WO2016084179A1 - 無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

　この無停電電源装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータ（５）と、直流電力を交流電力に変換して負荷（２４）に供給するインバータ（１０）とを備える。負荷（２４）は入力許容電圧範囲内の交流電圧を受けて一定の交流電力を消費する。無停電電源装置の定格容量に対する負荷容量の割合が所定値αである場合に無停電電源装置の効率ηは最大になる。この無停電電源装置は、さらに、定格容量に対する負荷容量の割合が所定値αと異なる場合は、効率ηが上昇するように入力許容電圧範囲内でインバータ（１０）の出力電圧を制御する制御装置（１８）を備える。

Description

無停電電源装置

　この発明は無停電電源装置に関し、特に、商用交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータとを備えた無停電電源装置に関する。

　たとえば特開２０１０－１２４５５７号公報（特許文献１）には、コンバータ、インバータ、および直流昇降圧器を備えた無停電電源装置が開示されている。コンバータは、商用交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する。インバータは、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。直流昇降圧器は、商用交流電源から交流電力が供給される通常時はコンバータで生成された直流電力を蓄電池に供給し、商用交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時は蓄電池の直流電力をインバータに供給する。したがって、停電が発生した場合でも、蓄電池に直流電力が蓄えられている期間は負荷の運転を継続することができる。

特開２０１０－１２４５５７号公報

　このような無停電電源装置は、一定の定格電圧を出力し、その定格容量に対する負荷容量の割合が所定値（たとえば６０％）である場合に効率が最大になるように構成されている。したがって、従来の無停電電源装置では、負荷容量によっては効率が最大値よりも低くなるという問題があった。

　それゆえに、この発明の主たる目的は、効率の高い無停電電源装置を提供することである。

　この発明に係る無停電電源装置は、商用交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータとを備えたものである。商用交流電源から交流電力が供給される通常時はコンバータで生成された直流電力がインバータに供給されるとともに電力蓄積装置に蓄えられ、商用交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時は電力蓄積装置の直流電力がインバータに供給される。負荷は入力許容電圧範囲内の交流電圧を受けて一定の交流電力を消費する。無停電電源装置の定格容量に対する負荷容量の割合が予め定められた値である場合に無停電電源装置の効率は最大になる。この無停電電源装置は、さらに、定格容量に対する負荷容量の割合が予め定められた値と異なる場合は、効率が上昇するように入力許容電圧範囲内でインバータの出力電圧を制御する制御装置を備える。

　この発明に係る無停電電源装置では、効率が上昇するように負荷の入力許容電圧範囲内でインバータの出力電圧を制御する。したがって、インバータの出力電圧を一定の定格電圧に固定していた従来よりも効率を高くすることができる。

この発明の実施の形態１による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 図１に示した無停電電源装置の定格容量に対する負荷容量の割合と無停電電源装置の効率との関係を示す図である。 図１に示した制御装置の出力電圧制御モード時の動作を示すフローチャートである。 実施の形態１の変更例を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態２による無停電電源装置の要部を示す回路図である。 図５に示したスイッチング素子の構成を例示する回路図である。 図６に示したＩＧＢＴで発生する損失を示すタイムチャートである。

　[実施の形態１]
　図１は、この発明の実施の形態１による無停電電源装置１の構成を示す回路ブロック図である。この無停電電源装置１は、商用交流電源２１からの三相交流電力を直流電力に一旦変換し、その直流電力を三相交流電力に変換して負荷２４に供給するものであるが、図面および説明の簡単化のため、図１では一相分の回路のみが示されている
　図１において、この無停電電源装置１は、交流入力端子Ｔ１、バイパス入力端子Ｔ２、バッテリ端子Ｔ３、および交流出力端子Ｔ４を備える。交流入力端子Ｔ１は、商用交流電源２１から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス入力端子Ｔ２は、バイパス交流電源２２から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス交流電源２２は、商用交流電源であってもよいし、発電機であってもよい。

　バッテリ端子Ｔ３は、バッテリ（電力蓄積装置）２３に接続される。バッテリ２３は、直流電力を蓄える。バッテリ２３の代わりにコンデンサが接続されていても構わない。交流出力端子Ｔ４は、負荷２４に接続される。負荷２４は、交流電力によって駆動される。

　この無停電電源装置１は、さらに、電磁接触器２，８，１３，１６、保護用ヒューズ３，６、交流リアクトル４，１１、コンバータ５、双方向チョッパ７、平滑用電解コンデンサ９、インバータ１０、コンデンサ１２、電流検出器１４、半導体スイッチ１５、操作部１７、および制御装置１８を備える。

　電磁接触器２、保護用ヒューズ３、および交流リアクトル４は、交流入力端子Ｔ１とコンバータ５の入力ノードとの間に直列接続される。電磁接触器２は、無停電電源装置１の使用時はオンされ、たとえば無停電電源装置１のメンテナンス時にオフされる。電磁接触器２と保護用ヒューズ３の間のノードＮ１に現れる交流入力電圧ＶＩの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。交流入力電圧ＶＩの検出値に基づいて、停電の発生の有無などが判別される。

　保護用ヒューズ３は、過電流が流れた場合にブローされ、無停電電源装置１などを保護する。交流リアクトル４は、低域通過フィルタを構成し、商用交流電源２１からコンバータ５に商用周波数の交流電力を通過させ、コンバータ５で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源２１に通過することを防止する。

　コンバータ５は、順変換器であって制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、交流電力を直流電力に変換して電源ノードＮ２に出力する。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ５の運転は停止される。コンバータ５の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。平滑用電解コンデンサ９は、電源ノードＮ２に接続され、電源ノードＮ２の電圧を平滑化させる。電源ノードＮ２に現れる直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。

　保護用ヒューズ６は、電源ノードＮ２と双方向チョッパ７の高電圧側ノードとの間に接続され、過電流が流れた場合にブローされ、無停電電源装置１、バッテリ２３などを保護する。双方向チョッパ７の低電圧側ノードは電磁接触器８を介してバッテリ端子Ｔ３に接続される。電磁接触器８は、無停電電源装置１の使用時はオンされ、たとえば無停電電源装置１およびバッテリ２３のメンテナンス時にオフされる。バッテリ端子Ｔ３に現れるバッテリ２３の端子間電圧ＶＢの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。

　双方向チョッパ７は、直流昇降圧回路であって制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、コンバータ５によって生成された直流電力をバッテリ２３に蓄え、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、バッテリ２３の直流電力を電源ノードＮ２を介してインバータ１０に供給する。

　双方向チョッパ７は、直流電力をバッテリ２３に蓄える場合は、電源ノードＮ２の直流電圧ＶＤＣを所定値の直流電圧に降圧してバッテリ２３に与える。また、双方向チョッパ７は、バッテリ２３の直流電力をインバータ１０に供給する場合は、バッテリ２３の端子間電圧ＶＢを所定値の直流電圧に昇圧して電源ノードＮ２に出力する。電源ノードＮ２は、インバータ１０の入力ノードに接続されている。

　インバータ１０は、逆変換器であって制御装置１８によって制御され、コンバータ５または双方向チョッパ７から電源ノードＮ２を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して出力ノード１０ａに出力する。すなわちインバータ１０は、通常時はコンバータ５から電源ノードＮ２を介して供給される直流電力を交流電力に変換し、停電時はバッテリ２３から双方向チョッパ７を介して供給される直流電力を交流電力に変換する。インバータ１０の出力電圧は所望の値に制御可能になっている。

　インバータ１０の出力ノード１０ａは交流リアクトル１１を介して電磁接触器１３の一方端子に接続され、電磁接触器１３の他方端子（ノードＮ３）は交流出力端子Ｔ４に接続される。コンデンサ１２は、電磁接触器１３の一方端子に接続される。交流リアクトル１１およびコンデンサ１２は、低域通過フィルタを構成し、インバータ１０で生成された商用周波数の交流電力を交流出力端子Ｔ４に通過させ、インバータ１０で発生するスイッチング周波数の信号が交流出力端子Ｔ４に通過することを防止する。

　電磁接触器１３は、制御装置１８によって制御され、インバータ１０によって生成された交流電力を負荷２４に供給するインバータ給電モード時にはオンされ、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給するバイパス給電モード時にはオフされる。

　ノードＮ３に現れる交流出力電圧ＶＯの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。電流検出器１４は、ノードＮ３と交流出力端子Ｔ４の間に流れる負荷電流ＩＯを検出し、その検出値を示す信号を制御装置１８に与える。

　半導体スイッチ１５は、サイリスタを含み、バイパス入力端子Ｔ２とノードＮ３の間に接続される。電磁接触器１６は、半導体スイッチ１５に並列接続される。半導体スイッチ１５は、制御装置１８によって制御され、通常はオフし、インバータ１０が故障した場合に瞬時にオンし、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給する。半導体スイッチ１５は、オンしてから所定時間経過後にオフする。

　電磁接触器１６は、インバータ１０によって生成された交流電力を負荷２４に供給するインバータ給電モード時にはオフされ、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給するバイパス給電モード時にはオンされる。また電磁接触器１６は、インバータ１０が故障した場合にオンし、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給する。つまり、インバータ１０が故障した場合は、半導体スイッチ１５が瞬時に所定時間だけオンするとともに電磁接触器１６がオンする。これは、半導体スイッチ１５が過熱されて破損するのを防止するためである。

　操作部１７は、無停電電源装置１の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示する画像表示部などを含む。使用者が操作部１７を操作することにより、無停電電源装置１の電源をオン／オフしたり、バイパス給電モード、インバータ給電モード、後述の定格電圧出力モード、後述の出力電圧制御モードなどのうちのいずれかのモードを選択したり、種々のパラメータを制御装置１８に記憶させることが可能となっている。

　制御装置１８は、操作部１７からの信号に基づいて動作し、交流入力電圧ＶＩ、直流電圧ＶＤＣ、バッテリ電圧ＶＢ、交流出力電圧ＶＯ、および負荷電流ＩＯの瞬時値を検出し、それらの検出値に基づいて無停電電源装置１全体を制御する。すなわち、制御装置１８は、交流入力電圧ＶＩの検出値に基づいて停電が発生したか否かを検出し、交流入力電圧ＶＩの位相に同期してコンバータ５およびインバータ１０を制御する。

　さらに制御装置１８は、直流電圧ＶＤＣが所望の目標直流電圧ＶＤＣＴになるようにコンバータ５を制御し、バッテリ電圧ＶＢが所望の目標バッテリ電圧ＶＢＴになるように双方向チョッパ７を制御する。さらに制御装置１８は、操作部１７を用いて定格電圧出力モードが選択された場合は、出力電圧ＶＯが一定の定格電圧になるようにインバータ１０を制御する。

　さらに制御装置１８は、操作部１７を用いて出力電圧制御モードが選択された場合は、無停電電源装置１の効率が良くなるように出力電圧ＶＯを制御する。図２は、無停電電源装置１の定格容量ＰＲに対する負荷容量ＰＬの割合ＰＬ／ＰＲ（％）と無停電電源装置１の効率η（％）との関係を示す図である。効率ηは、商用交流電源２１から供給される交流電力ＰＩに対する負荷２４に供給される交流電力ＰＯの割合ＰＯ／ＰＩ（％）である。

　図２に示すように、定格容量ＰＲに対する負荷容量ＰＬの割合ＰＬ／ＰＲ（％）が所定値α（図では約６５％）の場合に無停電電源装置１の効率ηは最大値ηmaxとなり、ＰＬ／ＰＲが所定値αよりも大きくなるに従って効率ηは徐々に低下し、ＰＬ／ＰＲが所定値αよりも小さくなるに従って効率ηは徐々に低下する。

　効率ηがピーク値ηmaxを持つのは、負荷電流ＩＯが大きくなると交流リアクトル４，１１などの抵抗成分における消費電力が大きくなる一方、負荷電流ＩＯが小さくなると負荷電流ＩＯに対する制御装置１８の消費電流の割合が大きくなるからである。したがって、図２の横軸を無停電電源装置１の定格電流ＩＲに対する負荷電流ＩＯの割合ＩＯ／ＩＲ（％）で置き換えることができる。さらに定格電流ＩＲは一定であるので、図２の横軸を負荷電流ＩＯの値で置き換えることができ、αを負荷電流ＩＯの所定値ＩＯαで置き換えることができる。

　したがって、負荷２４の消費電力が一定に維持される場合、ＰＬ／ＰＲが所定値αよりも小さいときは負荷２４の入力許容電圧範囲内で出力電圧ＶＯを低下させて負荷電流ＩＯをＩＯα以下の範囲内で増大させることにより、効率ηを高めることができる。

　また、負荷２４の消費電力が一定に維持される場合、ＰＬ／ＰＲが所定値αよりも大きいときは負荷２４の入力許容電圧範囲内で出力電圧ＶＯを上昇させて負荷電流ＩＯをＩＯα以上の範囲内で減少させることにより、効率ηを高めることができる。そこで本実施の形態１では、出力電圧制御モードが選択された場合は、負荷２４の入力許容電圧範囲内で出力電圧ＶＯを制御して効率ηを高める。

　図３は、出力電圧制御モード時における制御装置１８の動作を示すフローチャートである。無停電電源装置１の使用者が操作部１７を操作することにより定格電圧出力モードから出力電圧制御モードに切り換えたものとする。これに応じて制御装置１８は、ステップＳ１において出力電圧ＶＯと負荷電流ＩＯを検出し、ステップＳ２においてＶＯ，ＩＯの検出値に基づいて負荷容量ＰＬを演算し、ステップＳ３においてＰＬ／ＰＲを演算する。

　制御装置１８は、ステップＳ４においてＰＬ／ＰＲが所定値αよりも小さいか否かを判別し、ＰＬ／ＰＲ＜αである場合はステップＳ５に進み、ＰＬ／ＰＲ＞αである場合はステップＳ６に進む。

　制御装置１８は、ステップＳ５において、負荷２４の入力許容電圧範囲内で出力電圧ＶＯを低下させて負荷電流ＩＯをＩＯα以下の範囲内で増大させる。また制御装置１８は、ステップＳ６において、負荷２４の入力許容電圧範囲内で出力電圧ＶＯを上昇させて負荷電流ＩＯをＩＯα以上の範囲内で減少させる。制御装置１８は、ステップＳ７で出力電圧ＶＯを固定し、負荷２４の運転を継続する。

　なお、定格容量ＰＲ、所定値α、ＩＯα、負荷２４の入力許容電圧範囲は、予め制御装置１８に記憶されているものとする。

　たとえば、ＰＬ／ＰＲと効率ηの関係が図２で示される場合、ＰＬ／ＰＲが４５％であるときに出力電圧ＶＯを１０％下げて負荷電流ＩＯを１０％上げると、ＰＬ／ＰＲを５５％に高めることができ、効率ηを高めることができる。

　次に、この無停電電源装置１の動作について説明する。商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時では、電磁接触器２，８，１３がオンされ、半導体スイッチ１５および電磁接触器１６がオフされている。商用交流電源２１から供給される交流電力は、コンバータ５によって直流電力に変換される。コンバータ５によって生成された直流電力は、双方向チョッパ７によってバッテリ２３に蓄えられるとともに、インバータ１０によって交流電力に変換されて負荷２４に供給される。

　操作部１７を用いて出力電圧出力モードが選択された場合は、無停電電源装置１の出力電圧ＶＯは一定の定格電圧に維持される。操作部１７を用いて出力電圧制御モードが選択された場合は、無停電電源装置１の効率ηが高くなるように、出力電圧ＶＯが制御される。すなわち、ＰＬ／ＰＲが所定値αよりも小さいときは負荷２４の入力許容電圧範囲内で出力電圧ＶＯが低減され、ＰＬ／ＰＲが所定値αよりも大きいときは負荷２４の入力許容電圧範囲内で出力電圧ＶＯが増大されて、無停電電源装置１の効率ηが高められる。

　商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ５の運転が停止され、バッテリ２３の直流電力が双方向チョッパ７によってインバータ１０に供給される。インバータ１０は、バッテリ２３から双方向チョッパ７を介して供給される直流電力を交流電力に変換して負荷２４に供給する。したがって、停電が発生した場合でも、バッテリ２３に直流電力が蓄えられている期間は、負荷２４の運転を継続することができる。

　通常時においてインバータ１０が故障した場合は、半導体スイッチ１５が瞬時にオンし、バイパス交流電源２２から半導体スイッチ１５を介して負荷２４に交流電力が供給される。次いで電磁接触器１６がオンするとともに電磁接触器１３がオフし、半導体スイッチ１５がオフする。これにより、バイパス交流電源２２から電磁接触器１６を介して負荷２４に交流電力が供給される。

　以上のように、この実施の形態１では、無停電電源装置１の効率ηが上昇するように負荷２４の入力許容電圧範囲内で無停電電源装置１の出力電圧ＶＯを制御する。したがって、出力電圧ＶＯが一定の定格電圧に固定されていた従来よりも効率ηを高くすることができる。

　なお、この実施の形態１では、電源ノードＮ２の直流電圧ＶＤＣを所定の目標直流電圧ＶＤＣＴに設定したが、交流入力電圧ＶＩの振幅値が変動する場合は、交流出力電圧ＶＯの生成に支障が無い範囲内で、交流入力電圧ＶＩの振幅値の変動に合わせて直流電圧ＶＤＣを変動させてもよい。すなわち、交流入力電圧ＶＩの振幅値が増大した場合は直流電圧ＶＤＣを上昇させ、交流入力電圧ＶＩの振幅値が減少した場合は直流電圧ＶＤＣを低下させても構わない。

　図４は、実施の形態１の変更例を示すフローチャートであって、図３と対比される図である。図４を参照して、この変更例が実施の形態１と異なる点は、ステップＳ７Ａ，Ｓ７Ｂが追加されている点である。制御装置１８は、ステップＳ１～Ｓ６を実行した後、ステップＳ７Ａにおいて負荷電流ＩＯが一定値に安定しているか否かを判別する。制御装置１８は、負荷電流ＩＯが一定値に安定していると判別した場合は、ステップＳ７において出力電圧ＶＯを固定して負荷２４の運転を継続する。制御装置１８は、負荷電流ＩＯが一定値に安定していないと判別した場合は、ステップＳ７Ｂにおいて出力電圧ＶＯを定格電圧ＶＯＲに戻して負荷２４の運転を継続する。

　この変更例では、実施の形態１と同じ効果が得られる他、出力電圧ＶＯを増減させた場合に負荷電流ＩＯが不安定になったときは、出力電圧ＶＯを定格電圧ＶＯＲに戻して負荷電流ＩＯを安定させることができる。

　[実施の形態２]
　実施の形態１では、出力電圧制御モード時に、無停電電源装置１の定格容量ＰＲに対する負荷容量ＰＬの割合ＰＬ／ＰＲ（％）が所定値αと異なる場合、出力電圧ＶＯを制御して効率ηを上昇させた。この実施の形態２では、さらに、出力電圧ＶＯを低下させる場合に直流電圧ＶＤＣも低下させることにより、効率ηをさらに上昇させる。以下、直流電圧ＶＤＣを低下させて効率ηを改善できる理由について説明する。

　図５は、コンバータ５およびインバータ１０の構成を示す回路図である。図５において、コンバータ５は入力ノード５ａ～５ｃおよびスイッチング素子３１～３６を含み、インバータ１０はスイッチング素子４１～４６および出力ノード１０ａ～１０ｃを含む。

　コンバータ５の入力ノード５ａ～５ｃは、商用交流電源２１からの三相交流電圧をそれぞれ受ける。スイッチング素子３１～３３の一方電極は直流正母線Ｌ１に接続され、それらの他方電極はそれぞれ入力ノード５ａ～５ｃに接続される。スイッチング素子３４～３６の一方電極はそれぞれ入力ノード５ａ～５ｃに接続され、それらの他方電極は直流負母線Ｌ２に接続される。平滑用電解コンデンサ９は、直流正母線Ｌ１と直流負母線Ｌ２の間に接続され、母線Ｌ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣを平滑化させる。

　インバータ１０のスイッチング素子４１～４３の一方電極は直流正母線Ｌ１に接続され、それらの他方電極はそれぞれ出力ノード１０ａ～１０ｃに接続される。スイッチング素子４４～４６の一方電極はそれぞれ出力ノード１０ａ～１０ｃに接続され、それらの他方電極は直流負母線Ｌ２に接続される。なお、スイッチング素子３１～３６，４１～４６の各々にはダイオードが逆並列に接続されているが、図面および説明の簡単化のためダイオードの図示は省略されている。

　スイッチング素子３１～３６，４１～４６の各々は、制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１からの三相交流電圧ＶＩに同期して所定のタイミングでオン／オフされる。スイッチング素子３１～３３は三相交流電圧ＶＩに同期してオン／オフされ、スイッチング素子３１～３３がオン／オフされたときにそれぞれスイッチング素子３４～３６がオフ／オンされる。スイッチング素子４１～４３は三相交流電圧ＶＩに同期してオン／オフされ、スイッチング素子４１～４３がオン／オフされたときにそれぞれスイッチング素子４４～４６がオフ／オンされる。

　商用交流電源２１からの三相交流電圧とスイッチング素子３１～３６をオン／オフさせるタイミングとの位相差を調整することにより、直流電圧ＶＤＣを所望の電圧に調整することが可能となっている。また、スイッチング素子４１～４６の各々をオンさせる時間を調整することにより出力電圧ＶＯを所望の電圧に調整することが可能となっている。出力交流電圧ＶＯの振幅電圧は直流電圧ＶＤＣ以下となるので、出力交流電圧ＶＯの振幅電圧を低下させる場合は直流電圧ＶＤＣも低下させることが可能である。

　そこで制御装置１８は、効率ηを上げるために出力電圧ＶＯを低下させる場合は、その出力電圧ＶＯに応じて直流電圧ＶＤＣも低下させる。すなわち、制御装置１８は、スイッチング素子３１～３６をオン／オフさせるタイミングを調整して直流電圧ＶＤＣを低下させるとともに、スイッチング素子４１～４６の各々をオンさせる時間を調整して出力電圧ＶＯを低下させる。直流電圧ＶＤＣを低下させることにより、スイッチング素子３１～３６，４１～４６で発生する損失を低減することができる。

　すなわち、スイッチング素子３１～３６，４１～４６の各々は、図６（ａ）（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ５０（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、ＮＰＮバイポーラトランジスタ５２などで構成される。ＩＧＢＴ５０やトランジスタ５２にはダイオード５１が逆並列に接続される。

　図７（ａ）（ｂ）は、ＩＧＢＴ５０のオン／オフ動作を示すタイムチャートである。図７（ａ）はＩＧＢＴ５０のコレクタ－エミッタ間電圧Ｖおよびエミッタ電流Ｉを示し、図７（ｂ）はＩＧＢＴ５０で発生する損失を示している。

　図７（ａ）（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ５０をオフさせている期間にはＩＧＢＴ５０の抵抗値は十分に高くなり、電流Ｉは０ＡになるのでＩＧＢＴ５０で損失は発生しない。しかし、ＩＧＢＴ５０をオンさせている期間には、ＩＧＢＴ５０に大きな電流Ｉが流れるとともにＩＧＢＴ５０の抵抗値は０Ωにならないので、ＩＧＢＴ５０で導通損失が発生する。

　また、ＩＧＢＴ５０をオフ状態からオン状態に切り替えたり、オフ状態からオン状態に切り替えるとき、電圧Ｖおよび電流Ｉが変化するのにある程度の時間が掛かるので、スイッチング損失Ｖ×Ｉが発生する。直流電圧ＶＤＣを低下させてＩＧＢＴ５０のコレクタ－エミッタ間電圧Ｖを低下させれば、スイッチング損失Ｖ×Ｉを小さくすることができる。コンバータ５およびインバータ１０では、ＩＧＢＴ５０をオン／オフさせる頻度が高いので、スイッチング損失を低減させる効果は大きい。

　以上のように、この実施の形態２では、実施の形態１と同じ効果が得られる他、出力電圧ＶＯを低下させる場合は出力電圧ＶＯに応じて直流電圧ＶＤＣを低下させるので、コンバータ５およびインバータ１０における損失を低減させることができ、効率ηをさらに高めることができる。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明でなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　１　無停電電源装置、Ｔ１　交流入力端子、Ｔ２　バイパス入力端子、Ｔ３　バッテリ端子、Ｔ４　交流出力端子、２，８，１３，１６　電磁接触器、３，６　保護用ヒューズ、４，１１　交流リアクトル、５　コンバータ、７　双方向チョッパ、９　平滑用電解コンデンサ、１０　インバータ、１２　コンデンサ、１４　電流検出器、１５　半導体スイッチ、１７　操作部、１８　制御装置、２１　商用交流電源、２２　バイパス交流電源、２３　バッテリ、２４　負荷、３１～３６，４１～４６　スイッチング素子、５０　ＩＧＢＴ、５１　ダイオード、５２　ＮＰＮバイポーラトランジスタ。

Claims (8)

1. 　無停電電源装置であって、
   　商用交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
   　直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータとを備え、
   　前記商用交流電源から交流電力が供給される通常時は前記コンバータで生成された直流電力が前記インバータに供給されるとともに電力蓄積装置に蓄えられ、前記商用交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時は前記電力蓄積装置の直流電力が前記インバータに供給され、
   　前記負荷は入力許容電圧範囲内の交流電圧を受けて一定の交流電力を消費し、
   　前記無停電電源装置の定格容量に対する負荷容量の割合が予め定められた値である場合に前記無停電電源装置の効率は最大になり、
   　さらに、前記定格容量に対する前記負荷容量の割合が前記予め定められた値と異なる場合は、前記効率が上昇するように前記入力許容電圧範囲内で前記インバータの出力電圧を制御する制御装置を備える、無停電電源装置。
2. 　前記制御装置は、前記定格容量に対する前記負荷容量の割合が前記予め定められた値よりも小さい場合は、前記効率が上昇するように前記負荷の入力許容電圧範囲内で前記インバータの出力電圧を低下させて負荷電流を増大させる、請求項１に記載の無停電電源装置。
3. 　前記制御装置は、前記インバータの出力電圧を低下させるとともに前記コンバータの出力電圧を低下させる、請求項２に記載の無停電電源装置。
4. 　前記制御装置は、前記定格容量に対する前記負荷容量の割合が前記予め定められた値よりも大きい場合は、前記効率が上昇するように前記入力許容電圧範囲内で前記インバータの出力電圧を上昇させて負荷電流を減少させる、請求項１に記載の無停電電源装置。
5. 　前記定格容量に対する前記負荷容量の割合が前記予め定められた値と異なる場合は前記効率が上昇するように前記入力許容電圧範囲内で前記インバータの出力電圧を制御する出力電圧制御モードと、前記インバータの出力電圧を定格電圧に維持する定格電圧出力モードとを有し、
   　前記制御装置は、前記出力電圧制御モードと前記定格電圧出力モードのうちの選択された方のモードを実行する、請求項１に記載の無停電電源装置。
6. 　前記制御装置は、前記インバータの出力電圧を制御した場合に負荷電流が変動する場合は、前記インバータの出力電圧を定格電圧に設定する、請求項１に記載の無停電電源装置。
7. 　前記制御装置は、前記商用交流電源からの交流電圧の変動に応じて前記コンバータの出力電圧を変動させる、請求項１に記載の無停電電源装置。
8. 　さらに、前記通常時は前記コンバータで生成された直流電力を前記電力蓄積装置に供給し、前記停電時は前記電力蓄積装置の直流電力を前記インバータに供給する双方向チョッパを備える、請求項１に記載の無停電電源装置。

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