＩ制御出力、Δv_qc__i：ｑ軸電流制御のＩ制御出力。

　高調波電圧発生部１２は、振幅値V_hと周波数f_hの矩形波あるいは正弦波の高調波電圧Δv_ｄc ^*、Δv_qc ^*を出力し、式（２）に示すように電圧指令v_ｄc ^*、v_qc ^*と加算して、v_ｄc ^**、v_qc ^**を演算し、電力変換器２を制御する3相の電圧指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_v ^＊を制御する。

　一方、位相制御の基本動作については、位相誤差推定部６は磁極位置を推定できるのであれば、どのような方法を用いても構わない。例えば、参考文献として、電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）、123 巻 (2003) 2 号 140-148の「IPMモータの停止時・初期位置推定方式」がある。

　高調波電圧発生部１２では、振幅値V_hと周波数f_hの矩形波あるいは正弦波の高調波電圧Δv_ｄc ^＊、Δv_qc ^＊をｄｃ、qｃ軸に重畳し、位相誤差推定部６において式（３）に従い位相誤差の推定値Δθ_cを演算する。

　ここで、式（３）の各記号の定義は、次の通りである。
L_ｄ　：ｄ軸インダクタンス値、　L_q　：q軸インダクタンス値、
Ｖv_ｄc ^＊　：dc軸に重畳した高調波電圧指令、Ｖv_qc ^＊　：qc軸に重畳した高調波電圧指令、Ｖ_iｄc　：dc軸の高調波電流、Ｖ_iqc　：qc軸の高調波電流。

　また、位置・速度推定部７では、位相誤差の推定値Δθ_cを「零」とするように、式(４)に示す演算により、速度推定値ω_rc ^{^}と位置推定値θ_ｄcを制御する。

　ここで、式（４）の各記号の定義は、次の通りである。
K_p：比例ゲイン、K_i：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子。

　次に磁石モータ１の突極比が１近傍であり、突極比推定部８、突極比制御部９を用いない制御特性について述べる。図２は、磁石モータ1を負荷運転したときの比較例としてのトルクと位相誤差の特性を示す図である。

　図２の上側は、トルクと時間との関係を示し、下側は、位相誤差と時間との関係を示す図である。時刻（A）点からランプ状に負荷トルクT_Lを与えているが、図２の下側に示す位相誤差Δθが、無負荷の状態から-50ｄｅｇしており位相誤差が発生し不安定であることがわかる。

　このとき電力変換器２の半導体スイッチング素子の電流耐量（最大電流）などから決定される過電流レベルに到達することがあり、磁石モータ1を駆動することは不可能になってしまう。このように、磁石モータ１の突極比が１近傍の場合、電力変換装置が過電流に陥りやすく運転不能となる問題があった。

　そこで、本実施例の特徴である電流検出演算部５、突極比推定部８、突極比制御部９を用いれば、この問題を改善することができる。

　以下、これらを用いた場合の制御特性について述べる。図３は、電流検出演算部５の構成を示す図である。

　５ａ、５ｂはＬ．Ｐ．Ｆ（Low Pass Filter）であり電流検出値i_ｄc、i_qcに含まる高調波電流を除去して電流検出値の平均値i_{ｄc_ver}、i_{qc_ver}を出力する。
また電流検出値i_ｄc、i_qcと電流検出値の平均値i_{ｄc_ver}、i_{qc_ver}を用いて、式（５）に従い高調波電流Δi_ｄc、Δi_qcを演算する。

　５ｃは、FFT（Fast Fourier Transform）演算部であり電流検出値i_ｄc、i_qcに含まる高調波電流Δi_ｄc、Δi_qcの振幅値であるΔi_{ｄc_ver}、Δi_{qc_ver}を出力する。

　図４は、突極比推定部８の構成を示す図である。８ａは除算部であり、高調波電流の振幅値であるΔi_{qc_ver}とΔi_{ｄc_ver}の比率を出力する。８ｂはＬ．Ｐ．Ｆ（Low Pass Filter）であり、除算部８ａの出力における高調波成分を除去して突極比の推定値L_ｄq ^{^}を出力する。

　図５は、突極比制御部９の構成を示す図である。９ａは、定めておいた突極比L_{ｄq_lmt}である。９ｂは、ＰＩ（比例＋積分）制御部であり、所定の突極比L_{ｄq_lmt}と突極比の推定値L_ｄq ^{^}の偏差（L_ｄq ^{^}－L_{ｄq_lmt}）が入力され、偏差が零となるようにｄ軸の直流電流成分の補正値Δi_d ^*を演算し出力する。ｄ軸電流指令i_d ^*を増減させることで、ｄ軸インダクタンスを間接的に制御し、突極比を１、０より大きくすることができる。

　図６は、実施例１におけるトルクと位相誤差の特性を示す図である。図２に用いた条件で、L_{ｄq_lmt}＝1、5に設定している。図２と図６に開示したトルクと位相誤差の特性を比較すれば効果は明らかであるが、磁石モータ１の突極比を制御することで２００％の高トルクでも安定な位置センサレス制御を実現できている。

　ここで、図７は、実施例１を採用した場合の検証方法を説明する図である。磁石モータ1を駆動する電力変換装置２２に電流検出器２０を取り付け、磁石モータ1のシャフトにエンコーダ２１を取り付ける。

　高調波電流および突極比の計算部２３には、電流検出器２０の出力である三相交流の電流検出値（i_uc、 i_vc、 i_wc）とエンコーダ２１の出力である位置θが入力され、電流検出演算部５および突極比推定部８と同様な演算を行うことで、高調波電流Δi_ｄc、Δi_qcあるいは高調波電流の振幅値Δi_{ｄc_ver}、Δi_{qc_ver}と、突極比の推定値L_ｄq ^{^}を出力する。

　各部波形の観測部２４では、Δi_ｄc、Δi_qcあるいはΔi_{ｄc_ver}、Δi_{qc_ver}とL_ｄq ^{^}の関係を観測し、L_ｄq ^{^}が一定であれば、本発明を採用していることが明白である。またエンコーダ２１を取り付けられない場合は、三相交流の電流検出値（i_uc、 i_vc、 i_wc）の零近傍における電流リプルをΔi_ｄc、その振幅値をΔi_{ｄc_ver}、電流検出値が最大近傍における電流リプルをΔi_qc、その振幅値をΔi_{qc_ver}として突極比を推定してもよい。

　実施例１によれば、d軸の電流指令値を、q軸の電流指令値とは、別に、独立して調整し、磁石モータ１の突極比を大きく出来る。そのために、センサレス制御が安定し、大きなトルクを出力できる。つまり、実施例１では、高トルクでも安定な位置センサレス制御を実現できる。さらに、IPMモータだけではなく、突極比がほぼ１になる、表面磁石型の突極比が小さな磁石モータでも、運転範囲を拡大して安定駆動することができる。

　図８は、実施例２における電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図である。
実施例１では、突極比の推定値を高調波電流の振幅値より演算する実施例であったが、実施例２では、高調波電流の振幅値よりインダクタンスL_ｄ ^{^}、L_q ^{^}を算出し、それらの比率より突極比の推定値L_ｄq ^{^}を演算する。
図８の突極比推定部８１以外は、図１と同様なので、説明は省略する。

　図９は、実施例２における突極比推定部８１の構成を示す。
突極比推定部８１は、高調波電圧の振幅値V_h ^＊である定数８１ａ、高調波の周波数f_ccである定数８１ｂ、除算部８１ｃ、除算部８１ｅ、Ｌ．Ｐ．Ｆ８１ｆより構成され、式（６）よりｄ軸およびｑ軸のインダクタンスL_ｄ ^{^}、L_q ^{^}の推定値を演算する。

　ここで、高調波電圧の振幅値V_h ^＊は、図１のｄc軸の高調波電圧Δv_ｄc ^＊、およびｑｃ軸の高調波電圧Δv_qc ^＊の振幅値となる。さらに、式（７）より突極比の推定値L_ｄq ^{^}を演算する。

　このような構成とすることで、演算で算出したｄ軸およびｑ軸のインダクタンスL_ｄ ^{^}、L_q ^{^}を、式（３）の位相誤差の推定演算式に反映できるメリットがある。

　図１０は、実施例３における電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図である。実施例１では、突極比の推定値を高調波電流の振幅値より演算する実施例であったが、実施例３は、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンスL_ｄ ^{^^}、L_q ^{^^}をテーブル参照型で呼び出す実施例である。図１０において、突極比推定部８２以外は、図１と同様なので説明を省略する。

　図１１は、実施例３における突極比推定部８２を示す。
突極比推定部８２は、ｄ軸の電流指令i_ｄ ^*、およびq軸の電流指令i_q ^*を入力して、L_ｄ ^{^^}を出力するｄ軸インダクタンス参照テーブル８２ａ、q軸の電流指令i_q ^*を入力して、q軸のインダクタンスL_q ^{^^}を出力するq軸インダクタンス参照テーブル８２ｂから構成される。

　ここで、ｄ軸インダクタンス参照テーブル８２ａは、ｄ軸の電流指令i_d ^*に対応したL_ｄ ^{^^}を保持している。また、q軸インダクタンス参照テーブル８２ｂは、q軸の電流指令i_q ^＊に対応したq軸のインダクタンスL_q ^{^^}を保持している。

　ｄ軸インダクタンス参照テーブル８２ａ、およびq軸インダクタンス参照テーブル８２ｂは、汎用インバータの立ち上げ時に実施するオフライン・オートチューニングのときに作成することもできる。また、実施例１あるいは実施例２の方式により運転中して、テーブルのデータを学習し、学習が終わり次第、本実施例に切り替えるようにしてもよい。

　また、上記の説明では、ｄ軸の電流指令i_d ^*およびq軸の電流指令i_q ^*に基づいて、ｄ軸のインダクタンス、およびq軸のインダクタンスを算出していた。代わりに、ｄ軸の電流指令i_ｄ ^*およびq軸の電流指令i_q ^*に対応した突極比の推定値L_ｄq ^{^}を、オフライン・オートチューニングや、運転中に学習して、予め求めておくことができる。つまり、ｄ軸の電流指令i_ｄ ^*およびq軸の電流指令i_q ^＊に対応した突極比の推定値L_ｄq ^{^}を保持した突極比参照テーブルと、ｄ軸の電流指令i_ｄ ^*およびq軸の電流指令i_q ^*に基づいて、突極比の推定値L_ｄq ^{^}を取得するようにしてもよい。

　このような構成とすることで、オンラインでなくなるが、実施例１と同等の効果を得ることができる。

　図１２は、実施例４における電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図である。実施例１では、突極比の推定値を所定の突極比に追従するようにｄ軸の電流指令を増減する実施例であったが、実施例４では、突極比の推定値L_ｄq ^{^}が所定の突極比L_{ｄq_lmt}より低下した場合にｄ軸の電流指令を増加する実施例である。
図１２において、突極比制御部９１以外は、図１と同様なので、説明を省略する。

　図１３は、実施例４における突極比制御部９１の構成図を示す。
９１ａは、設定する所定の突極比L_{ｄq_lmt}を示す。９１ｂは、ＰＩ（比例＋積分）制御部であり、突極比の推定値L_ｄq ^{^}とL_{ｄq_lmt}との偏差が零となるようにｄ軸の電流指令の補正値Δi_ｄ ^*を演算し出力する。

　９１ｃは、設定する所定のｄ軸の直流電流成分の制限値i_ｄ ^* _{_lmt}を示す。９１ｄは、ｄ軸の電流指令の補正値Δi_ｄ ^*の制限部で上限値はi_ｄ ^* _{_lmt}、下限値が０である。ＰＩ（比例＋積分）制御部９１ｂの出力が、ｄ軸の電流指令制限部９１ｄに入力される。この結果、ｄ軸の電流指令の補正値Δi_ｄ ^*は、正極性の電流値を出力することになる。

　このとき、電力変換器２の半導体スイッチング素子の電流耐量（最大電流）などから所定の制限値i_ｄ ^* _{_lmt}を決定してもよい。
このような構成とすることで、軽トルク時に必要以上のｄ軸電流を流すことがなくなり高効率化のメリットがある。

　図１４は、実施例５における電力変換装置と磁石モータなどを含むシステム構成図である。実施例１では、突極比の推定値を所定の突極比に追従するようにｄ軸の電流指令を増減する方式であったが、実施例５では、突極比の推定値を所定の突極比に追従するように位相誤差の指令を増減する方式である。

　図１４において、突極比制御部９２と位置・速度推定部７以外は、図１と同様なので、説明は省略する。

　図１５は、実施例５における突極比制御部９２の構成を示す図である。
９２ａは、設定する所定の突極比L_{ｄq_lmt}である。９２ｂはＰＩ（比例＋積分）制御部であり、突極比の推定値L_ｄq ^{^}とL_{ｄq_lmt}との偏差が零となるように式（８）に従い位相誤差の指令値Δθ_dc ^＊を演算し出力する。

　ここで、式（８）の各記号の定義は、次の通りである。
K_p1：比例ゲイン、K_i1：積分ゲイン。

　位置・速度推定部７は、位相誤差の推定値Δθ_cを無くすように、位相誤差の指令値Δθ_dc ^＊に基づいて、位置推定値θ_dcを出力する。

　実施例５により、実施例１と同様に突極比の小さな磁石モータでも安定に駆動することができる。

　図１６は、実施例６における電力変換器と磁石モータを含むシステム構成を示す図である。実施例６は、磁石モータ駆動システムに適用した例である。

　磁石モータ１は、電力変換装置１６により駆動される。電力変換装置１６は、ソフトウェア１６ａとハードウェアからなる。ソフトウェア１６aの各機能は、電力変換装置１６のマイコンなどのプロセッサーにより実行される。

　図１に示した座標変換部４、電流検出演算部５、位相誤差推定部６、位置・速度推定部７、突極比推定部８、突極比制御部９、加算部１０、ベクトル制御演算部１１、高調波電圧発生部１２、座標変換部１３は、図１６のソフトウェア１６ａを構成している。

　図１の電力変換器２、直流電圧源２ａ、電流検出器３は、ハードウェアとして実装されている。電力変換装置１６のデジタル・オペレータ１６ｂ、もしくは、パーソナル・コンピュータ１７、タブレット１８、スマートフォン１９などの上位装置により、ソフトウェア１６ａ内の所定の突極比L_{ｄq_lmt}と、ｄ軸の直流電流成分の制限値i_ｄ ^* _{_lmt}を設定することができる。

　本実施例を磁石モータ駆動システムに適用すれば、突極比の小さな磁石モータでも安定運転を実現することができる。また、所定の突極比L_{ｄq_lmt}、ｄ軸の直流電流成分の制限値i_ｄ ^* _{_lmt}は、上位装置であるプログラマブル・ロジック・コントローラ（ＰＬＣ）やコンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）上で設定してもよい。

　さらに、実施例１に限らず、実施例２から実施例５の実施例を適用しても良い。

　ここまでの実施例１から実施例５においては、電流指令値i_ｄ ^**、i_q ^*と電流検出値i_ｄc、i_qcおよび磁石モータ１の回路定数を用いて、式（１）に示す演算を行ったが、電流指令値i_ｄ ^**、i_q ^*と電流検出値i_ｄc、i_qcより、式（９）に示す演算により電圧補正値Δv_ｄc、Δv_ｄcを作成し、この電圧補正値と、式（１０）に示すベクトル制御の電圧基準値を加算する式（１１）に示す演算を行ってもよい。

　ここで、式（９）の各記号の定義は、次の通りである。
Kpd：ｄ軸電流制御の比例ゲイン、Kid：ｄ軸電流制御の積分ゲイン、Kpq：ｑ軸電流制御の比例ゲイン、Kiq ：ｑ軸電流制御の積分ゲインｓ：ラプラス演算子。

　ここで、式（１０）の各記号の定義は、次の通りである。
vdc0^＊：ｄ軸電圧指令、vqc0^＊：ｑ軸電圧指令、Tacr：電流制御の応答周波数相当の時定数、ｓ：ラプラス演算子、K_e　：誘起電圧係数。

　また、電流指令値i_ｄ ^*、i_q ^*と電流検出値i_ｄc、i_qcから、ベクトル制御演算に使用する式（１２）に示す中間的な電流指令値i_ｄ ^**、i_q ^**を作成し、速度推定値ω_rc ^{^}および磁石モータ1の回路定数を用いた式（１３）に示す演算を行ってもよい。

　また、ｄ軸の電流指令i_ｄ ^*、qｃ軸の電流検出値i_qc、速度指令値ω_r ^*および磁石モータ１の回路定数を用いた式（１４）を演算するベクトル制御方式にも適用することができる。ｄｃ軸とqｃ軸の電圧指令値v_dc ^*、v_qc ^*を演算するベクトル制御方式を用いてもよい。

　ここで、式（１２）の各記号の定義は、次の通りである。
Kpd：ｄ軸電流制御の比例ゲイン、Kid：ｄ軸電流制御の積分ゲイン、Kpq：ｑ軸電流制御の比例ゲイン、Kiq ：ｑ軸電流制御の積分ゲインｓ：ラプラス演算子。

　ここで、式（１４）の各記号の定義は、次の通りである。
R1：磁石モータの一次抵抗、Td：q軸の電流指令i_q ^＊の遅れ時定数。
なお、実施例1から実施例５において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Si（シリコン）半導体素子であっても、SiC（シリコンカーバイト）やGaN（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。

１…磁石モータ、２…電力変換器、３…電流検出器、５…電流検出演算部、６…位相誤差推定部、７…位置・速度推定部、８…突極比推定部、９…突極比制御部、１１…ベクトル制御演算部

Claims

位置センサレス制御により、負荷装置を制御する電力変換装置であって、
前記負荷装置の電流を検出する電流検出部と、
検出した電流に基づいて、制御軸であるdc軸及びqc軸の高調波電流成分を演算する電流検出演算部と、
前記dc軸及び前記qc軸の前記高調波電流成分に基づいて、突極比推定値を出力する突極比推定部と、
前記突極比推定値と、定めておいた突極比との偏差に基づいて、回転子座標系のd軸の電流指令値を増減する電流成分を出力する突極比制御部とを有することを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記電流検出演算部は、前記dc軸および前記qc軸の電流に基づいて、前記dc軸および前記qc軸の高調波電流の振幅値を出力し、
前記突極比推定部は、前記dc軸および前記qc軸の前記高調波電流の振幅値に基づいて、前記突極比推定値を出力し、
前記突極比制御部は、前記突極比推定値と、定めておいた突極比との偏差に基づいて、ＰＩ制御をするＰＩ制御部を有することを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記電流検出演算部は、
前記dc軸の電流成分および前記qc軸の電流成分に基づいて、前記dc軸および前記qc軸の高調波電流の振幅値を算出し、
前記突極比推定部は、
前記dc軸および前記qc軸の前記高調波電流の振幅値に基づいて、前記d軸のインダクタンス推定値とq軸のインダクタンス推定値を算出し、
前記d軸のインダクタンス推定値と前記q軸のインダクタンス推定値に基づいて、前記突極比推定値を出力することを特徴とする電力変換装置。
位置センサレス制御により、負荷装置を制御する電力変換装置であって、
　回転子座標系のd軸の電流指令に対応した前記d軸のインダクタンス推定値を保持したd軸インダクタンス参照テーブルと、回転子座標系のq軸の前記電流指令に対応した前記q軸のインダクタンス推定値を保持したq軸インダクタンス参照テーブルとを有し、前記d軸の前記電流指令と前記q軸の前記電流指令に基づいて、前記d軸インダクタンス参照テーブルと前記q軸インダクタンス参照テーブルを参照し、前記d軸のインダクタンス推定値と前記q軸のインダクタンス推定値を算出し、前記d軸のインダクタンス推定値と前記q軸のインダクタンス推定値に基づいて、突極比推定値を出力する突極比推定部と、
　前記突極比推定値と、定めておいた突極比との偏差に基づいて、d軸電流指令値を増減する電流成分を出力する突極比制御部とを有することを特徴とする電力変換装置。
位置センサレス制御により、負荷装置を制御する電力変換装置であって、
　回転子座標系のd軸の電流指令とq軸の前記電流指令に対応した突極比推定値を保持した突極比参照テーブルを有し、前記d軸の前記電流指令と前記q軸の前記電流指令に基づいて、前記突極比参照テーブルを参照し、前記突極比推定値を出力する突極比推定部と、
　前記突極比推定値と、定めておいた突極比との偏差に基づいて、d軸電流指令値を増減する電流成分を出力する突極比制御部とを有することを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記突極比制御部は、
前記突極比推定値と、定めておいた突極比との偏差に基づいて、ＰＩ制御をするＰＩ制御部と、
前記d軸の前記電流指令値の制限値を保持し、前記制限値に基づいて、前記d軸の前記電流指令値を制限するd軸電流制限部とを有することを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記定めておいた突極比を入力する外部装置を有することを特徴とする電力変換装置。
位置センサレス制御により、負荷装置を制御する電力変換装置であって、
前記負荷装置の電流を検出する電流検出部と、
検出した電流に基づいて、制御軸であるdc軸及びqc軸の高調波電流成分を演算する電流検出演算部と、
前記dc軸及び前記qc軸の前記高調波電流成分に基づいて、突極比推定値を出力する突極比推定部と、
前記突極比推定値と、定めておいた突極比との偏差に基づいて、位相誤差の指令値を出力する突極比制御部とを有することを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記電流検出部は、三相電流を検出し、
座標変換部が、前記三相電流を前記dc軸及び前記qc軸の電流検出値に座標変換し、
前記電流検出演算部は、
前記dc軸及び前記qc軸の電流検出値に基づいて、
前記dc軸及び前記qc軸の高調波電流の振幅値と平均値を出力することを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記負荷装置は、磁石モータであり、
前記磁石モータの回転子の表面に永久磁石を配置した表面磁石型、および前記磁石モータの前記回転子の内部に永久磁石を配置した埋め込み磁石型から選択した前記磁石モータであることを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記負荷装置と接続する電力変換器と、
前記dc軸および前記qc軸の高調波電圧を出力する高調波電圧発生部とを有することを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記d軸の電流指令値を増減する電流成分を加算した第２のd軸電流指令値と、前記dc軸の高調波電流の平均値との偏差と、
q軸の電流指令値と、前記qc軸の高調波電流の平均値の偏差と、
速度推定値に基づいて、前記dc軸および前記qc軸の電圧指令を出力するベクトル制御演算部を有することを特徴とする電力変換装置。
請求項１２に記載の電力変換装置において、
スイッチング素子を有する電力変換器と、高調波電圧を発生する高調波電圧発生部とを有し、
前記高調波電圧と前記ベクトル制御演算部の出力とに基づいて、前記電力変換器は、制御されることを特徴とする電力変換装置。