WO2017175443A1

WO2017175443A1 - 電源装置

Info

Publication number: WO2017175443A1
Application number: PCT/JP2017/001412
Authority: WO
Inventors: 浩伸秋田
Original assignee: 株式会社デンソー
Priority date: 2016-04-05
Filing date: 2017-01-17
Publication date: 2017-10-12
Also published as: JP2017189006A

Abstract

本開示の一態様によれば、電力源に接続される第１ＤＣ－ＤＣコンバータの出力側に第２ＤＣ－ＤＣコンバータを接続し、第１制御部は、第２ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電力に応じて、第１ＤＣ－ＤＣコンバータを最大電力点追従制御する。そして、第２制御部は、第２ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧が一定となるように制御する。このように構成すれば、第１制御部により電力変換効率を最大化しつつ、第２制御部によって電源装置の出力電圧を一定にできる。

Description

電源装置

関連出願の相互参照

　本出願は、２０１６年４月５日に出願された日本出願番号２０１６－７５７７９号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。

　本開示は、ＤＣ－ＤＣコンバータを備える電源装置に関する。

　近年、地球温暖化を防止する目的から、化石燃料を消費して生成されるエネルギーからの脱却が必要とされている。そこで、再生可能エネルギーとして太陽電池や地熱のような熱源を使用した発電、振動発電等の新たな電力源の利用が検討されている。図１０に示すように、このような電力源１に負荷２：Ｒ＿loadを接続した等価回路では、電力源１の電圧Ｖ＿sourceや内部抵抗３：Ｒ＿sourceは一定では無く、動作条件により非線形に変動する。但し、これらは、それぞれの動作条件が決まれば変動しない一定値と考えることができる。

　ここで、負荷２に流れる電流及び消費される電力は、
　　　　Ｒ＿source＝Ｒ＿load
が成り立つ時に整合状態となり、最大になる。再生可能エネルギーの利用では、このように電力源１から最大の電力が取り出せる状態を如何に達成するかが重要になる。一般に、負荷２は、ある目的を達成するために用いる電力であるから、その目的により変化する。したがって、負荷２のインピーダンス，抵抗は、整合状態を実現するため自由に変更できない。

　そこで、図１１に示すように、内部抵抗３と負荷２の間にＤＣ－ＤＣコンバータ４を挿入することを考える。ＤＣ－ＤＣコンバータ４の入力電圧をＶ＿in，入力電流をＩ＿in，出力電圧をＶ＿out，出力電流をＩ＿out，電圧昇圧率をＡｖ、電力変換効率をηとすると、
　　　Ｖ＿out＝Ａｖ・Ｖ＿in
　　　Ｉ＿out・Ｖ＿out＝η・Ｉ＿in・Ｖ＿in
　　　Ｖ＿out＝Ｉ＿out・Ｒ＿load
となる。

　ここで、電力源１から見た負荷インピーダンスをＲ＿load2とすると、インピーダンスＲ＿load2は（１）式のように表される。
　　　Ｒ＿load2＝Ｖ＿in／Ｉ＿in＝η・Ｒ＿load／（Ａｖ）^２　　　…（１）
つまり、負荷２のインピーダンスが変更できなくとも、電圧昇圧率Ａｖを可変にして制御すれば、下記の整合条件を満たすことができる。
　　　Ｒ＿source＝Ｒ＿load2　　　　　　…（整合条件）

　このように電圧昇圧率Ａｖを制御して整合条件を達成する技術として、最大電力点追従(ＭＰＰＴ Maximum Power Point Tracking)技術が知られている。例えば、非特許文献１に開示されている技術では、図１２に示すように、電力源１の出力部において、電流検出部５及び電圧検出部６により電流及び電圧を測定する。そして、これらにより求められる電力を最大化するように制御回路７がＤＣ－ＤＣコンバータ４を制御することで、結果的に負荷２側のインピーダンスが内部抵抗３に等しくなり、上記整合条件を満たすようになる。

　ところが、（１）式の条件における負荷２で消費される電力は
　　　Ｐ＿out＝[(Ａｖ・η・Ｖ＿source)
　　　　　　／(Ａｖ^２・Ｒ＿source＋η・Ｒ＿load)]^２・Ｒ＿load
となる。ここで、整合条件として（１）式を満たしている場合、電力源１が出力する電力Ｐ＿sourceは
　　　Ｐ＿source＝Ｖ＿source^２／（４・Ｒ＿source）
となり、負荷Ｒ＿loadで消費される電力Ｐ＿outは
　　　Ｐ＿out＝η・Ｖ＿source^２／（４・Ｒ＿source）
と求まる。

　変換効率ηが常に一定であれば電力Ｐ＿sourceが最大となるこの条件で、消費電力Ｐ＿outも最大となる。ところが実際には、変換効率ηも入力電圧Ｖinにより変化するため、必ずしも出力電力Ｐ＿sourceが最大となる条件で消費電力Ｐoutが最大にはならない。これに対応するため、非特許文献２に開示されている技術では、図１３に示すように、ＤＣ－ＤＣコンバータ４の出力側で電圧及び電流を検出し、出力電力を最大化している。この技術によれば、電力源１から見た負荷側インピーダンスＲ＿load2は内部抵抗２に近い値にはなるが、必ずしも一致しない。

http://wseas.us/e-library/transactions/power/2008/27-545.pdf http://www.eng.tau.ac.il/~shmilo/11.pdf

　ところが、非特許文献２に開示されている技術では、電圧Ｖ＿outはMPPTを達成するように値が決定されるので、一定に維持されず変化する。したがって、電力Ｐ＿outを最大化できれば電圧Ｖ＿outは変動しても良い用途であれば問題なく適用できる。例えば、
http://repository.tudelft.nl/assets/uuid:dee7db89-4914-4382-86b8-d5a8e8f79aa8/MS-31.868.pdf
では上記技術をバッテリの充電に適用しており、このようなケースでは電圧Ｖ＿outの変動が問題にならない。

　これに対して、例えばＬＳＩ（Large Scale Integration）のような一般的なエレクトロニクス回路では、動作電源電圧が例えば５Ｖや３．３Ｖ等に決まっており、電圧Ｖ＿outの変動を許容できない。そこで、図１４に示すように、ＤＣ－ＤＣコンバータ４の出力側にもう１つのＤＣ－ＤＣコンバータ８を追加し、ＤＣ－ＤＣコンバータ８により一定電圧Ｖ＿out2を生成することが考えられる。

　しかし、このように単にＤＣ－ＤＣコンバータ８を追加しただけでは、当該コンバータ８の変換効率についての動作条件依存性が考慮されず、その結果、ＭＰＰＴ制御により最大の電力を取り出す、という本来の目的が達成できなくなる。

　本開示は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、変換効率を最大化すると共に、一定の電圧を出力できる電源装置を提供することを目的とする。
　本開示の一態様によれば、電力源に接続される第１ＤＣ－ＤＣコンバータの出力側に第２ＤＣ－ＤＣコンバータを接続し、第１制御部は、第２ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電力に応じて、第１ＤＣ－ＤＣコンバータを最大電力点追従制御する。そして、第２制御部は、第２ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧が一定となるように制御する。このように構成すれば、第１制御部により電力変換効率を最大化しつつ、第２制御部によって電源装置の出力電圧を一定にできる。

　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、第１実施形態において、電源装置の構成を示す機能ブロック図であり、図２は、第２実施形態において、電源装置の構成を示す機能ブロック図であり、図３は、変形例を示す図であり、図４は、第３実施形態において、電源装置の構成を示す機能ブロック図であり、図５は、第４実施形態において、電源装置の構成を示す機能ブロック図であり、図６は、変形例を示す図であり、図７は、第５実施形態において、電源装置の構成を示す機能ブロック図であり、図８は、第６実施形態において、電源装置の構成を示す機能ブロック図であり、図９は、変形例を示す図であり、図１０は、従来技術を説明する、電力源及び負荷を示す図であり、図１１は、図１０に示す構成に、ＤＣ－ＤＣコンバータを追加したものを示す図であり、図１２は、非特許文献１に開示されている構成を示す図であり、図１３は、非特許文献２に開示されている構成を示す図であり、図１４は、図１３に示す構成に、もう１つのＤＣ－ＤＣコンバータを追加したものを示す図である。

　　（第１実施形態）
　以下、第１実施形態について、図９から図１４と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分を説明する。図１に示すように、本実施形態の電源装置１１では、電流検出部５及び電圧検出部６がＤＣ－ＤＣコンバータ８の出力側に配置されている。制御回路７は、電流検出部５及び電圧検出部によりＤＣ－ＤＣコンバータ８の出力電力を参照して、ＤＣ－ＤＣコンバータ４をＭＰＰＴ制御する。ＤＣ－ＤＣコンバータ４，８は、それぞれ第１，第２ＤＣ－ＤＣコンバータに相当する。また、電流検出部５及び電圧検出部６は電力検出部に相当する。

　そして、電源装置１１は、制御回路７とは別に、ＤＣ－ＤＣコンバータ８を制御する制御回路１２を備えている。ＤＣ－ＤＣコンバータ８の出力端子には、もう１つの電圧検出部１３が接続されている。制御回路１２は、入力される電圧検出部１３の検出信号に応じて、ＤＣ－ＤＣコンバータ８の出力電圧Ｖ＿out2が一定となるようにフィードバック制御する。制御回路７，１２は、それぞれ第１，第２制御部に相当する。

　すなわち、ＤＣ－ＤＣコンバータ４は、制御回路７の制御により入力インピーダンスを変化させ、電力源１から見た負荷側インピーダンスを変化させる。制御回路７は、ＤＣ－ＤＣコンバータ８の出力電圧Ｖ＿out2，出力電流Ｉ＿out2をモニタし、出力電力が最大となるようにＤＣ－ＤＣコンバータ８を制御する。

　以上のように構成される本実施形態によれば、電力源１に接続されるＤＣ－ＤＣコンバータ４の出力側にＤＣ－ＤＣコンバータ８を接続し、制御回路７は、ＤＣ－ＤＣコンバータ８の出力電力に応じて、ＤＣ－ＤＣコンバータ４を最大電力点追従制御する。そして、制御回路１２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ８の出力電圧が一定となるように制御する。

　このように構成すれば、ＤＣ－ＤＣコンバータ４，８それぞれの電力変換効率の動作状態依存性を全て加味した状態で、電源装置１１の出力電力を最大化しつつ、出力電圧Ｖ＿out2を一定にすることができ、負荷２として一般的なＬＳＩを用いた回路への適用が可能となる。尚、負荷２の消費電力Ｐ＿outは、必ずしも電源装置１１により生成される電力と一致するとは限らないので、電力源１からの電力生成動作を適宜停止させても良い。

　　（第２実施形態）
　図２に示すように、第２実施形態の電源装置２１は、負荷２に対し並列に接続されるコンデンサ２２を備えている。コンデンサ２２は容量素子及び電力蓄積部に相当する。すなわち、負荷２により消費される電力が、電源装置２１により生成される電力を上回ることも有り得る。そこで第２実施形態ではその場合に備え、コンデンサ２２により出力電力の電荷を保持しておくようにする。尚、コンデンサ２２に替えて、二次電池を接続しても良い。

　また、図３に示すように、コンデンサ２２や二次電池に適宜スイッチ７１～７３を接続し、これらのスイッチ７１～７３のオン・オフ状態を制御回路７により切り替えてコンデンサ２２等の充放電制御，つまり電力の蓄積及び蓄積した電力の放出制御を行っても良い。スイッチ７１～７３は、スイッチ部に相当する。

　　（第３実施形態）
　図４に示すように、第３実施形態の電源装置３１は、第１実施形態の制御回路７及び１２を１つに統合した制御回路３２を備え、電圧検出部１３を削除した構成である。この制御回路３２を用いることで、電圧検出部６を１つのみに削減できる。

　　（第４実施形態）
　図５に示すように、第４実施形態の電源装置４１は、第３実施形態の構成において、ＤＣ－ＤＣコンバータ４，８の間を接続する電源線とグランドとの間にコンデンサ４２を接続した構成である。第１実施形態において、電源装置１１により生成される電力が負荷２の消費電力Ｐ＿outを上回る際に、電源装置１１の動作を停止させることに言及した。この場合、少なくともＤＣ－ＤＣコンバータ８の動作を停止させることが最も容易である。その一方で、ＤＣ－ＤＣコンバータ８の動作を停止させている間も、電力源１から生成できる電力を極力蓄積しておくことが望ましい。

　そこでこの場合、ＭＰＰＴ制御はできない状態でも、ＤＣ－ＤＣコンバータ４を動作させて生成した電力をコンデンサ４２に蓄積させる。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ８の動作を停止させている間も、効率良く電力を生成できる。尚、コンデンサ４２に替えて、二次電池を接続しても良いことは第２実施形態と同様である。また、図６に示すように、コンデンサ４２や二次電池に適宜スイッチ７１～７３を接続して、制御回路３２により充放電制御を行っても良い。

　　（第５実施形態）
　図７に示すように、第５実施形態の電源装置５１では、ＤＣ－ＤＣコンバータ８の出力端子と負荷２との間に、電流検出器５に替えてシャント抵抗５２が挿入されている。そして、シャント抵抗５２の両端の電圧を、電圧検出器５３ａ，５３ｂによりそれぞれ検出する。制御回路３２Ａは、電圧検出器５３ａ，５３ｂにより検出される電圧の差によって出力電流Ｉ＿out2を検出する。したがって、電流検出器５を用いることなくＤＣ－ＤＣコンバータ８の出力電力を検出でき、回路を簡素化できる。

　　（第６実施形態）
　図８に示すように、第６実施形態の電源装置６１では、第５実施形態の制御回路３２ＡをＭＣＵ（Micro Control Unit）６２で構成している。電力源１の状態である電圧Ｖ＿source，内部抵抗３や負荷２のインピーダンスは時間と共に変化する。制御回路３２ＡはＤＣ－ＤＣコンバータ４の動作状態を変化させながら、出力電力Ｐ＿outを参照して最適な動作状態を探す。そのように複雑な処理を行う制御回路３２Ａは、ＭＣＵ６２で実現するのが望ましい。

　ＭＣＵ６２は、周辺回路としてＡ／Ｄコンバータ６３ａ，６３ｂを備えており、これらのＡ／Ｄコンバータ６３ａ，６３ｂにより、シャント抵抗５２の両端の電圧Ｖａ,ＶｂをＡ／Ｄ変換する。尚、１つのＡ／Ｄコンバータ６３の入力チャネルを切替えてＡ／Ｄ変換を行っても良いことは言うまでもない。このように構成される第６実施形態によれば、ＭＣＵ６２が周辺回路として備えるＡ／Ｄコンバータ６３ａ，６３ｂを用いることで、電源装置６１の構成を簡素化できる。

　また、Ｖａ,Ｖｂの電位がＡ／Ｄコンバータ６３ａ，６３ｂの動作電圧範囲を超える場合は、図９に示すように適宜抵抗７４ａ及び７４ｂ，７５ａ及び７５ｂにより分圧を行い、その分圧した電位をＡ／Ｄコンバータ６３ａ，６３ｂに入力することも好適である。抵抗７４ａ，７４ｂ，７５ａ，７５ｂは分圧回路に相当する。

　　（その他の実施形態）
　第１及び第２実施形態においても電圧検出部１３を削除し、制御回路１２が電圧検出部６により出力電圧を検出しても良い。
　各実施形態を、適宜組み合わせて実施しても良い。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims

　電力源（１）に接続される第１ＤＣ－ＤＣコンバータ（４）と、
　この第１ＤＣ－ＤＣコンバータの出力側に接続される第２ＤＣ－ＤＣコンバータ（８）と、
　この第２ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電力を検出する電力検出部（５，６）と、
　前記出力電力に応じて、前記第１ＤＣ－ＤＣコンバータを最大電力点追従制御する第１制御部（７，３２，３２Ａ，６２）と、
　前記第２ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧を検出する電圧検出部（１３）と、
　前記出力電圧が一定となるように前記第２ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する第２制御部（１２，３２，３２Ａ，６２）とを備える電源装置。
　前記第２ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電力を蓄積し、蓄積した電力を放出するための電力蓄積部（２２）を備える請求項１記載の電源装置。
　前記第２ＤＣ－ＤＣコンバータの出力側と、前記電力蓄積部及び負荷に接続される接続部との間に配置されるスイッチ部（７１～７３）を備え、
　前記第１制御部は、前記スイッチ部をオンオフすることで、前記電力の蓄積及び前記蓄積された電力の放出を制御する請求項２記載の電源装置。
　前記第１ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電力を蓄積し、蓄積した電力を放出するための電力蓄積部（４２）を備える請求項１から３の何れか一項に記載の電源装置。
　前記第１ＤＣ－ＤＣコンバータの出力側と、前記電力蓄積部及び前記第２ＤＣ－ＤＣコンバータの入力側との間に配置されるスイッチ部（７１～７３）を備え、
　前記第１制御部は、前記スイッチ部をオンオフすることで、前記電力の蓄積及び前記蓄積された電力の放出を制御する請求項４記載の電源装置。
　前記電力蓄積部は、容量素子（２２，４２）である請求項２から５の何れか一項に記載の電源装置。
　前記電力蓄積部は、二次電池である請求項２から５の何れか一項に記載の電源装置。
　前記電力検出部は、前記第２ＤＣ－ＤＣコンバータの出力端子に直列に接続される抵抗素子（５２）を備える請求項１から７の何れか一項に記載の電源装置。
　前記第１制御部は、Ａ／Ｄコンバータ（６３ａ,６３ｂ）を有するマイクロコンピュータ（６２）で構成され、
　前記Ａ／Ｄコンバータにより、前記抵抗素子の両端の電圧をＡ／Ｄ変換して取得する請求項８記載の電源装置。
　前記抵抗素子の両端の電圧を分圧して前記Ａ／Ｄコンバータに入力する分圧回路（７４ａ，７４ｂ，７５ａ，７５ｂ）を備える請求項９記載の電源装置。