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WO2010053131A1 - 高周波回路、高周波部品、及びマルチバンド通信装置 - Google Patents

高周波回路、高周波部品、及びマルチバンド通信装置 Download PDF

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Publication number
WO2010053131A1
WO2010053131A1 PCT/JP2009/068918 JP2009068918W WO2010053131A1 WO 2010053131 A1 WO2010053131 A1 WO 2010053131A1 JP 2009068918 W JP2009068918 W JP 2009068918W WO 2010053131 A1 WO2010053131 A1 WO 2010053131A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
circuit
filter
frequency
antenna
transmission
Prior art date
Application number
PCT/JP2009/068918
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
紳一朗 竹内
Original Assignee
日立金属株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日立金属株式会社 filed Critical 日立金属株式会社
Priority to US13/127,890 priority Critical patent/US8803632B2/en
Priority to JP2010536790A priority patent/JP5316544B2/ja
Priority to EP09824830.5A priority patent/EP2352229A4/en
Priority to CN2009801443057A priority patent/CN102204100B/zh
Publication of WO2010053131A1 publication Critical patent/WO2010053131A1/ja

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H04B1/0053—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band
    • H04B1/006—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band using switches for selecting the desired band
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/46—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H7/461—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source particularly adapted for use in common antenna systems

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency circuit that is used in a multiband radio apparatus and performs switching of input / output signals, and more particularly, a high-frequency circuit using a single-pole double-throw switch circuit in which a plurality of field effect transistors FET are connected in parallel, and the high frequency
  • the present invention relates to a high-frequency component having a circuit and a multiband communication apparatus including the high-frequency component.
  • GSM850 / 900 (824-960 MHz), DCS (1710-1850 MHz), PCS (1850-1990 MHz), UMTS (Band1: and1920-) 2170 MHz, Band2: 1850 to 1990 MHz, Band3: 1710 to 1880 MHz, Band4: ⁇ 1710 to 2155 MHz, Band5: 824 to 894 MHz, Band6: 830 to 885 MHz, Band7: 2500 to 2690 MHz, Band8: 880 to 960 MHz, Band9: 1749.9 to 1879.9 MHz, Band10: 1710 to 2170 MHz).
  • the frequency of DCS Digital Cellular System
  • PCS Personal Communication Services
  • UMTS Band1 Universal Mobile Telecommunications System
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • Japanese Patent Laid-Open No. 2005-123740 discloses a high-frequency switch module shown in FIG. 26 having a single-pole five-throw switch circuit using an FET switch circuit.
  • the high-frequency switch module 20 includes a switch element 10 including a single-pole five-throw switch circuit 10a and a decoder 10b, low-pass filter circuits 15a and 15b, band-pass filter circuits 15c, 15d, and 15e, and an ESD protection circuit 18. Used for triple-band mobile phones.
  • the single-pole five-throw switch circuit 10a is a parallel connection of single-pole single-throw FET switch circuits having the same circuit configuration, and a transmission connected to a common terminal a connected to the antenna ANT, a transmission / reception circuit, and the like. Terminals b, c and receiving terminals d, e, f are provided.
  • FIG. 28 shows a configuration of the FET switch circuit Q1 as an example of the FET switch circuit.
  • the FET switch circuit Q1 includes a signal input terminal 250a, a signal output terminal 250b, and a control terminal Vc1 that applies a voltage for controlling ON / OFF.
  • the resistor R is connected to prevent leakage current.
  • one FET is provided.
  • a configuration in which two or more FETs are connected in series to reduce the equivalent capacitance when OFF is also possible.
  • FET Q1-1 connected to input terminal 250a and output terminal 250b and shunt-connected FET Q1-2 may be provided so as to improve isolation characteristics between ports (FIG. 31).
  • control terminals Vc1 and Vc2 for applying a voltage for controlling the ON / OFF state via a resistor R for preventing leakage current are arranged.
  • Q1-1 is turned on and Q1-2 is turned off (FIG. 32).
  • Q1-1 is turned off and Q1-2 is turned on (FIG. 33).
  • the equivalent capacitance of Q1-1 or Q1-2 is connected to the input terminal 250a, and more equivalent capacitance is added than the FET switch circuit shown in FIG.
  • the single-pole double-throw switch circuit 10a may be configured by combining different FET switch circuits.
  • the FET switch circuit shown in FIG. 28 is used for one signal path, and the FET shown in FIG. 31 is used for another signal path.
  • a switch circuit may be used.
  • FIG. 29 shows an equivalent circuit of the single-pole five-throw switch circuit 10a when the common terminal a and the transmission terminal b are connected
  • FIG. 30 shows an equivalent circuit when the equivalent capacitance in the OFF state is synthesized.
  • the FET switch is equivalent to the resistor R in the ON state and is equivalent to the capacitance Coff in the OFF state.
  • the FET switch of any signal path is controlled to be in the ON state, and the common terminal a is connected to any one of the transmission terminals b and c and the reception terminals e, f, and g.
  • the transmission terminals b and c and the reception terminals d, e, and f are connected to load impedances Zlb to Zlf, respectively.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2008-124556 proposes impedance matching by connecting inductors in series to the ports on the common terminal side and the other terminal side.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2008-124556 does not consider any case where the equivalent capacitance due to the FET switch circuit varies depending on the signal path.
  • Wireless communication devices such as mobile phones operate with different power as well as different frequency bands depending on the communication system.
  • the maximum transmission power of GSM850 / 900 is larger than that of other communication systems, and DCS, PCS, and UMTS transmit and receive with different power.
  • the configuration of the FET switch is changed for each signal path such as adjustment of the gate width, parallel connection of capacitance between the gate and the source or drain, and the like.
  • the equivalent capacitance of the FET switch circuit is also different for each signal path, and the change (shift) in impedance due to the equivalent capacitance is also different for each signal path.
  • the effect is greater in higher-order frequency bands such as PCS and UMTS than in fundamental frequency bands such as GSM.
  • Japanese Patent Laid-Open No. 2008-124556 describes that the return loss can be finely adjusted depending on the position of the inductor when the required return loss standard is different for each signal path.
  • the inductor is constituted by bonding wires, a plurality of bonding wires cross or approach each other, thereby causing interference between signal paths, resulting in degradation of isolation characteristics and impedance deviation due to parasitic reactance.
  • transistors and inductors on a silicon substrate (IPD: Integrated Passive Device).
  • IPD Integrated Passive Device
  • an object of the present invention is a high frequency circuit including a single pole double throw switch circuit for switching a connection between an antenna and a transmission / reception circuit in accordance with signals of a plurality of communication systems, Even if the equivalent capacitances are different, the impedance deviation of each signal path can be easily suppressed, and the degradation of the isolation characteristics and signal loss characteristics hardly occurs. It is to provide a high-frequency circuit with improved characteristics.
  • Another object of the present invention is to provide a high-frequency circuit having the above characteristics and having a small number of signal paths with respect to the number of communication systems handled by a single pole double throw switch circuit.
  • Still another object of the present invention is to provide a high-frequency component having such a high-frequency circuit.
  • Still another object of the present invention is to provide a multiband communication apparatus having such a high-frequency component.
  • the high-frequency circuit of the present invention is used in a multiband-compatible radio device, and switches the connection between an antenna and a transmission / reception circuit in accordance with signals of a plurality of communication systems.
  • a single pole double throw switch circuit in which an FET switch circuit is arranged between a common port connected to the antenna side circuit and a plurality of single ports connected to the transmission / reception circuit, and a first matching connected to the common port Circuit and
  • the first matching circuit includes a first inductance element connected in series to a signal path between the antenna and the common port; a first capacitance element connected to the antenna side of the first inductance element and grounded;
  • the first inductance element makes inductive the impedance of the single pole double throw switch circuit when the single port side is viewed from the antenna side, and the first capacitance element includes the antenna side circuit and the transmission / reception It is characterized by adjusting impedance matching with a circuit.
  • the single-pole double-throw switch circuit is preferably one packaged with a plurality of FET switch circuits and a decoder that decodes FET ON / OFF switching signals into control voltages.
  • the single pole double throw switch circuit is preferably made of a bare chip state or a sealed semiconductor.
  • the impedance viewed from the antenna side in the signal path of the single-pole double-throw switch circuit through which at least the higher-order frequency band passes is inductive.
  • the impedance of the single pole double throw switch circuit is inductive even in the fundamental frequency band.
  • the impedance is concentrated to a standardized impedance (for example, 50 ⁇ ) according to the antenna side circuit and the transmission / reception circuit in the frequency band of the high frequency signal. Can do.
  • the capacitance value of the first capacitance element is set in consideration of the combined capacitance of the equivalent capacitance when the FET switch that is the ground capacitance of the single pole double throw switch circuit is OFF.
  • the capacitance value of the first capacitance element is preferably set in a mode in which a signal path of a communication system in a higher-order frequency band is connected (the influence of the capacitance element is significant), and the signal path of the communication system using the highest frequency It is more preferable to set the mode in the connection mode.
  • the capacitance value of the first capacitance element is set for the signal path of the communication system of the higher frequency band that has the largest combined capacity It is preferable to do this.
  • the filter circuit is disposed in a path between at least one of the single ports and the corresponding transmission / reception circuit, and is connected to a signal path between the single port and the filter circuit.
  • a second matching circuit wherein at least one of the filter circuits is a band pass filter, and the second matching circuit includes a second inductance element connected in series with the signal path or between the ground and the ground. Is preferred.
  • the second inductance element In order to suppress the loss (insertion loss) of the signal passing through the signal path, it is preferable to connect the second inductance element to the ground.
  • the band-pass filter used for the filter circuit is preferably a SAW (Surface Acoustic Wave) filter, a BAW (Bulk Acoustic Wave) filter, or a BPAW (Buried Propagating layer Acoustic Band) filter.
  • BAW filters include FBAR type (Film Bulk Acoustic Resonator) and SMR type (Solid Mounted Resonator).
  • the SAW filter and BAW filter may be packaged together with a low noise amplifier.
  • the high-frequency circuit of the present invention has an LC filter circuit disposed between at least one of the single ports and the corresponding transmission / reception circuit, and the LC filter circuit includes a third inductance element and a second capacitance element. It is preferable to do this.
  • the LC filter circuit having the third inductance element and the second capacitance element functions exclusively as a low-pass filter, a band-pass filter, or a notch filter that excludes harmonics contained in the signal. In the case of the low-pass filter, it also functions as a matching circuit between the single pole double throw switch circuit and the transmission circuit.
  • Multiple access systems in multiple communication systems include TDMA (Time Division Multiple Access) and CDMA (Code Division Multiple Access).
  • a high-frequency circuit includes a filter circuit (band-pass filter) connected between a first single port and a first receiving circuit corresponding to a first TDMA communication system, and a second LC filter circuit connected between the single port and the first transmission circuit corresponding to the first and second TDMA communication systems, the third single port, the second TDMA communication system, and the CDMA system.
  • a filter circuit band-pass filter
  • a filter circuit (first duplexer) connected between a second receiving circuit corresponding to the first communication system and a second transmitting circuit corresponding to the first communication system of the CDMA system, and a fourth single port;
  • a filter circuit (second duplexer) connected between the third receiver circuit corresponding to the second CDMA communication system and the third transmitter circuit corresponding to the second CDMA communication system;
  • Single pole double throw The second matching circuit in at least one path between the first single port of the switch circuit and the band pass filter, between the third single port and the first duplexer, and between the fourth single port and the second duplexer. Is connected.
  • the first and second duplexers demultiplex a transmission signal and a reception signal of a communication system using a CDMA system as a multiple access system, and are preferably formed by connecting bandpass filters having different pass bands in parallel.
  • SAW filters and / or BAW filters are preferably connected in parallel and packaged in one package.
  • the single-pole four-throw switch can be used as the single-pole double-throw switch circuit. Since the number of FET switches in the single-pole double-throw switch circuit can be reduced, the equivalent capacitance is reduced, and the change (shift) in impedance in each signal path can be reduced.
  • a third matching circuit including a fourth inductance element may be connected between the first duplexer and the second transmission circuit.
  • a reception signal of a communication system using the TDMA scheme is passed through a bandpass filter (excluding a duplexer), and a transmission signal of the communication system using the TDMA scheme is passed through an LC filter circuit.
  • the transmission / reception signal of the communication system using the CDMA system is passed through a single port to which the bandpass filter and the LC filter are not connected or a single port to which the duplexer is connected.
  • a switch element, a filter element, and a reactance element are mounted on an insulating substrate (a resin substrate such as a glass epoxy substrate or a ceramic substrate).
  • insulating substrate a resin substrate such as a glass epoxy substrate or a ceramic substrate.
  • reactance elements (coils and capacitors) constituting the matching circuit and the LC filter circuit are configured by electrode patterns in the multilayer body, and the filter element and the switch element are mounted on the multilayer body.
  • via holes and ground electrodes that connect between electrode patterns formed in different layers in the laminate between the circuit patterns, and to form a coil. It is preferable that the electrode pattern does not overlap with the electrode pattern of a circuit element having a different direction in the stacking direction. Further, it is preferable that the semiconductor elements constituting the amplifier and the like constituting the transmission / reception circuit are mounted on the laminate, and the matching circuit is incorporated in the laminate.
  • the first high-frequency component of the present invention is used in a multi-band wireless device, and is configured by configuring a high-frequency circuit that switches connection between an antenna and a transmission / reception circuit in response to signals from a plurality of communication systems on an insulating substrate.
  • a single-pole double-throw switch circuit in which an FET switch circuit is disposed between a common port connected to the antenna and a plurality of single ports connected to the transmission / reception circuit; and a first matching circuit connected to the common port;
  • a filter circuit disposed in a path between the single port and the transmission / reception circuit, and at least one of the filter circuits is a band-pass filter;
  • the first matching circuit is connected in series to a first inductance element connected in series to a signal path between the antenna and a common port of the single-pole double-throw switch circuit, and is connected to the antenna side of the first inductance element and grounded Comprising a first capacitance element;
  • a plurality of filter terminals connected to the filter circuit are arranged in parallel on the first side of the bottom surface of the switch element having the single-pole double-throw switch circuit,
  • a filter element constituting the filter circuit is mounted on the upper surface of the insulating substrate in proximity to the first side of the switch element, The switch element and the filter element
  • the switch element and the filter element By arranging the switch element and the filter element close to each other, the parasitic reactance due to the connection line is suppressed, and it becomes easy to suppress the deviation of the impedance of each signal path by the first matching circuit.
  • the switch element has an antenna terminal on a second side adjacent to the first side, and the first inductance element of the first matching circuit is the second side of the switch element on the multilayer substrate. It is preferable that the switch element and the first inductance element are connected by a connection line formed in the insulating substrate.
  • the first inductance element arranged in series in the signal path is preferably a high-Q chip inductor.
  • the connection lines do not come close to each other, so that deterioration of the isolation characteristic and the signal loss characteristic can be suppressed.
  • the mounting area on the insulating substrate can be used effectively by arranging the filter element close to the switching element on one side of the switching element and mounting the inductance element in the empty area next to the filtering element. High frequency components can be miniaturized.
  • the second high-frequency component of the present invention is used in a multi-band wireless device, and a high-frequency circuit that switches connection between an antenna and a transmission / reception circuit according to signals of a plurality of communication systems is configured on an insulating substrate.
  • a single-pole double-throw switch circuit in which an FET switch circuit is disposed between a common port connected to the antenna and a plurality of single ports connected to the transmission / reception circuit; and a first matching circuit connected to the common port;
  • a filter circuit disposed between the single port and the transmission / reception circuit, wherein at least one of the filter circuits is a bandpass filter;
  • the first matching circuit includes a first inductance element connected in series to a signal path between the antenna and the common port; a first capacitance element connected to the antenna side of the first inductance element and grounded; Comprising On the bottom surface of the switch element having the single-pole double-throw switch circuit, a plurality of filter terminals connected to the filter circuit are arranged in parallel, and an
  • the third high-frequency component of the present invention is used in a multi-band wireless device, and is configured by configuring an insulating substrate with a high-frequency circuit that switches connection between an antenna and a transmission / reception circuit in accordance with signals of a plurality of communication systems.
  • a single-pole double-throw switch circuit in which an FET switch circuit is disposed between a common port connected to the antenna and a plurality of single ports connected to the transmission / reception circuit; and a first matching circuit connected to the common port;
  • a filter circuit disposed between the single port and the transmission / reception circuit, wherein at least one of the filter circuits is a bandpass filter;
  • the first matching circuit is connected in series to a first inductance element connected in series to a signal path between an antenna and a common port of the single-pole double-throw switch circuit, and is connected to the antenna side of the first inductance element and grounded.
  • a first capacitance element On the bottom surface of the switch element having the single-pole double-throw switch circuit, a plurality of filter terminals connected to the filter circuit are arranged in parallel, and an antenna terminal connected to the antenna is formed, On the upper surface of the insulating substrate, the switch element, the filter element constituting the filter circuit, and the first inductance element constituting the first matching circuit are mounted close to each other, The switch element and the filter element, and the switch element and the first inductance element are each connected by a connection line formed in a multilayer insulating substrate, A layer in which a ground electrode is formed is disposed between the connection lines formed in different layers.
  • connection lines of the respective circuit elements do not come close to each other, and the deterioration of the isolation characteristics and the signal loss characteristics can be prevented.
  • the first to third high-frequency components have a second matching circuit in a signal path between the single port and the filter circuit, and the second matching circuit includes a second inductance element connected to the signal path.
  • the two-inductance element is preferably formed below the filter element with an electrode pattern in an insulating substrate.
  • the electrode pattern is preferably formed over a plurality of layers, for example, in a meander shape or a coil shape. In a multilayer laminated substrate, the electrode patterns on different layers are connected by via holes.
  • the electrode pattern of the second inductance element is formed so as not to overlap the electrode pattern of other circuit elements in the region sandwiched between the upper and lower ground electrodes. Is preferred.
  • the electrode patterns of the second inductance elements connected to different signal paths are preferably formed so as not to overlap each other.
  • the first to third high-frequency components have an LC filter circuit between at least one of the single ports and the corresponding transmission / reception circuit, and the LC filter circuit includes a third inductance element and a second capacitance element, The third inductance element and the second capacitance element are preferably formed below the switch element in an electrode pattern in an insulating substrate.
  • the electrode patterns for the third inductance element and the second capacitance element are preferably formed in different layers.
  • an electrode pattern for forming an inductance element is made thicker than an electrode pattern for forming a capacitance element in order to lower the resistance value.
  • a plurality of terminals including a high-frequency terminal for connection to the antenna and the transmission / reception circuit are provided on the bottom surface (back surface) of the insulating substrate. It is preferable to arrange a high-frequency terminal connected to the receiving circuit on one side of the bottom surface of the insulating substrate. With such terminal arrangement, the connection line between the filter element and the receiving circuit arranged on the upper surface of the insulating substrate in each signal path can be shortened, and signal loss and the like can be suppressed. If the filter element is of the unbalanced input-balanced output type, the length of the balanced signal path from the filter circuit to the high frequency terminal can be made approximately equal by arranging the high frequency terminals that output balanced signals next to each other. Does not degrade the phase balance.
  • An antenna terminal is formed on the other side of the switch element, and the connection between the antenna terminal and the first matching circuit and the connection between the reception terminal and the filter terminal are not overlapped in the stacking direction by connection lines in the multilayer insulating substrate. It is preferable to do so. Also in this case, since the connection lines are not close to each other, the isolation characteristic and the signal loss characteristic are hardly deteriorated. Moreover, it becomes easy to suppress the parasitic reactance between the connection lines and suppress the deviation of the impedance of each signal path by the first matching circuit.
  • the multiband communication device of the present invention is characterized by comprising the above-described high-frequency circuit unit.
  • the high frequency circuit corresponds to each communication system and is connected to a transmission / reception circuit including an amplifier and a mixer.
  • the transmission / reception circuit may be packaged together with an amplifier, an auto power control circuit, and the like.
  • the present invention in a high-frequency circuit using a single-pole double-throw switch circuit, even when the equivalent capacitance of the FET switch is different between signal paths, it is possible to easily suppress a deviation in impedance of each signal path, It is possible to prevent the deterioration of the signal loss characteristic and thereby improve the VSWR characteristic in the higher frequency band.
  • 6 is a Smith chart of impedance viewed from a single port when a TDMA transmission path is controlled to be in an ON state in a single-pole six-throw switch circuit.
  • 6 is a Smith chart of impedance viewed from a common port when a TDMA reception path is controlled to be in an ON state in a single-pole six-throw switch circuit.
  • 6 is a Smith chart of impedance viewed from a single port when a TDMA reception path is controlled to be in an ON state in a single-pole six-throw switch circuit.
  • 5 is a Smith chart of impedance viewed from a common port side when a CDMA transmission / reception path is controlled to be ON in a single-pole six-throw switch circuit in which inductance elements are connected in series on the common port side.
  • 6 is a Smith chart of impedance viewed from a single port side when a CDMA transmission / reception path is controlled to be ON in a single-pole six-throw switch circuit in which inductance elements are connected in series on the common port side.
  • 5 is a Smith chart of impedance viewed from the common port side when the TDMA transmission path is controlled to be ON in a single-pole six-throw switch circuit in which inductance elements are connected in series on the common port side.
  • 5 is a Smith chart of impedance viewed from a single port side when a TDMA transmission path is controlled to be ON in a single-pole six-throw switch circuit in which inductance elements are connected in series on the common port side.
  • 5 is a Smith chart of impedance viewed from the common port side when the TDMA reception path is controlled to be ON in a single-pole six-throw switch circuit in which inductance elements are connected in series on the common port side.
  • 5 is a Smith chart of impedance viewed from a single port side when a TDMA reception path is controlled to be ON in a single-pole six-throw switch circuit in which inductance elements are connected in series on the common port side.
  • 5 is a Smith chart of impedance viewed from the common port side when the CDMA transmission / reception path is controlled to be ON in the single-pole six-throw switch circuit in which the first matching circuit is connected to the common port side.
  • 6 is a Smith chart of impedance viewed from a single port side when a CDMA transmission / reception path is controlled to be ON in a single-pole six-throw switch circuit in which a first matching circuit is connected to a common port side.
  • 6 is a Smith chart of impedance viewed from the common port side when the TDMA transmission path is controlled to be in an ON state in the single-pole six-throw switch circuit in which the first matching circuit is connected to the common port side.
  • 5 is a Smith chart of impedance viewed from a single port side when a TDMA transmission path is controlled to be in an ON state in a single-pole six-throw switch circuit in which a first matching circuit is connected to a common port side.
  • 5 is a Smith chart of impedance viewed from the common port side when the TDMA reception path is controlled to be ON in the single-pole six-throw switch circuit in which the first matching circuit is connected to the common port side.
  • 5 is a Smith chart of impedance viewed from a single port side when a TDMA reception path is controlled to be in an ON state in a single-pole six-throw switch circuit in which a first matching circuit is connected to the common port side.
  • 6 is a graph showing VSWR characteristics on the single port side in a CDMA [UMTS] path in the high-frequency circuit and single-pole six-throw switch circuit of the present invention.
  • 6 is a graph showing VSWR characteristics on the common port side in a TDMA path [DCS / PCSTx] in the high-frequency circuit and single-pole six-throw switch circuit of the present invention.
  • 6 is a graph showing VSWR characteristics on the single port side in a TDMA path [DCS / PCSTx] in the high-frequency circuit and single-pole six-throw switch circuit of the present invention. It is a block diagram which shows the high frequency circuit by the other Example of this invention.
  • FIG. 1 shows a high-frequency circuit according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 shows three TDMA communication systems (GSM, PCS, and DCS) using the high-frequency circuit as a multiple access system.
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • PCS PCS
  • DCS DCS
  • UMTS CDMA communication system
  • the switch circuit may include a decoder, but is omitted in the figure.
  • the high-frequency circuit 20 including the single-pole six-throw switch circuit 10a includes a multiband antenna ANT, a high-frequency amplifier PA1 and a low-noise amplifier LNA1, which are front ends (transmission / reception circuits) for the first communication system (UMTS), High-frequency amplifier PA2 and low-noise amplifier LNA2 that are front ends for the second communication system (GSM), high-frequency amplifier PA3 and low-noise amplifier LNA3 that are front-ends for the third communication system (DCS), and fourth communication system (PCS) ), which is provided between the high-frequency amplifier PA3 and the low-noise amplifier LNA4, which are front ends for switching between transmission and reception signals of each communication system.
  • the high frequency amplifier PA3 is shared by the DCS and the PCS, but the high frequency amplifier may be shared by the UMTS and the DCS.
  • the single-pole six-throw switch circuit 10a is mainly composed of FET switch circuits Q1 to Q6 composed of field-effect transistor FETs. In order to improve power durability and isolation characteristics, multiple FETs may be connected in series, or FETs may be placed between the FET and ground.
  • an inductance element LESD for preventing electrostatic surge is connected between the common port a of the single pole 6 throw switch circuit 10a and the ground.
  • the inductance element LESD has an impedance characteristic that does not affect each communication system, and has an inductance of 20 to 50 ⁇ ⁇ nH so as to attenuate a large surge voltage from DC to 300 MHz.
  • All drains (or sources) of the FET switch circuits Q1 to Q6 are connected to the common port a, and the common port a is connected to the multiband antenna ANT via the first matching circuit 50.
  • the source (or drain) of the FET switch circuit is connected to each of the individual ports b to g.
  • the first single port b is connected to the high frequency amplifier PA1 and the low noise amplifier LNA1 for the first communication system (UMTS) via the duplexer 28.
  • the second and third independent ports c and d are for the high frequency amplifier PA2 for the second communication system (GSM) and the third and fourth communication systems (DCS and PCS) via the LC filter circuits 15a and 15b, respectively.
  • the fourth to sixth single ports e to g are connected to low noise amplifiers LNA2 to LNA4 for second to fourth communication systems (GSM, DCS, PCS) via band pass filters 15c to 15e, respectively.
  • Second matching circuits 60a and 60b are provided between the single-pole six-throw switch circuit 10a and the bandpass filters 15d and 15e, respectively.
  • the second matching circuits 60a and 60b are connected to the second inductance elements L2a and L2b, respectively. It has.
  • unbalanced input-balanced output SAW filters are used as the bandpass filters 15c to 15e, and inductance elements L10, L20, and L30 are arranged between the balanced output terminals to adjust the phase balance and amplitude balance.
  • a capacitance element may be disposed between the balanced output terminals, or a reactance element may be disposed between each balanced output terminal and the ground.
  • the gate of the field effect transistor constituting each FET switch circuit is connected to a control voltage terminal via a resistor (not shown).
  • Table 1 shows the connection state of the high-frequency circuit depending on the control voltage applied to the gate.
  • the operation modes of the communication systems UMTS, GSM, DCS, and PCS of the multiband communication apparatus are a transmission mode in the case of Tx, a reception mode in the case of Rx, and a transmission or reception mode in the case of TRx.
  • UMTS first communication system
  • a voltage for turning on the FET of the FET switch circuit Q1 is given from an external circuit (not shown), and the FET switch circuits Q2 ⁇ A voltage is applied to turn off the Q6 FET.
  • the UMTS transmission signal output from the front end 110 is radiated from the multiband antenna ANT.
  • UMTS When receiving in the first communication system (UMTS), a voltage for turning on the FET of the FET switch circuit Q1 is similarly applied from an external circuit (not shown) and the FET circuit switches Q2 to Q2 A voltage is applied to turn off the Q6 FET.
  • the UMTS reception signal incident on the multiband antenna ANT passes through the single-pole six-throw switch circuit and duplexer 28 and is input to the front end 110, amplified by the low-noise amplifier LNA1 of the front end 110, and received at the subsequent stage. The signal is input to a circuit (not shown) and demodulated.
  • any one of the four communication systems is used.
  • a communication system such as GSM or DCS while performing data communication using UMTS
  • ports a and b are connected,
  • the FET switch circuit is controlled so as to connect any of the other paths.
  • the FET switch circuit connected in series to the connection unnecessary path is controlled to be in the OFF state.
  • FIG. 3 shows an equivalent circuit of a high-frequency circuit including a single-pole six-throw switch circuit 10a, a first matching circuit 50, second matching circuits 60a and 60b, and LC filter circuits 15a and 15b.
  • each LC filter circuit is a multi-stage consisting of third inductance elements L3a, L3b, L4a, L4b and second capacitance elements C21a, C21b, C22a, C22b, C22c, C24a, C24b, C25a, C25b, C25c.
  • it is a ⁇ -type low-pass filter, it may be a single-stage filter, a band-pass filter circuit, a notch filter circuit, or the like.
  • a capacitance element may be connected in parallel with the second inductance elements L2a and L2b connected to the shunt path. According to such a configuration, the inductance of the second inductance elements L2a and L2b can be reduced, and the degree of freedom in selecting and configuring the inductance elements is increased.
  • FIG. 4 shows an equivalent circuit of the single-pole six-throw switch circuit 10a when the FET switch circuit Q1 is turned on and the FET switch circuits Q2 to Q6 are controlled to be turned off and the ports a and b are connected.
  • RonQ1 is a resistance component of the FET switch circuit Q1 in the ON state
  • Coff1 is an equivalent capacitance component obtained by synthesizing the equivalent capacitances CoffQ2 to CoffQ6 of the FET switch circuits Q2 to Q6 in the OFF state.
  • Other paths can also be represented by similar equivalent circuits with different equivalent capacitance components.
  • Each signal path of the single pole 6 throw switch circuit 10a was measured with a network analyzer to obtain a Smith chart.
  • a sample in which a single-pole six-throw switch circuit element was mounted on a resin substrate was used.
  • an element with an obvious S parameter is used, it can be analyzed using a circuit simulator.
  • FIGS. 8 to 10 show Smith charts of impedance when the single-pole six-throw switch circuit 10a is used alone.
  • FIGS. 8A and 8B show impedances viewed from the common port a side and the first single port b side when the ports a and b are connected, respectively.
  • FIGS. 9 (a) and 9 (b) show impedances viewed from the common port a side and the third single port d side when the ports ad are connected.
  • FIGS. 10 (a) and 10 (b) show impedances viewed from the common port a side and the fifth single port f side when the ports a and f are connected, respectively.
  • the impedance viewed from the common port side and the single port side decreased as the frequency increased and deviated from the standardized impedance (50 ⁇ ).
  • the increase of VSWR and insertion loss was confirmed especially in the higher frequency band.
  • the impedance locus differs depending on the connected single port.
  • the equivalent capacitance component Coff1 is about 0.5 pF.
  • FIG. 5 shows an equivalent circuit when the ports a and b are connected by controlling the FET switch circuit Q1 to the ON state and the FET switch circuits Q2 to Q6 to the OFF state.
  • FIGS. 11 to 13 show Smith charts of impedance when an inductance element of 2.2 nH is connected in series to the common port a side of the single-pole six-throw switch circuit 10a.
  • FIGS. 11 (a) and 11 (b) show impedances viewed from the common port a 'side and the first single port b side when the ports a and b are connected, respectively.
  • FIGS. 13A and 13B show impedances viewed from the common port a 'side and the fifth single port f side when the ports a and f are connected.
  • the common port side showed inductive impedance and the single port side showed capacitive impedance in the high-order frequency band.
  • FIG. 6 shows a first matching circuit 50 (a first inductance element L1 connected in series to the common port a side and a grounded second connected to the multiband antenna circuit side) on the common port a side of the single-pole six-throw switch circuit 10a.
  • 1 shows an equivalent circuit to which a single capacitance element C1 is connected.
  • the ports a and b are connected by controlling the FET switch circuit Q1 to the ON state and the FET switch circuits Q2 to Q6 to the OFF state.
  • the first inductance element L1 connected in series to the common port a side of the single-pole six-throw switch circuit 10a is 2.2 nH, and the first inductance element L1 is connected to the multiband antenna circuit side of the first inductance element L1.
  • FIGS. 14 (a) and 14 (b) show impedances viewed from the common port a 'side and the first single port b side when the ports a and b are connected, respectively.
  • FIG. 15 (a) and FIG. 15 (b) respectively show the impedances seen from the common port a 'side and the third single port d side when the ports ad are connected.
  • FIG. 16 (a) b and FIG. 16 (b) show the impedance viewed from the common port a 'side and the fifth single port f side when the ports a-f are connected.
  • the impedance of the common port side and the single port side can be concentrated to 50 ⁇ in the higher frequency band than when the single-pole 6-throw switch circuit alone or only the inductance element is connected to the common port a side. It was.
  • the first matching circuit 50 including the first inductance element L1 and the first capacitance element C1 is provided on the common port a side of the single-pole six-throw switch circuit 10a. In either case, the impedance was well concentrated at 50 ⁇ .
  • FIG. 7 shows an example in which the first matching circuit 50 is provided on the common port a side of the single-pole six-throw switch circuit 10a, and the second matching circuit 60a (grounded second inductance element L2a) is provided on the fifth single port f side.
  • the equivalent circuit of is shown.
  • the ports a and f are connected by controlling the FET switch circuit Q5 of the single-pole six-throw switch circuit 10a to the ON state and the FET switch circuits Q1 to Q4 and Q6 to the OFF state.
  • RonQ5 is a resistance component of the FET switch circuit Q5 in the ON state
  • Coff3 is an equivalent capacitance component in which the equivalent capacitances CoffQ1 to CoffQ4 and CoffQ6 of the FET switches Q1 to Q4 and Q6 in the OFF state are combined.
  • FIGS. 17 (a) and 17 (b) show impedances viewed from the common port a 'and the fifth single port f' when the ports a and f are connected, respectively.
  • the second matching circuit 60a made of a grounded inductance element, the impedance on the common port side and the single port side can be concentrated to 50 ⁇ .
  • the impedance in the above state is summarized in Table 2 and Table 3. It can be seen that the impedance at each port is further matched to 50 ⁇ by providing the first matching circuit or the first matching circuit + second matching circuit in the single-pole six-throw switch circuit.
  • Figures 18 (a) and 18 (b) VS show the VSWR characteristics on the common port side and single port side in the UMTS route, respectively.
  • Fig. 19 (a) and Fig. 19 (b) show the common port side in the DCS Rx route. And the VSWR characteristics on the single port side are shown.
  • the solid line shows the VSWR characteristic in the example in which the first matching circuit 50 is provided
  • the broken line shows the VSWR characteristic in the comparative example using the single-pole six-throw switch circuit 10a alone.
  • the frequency band of the low VSWR is wider than that of the single-pole 6-throw switch circuit alone, and a VSWR of 1.3 or less is obtained in the wide frequency band of 824 to 2170 MHz.
  • FIG. 20 shows a multiband communication device for two communication systems using TDMA (GSM850, GSM900) and two communication systems using CDMA (UMTS Band1, Band5).
  • 4 shows a high-frequency circuit according to a second embodiment of the present invention used in a quad-band mobile phone.
  • the single pole double throw switch circuit may comprise a decoder.
  • the high-frequency circuit 20 including the single-pole four-throw switch circuit 10a includes a multiband antenna ANT, a high-frequency amplifier PA1 and a low-noise amplifier LNA2 that are front ends for a first CDMA communication system (UMTS Band5), and a CDMA system.
  • UMTS Band5 UMTS Band5
  • High-frequency amplifier PA2 and low-noise amplifier LNA3 which are front ends for the second communication system (UMTS Band1)
  • high-frequency amplifier PA3 and low-noise amplifier LNA1 which are front-ends for the first TDMA communication system (GSM900)
  • GSM900 high-frequency amplifier PA3 and low-noise amplifier LNA2
  • GSM850 second communication system
  • the first single port b is connected to the low noise amplifier LNA1 for the first TDMA communication system (GSM900) via the second matching circuit 60a and the band pass filter 15a.
  • the second single port e is connected to a high-frequency amplifier PA3 shared by the first TDMA communication system (GSM900) and the second communication system (GSM850) via the LC filter circuit 15d.
  • the third single port c is connected to the high-frequency amplifier PA1 for the first CDMA communication system (UMTS Band5), the first CDMA communication system, and the TDMA via the second matching circuit 60b and the first duplexer 15b. It is connected to the low noise amplifier LNA2 shared by the second communication system (GSM850).
  • the fourth single port d is connected to the high-frequency amplifier PA2 for the second CDMA communication system (UMTS Band1) via the second matching circuit 60c and the second duplexer 15c, and the low noise for the second CDMA communication system. Connected to amplifier LNA3.
  • an unbalanced input-balanced output SAW filter or BAW filter or BPAW filter is used as the bandpass filter 15a and duplexers 15b, 15c, and inductance elements L10 to L30 for impedance adjustment are provided between the balanced output terminals. It is arranged.
  • the gates of the FETs constituting the FET switches Q1 to Q4 are connected to a control voltage terminal (not shown) through a resistor (not shown).
  • Table 4 summarizes the connection state of the high-frequency circuit depending on the control voltage applied to the gate.
  • UMTS Band5 when transmitting in the first CDMA communication system (UMTS Band5), a voltage is applied from an external circuit (not shown) to turn on the FET of the FET switch circuit Q2 (ON). A voltage is applied to turn off the FET of the FET switch circuits Q1, Q3, and Q4 (OFF).
  • the transmission signal of UMTS Band5 output from the front end including the high-frequency amplifier PA1 passes through the duplexer circuit 15b and the single-pole four-throw switch circuit 10a, so that the multiband antenna Radiated from ANT.
  • the FET switch Q1 , Q3, and Q4 FETs are turned off (OFF).
  • the UMTS reception signal from the multiband antenna ANT passes through the single-pole four-throw switch circuit 10a and the duplexer 15b, is input to the low-noise amplifier LNA2, is amplified there, and is received by a subsequent receiving circuit (not shown). ) And is demodulated.
  • a voltage is applied to turn on the FET of the FET switch Q4 and the FETs of the FET switch circuits Q1 to Q3 are turned off (OFF). ) Is given.
  • a voltage for turning on the FET of the FET switch circuit Q2 is given, and a voltage for turning off the FETs of the FET switches Q1, Q3, and Q4 is given.
  • FIG. 21 shows an equivalent circuit of a high-frequency circuit including a single-pole four-throw switch circuit 10a, a first matching circuit 50, second matching circuits 60a to 60c, and an LC filter circuit 15d.
  • the equivalent capacity when the FET switch circuit is OFF is reduced.
  • the first matching circuit 50 connected to the common port a can concentrate the impedance viewed from the common port side and the single port side to 50 ⁇ .
  • the impedance viewed from the single port side can be adjusted by the second matching circuits 60a, 60b, 60c including the grounded inductance elements L2a, L2b, L2c.
  • the frequency band of low VSWR was broadened compared to the case of only a single-pole four-throw switch circuit, and a VSWR of 1.3 or less was obtained in a wide frequency band of 824 to 2170 MHz.
  • FIG. 22 shows still another example of the high-frequency circuit of the present invention used in a multiband communication apparatus.
  • the high-frequency circuit 20 in this example is a single pole of a multiple access system using four communication systems GSM850, GSM900, GSM1800, GSM1900 using the TDMA system and three communication systems UMTS Band1, Band2, Band5 using the CDMA system.
  • a seven-throw switch circuit 10a is provided.
  • the high-frequency circuit 20 includes a multiband antenna ANT, a high-frequency amplifier PA1 and a low-noise amplifier LNA3 which are front ends for the first CDMA communication system (UMTS Band5), and a second CDMA communication system (UMTS Band1).
  • PCS frontend credit system
  • the low-noise amplifier LNA3 is shared by the first CDMA communication system (UMTS Band5) and the second TDMA communication system (GSM850), and the low-noise amplifier LNA4 is used by the third CDMA communication system (UMTS).
  • Band2 and TDMA type third communication system (PCS)
  • high frequency amplifier PA4 is shared by TDMA type first and second communication systems (GSM850 / GSM900)
  • high frequency amplifier PA5 is TDMA type first communication system. Shared by third and fourth communication systems (DCS / PCS).
  • second matching circuits 60a, 60b, and 60c are connected between the single ports c, d, and f of the single-pole seven-throw switch circuit 10a and the band-pass filter 15b and the duplexers 15c and 15e, respectively.
  • Third matching circuits 70a and 70b are connected between 15c and 15d and the high-frequency amplifiers PA1 and PA2 of the transmission circuit, respectively.
  • the received signal has lower power than the transmitted signal, and when the received signal is handled as a balanced signal, characteristics such as phase balance and amplitude balance of the signal may be impaired due to reactance parasitic on the connection line. Therefore, the bandpass filter and the receiving terminal of the duplexer are concentrated in a part of the region, and the connection line with the receiving circuit is shortened as much as possible.
  • the connection line between the duplexer and the transmission circuit tends to be long. As the connection line becomes longer, the reactance increases and impedance mismatching is likely to occur. In particular, the parasitic capacitance formed with the ground tends to increase. In this example, the influence of the parasitic capacitance is reduced by connecting the third matching circuits 70a and 70b having the grounded inductance elements L4a and L4b between the duplexers 15c and 15d and the transmission circuit.
  • the impedance deviation due to the equivalent capacitance is reduced, and the first matching circuit 50 connected to the common port allows the common port side and the single port side respectively.
  • the seen impedance can be concentrated to 50 ⁇ . Therefore, the frequency band of the low VSWR was broader than that of the single pole 7 throw switch circuit alone, and a VSWR of 1.3 or less was obtained in the wide frequency band of 824 to 2170 ⁇ MHz.
  • FIGS. 24 and 25 show an example in which a multiband high-frequency circuit having the equivalent circuit shown in FIG. 23 is formed on an insulating substrate (laminated substrate).
  • the switch element 10 the filter elements 15c to 15f, and the first inductance element L1 of the first matching circuit 50 are mounted on the upper surface of the multilayer substrate 100, and the LC filter circuits 15a and 15b and the second matching circuits 60a and 60b are mounted.
  • FIG. 25 shows the internal structure of the multilayer substrate 100.
  • the multilayer substrate 100 is made of a ceramic dielectric that can be sintered at a low temperature of 1000 ° C.
  • a ground electrode G covering almost the entire surface is formed on the surface of the lowermost green sheet 12, and a high-frequency terminal for mounting on a circuit board is formed on the back surface.
  • the high-frequency terminal is an antenna terminal ANT connected to the antenna side circuit, transmission terminals Tx1, Tx2 for receiving transmission signals, receiving terminals Rx1, Rx2, Rx3, Rx4 for outputting balanced signals, a ground terminal G, and a switch circuit
  • Power supply terminals (control terminals) U1 to U3, Vc1 to Vc4, and Vdd for control are connected to the electrode pattern on the upper green sheet via via holes (indicated by black circles) formed in the green sheet. ing.
  • the terminal electrodes are LGA (Land Grid Array), but BGA (Ball Grid Array) or the like can also be adopted.
  • the reception terminals Rx1, Rx2, Rx3, and Rx4 are a pair of balanced terminals, and are arranged in parallel on one side of the multilayer substrate 100.
  • the LC filter circuits 15a and 15b, the first capacitance element C1 of the first matching circuit 50, and the second inductance elements of the second matching circuits 60a and 60b are electrodes. It is formed by a pattern and connected through a via hole.
  • the green sheet 2 is formed with connection lines SS1 to SS4 and SL2 that connect the switch element 10, the filter elements 15c to 15d, and the first inductance element L1 of the first matching circuit 50 mounted on the upper surface of the multilayer substrate 100. ing.
  • the green sheet 1 is formed with a plurality of land electrodes for mounting elements.
  • the rectangular switch element 10 includes a single-pole six-throw switch circuit 10a and a decoder 10b formed on a silicon substrate, and a plurality of filter terminals (receive terminals) connected to the filter elements 15c to 15f on the first side thereof R1 to R4 are juxtaposed, antenna terminals AN connected to the first matching circuit 50 on the second side adjacent to the first side in the clockwise direction, and filter terminals connected to the LC filter circuits 15a and 15b ( (Transmission terminals) T1 and T2 are juxtaposed, and control terminals U1 to U3 are juxtaposed on the third side adjacent to the second side in the clockwise direction, and clockwise on the third side.
  • Control terminals Vc1 to Vc4 and Vdd are arranged side by side on the adjacent fourth side.
  • the ground terminal G is disposed at a position where interference between the terminals is suppressed, such as between the filter terminals R1 to R4 and the LC filter terminals T1 and T2.
  • the filter elements 15c to 15f arranged close to the switch element 10 on the multilayer substrate 100 include unbalanced terminals PS1 to PS4 connected to the filter terminals R1 to R4 of the switch element 10 and balanced to output a balanced signal.
  • Terminals RX1 +, RX1-, RX2 +, RX2-, RX3 +, RX3-, RX4 +, RX4- and ground terminal G are formed, and filter terminals R1 to R4 and unbalanced terminals PS1 to PS4 are connected lines SS1 to SS4 Connected with. Since the switch element 10 and the filter elements 15c to 15d are arranged close to each other, the connection lines SS1 to SS4 can be short, and generation of unnecessary parasitic reactance can be suppressed.
  • the one end side tp1, tp2 of the connection lines SS1, SS2 is connected to the electrode pattern of the second inductance element of the second matching circuit 50 formed in the lower layer by a via hole.
  • the balanced terminals RX1 +, RX1-, RX2 +, RX2-, RX3 +, RX3-, RX4 +, RX4- of the filter elements 15c to 15f are reception terminals on the bottom surface of the multilayer substrate 100 through very short connection lines SA1 to SA7 and via holes. Connect to Rx1, Rx2, Rx3, Rx4.
  • each of the filter elements 15c and 15d and the filter elements 15e and 15f constitutes one part.
  • each filter element may be a separate part or four filter elements may be combined into one part.
  • the first inductance element L1 of the first matching circuit 50 is disposed on the land electrodes ap1 and ap2 adjacent to the switch element 10 on the multilayer substrate 100.
  • the land electrode ap1 is connected to the antenna terminal ANT on the bottom surface of the multilayer substrate 100 via the connection line SL1 and the via hole, and the land electrode ap2 is connected to the antenna terminal AN of the switch element 10 via the connection line SL2, It is connected to the inductance element LESD mounted on the land electrodes ap3 and ap4 via the connection line SL2.
  • the first inductance element L1 is arranged on the multilayer substrate 100 in the vicinity of the side (second side) different from the side (first side) of the switch element 10 where the filter elements 15c to 15d are close to each other. Since the lines do not come close to each other, it is possible to prevent deterioration of isolation characteristics and signal loss characteristics. Further, by forming the connection line so as not to overlap in the stacking direction, it is possible to prevent deterioration of the isolation characteristic and the signal loss characteristic.
  • the electrode patterns and connection lines that form the three-dimensional high-frequency circuit formed in the multilayer substrate 100 are separated by the ground electrode G or do not overlap in the stacking direction so as to prevent unnecessary electromagnetic interference.
  • the LC filter circuits 15a and 15b, the second inductance elements of the second matching circuits 60a and 60b, and the electrode pattern forming the first capacitance element of the first matching circuit 50 are arranged so as not to overlap in the stacking direction. Has been.
  • the ceramic dielectric for example, Al, Si and Sr as main components, Ti, Bi, Cu, Mn, Na, K and the like as ceramics, Al, Si and Sr as main components, Ca, Pb, Examples thereof include ceramics containing Na, K and the like as composite components, ceramics containing Al, Mg, Si and Gd, and ceramics containing Al, Si, Zr and Mg.
  • the dielectric constant of the ceramic dielectric is preferably about 5 to 15.
  • a resin or a resin / ceramic composite material may be used.
  • an electrode pattern may be formed by a high-temperature sinterable metal conductor such as tungsten or molybdenum on a substrate mainly made of Al 2 O 3 by HTCC (high temperature co-fired ceramic) technology.
  • the FET switch circuit constituting the switch element 10 is not particularly limited, and GaAs-FET, CMOS-FET, or the like can be used. Further, it may be used in a bare state and sealed with a resin or a tube. Such a high-frequency component is suitable for miniaturization. A high frequency amplifier, a low noise amplifier, or the like of the transmission / reception circuit may be combined with the laminated substrate 100.

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Abstract

　マルチバンド対応の無線装置に用いられ、複数の通信システムの信号に応じてアンテナと送信受信回路との間の接続を切り替える高周波回路であって、アンテナ側回路に接続される共通ポートと送信受信回路と接続される複数の単独ポートとの間にFETスイッチ回路が配置された単極複投スイッチ回路と、前記共通ポートに接続された第一整合回路とを有し、前記第一整合回路は、前記アンテナと前記共通ポートとの間の信号経路に直列接続された第一インダクタンス素子と、前記第一インダクタンス素子のアンテナ側に接続され、接地された第一キャパシタンス素子とを含み、前記第一インダクタンス素子は前記アンテナ側から前記単独ポート側を見たときの前記単極複投スイッチ回路のインピーダンスを誘導性にし、前記第一キャパシタンス素子は前記アンテナ側回路及び前記送信受信回路とのインピーダンス整合を調整する高周波回路。

Description

高周波回路、高周波部品、及びマルチバンド通信装置
　本発明は、マルチバンドの無線装置に用いられ、入出力信号の切り換えを行う高周波回路に関し、特に複数の電界効果トランジスタFETが並列接続された単極複投スイッチ回路を用いた高周波回路、かかる高周波回路を有する高周波部品、及びかかる高周波部品を具備するマルチバンド通信装置に関する。
　携帯電話等の無線通信に使用する帯域が多岐に亘っている最近では、デュアルバンド方式、トリプルバンド方式、クワッドバンド方式等、複数の送受信帯域に対応した携帯電話が多く使用されている。例えばクワッドバンド方式の携帯電話で使用する通信システムの周波数帯域には、GSM850/900（824～960 MHz）、DCS（1710～1850 MHz）、PCS（1850～1990 MHz）、UMTS（Band1: 1920～2170 MHz，Band2: 1850～1990 MHz，Band3: 1710～1880 MHz，Band4: 1710～2155 MHz，Band5: 824～894 MHz，Band6: 830～885 MHz，Band7: 2500～2690 MHz，Band8: 880～960 MHz，Band9: 1749.9～1879.9 MHz，Band10: 1710～2170 MHz）等がある。例えばDCS（Digital Cellular System）、PCS（Personal Communication Services）及びUMTS Band1（Universal Mobile Telecommunications System）の周波数はGSM（Global System for Mobile Communications）の周波数のほぼ2～2.5倍である。以下の説明ではGSMを基本周波数帯とし、それより高周波数帯を高次周波数帯と呼ぶ。
　マルチバンド携帯電話等の通信装置の高性能化及び小型軽量化に伴い、内蔵される高周波回路を構成するスイッチ回路の多ポート化が進み、4以上と多いポートを有するスイッチ回路が多くなってきた。特開2005-123740号は、FETスイッチ回路を用いた単極5投スイッチ回路を備えた図26に示す高周波スイッチモジュールを開示している。この高周波スイッチモジュール20は、単極5投のスイッチ回路10a及びデコーダ10bからなるスイッチ素子10と、ローパスフィルタ回路15a，15b、バンドパスフィルタ回路15c，15d，15e、及びESD保護回路18を備え、トリプルバンドの携帯電話に用いられる。図27は単極5投のスイッチ回路10aの構成を示す。単極5投のスイッチ回路10aは、同じ回路構成を有する単極単投のFETスイッチ回路を並列接続したもので、アンテナANTと接続される共通端子ａと、送信受信回路等と接続される送信端子ｂ，c及び受信端子d，ｅ，ｆとを備える。
　図28は、FETスイッチ回路の一例としてFETスイッチ回路Q1の構成を示す。FETスイッチ回路Q1は、信号の入力端子250a、信号の出力端子250b、及びON/OFFを制御する電圧を印加するコントロール端子Vc1を具備する。抵抗Rはリーク電流を阻止するために接続されている。この例では1つのFETを有するが、高調波歪を防ぐため2つ以上のFETを直列接続してOFF時の等価容量を低減する構成でも良い。
　またポート間でアイソレーション特性を向上するように、入力端子250a及び出力端子250bに接続されたFET Q1-1と、シャント接続されたFET Q1-2とを具備しても良い（図31）。FET Q1-1及びQ1-2のゲートには、リーク電流を阻止するための抵抗Rを介してON/OFF状態を制御する電圧を印加するコントロール端子Vc1，Vc2が配置されている。入力端子250aと出力端子250bとが接続状態となると、Q1-1はON状態になり、Q1-2はOFF状態になる（図32）。一方、入力端子250aと出力端子250bとが切断状態となると、Q1-1はOFF状態になり、Q1-2はON状態になる（図33）。いずれの状態でも、入力端子250aにはQ1-1又はQ1-2の等価容量が接続されており、図28で示すFETスイッチ回路より、付加される等価容量が多い。
　単極複投スイッチ回路10aは異なるFETスイッチ回路を組合せて構成しても良く、その場合、例えば、ある信号経路に図28に示すFETスイッチ回路を用い、他の信号経路に図31に示すFETスイッチ回路を用いても良い。
　図29は共通端子ａと送信端子ｂとが接続状態のときの単極5投のスイッチ回路10aの等価回路を示し、図30はOFF状態での等価容量を合成した場合の等価回路を示す。FETスイッチはON状態では抵抗Rと等価であり、OFF状態では容量Coffと等価である。また単極複投スイッチ回路では、いずれかの信号経路のFETスイッチがON状態に制御され、共通端子ａは送信端子ｂ，c及び受信端子ｅ，ｆ，ｇのいずれかと接続される。送信端子ｂ，c及び受信端子ｄ，ｅ，ｆはそれぞれ負荷インピーダンスZlb～Zlfと接続している。
　並列に接続されたFETスイッチ回路が多くなるにつれてグランドとの間に付加される容量Coffが多くなるので、共通端子ａから送信端子ｂを見た単極複投スイッチ回路のインピーダンスは容量性を示すようになる。容量Coffの増加により、スミスチャート上の等コンダクタンス線上をより低インピーダンスへと変化する結果、リターンロスが低下し、挿入損失が増加する。これは、益々マルチポート化される単極複投スイッチ回路において克服すべき問題である（特開平8-223021号）。
　この問題を解消するために、特開2008-124556号は、共通端子側及び他端子側のポートにインダクタを直列接続することによりインピーダンス整合することを提案している。しかし、特開2008-124556号はFETスイッチ回路による等価容量が信号経路により異なる場合について何等検討していない。
　携帯電話等の無線通信装置は通信システムに応じて異なる周波数帯のみならず異なる電力でも作動する。例えばGSM850/900の最大送信電力は他の通信システムより大きく、DCS，PCS及びUMTSも異なる電力で送受信を行う。これに対応して、FETスイッチは信号経路ごとにゲート幅の調節、ゲートとソース又はドレインとの間への容量の並列接続等のように構成を変えている。このため、FETスイッチ回路の等価容量も信号経路ごとに異なり、等価容量によるインピーダンスの変化（ずれ）もまた信号経路ごとに異なる。その影響は、GSM等の基本周波数帯よりPCS及びUMTSのような高次周波帯で大きく出る。
　特開2008-124556号は、信号経路ごとに要求されるリターンロスの規格が異なる場合に、インダクタの位置によりリターンロスを微調整できると記載している。しかし、インダクタをボンディングワイヤにより構成すると、複数のボンディングワイヤが交差したり近接したりするため、信号経路間での干渉を生じ、アイソレーション特性の劣化や寄生リアクタンスによるインピーダンスのずれが発生する。またシリコン基板上にトランジスタ及びインダクタを集積すること（IPD: Integrated Passive Device）も可能であるが、単極複投スイッチ回路が大型化するだけでなく、アイソレーション特性の劣化や寄生リアクタンスによるインピーダンスのずれの問題もある。
　従って本発明の目的は、複数の通信システムの信号に応じてアンテナと送信受信回路との間の接続を切り替えるために単極複投スイッチ回路を具備する高周波回路であって、信号経路でFETスイッチの等価容量が異なる場合でも、各信号経路のインピーダンスのずれを容易に抑制でき、アイソレーション特性及び信号損失特性の劣化が生じ難く、各信号経路で特に高次周波数帯におけるVSWR（電圧定在波比）特性が改善された高周波回路を提供することである。
　本発明のもう一つの目的は、上記特徴を有するとともに、単極複投スイッチ回路で扱う通信システムの数に対して信号経路の数が少ない高周波回路を提供することである。
　本発明のさらにもう一つの目的は、かかる高周波回路を有する高周波部品を提供することである。
　本発明のさらにもう一つの目的は、かかる高周波部品を具備するマルチバンド通信装置を提供することである。
　本発明の高周波回路は、マルチバンド対応の無線装置に用いられ、複数の通信システムの信号に応じてアンテナと送信受信回路との間の接続を切り替えるもので、
　アンテナ側回路に接続される共通ポートと送信受信回路と接続される複数の単独ポートとの間にFETスイッチ回路が配置された単極複投スイッチ回路と、前記共通ポートに接続された第一整合回路とを有し、
　前記第一整合回路は、前記アンテナと前記共通ポートとの間の信号経路に直列接続された第一インダクタンス素子と、前記第一インダクタンス素子のアンテナ側に接続され、接地された第一キャパシタンス素子とを含み、前記第一インダクタンス素子は前記アンテナ側から前記単独ポート側を見たときの前記単極複投スイッチ回路のインピーダンスを誘導性にし、前記第一キャパシタンス素子は前記アンテナ側回路及び前記送信受信回路とのインピーダンス整合を調整することを特徴とする。
　単極複投スイッチ回路は、複数のFETスイッチ回路と、FETのON/OFF切換信号を制御電圧にデコードするデコーダとをワンパッケージ化したものが好ましい。単極複投スイッチ回路は、ベアチップ状態又は封止された半導体からなるのが好ましい。
　単極複投スイッチ回路の共通ポートに第一インダクタンス素子を直列に接続することにより、少なくとも高次周波数帯が通過する単極複投スイッチ回路の信号経路におけるアンテナ側から見たインピーダンスは誘導性となる。単極複投スイッチ回路のインピーダンスを基本周波数帯でも誘導性とするのがより好ましい。
　第一インダクタンス素子のアンテナ側を第一キャパシタンス素子を介して接地することにより、高周波信号の周波数帯において、インピーダンスをアンテナ側回路及び送信受信回路に合わせて規格化インピーダンス（例えば50Ω）に集中させることができる。第一キャパシタンス素子の容量値は、単極複投スイッチ回路の接地容量となるFETスイッチのOFF時の等価容量の合成容量を考慮して設定する。第一キャパシタンス素子の容量値は、高次周波数帯の通信システムの信号経路を接続するモード（キャパシタンス素子の影響が大きく出る）で設定するのが好ましく、最も高い周波数を利用する通信システムの信号経路を接続するモードで設定するのがより好ましい。OFF時のFETスイッチの等価容量の合成容量が信号経路により大きく異なる場合、高次周波数帯の通信システムの信号経路のうち最も大きな合成容量となるものに対して第一キャパシタンス素子の容量値を設定するのが好ましい。
　本発明の高周波回路では、前記単独ポートの少なくとも１つと各対応する送信受信回路との間の経路に配置されたフィルタ回路と、前記単独ポートと前記フィルタ回路との間の信号経路に接続された第二整合回路とを有し、前記フィルタ回路の少なくとも１つはバンドパスフィルタであり、前記第二整合回路は信号経路に直列に又はグランドとの間に接続された第二インダクタンス素子を含むのが好ましい。
　信号経路を通過する信号の損失（挿入損失）を抑制するために、第二インダクタンス素子をグランドとの間に接続するのが好ましい。
　前記フィルタ回路に用いるバンドパスフィルタは、SAW（Surface Acoustic Wave）フィルタ、BAW（Bulk Acoustic Wave）フィルタ、又はBPAW（Buried Propagating layer Acoustic Wave：境界弾性波）フィルタが好ましい。BAWフィルタはFBAR型（Film Bulk Acoustic Resonator）及びSMR型（Solid Mounted Resonator）を含む。SAWフィルタ及びBAWフィルタはローノイズアンプとワンパッケージ化しても良い。
　本発明の高周波回路は、前記単独ポートの少なくとも１つと各対応する送信受信回路との間に配置されたLCフィルタ回路を有し、前記LCフィルタ回路は第三インダクタンス素子及び第二キャパシタンス素子を具備するのが好ましい。第三インダクタンス素子及び第二キャパシタンス素子を有するLCフィルタ回路は、専ら信号に含まれる高調波を除くローパスフィルタ、バンドパスフィルタ又はノッチフィルタとして機能する。ローパスフィルタの場合、単極複投スイッチ回路と送信回路との整合回路としても機能する。
　複数の通信システムにおける多元接続方式は、TDMA方式（Time Division Multiple Access）及びCDMA方式（Code Division Multiple Access）を含む。
　本発明の好ましい一実施例による高周波回路は、第一単独ポートとTDMA方式の第一の通信システムに対応する第一受信回路との間に接続されたフィルタ回路（バンドパスフィルタ）と、第二単独ポートとTDMA方式の第一及び第二の通信システムに対応する第一送信回路との間に接続されたLCフィルタ回路と、第三単独ポートとTDMA方式の第二の通信システム及びCDMA方式の第一の通信システムに対応した第二受信回路、及びCDMA方式の第一の通信システムに対応した第二送信回路との間に接続されたフィルタ回路（第一デュプレクサ）と、第四単独ポートとCDMA方式の第二の通信システムに対応した第三受信回路、及びCDMA方式の第二の通信システムに対応した第三送信回路との間に接続されたフィルタ回路（第二デュプレクサ）とを備え、単極複投スイッチ回路の第一単独ポートとバンドパスフィルタとの間、第三単独ポートと第一デュプレクサとの間、及び第四単独ポートと第二デュプレクサとの間の少なくとも一つの経路に前記第二整合回路が接続されている。
　第一及び第二デュプレクサは多元接続方式としてCDMA方式を用いた通信システムの送信信号と受信信号とを分波するもので、異なる通過帯域を有するバンドパスフィルタを並列接続してなるのが好ましい。第一及び第二デュプレクサとして、SAWフィルタ及び／又はBAWフィルタを並列接続してワンパッケージしたものが好ましい。
　デュプレクサでCDMA方式を用いた通信システムの送信信号と、CDMA方式を用いた通信システムの受信信号及びTDMA方式を用いた通信システムの受信信号とを分波することにより、アンテナとTDMA方式の通信システムの受信回路との経路を削除でき、また単極複投スイッチ回路として単極４投スイッチを用いることもできる。単極複投スイッチ回路におけるFETスイッチの数を少なくできるので、等価容量が低減され、各信号経路でのインピーダンスの変化（ずれ）を小さくできる。
　前記第一デュプレクサと第二送信回路との間に第四インダクタンス素子を含む第三整合回路を接続しても良い。
　本発明の好ましい別の実施例では、バンドパスフィルタ（デュプレクサを除く）にTDMA方式を用いた通信システムの受信信号を通過させ、LCフィルタ回路にTDMA方式を用いた通信システムの送信信号を通過させ、バンドパスフィルタ及びLCフィルタが接続されない単独ポート又はデュプレクサが接続された単独ポートにCDMA方式を用いた通信システムの送受信信号を通過させる。
　本発明の好ましいさらに別の実施例では、絶縁基板（ガラスエポキシ基板等の樹脂基板やセラミック基板）にスイッチ素子、フィルタ素子及びリアクタンス素子を実装する。小型化のために、整合回路及びLCフィルタ回路を構成するリアクタンス素子（コイル及びコンデンサ）を積層体内の電極パターンで構成するとともに、フィルタ素子及びスイッチ素子を積層体に実装する。
　積層体内に構成する回路素子間の干渉を防ぐため、積層体内の異なる層に形成された電極パターンの間を連結するビアホール及びグランド電極を回路パターン間に配置するのが好ましく、またコイルを形成する電極パターンが異なる回路素子の電極パターンと積層方向に重ならないようにするのが好ましい。さらに送受信回路を構成する増幅器等を構成する半導体素子は積層体に実装し、整合回路は積層体に内蔵するのが好ましい。
　本発明の第一の高周波部品は、マルチバンドの無線装置に用いられ、複数の通信システムの信号に応じてアンテナと送信受信回路との間の接続を切り替える高周波回路を絶縁基板に構成したもので、
　アンテナに接続される共通ポートと送信受信回路と接続される複数の単独ポートとの間にFETスイッチ回路が配置された単極複投スイッチ回路と、前記共通ポートに接続された第一整合回路と、前記単独ポートと送信受信回路との間の経路に配置されたフィルタ回路とを有し、前記フィルタ回路の少なくとも１つはバンドパスフィルタであり、
　前記第一整合回路は、アンテナと単極複投スイッチ回路の共通ポートとの間の信号経路に直列接続された第一インダクタンス素子と、前記第一インダクタンス素子のアンテナ側に接続され、接地された第一キャパシタンス素子を具備し、
　前記単極複投スイッチ回路を有するスイッチ素子の底面の第一の辺側に前記フィルタ回路と接続する複数のフィルタ端子が並設されており、
　前記絶縁基板の上面に前記フィルタ回路を構成するフィルタ素子が前記スイッチ素子の前記第一の辺に近接して実装されており、
　前記スイッチ素子と前記フィルタ素子は前記絶縁基板内に形成された接続線路により接続されていることを特徴とする。
　スイッチ素子とフィルタ素子とを近接して配置することにより接続線路による寄生リアクタンスを抑制し、各信号経路のインピーダンスのずれを第一整合回路により抑制するのが容易となる。
　前記スイッチ素子は前記第一の辺側に隣接する第二の辺側にアンテナ端子を有し、前記第一整合回路の第一インダクタンス素子は前記積層基板上で前記スイッチ素子の前記第二の辺に近接する位置に実装されており、前記スイッチ素子と前記第一インダクタンス素子は前記絶縁基板内に形成された接続線路により接続されているのが好ましい。
　信号経路に直列に配置される第一インダクタンス素子は、高Q値のチップインダクタであるのが好ましい。絶縁基板上で第一インダクタンス素子をフィルタ素子と異なる部位に配置することにより、それぞれの接続線路が近接することがなく、もってアイソレーション特性及び信号損失特性の劣化を抑制できる。またスイッチ素子に近接したフィルタ素子をスイッチ素子の一辺側に配置し、フィルタ素子の横の空き領域にインダクタンス素子を実装することにより、絶縁基板上の実装領域を有効に利用することができ、もって高周波部品を小型化できる。
　本発明の第二の高周波部品は、マルチバンドの無線装置に用いられ、複数の通信システムの信号に応じてアンテナと送信受信回路との間の接続を切り替える高周波回路を絶縁基板に構成したもので、
　アンテナに接続される共通ポートと送信受信回路と接続される複数の単独ポートとの間にFETスイッチ回路が配置された単極複投スイッチ回路と、前記共通ポートに接続された第一整合回路と、前記単独ポートと前記送信受信回路との間の配置されたフィルタ回路とを有し、前記フィルタ回路の少なくとも１つはバンドパスフィルタであり、
　前記第一整合回路は、前記アンテナと前記共通ポートとの間の信号経路に直列接続された第一インダクタンス素子と、前記第一インダクタンス素子のアンテナ側に接続され、接地された第一キャパシタンス素子とを具備し、
　前記単極複投スイッチ回路を有するスイッチ素子の底面には、前記フィルタ回路と接続する複数のフィルタ端子が並設されているとともに、前記アンテナと接続するアンテナ端子が形成されており、
　前記絶縁基板の上面には、前記スイッチ素子、前記フィルタ回路を構成するフィルタ素子及び前記第一整合回路を構成する第一インダクタンス素子が近接して実装されており、
　前記スイッチ素子と前記フィルタ素子、及び前記スイッチ素子と前記第一インダクタンス素子とはそれぞれ前記絶縁基板内に積層方向に重なり合わないように形成された接続線路で接続されていることを特徴とする。
　本発明の第三の高周波部品は、マルチバンドの無線装置に用いられ、複数の通信システムの信号に応じてアンテナと送信受信回路との間の接続を切り替える高周波回路を絶縁基板に構成したもので、
　アンテナに接続される共通ポートと送信受信回路と接続される複数の単独ポートとの間にFETスイッチ回路が配置された単極複投スイッチ回路と、前記共通ポートに接続された第一整合回路と、前記単独ポートと送信受信回路との間に配置されたフィルタ回路とを有し、前記フィルタ回路の少なくとも１つはバンドパスフィルタであり、
　前記第一整合回路は、アンテナと前記単極複投スイッチ回路の共通ポートとの間の信号経路に直列接続された第一インダクタンス素子と、前記第一インダクタンス素子のアンテナ側に接続され、接地された第一キャパシタンス素子とを具備し、
　前記単極複投スイッチ回路を有するスイッチ素子の底面には、前記フィルタ回路と接続する複数のフィルタ端子が並設されているとともに、前記アンテナと接続するアンテナ端子が形成されており、
　前記絶縁基板の上面には、前記スイッチ素子、前記フィルタ回路を構成するフィルタ素子及び前記第一整合回路を構成する第一インダクタンス素子が近接して実装されており、
　前記スイッチ素子と前記フィルタ素子、及び前記スイッチ素子と前記第一インダクタンス素子とはそれぞれ多層の絶縁基板内に形成された接続線路で接続されており、
　異なる層に形成された前記接続線路の間にグランド電極が形成された層が配置されていることを特徴とする。
　第二及び第三の高周波部品では、それぞれの回路素子の接続線路が近接することがなく、アイソレーション特性及び信号損失特性の劣化を防止できる。また接続線路間の寄生リアクタンスを抑制し、各信号経路のインピーダンスのずれを第一整合回路により抑制するのが容易となる。
　第一～第三の高周波部品は単独ポートとフィルタ回路との間の信号経路に第二整合回路を有し、第二整合回路は信号経路に接続された第二インダクタンス素子を具備し、前記第二インダクタンス素子は絶縁基板内の電極パターンで前記フィルタ素子の下方に形成されているのが好ましい。前記電極パターンは例えばミアンダ状又はコイル状に複数の層に亘って形成されているのが好ましい。多層の積層基板では、異なる層上の電極パターンの間はビアホールで接続される。他の回路素子を形成する電極パターン等との干渉を防ぐために、第二インダクタンス素子の電極パターンを上下のグランド電極に挟まれた領域で他の回路素子の電極パターンと重ならないように形成するのが好ましい。異なる信号経路に接続された第二インダクタンス素子の電極パターン同士も重なり合わないように形成するのが好ましい。
　第一～第三の高周波部品は、単独ポートの少なくとも１つと各対応する送信受信回路との間にLCフィルタ回路を有し、LCフィルタ回路は第三インダクタンス素子及び第二キャパシタンス素子を具備し、第三インダクタンス素子及び第二キャパシタンス素子は絶縁基板内の電極パターンで前記スイッチ素子の下方に形成されているのが好ましい。
　第三インダクタンス素子及び第二キャパシタンス素子用の電極パターンは異なる層に形成されているのが好ましい。一般にインダクタンス素子を形成する電極パターンは抵抗値を下げるためにキャパシタンス素子を形成する電極パターンより厚くするが、異なる厚さの電極パターンを同じ層に形成するには工数が多くなる。従って、第三インダクタンス素子及び第二キャパシタンス素子用の電極パターンを異なる層に形成するのが好ましい。第三インダクタンス素子の電極パターンと第二キャパシタンス素子の電極パターンとの間にグランド電極を設けるのが好ましい。より好ましくは、第三インダクタンス素子は上下のグランド電極に挟まれた領域内で他の回路素子の電極パターンと重ならないように形成する。
　絶縁基板の底面（裏面）には、アンテナ及び送信受信回路との接続のための高周波端子を含む複数の端子が設けられている。絶縁基板の底面の一辺側に受信回路と接続する高周波端子を並設するのが好ましい。このような端子配置により各信号経路において絶縁基板の上面に配置されるフィルタ素子と受信回路との接続線路を短くでき、信号損失等を抑制できる。またフィルタ素子が不平衡入力－平衡出力型である場合、平衡信号を出力する高周波端子を隣合わせて並設すれば、フィルタ回路から高周波端子までの間の平衡信号の経路の長さをほぼ等しくでき、フェイズバランスを劣化させることがない。
　スイッチ素子の他の辺側にアンテナ端子を形成し、アンテナ端子と第一整合回路との接続及び受信端子とフィルタ端子との接続を、それぞれ多層絶縁基板内の接続線路で積層方向に重なり合わないように行うのが好ましい。この場合もそれぞれの接続線路が近接しないので、アイソレーション特性及び信号損失特性が劣化しにくい。また接続線路間での寄生リアクタンスを抑制し、各信号経路のインピーダンスのずれを第一整合回路により抑制するのが容易となる。
　本発明のマルチバンド通信装置は上記高周波回路部を具備することを特徴とする。高周波回路は各通信システムに対応し、増幅器やミキサを含む送受信回路と接続される。送受信回路は増幅器、オートパワーコントロール回路等とともにワンパッケージ化しても良い。
　本発明によれば、単極複投スイッチ回路を用いた高周波回路において、信号経路間でFETスイッチの等価容量が異なる場合でも、各信号経路のインピーダンスのずれを容易に抑制でき、アイソレーション特性及び信号損失特性の劣化を防止し、もって高次周波数帯におけるVSWR特性を改善することができる。
本発明の一実施例による高周波回路を示すブロック図である。 本発明の一実施例によるマルチバンド通信装置の高周波回路部の等価回路を示す図である。 本発明の一実施例による高周波回路の等価回路を示す図である。 動作状態に制御されたときの単極複投スイッチ回路の等価回路を示す図である。 単極6投スイッチ回路の共通ポートにインダクタンス素子を直列接続した場合の等価回路を示す図である。 単極6投スイッチ回路の共通ポートに第一整合回路を直列接続した場合の等価回路を示す図である。 単極6投スイッチ回路の共通ポートに第一整合回路を接続し、単独ポートに第二整合回路を接続した場合の等価回路を示す図である。 単極6投スイッチ回路においてCDMAの送受信経路がON状態に制御された場合の共通ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 単極6投スイッチ回路においてCDMAの送受信経路がON状態に制御された場合の単独ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 単極6投スイッチ回路においてTDMAの送信経路がON状態に制御された場合の共通ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 単極6投スイッチ回路においてTDMAの送信経路がON状態に制御された場合の単独ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 単極6投スイッチ回路においてTDMAの受信経路がON状態に制御された場合の共通ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 単極6投スイッチ回路においてTDMAの受信経路がON状態に制御された場合の単独ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 共通ポート側にインダクタンス素子が直列接続された単極6投スイッチ回路において、CDMAの送受信経路がON状態に制御された場合の共通ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 共通ポート側にインダクタンス素子が直列接続された単極6投スイッチ回路において、CDMAの送受信経路がON状態に制御された場合の単独ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 共通ポート側にインダクタンス素子が直列接続された単極6投スイッチ回路において、TDMAの送信経路がON状態に制御された場合の共通ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 共通ポート側にインダクタンス素子が直列接続された単極6投スイッチ回路において、TDMAの送信経路がON状態に制御された場合の単独ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 共通ポート側にインダクタンス素子が直列接続された単極6投スイッチ回路において、TDMAの受信経路がON状態に制御された場合の共通ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 共通ポート側にインダクタンス素子が直列接続された単極6投スイッチ回路において、TDMAの受信経路がON状態に制御された場合の単独ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 共通ポート側に第一整合回路が接続された単極6投スイッチ回路において、CDMAの送受信経路がON状態に制御された場合の共通ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 共通ポート側に第一整合回路が接続された単極6投スイッチ回路において、CDMAの送受信経路がON状態に制御された場合の単独ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 共通ポート側に第一整合回路が接続された単極6投スイッチ回路において、TDMAの送信経路がON状態に制御された場合の共通ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 共通ポート側に第一整合回路が接続された単極6投スイッチ回路において、TDMAの送信経路がON状態に制御された場合の単独ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 共通ポート側に第一整合回路が接続された単極6投スイッチ回路において、TDMAの受信経路がON状態に制御された場合の共通ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 共通ポート側に第一整合回路が接続された単極6投スイッチ回路において、TDMAの受信経路がON状態に制御された場合の単独ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 共通ポート側に第一整合回路が接続され、単独ポート側に第二整合回路が接続された単極6投スイッチ回路において、TDMAの受信経路がON状態に制御された場合の共通ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 共通ポート側に第一整合回路が接続され、単独ポート側に第二整合回路が接続された単極6投スイッチ回路において、TDMAの受信経路がON状態に制御された場合の単独ポート側から見たインピーダンスのスミスチャートである。 本発明の高周波回路と単極6投スイッチ回路において、CDMA［UMTS］の経路における共通ポート側のVSWR特性を示すグラフである。 本発明の高周波回路と単極6投スイッチ回路において、CDMA［UMTS］の経路における単独ポート側のVSWR特性を示すグラフである。 本発明の高周波回路と単極6投スイッチ回路において、TDMAの経路［DCS/PCSTx］における共通ポート側のVSWR特性を示すグラフである。 本発明の高周波回路と単極6投スイッチ回路において、TDMAの経路［DCS/PCSTx］における単独ポート側のVSWR特性を示すグラフである。 本発明の他の実施例による高周波回路を示すブロック図である。 本発明の他の実施例による高周波回路の等価回路を示す図である。 本発明のさらに他の実施例による高周波回路の等価回路を示す図である。 本発明のさらに他の実施例による高周波回路の等価回路を示す図である。 本発明の一実施例による高周波回路を形成した絶縁基板（積層基板）の一例の外観を示す平面図である。 本発明の一実施例による高周波回路を形成した絶縁基板（積層基板）の内部構造の一例を示す分解斜視図である。 従来の高周波スイッチモジュールの回路を示すブロック図である。 従来の高周波スイッチモジュールで使用される単極5投のスイッチ回路を示す図である。 単極単投スイッチの構成を示す図である。 従来の高周波スイッチモジュールで、共通ポートａと第一単独ポートｂとが接続状態である場合を示す図である。 従来の高周波スイッチモジュールの動作時における等価回路を示す図である。 単極単投スイッチの他の構成を示す図である。 単極単投スイッチにおいて入力端子と出力端子とが接続状態にある場合を示す図である。 単極単投スイッチにおいて入力端子と出力端子とが切断状態にある場合を示す図である。
　添付図面を参照して本発明の実施例を以下詳細に説明するが、単極複投スイッチ回路、整合回路、フィルタ回路等の構成は限定的ではなく、本発明の範囲内で種々の変更をすることができる。
[1] 第一の実施例
　図1は本発明の第一の実施例による高周波回路を示し、図２はその高周波回路を多元接続方式としてTDMA方式の3つの通信システム（GSM、PCS及びDCS）とCDMA方式の1つの通信システム（UMTS）とを用いたクワッドバンド携帯電話機（マルチバンド通信装置）に用いた場合の等価回路を示す。なお、スイッチ回路はデコーダを含んでも良いが、図では省略されている。
　単極6投スイッチ回路10aを具備するこの高周波回路20は、マルチバンドアンテナANTと、第一の通信システム（UMTS）用のフロントエンド（送信受信回路）である高周波増幅器PA1及びローノイズアンプLNA1、第二の通信システム（GSM）用のフロントエンドである高周波増幅器PA2及びローノイズアンプLNA2、第三の通信システム（DCS）用のフロントエンドである高周波増幅器PA3及びローノイズアンプLNA3、第四の通信システム（PCS）用のフロントエンドである高周波増幅器PA3及びローノイズアンプLNA4との間に設けられており、各通信システムの送受信信号の切り換えを行う。この例のフロントエンド110では、高周波増幅器PA3をDCS及びPCSで共通としているが、UMTSとDCS等で高周波増幅器を共通としても良い。
　単極6投スイッチ回路10aは、電界効果トランジスタFETからなるFETスイッチ回路Q1～Q6を主たる構成要素とする。耐電力及びアイソレーション特性を向上させるためにFETを直列に多連接続したり、アースとの間にFETを配置したりしても良い。本例では単極6投スイッチ回路10aの共通ポートａとアースとの間に静電サージ対策用のインダクタンス素子LESDを接続している。インダクタンス素子LESDは各通信システムへ影響を与えないインピーダンス特性を有するとともに、DC～300 MHzでの大きなサージ電圧を減衰させるように20～50 nHのインダクタンスを有する。
　FETスイッチ回路Q1～Q6の全てのドレイン（又はソース）は共通ポートａに接続され、共通ポートａは第一整合回路50を介してマルチバンドアンテナANTに接続されている。FETスイッチ回路のソース（又はドレイン）はそれぞれ単独ポートｂ～ｇに接続されている。
　第一単独ポートｂはデュプレクサ28を介して第一の通信システム（UMTS）用の高周波増幅器PA1及びローノイズアンプLNA1に接続している。第二及び第三の単独ポートｃ，ｄはそれぞれLCフィルタ回路15a，15bを介して第二の通信システム（GSM）用の高周波増幅器PA2及び第三及び第四の通信システム（DCS，PCS）用の高周波増幅器PA3に接続している。第四～第六の単独ポートｅ～ｇはそれぞれバンドパスフィルタ15c～15eを介して第二～第四の通信システム（GSM，DCS，PCS）用のローノイズアンプLNA2～LNA4に接続している。単極6投スイッチ回路10aとバンドパスフィルタ15d，15eとの間にそれぞれ第二整合回路60a，60bが設けられており、各第二整合回路60a，60bは各第二インダクタンス素子L2a，L2bを具備する。
　本例ではバンドパスフィルタ15c～15eとして不平衡入力－平衡出型のSAWフィルタを用いており、平衡出力端子間にフェイズバランス及びアンプリチュードバランスの調整用にインダクタンス素子L10，L20，L30が配置されている。キャパシタンス素子を平衡出力端子間に配置したり、リアクタンス素子を各平衡出力端子とアースとの間に配置したりしても良い。
　各FETスイッチ回路を構成する電解効果トランジスタのゲートは抵抗（図示せず）を介して制御電圧端子に接続されている。ゲートに印加される制御電圧による高周波回路の接続状態を表1に示す。なお、マルチバンド通信装置の各通信システムUMTS，GSM，DCS，PCSの動作モードは、Txの場合送信モードであり、Rxの場合受信モードであり、TRxの場合送信又は受信モードである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　例えば、第一の通信システム（UMTS）で送信を行う場合、外部回路（図示せず）から、FETスイッチ回路Q1のFETを導通状態（ON）とする電圧が与えられるとともに、FETスイッチ回路Q2～Q6のFETを非導通状態（OFF）とする電圧が与えられる。この場合、FETスイッチQ1のみがON状態となるので、フロントエンド110から出力されたUMTSの送信信号がマルチバンドアンテナANTから放射される。
　第一の通信システム（UMTS）で受信を行う場合、同様に外部回路（図示せず）から、FETスイッチ回路Q1のFETを導通状態（ON）とする電圧が与えられるとともに、FET回路スイッチQ2～Q6のFETを非導通状態（OFF）とする電圧が与えられる。その結果、マルチバンドアンテナANTに入射したUMTSの受信信号は、単極6投スイッチ回路とデュプレクサ28を通過してフロントエンド110に入力され、フロントエンド110のローノイズアンプLNA1により増幅され、後段の受信回路（図示せず）に入力され、復調等が施される。
　上記例では4つの通信システムのいずれかを利用するが、例えばUMTSでデータ通信を行いながらGSM，DCS等の通信システムで通話するマルチモード動作を行う場合、ポートａ－ｂ間を接続するとともに、他の経路のいずれかを接続するようにFETスイッチ回路を制御する。この場合も、接続不要な経路に直列に接続されたFETスイッチ回路はOFF状態に制御される。
　図３は単極6投スイッチ回路10aと、第一整合回路50と、第二整合回路60a，60bと、LCフィルタ回路15a，15bとを具備する高周波回路の等価回路を示す。この例では、各LCフィルタ回路は、第三インダクタンス素子L3a，L3b，L4a，L4bと第二キャパシタンス素子C21a，C21b，C22a，C22b，C22c，C24a，C24b，C25a，C25b，C25cとからなる多段のπ型ローパスフィルタであるが、１段のフィルタでも良いし、バンドパスフィルタ回路、ノッチフィルタ回路等でも良い。
　単極6投スイッチ回路10aと第一整合回路50との接続線路に寄生する容量を利用することにより、第一整合回路50における第一キャパシタンス素子を省略することは可能であるが、インピーダンスの調整が容易でなくなり、信号損失及びアイソレーション等の高周波特性が劣化することもあるため、好ましくない。
　第二整合回路60a，60bにおいて、シャント経路に接続された第二インダクタンス素子L2a，L2bと並列にキャパシタンス素子を接続しても良い。このような構成によれば第二インダクタンス素子L2a，L2bのインダクタンスを小さくでき、インダクタンス素子の選択及び構成の自由度が増す。
　図４は、FETスイッチ回路Q1をON状態に、FETスイッチ回路Q2～Q6をOFF状態に制御してポートａ－ｂ間が接続された場合の単極6投スイッチ回路10aの等価回路を示す。図４において、RonQ1はON状態となったFETスイッチ回路Q1の抵抗成分であり、Coff1はOFF状態のFETスイッチ回路Q2～Q6の等価容量CoffQ2～CoffQ6が合成された等価容量成分を示す。他の経路も、等価容量成分が異なるものの同様な等価回路で表すことができる。
　単極6投スイッチ回路10aの各信号経路をネットワークアナライザで測定し、スミスチャートを得た。測定には単極6投スイッチ回路素子を樹脂基板上に実装した試料を用いたが、Sパラメータが明らかな素子を用いる場合には回路シミュレータを用いて解析することもできる。
　図8～図17は、単極6投スイッチ回路10aにおいて共通ポートａと各単独ポートｂ～ｆとの間が接続された場合に、共通ポート側及び単独ポート側から見た500～2500 MHzの周波数範囲におけるインピーダンスを示すスミスチャートである。各図中、黒三角のマークはGSM850の下限の周波数824 MHzを示し、白三角のマークはUMTS Band1の上限の周波数2170 MHzを示す。
　図8～図10は、単極6投スイッチ回路10aを単独で用いた場合のインピーダンスのスミスチャートを示す。図8(a) 及び図8(b) はそれぞれポートａ－ｂ間が接続された場合に共通ポートａ側及び第一単独ポートｂ側から見たインピーダンスを示す。図9(a) 及び図9(b) はそれぞれポートａ－ｄ間が接続された場合に共通ポートａ側及び第三単独ポートｄ側から見たインピーダンスを示す。図10(a) 及び図10(b) はそれぞれポートａ－ｆ間が接続された場合に共通ポートａ側及び第五単独ポートｆ側から見たインピーダンスを示す。
　いずれの場合も、共通ポート側及び単独ポート側から見たインピーダンスは周波数が増加するにつれて低下して、規格化インピーダンス（50Ω）からずれた。特に高次周波数帯ではVSWR及び挿入損失の増加が確認された。またそれぞれの信号経路は異なる等価容量成分を有するために、接続した単独ポートに応じてインピーダンス軌跡も異なった。なお共通ポートａと第一単独ポートｂが接続された場合の等価容量成分Coff1は約0.5 pFであった。
　単極6投スイッチ回路10aの共通ポートａ側にインダクタンス素子L1を直列接続した場合のインピーダンスを調べた。図５は、FETスイッチ回路Q1をON状態に、FETスイッチ回路Q2～Q6をOFF状態に制御することによりポートａ－ｂ間が接続された場合の等価回路を示す。図11～図13は、単極6投スイッチ回路10aの共通ポートａ側に2.2 nHのインダクタンス素子を直列接続した場合のインピーダンスのスミスチャートを示す。図11(a) 及び図11(b) はそれぞれポートａ－ｂ間が接続された場合に共通ポートａ’側及び第一単独ポートｂ側から見たインピーダンスを示す。図12(a) 及び図12(b) はそれぞれポートａ－ｄ間が接続された場合に共通ポートａ’側及び第三単独ポートｄ側から見たインピーダンスを示す。図13(a) 及び図13(b) はポートａ－ｆ間が接続された場合に共通ポートａ’側及び第五単独ポートｆ側から見たインピーダンスを示す。いずれの信号経路でも、高次周波数帯において共通ポート側は誘導性のインピーダンスを示し、単独ポート側は容量性のインピーダンスを示した。
　図11～図13から明らかなように、インダクタンス素子L1の接続により、スミスチャート上のインピーダンス軌跡は、共通ポート側では時計方向に、単独ポート側では反時計方向に位相回転した。インダクタンスが1.0 nH以下のチップインダクタではVSWRの改善効果は僅かであり、更にインダクタンスの大きなインダクタンス素子を用いると位相が大きく回転し、高次周波数帯でVSWRが増加した。従って、共通ポート側にインダクタンス素子を直列接続しても、期待した程のVSWR改善効果は得られないことが分かる。
　図６は、単極6投スイッチ回路10aの共通ポートａ側に第一整合回路50（共通ポートａ側に直列接続した第一インダクタンス素子L1、及びマルチバンドアンテナ回路側に接続した、接地した第一キャパシタンス素子C1を有する）を接続した等価回路を示す。この等価回路では、FETスイッチ回路Q1をON状態に、FETスイッチ回路Q2～Q6をOFF状態に制御することにより、ポートａ－ｂ間が接続されている。
　図14～図16は、単極6投スイッチ回路10aの共通ポートａ側に直列接続した第一インダクタンス素子L1が2.2 nHで、第一インダクタンス素子L1のマルチバンドアンテナ回路側に接続された第一キャパシタンス素子C1が0.8 pFである場合のインピーダンスのスミスチャートである。図14(a) 及び図14(b) はそれぞれ、ポートａ－ｂ間が接続された場合に共通ポートａ’側及び第一単独ポートｂ側から見たインピーダンスを示す。図15(a) 及び図15(b) はそれぞれ、ポートａ－ｄ間が接続された場合に共通ポートａ’側及び第三単独ポートｄ側から見たインピーダンスを示す。図16(a) 及び図16(b) はそれぞれは、ポートａ－ｆ間が接続された場合に共通ポートａ’側及び第五単独ポートｆ側から見たインピーダンスを示す。いずれの経路でも、単極6投スイッチ回路単独かその共通ポートａ側にインダクタンス素子のみを接続した場合より、高次周波数帯において共通ポート側及び単独ポート側のインピーダンスを50Ωに集中させることができた。単極6投スイッチ回路10aの共通ポートａ側に、第一インダクタンス素子L1及び第一キャパシタンス素子C1からなる第一整合回路50を設けたこの例では、送受信周波数帯で共通ポート側及び単独ポート側のいずれでもインピーダンスは50Ωに良く集中した。
　図７は、単極6投スイッチ回路10aの共通ポートａ側に第一整合回路50を設け、第五単独ポートｆ側に第二整合回路60a（接地した第二インダクタンス素子L2a）を設けた例の等価回路を示す。この等価回路では、単極6投スイッチ回路10aのFETスイッチ回路Q5をON状態に、FETスイッチ回路Q1～Q4、Q6をOFF状態に制御することにより、ポートａ－ｆ間が接続されている。RonQ5はON状態となったFETスイッチ回路Q5の抵抗成分であり、Coff3はOFF状態のFETスイッチQ1～Q4、Q6の等価容量CoffQ1～CoffQ4、CoffQ6が合成された等価容量成分である。図17(a) 及び図17(b) はそれぞれポートａ－ｆ間が接続された場合に共通ポートａ’側及び第五単独ポートｆ’側から見たインピーダンスを示す。第一整合回路50の他に、接地したインダクタンス素子からなる第二整合回路60aを設けることにより、共通ポート側及び単独ポート側のインピーダンスをより50Ωに集中させることができた。
　上記状態でのインピーダンスを表2及び表3に纏めて示す。単極6投スイッチ回路に第一整合回路、又は第一整合回路＋第二整合回路を設けることにより、各ポートでのインピーダンスがより50Ωに整合されることが分かる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　図18(a) 及び図18(b) はそれぞれUMTSの経路における共通ポート側及び単独ポート側のVSWR特性を示し、図19(a) 及び図19(b) はDCS Rxの経路における共通ポート側及び単独ポート側のVSWR特性を示す。図中、実線は第一整合回路50を設けた実施例におけるVSWR特性を示し、破線は単極6投スイッチ回路10a単体を用いた比較例におけるVSWR特性を示す。実施例では、単極6投スイッチ回路単体の場合より低VSWRの周波数帯が広く、824～2170 MHzの広周波数帯において1.3以下のVSWRが得られた。
[2] 第二の実施例
　図20は、マルチバンド通信装置として、TDMA方式を用いた2つの通信システム（GSM850、GSM900）及びCDMA方式を用いた2つの通信システム（UMTS Band1、Band5）用のクワッドバンド携帯電話機に用いられる本発明の第二の実施例による高周波回路を示す。単極複投スイッチ回路はデコーダを具備しても良い。
　単極4投スイッチ回路10aを含む高周波回路20は、マルチバンドバンドアンテナANTと、CDMA方式の第一の通信システム（UMTS Band5）用のフロントエンドである高周波増幅器PA1及びローノイズアンプLNA2と、CDMA方式の第二の通信システム（UMTS Band1）用のフロントエンドである高周波増幅器PA2及びローノイズアンプLNA3と、TDMA方式の第一の通信システム（GSM900）用のフロントエンドである高周波増幅器PA3及びローノイズアンプLNA1と、TDMA方式の第二の通信システム（GSM850）用のフロントエンドである高周波増幅器PA3及びローノイズアンプLNA2との間に設けられ、各通信システムの送受信信号の切り換えを行う。
　第一単独ポートｂは、第二整合回路60aとバンドパスフィルタ15aを介してTDMA方式の第一の通信システム（GSM900）用のローノイズアンプLNA1に接続されている。第二単独ポートｅは、LCフィルタ回路15dを介してTDMA方式の第一の通信システム（GSM900）及び第二の通信システム（GSM850）に共用の高周波増幅器PA3に接続されている。第三単独ポートcは、第二整合回路60bと第一デュプレクサ15bを介して、CDMA方式の第一の通信システム（UMTS Band5）用の高周波増幅器PA1と、CDMA方式の第一の通信システム及びTDMA方式の第二の通信システム（GSM850）に共用のローノイズアンプLNA2とに接続されている。第四単独ポートｄは、第二整合回路60cと第二デュプレクサ15cを介してCDMA方式の第二の通信システム（UMTS Band1）用の高周波増幅器PA2と、CDMA方式の第二の通信システム用のローノイズアンプLNA3とに接続されている。
　本例では、バンドパスフィルタ15a及びデュプレクサ15b，15cとして、不平衡入力－平衡出型のSAWフィルタ又はBAWフィルタ、あるいはBPAWフィルタを用い、平衡出力端子間にインピーダンス調整用のインダクタンス素子L10～L30を配置している。
　各FETスイッチQ1～Q4を構成するFETのゲートは抵抗（図示せず）を介して制御電圧端子（図示せず）に接続されている。ゲートに印加される制御電圧による高周波回路の接続状態を表4に纏めて示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　例えば、CDMA方式の第一の通信システム（UMTS Band5）で送信を行う場合、外部回路（図示せず）から、FETスイッチ回路Q2のFETを導通状態（ON）とするよう電圧が与えられるとともに、FETスイッチ回路Q1，Q3，Q4のFETを非導通状態（OFF）とする電圧が与えられる。この場合、FETスイッチQ2のみがON状態となるので、高周波増幅器PA1を含むフロントエンドから出力されたUMTS Band5の送信信号が、デュプレクサ回路15b及び単極4投スイッチ回路10aを通過してマルチバンドアンテナANTから放射される。
　第一の通信システム（UMTS Band5）で受信を行う場合、同様に外部回路（図示せず）から、FETスイッチ回路Q2のFETを導通状態（ON）とする電圧が与えられるととも、FETスイッチQ1，Q3，Q4のFETを非導通状態（OFF）とする電圧が与えられる。その結果、マルチバンドアンテナANTからのUMTSの受信信号は、単極４投スイッチ回路10a及びデュプレクサ15bを通過して、ローノイズアンプLNA2に入力され、そこで増幅されて、後段の受信回路（図示せず）に入力され、復調等が施される。
　TDMA方式の第二の通信システム（GSM850）で送信を行う場合、FETスイッチQ4のFETを導通状態（ON）とする電圧が与えられるとともに、FETスイッチ回路Q1～Q3のFETを非導通状態（OFF）とする電圧が与えられる。受信の場合、FETスイッチ回路Q2のFETを導通状態（ON）とする電圧が与えられるとともに、FETスイッチQ1，Q3，Q4のFETを非導通状態（OFF）とする電圧が与えられる。
　図21は単極4投スイッチ回路10aと、第一整合回路50と、第二整合回路60a～60cと、LCフィルタ回路15dとを具備する高周波回路の等価回路を示す。この例では、単極複投スイッチ回路10aの一部の信号経路及び送信受信回路を異なる通信システムで共通化することにより、FETスイッチ回路のOFF時の等価容量が低減する。さらに共通ポートａに接続する第一整合回路50により、共通ポート側及び単独ポート側からそれぞれ見たインピーダンスを50Ωに集中させることができる。単独ポート側から見たインピーダンスは、接地されたインダクタンス素子L2a，L2b，L2cを含む第二整合回路60a，60b，60cにより調整することができる。この構成により、単極4投スイッチ回路だけの場合より、低VSWRの周波数帯が広がり、824～2170 MHzの広周波数帯において1.3以下のVSWRが得られた。
　図22はマルチバンド通信装置に用いる本発明の高周波回路のさらに別の例を示す。この例の高周波回路20は、TDMA方式を用いた4の通信システムGSM850，GSM900，GSM1800，GSM1900と、CDMA方式を用いた3つの通信システムUMTS Band1，Band2，Band5とを用いる多元接続方式の単極7投スイッチ回路10aを具備する。高周波回路20は、マルチバンドバンドアンテナANTと、CDMA方式の第一の通信システム（UMTS Band5）用のフロントエンドである高周波増幅器PA1及びローノイズアンプLNA3と、CDMA方式の第二の通信システム（UMTS Band1）用のフロントエンドである高周波増幅器PA3及びローノイズアンプLNA5と、CDMA方式の第三の通信システム（UMTS Band2）用のフロントエンドである高周波増幅器PA2及びローノイズアンプLNA4と、TDMA方式の第一の通信システム（GSM900）用のフロントエンドである高周波増幅器PA4及びローノイズアンプLNA1と、TDMA方式の第二の通信システム（GSM850）用のフロントエンドである高周波増幅器PA4及びローノイズアンプLNA3と、TDMA方式の第三の通信システム（DCS）用のフロントエンドである高周波増幅器PA5及びローノイズアンプLNA2と、TDMA方式の第四の通信システム（PCS）用のフロントエンドである高周波増幅器PA5及びローノイズアンプLNA4との間に設けられ、各通信システムの送受信信号の切り換えを行う。
　この例では、ローノイズアンプLNA3はCDMA方式の第一の通信システム（UMTS Band5）及びTDMA方式の第二の通信システム（GSM850）に共用され、ローノイズアンプLNA4はCDMA方式の第三の通信システム（UMTS Band2）及びTDMA方式の第三の通信システム（PCS）に共用され、高周波増幅器PA4はTDMA方式の第一及び第二の通信システム（GSM850/GSM900）に共用され、高周波増幅器PA5はTDMA方式の第三及び第四の通信システム（DCS/PCS）に共用されている。
　この例では、単極7投スイッチ回路10aの単独ポートｃ，ｄ，ｆとバンドパスフィルタ15b及びデュプレクサ15c，15eとの間にそれぞれ第二整合回路60a，60b，60cが接続されており、デュプレクサ15c，15dと送信回路の高周波増幅器PA1，PA2との間にそれぞれ第三整合回路70a，70bを接続されている。
　通常受信信号は送信信号に比べて低電力であり、また受信信号を平衡信号として扱う場合には、接続線路に寄生するリアクタンスにより信号のフェイズバランス、アンプリチュードバランス等の特性を損なうことがある。そこでバンドパスフィルタ及びデュプレクサの受信端子を一部の領域に集中させて、受信回路との接続線路を極力短くする。一方、送信経路と受信経路とをアイソレーションを高めるために離隔させるので、デュプレクサと送信回路との接続線路は長くなり易い。接続線路が長くなればリアクタンスが増加し、インピーダンスの不整合を生じ易くなる。特にグランドとの間に形成される寄生キャパシタンスが大きくなり易い。本例では、デュプレクサ15c，15dと送信回路との間に、接地したインダクタンス素子L4a，L4bを有する第三整合回路70a，70bを接続することにより、寄生キャパシタンスの影響を低減している。
　本例では、単極複投スイッチ回路の信号経路を少なくすることにより等価容量によるインピーダンスのずれを低減するとともに、共通ポートに接続する第一整合回路50により、共通ポート側及び単独ポート側からそれぞれ見たインピーダンスを50Ωに集中させることができる。従って、単極7投スイッチ回路のみの場合より低VSWRの周波数帯が広がり、824～2170 MHzの広周波数帯において1.3以下のVSWRが得られた。
[3] 第三の実施例
　図23に示す等価回路を有するマルチバンド高周波回路を絶縁基板（積層基板）に構成した例を図24及び図25に示す。図24は、スイッチ素子10、フィルタ素子15c～15f、及び第一整合回路50の第一インダクタンス素子L1を積層基板100の上面に実装し、LCフィルタ回路15a，15b、第二整合回路60a，60b等を積層基板100の内部に設けたマルチバンド高周波部品の上面外観を示し、図25はその積層基板100の内部構造を示す。積層基板100は、例えば1000℃以下の低温で焼結可能なセラミック誘電体からなり、Ag，Cu等の導電ペーストを印刷してなる厚さ10～200μmの電極パターンを形成した複数のセラミックグリーンシートを積層し、一体的に焼結することにより製造することができる。
　最下層のグリーンシート12の表面にはほぼ全面を覆うグランド電極Gが形成されており、裏面には回路基板に実装するための高周波端子が形成されている。高周波端子はアンテナ側回路と接続するアンテナ端子ANTと、送信信号が入力する送信端子Tx1，Tx2と、平衡信号が出力される受信端子Rx1，Rx2，Rx3，Rx4と、グランド端子Gと、スイッチ回路制御用の電源端子（制御端子）U1～U3，Vc1～Vc4，Vddを有し、それぞれがグリーンシートに形成されたビアホール（黒丸で示す）を介して上層のグリーンシート上の電極パターンに接続されている。本実施例では端子電極をLGA（Land Grid Array）としているが、BGA（Ball Grid Array）等を採用することもできる。受信端子Rx1，Rx2，Rx3，Rx4は一対の平衡端子であり、積層基板100の一辺側に並設されている。
　グリーンシート12の上に積層されたグリーンシート１～11上で、LCフィルタ回路15a，15b、第一整合回路50の第一キャパシタンス素子C1、第二整合回路60a，60bの第二インダクタンス素子が電極パターンにより形成され、ビアホールを介して接続されている。グリーンシート2には、積層基板100の上面に実装されるスイッチ素子10、フィルタ素子15c～15d、及び第一整合回路50の第一インダクタンス素子L1を接続する接続線路SS1～SS4、SL2が形成されている。またグリーンシート１には実装素子のための複数のランド電極が形成されている。
　矩形状のスイッチ素子10はシリコン基板上に形成された単極6投スイッチ回路10a及びデコーダ10bを備え、その第一の辺側にフィルタ素子15c～15fと接続する複数のフィルタ端子（受信端子）R1～R4が並設されており、第一の辺に時計方向に隣接する第二の辺側に第一整合回路50と接続するアンテナ端子AN、LCフィルタ回路15a，15bと接続するフィルタ端子（送信端子）T1，T2が並設されており、第二の辺に時計方向に隣接する第三の辺側には制御端子U1～U3が並設されており、第三の辺に時計方向に隣接する第四の辺側には制御端子Vc1～Vc4，Vddが並設されている。グランド端子Gは、フィルタ端子R1～R4とLCフィルタ端子T1，T2間等、端子間の干渉を抑制する位置に配置されている。
　積層基板100上でスイッチ素子10と近接して配置されるフィルタ素子15c～15fには、スイッチ素子10のフィルタ端子R1～R4と接続される不平衡端子PS1～PS4と、平衡信号を出力する平衡端子RX1+、RX1-、RX2+、RX2-、RX3+、RX3-、RX4+、RX4-と、グランド端子Gが形成されており、フィルタ端子R1～R4と不平衡端子PS1～PS4とは接続線路SS1～SS４で接続される。スイッチ素子10とフィルタ素子15c～15dとが近接して配置されるので接続線路SS1～SS４は短くて済み、無用な寄生リアクタンスの発生を抑制できる。また接続線路SS1、SS2の一端側tp1，tp2はビアホールにより下層に形成された第二整合回路50の第二インダクタンス素子の電極パターンと接続する。フィルタ素子15c～15fの平衡端子RX1+、RX1-、RX2+、RX2-、RX3+、RX3-、RX4+、RX4-は、ごく短い接続線路SA1～SA7及びビアホールを介して、積層基板100の底面の受信端子Rx1，Rx2，Rx3，Rx4と接続する。本例ではフィルタ素子15c、15d及びフィルタ素子15e、15fはそれぞれ一部品を構成しているが、フィルタ素子ごとに別部品としても、４つのフィルタ素子を一部品に纏めても良い。
　積層基板100上のスイッチ素子10と近接したランド電極ap1，ap2に第一整合回路50の第一インダクタンス素子L1が配置される。ランド電極ap1は積層基板100の底面のアンテナ端子ANTと接続線路SL1及びビアホールを介して接続されており、ランド電極ap2はスイッチ素子10のアンテナ端子ANと接続線路SL2を介して接続されるとともに、ランド電極ap3、ap4に実装されたインダクタンス素子LESDと接続線路SL2を介して接続される。第一インダクタンス素子L1を積層基板100上でフィルタ素子15c～15dが近接するスイッチ素子10の辺（第一の辺）と異なる辺（第二の辺）の付近に配置することにより、それらの接続線路が近接することがないので、アイソレーション特性及び信号損失特性の劣化を防止できる。また接続線路を積層方向に重ならないように形成することにより、アイソレーション特性及び信号損失特性の劣化を防止することもできる。
　積層基板100内に三次元的に形成される高周波回路を形成する電極パターン及び接続線路は、不要な電磁気的干渉を防ぐように、グランド電極Gにより分離されるか、積層方向に重ならないように配置されている。本例では、LCフィルタ回路15a，15bと、第二整合回路60a，60bの第二インダクタンス素子と、第一整合回路50の第一キャパシタンス素子を形成する電極パターンが積層方向に重ならないように配置されている。
　セラミック誘電体としては、例えばAl，Si及びSrを主成分として、Ti，Bi，Cu，Mn，Na，K等を副成分とするセラミックス、Al，Si及びSrを主成分として、Ca，Pb，Na，K等を複成分とするセラミックス、Al，Ｍg，Si及びGdを含むセラミックス、Al，Si，Zr及びＭg含むセラミックスが挙げられる。セラミック誘電体の誘電率は５～15程度が好ましい。セラミック誘電体の他に、樹脂又は樹脂／セラミック複合材を用いても良い。さらにHTCC（高温同時焼成セラミック）技術により、Al2O3を主体とする基板上に、タングステン、モリブデン等の高温焼結可能な金属導体により電極パターンを形成しても良い。
　スイッチ素子10を構成するFETスイッチ回路は特に限定されず、GaAs-FET、CMOS-FET等を用いることができる。またベア状態で用いて樹脂又は管で封止しても良い。このような高周波部品は小型化に適する。送信／受信回路の高周波増幅器、ローノイズアンプ等を積層基板100に複合化しても良い。

Claims (18)

  1. マルチバンド対応の無線装置に用いられ、複数の通信システムの信号に応じてアンテナと送信受信回路との間の接続を切り替える高周波回路であって、
    　アンテナ側回路に接続される共通ポートと送信受信回路と接続される複数の単独ポートとの間にFETスイッチ回路が配置された単極複投スイッチ回路と、前記共通ポートに接続された第一整合回路とを有し、
    　前記第一整合回路は、前記アンテナと前記共通ポートとの間の信号経路に直列接続された第一インダクタンス素子と、前記第一インダクタンス素子のアンテナ側に接続され、接地された第一キャパシタンス素子とを含み、前記第一インダクタンス素子は前記アンテナ側から前記単独ポート側を見たときの前記単極複投スイッチ回路のインピーダンスを誘導性にし、前記第一キャパシタンス素子は前記アンテナ側回路及び前記送信受信回路とのインピーダンス整合を調整することを特徴とする高周波回路。
  2. 請求項1に記載の高周波回路において、前記単独ポートの少なくとも１つと各対応する送信受信回路との間に配置されたフィルタ回路と、前記単独ポートと前記フィルタ回路との間に配置された少なくとも１つの第二整合回路とを有し、前記フィルタ回路の少なくとも１つはバンドパスフィルタであり、前記第二整合回路は信号経路に直列に又はグランドとの間に接続された第二インダクタンス素子を具備することを特徴とする高周波回路。
  3. 請求項1又は2に記載の高周波回路において、前記単独ポートの少なくとも１つと各対応する送信受信回路との間に配置されたLCフィルタ回路を有し、前記LCフィルタ回路は第三インダクタンス素子及び第二キャパシタンス素子を具備することを特徴とする高周波回路。
  4. 請求項1～3のいずれかに記載の高周波回路において、前記複数の通信システムにおける多元接続方式がTDMA方式（Time Division Multiple Access）及びCDMA方式（Code Division Multiple Access）を含むことを特徴とする高周波回路。
  5. 請求項4に記載の高周波回路において、
    　第一単独ポートとTDMA方式の第一の通信システムに対応する第一受信回路との間に接続されたバンドパスフィルタと、
    　第二単独ポートとTDMA方式の第一及び第二の通信システムに対応する第一送信回路との間に接続されたLCフィルタ回路と、
    　第三単独ポートとTDMA方式の第二の通信システム及びCDMA方式の第一の通信システムに対応した第二受信回路、及びCDMA方式の第一の通信システムに対応した第二送信回路との間に接続された第一デュプレクサと、
    　第四単独ポートとCDMA方式の第二の通信システムに対応した第三受信回路及びCDMA方式の第二の通信システムに対応した第三送信回路との間に接続された第二デュプレクサとを備え、
    　前記単極複投スイッチ回路の前記第一単独ポートと前記バンドパスフィルタとの間、前記第三単独ポートと前記第一デュプレクサとの間、前記第四単独ポートと前記第二デュプレクサとの間の少なくとも一つの経路に、前記第二整合回路が接続されていることを特徴とする高周波回路。
  6. 請求項5に記載の高周波回路において、前記第一デュプレクサと前記第二送信回路との間に、第四インダクタンス素子を含む第三整合回路が配置されていることを特徴とする高周波回路。
  7. マルチバンドの無線装置に用いられ、複数の通信システムの信号に応じてアンテナと送信受信回路との間の接続を切り替える高周波回路を絶縁基板に構成した高周波部品であって、
    　前記高周波回路は、アンテナに接続される共通ポートと送信受信回路と接続される複数の単独ポートとの間にFETスイッチ回路が配置された単極複投スイッチ回路と、前記共通ポートに接続された第一整合回路と、前記単独ポートと送信受信回路との間の経路に配置されたフィルタ回路とを有し、前記フィルタ回路の少なくとも１つはバンドパスフィルタであり、
    　前記第一整合回路は、アンテナと単極複投スイッチ回路の共通ポートとの間の信号経路に直列接続された第一インダクタンス素子と、前記第一インダクタンス素子のアンテナ側に接続され、接地された第一キャパシタンス素子を具備し、
    　前記単極複投スイッチ回路を有するスイッチ素子の底面の第一の辺側に前記フィルタ回路と接続する複数のフィルタ端子が並設されており、
    　前記絶縁基板の上面に前記フィルタ回路を構成するフィルタ素子が、前記スイッチ素子の前記第一の辺に近接して実装されており、
    　前記スイッチ素子と前記フィルタ素子は前記絶縁基板内に形成された接続線路により接続されていることを特徴とする高周波部品。
  8. 請求項7に記載の高周波部品において、前記スイッチ素子は前記第一の辺側に隣接する第二の辺側にアンテナ端子を有し、前記第一整合回路の第一インダクタンス素子は前記積層基板上で前記スイッチ素子の前記第二の辺に近接する位置に実装されており、前記スイッチ素子と前記第一インダクタンス素子は前記絶縁基板内に形成された接続線路により接続されていることを特徴とする高周波部品。
  9. マルチバンドの無線装置に用いられ、複数の通信システムの信号に応じてアンテナと送信受信回路との間の接続を切り替える高周波回路を絶縁基板に構成した高周波部品であって、
    　前記高周波回路は、アンテナに接続される共通ポートと送信受信回路と接続される複数の単独ポートとの間にFETスイッチ回路が配置された単極複投スイッチ回路と、前記共通ポートに接続された第一整合回路と、前記単独ポートと前記送信受信回路との間の配置されたフィルタ回路とを有し、前記フィルタ回路の少なくとも１つはバンドパスフィルタであり、
    　前記第一整合回路は、前記アンテナと前記共通ポートとの間の信号経路に直列接続された第一インダクタンス素子と、前記第一インダクタンス素子のアンテナ側に接続され、接地された第一キャパシタンス素子とを具備し、
    　前記単極複投スイッチ回路を有するスイッチ素子の底面には、前記フィルタ回路と接続する複数のフィルタ端子が並設されているとともに、前記アンテナと接続するアンテナ端子が形成されており、
    　前記絶縁基板の上面には、前記スイッチ素子、前記フィルタ回路を構成するフィルタ素子及び前記第一整合回路を構成する第一インダクタンス素子が近接して実装されており、
    　前記スイッチ素子と前記フィルタ素子、及び前記スイッチ素子と前記第一インダクタンス素子とはそれぞれ前記絶縁基板内に積層方向に重なり合わないように形成された接続線路で接続されていることを特徴とする高周波部品。
  10. マルチバンドの無線装置に用いられ、複数の通信システムの信号に応じてアンテナと送信受信回路との間の接続を切り替える高周波回路を絶縁基板に構成した高周波部品であって、
    　前記高周波回路は、アンテナに接続される共通ポートと送信受信回路と接続される複数の単独ポートとの間にFETスイッチ回路が配置された単極複投スイッチ回路と、前記共通ポートに接続された第一整合回路と、前記単独ポートと送信受信回路との間に配置されたフィルタ回路とを有し、前記フィルタ回路の少なくとも１つはバンドパスフィルタであり、
    　前記第一整合回路は、アンテナと前記単極複投スイッチ回路の共通ポートとの間の信号経路に直列接続された第一インダクタンス素子と、前記第一インダクタンス素子のアンテナ側に接続され、接地された第一キャパシタンス素子とを具備し、
    　前記単極複投スイッチ回路を有するスイッチ素子の底面には、前記フィルタ回路と接続する複数のフィルタ端子が並設されているとともに、前記アンテナと接続するアンテナ端子が形成されており、
    　前記絶縁基板の上面には、前記スイッチ素子、前記フィルタ回路を構成するフィルタ素子及び前記第一整合回路を構成する第一インダクタンス素子が近接して実装されており、
    　前記スイッチ素子と前記フィルタ素子、及び前記スイッチ素子と前記第一インダクタンス素子とはそれぞれ多層の絶縁基板内に形成された接続線路で接続されており、
    　異なる層に形成された前記接続線路の間にグランド電極が形成された層が配置されていることを特徴とする高周波部品。
  11. 請求項7～10に記載の高周波部品において、前記単独ポートと前記フィルタ回路との間の信号経路に接続された第二インダクタンス素子を含む第二整合回路を有し、前記第二インダクタンス素子は絶縁基板内の電極パターンにより、前記フィルタ素子より下方に形成されていることを特徴とする高周波部品。
  12. 請求項11に記載の高周波部品において、異なる信号経路に接続された第二インダクタンス素子の電極パターンが積層方向に重なり合わないことを特徴とする高周波部品。
  13. 請求項7～12のいずれかに記載の高周波部品において、前記単独ポートの少なくとも１つと各対応する送信受信回路との間の経路に配置されたLCフィルタ回路を有し、前記LCフィルタ回路は第三インダクタンス素子及び第二キャパシタンス素子を有し、前記第三インダクタンス素子及び前記第二キャパシタンス素子は前記絶縁基板内の電極パターンにより前記スイッチ素子の下方に形成されていることを特徴とする高周波部品。
  14. 請求項13に記載の高周波部品において、異なる信号経路に接続されたLCフィルタ回路の電極パターンが積層方向に重なり合わないことを特徴とする高周波部品。
  15. 請求項7～14のいずれかに記載の高周波部品において、前記絶縁基板の底面には、アンテナ及び送信受信回路との接続のための高周波端子を含む複数の端子が設けられており、前記絶縁基板の一辺側に受信回路と接続する複数の高周波端子が並設されていることを特徴とする高周波部品。
  16. 請求項9～15のいずれかに記載の高周波部品において、前記絶縁基板の底面には、アンテナ及び送信受信回路との接続のための高周波端子を含む複数の端子が設けられており、前記絶縁基板の一辺側に受信回路と接続する複数の高周波端子が並設されており、他の辺にアンテナと接続するアンテナ端子がグランド端子に隣接して形成されており、前記アンテナ端子と前記第一整合回路との接続、前記受信端子と前記フィルタ端子との接続はそれぞれ前記絶縁基板内の接続線路により接続されており、前記アンテナ端子と前記スイッチ素子との間の接続線路と、前記受信端子と前記フィルタ素子との間の接続線路は積層方向に重なり合わないことを特徴とする高周波部品。
  17. 請求項1～6のいずれかに記載の高周波回路を用いたことを特徴とするマルチバンド無線通信装置。
  18. 請求項7～16のいずれかに記載の高周波部品を用いたことを特徴とするマルチバンド無線通信装置。
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Cited By (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011150970A1 (en) * 2010-06-03 2011-12-08 Laird Technologies Ab Switching arrangement for an antenna device
WO2012014643A1 (ja) * 2010-07-27 2012-02-02 株式会社村田製作所 高周波モジュール
JP2012054635A (ja) * 2010-08-31 2012-03-15 Hitachi Metals Ltd 高周波回路、高周波部品及び通信装置
JP2012080160A (ja) * 2010-09-30 2012-04-19 Hitachi Metals Ltd 高周波回路部品、及び通信装置
WO2012100579A1 (zh) * 2011-01-28 2012-08-02 中兴通讯股份有限公司 处理射频信号的方法、装置和设备
WO2012117992A1 (ja) * 2011-03-02 2012-09-07 株式会社村田製作所 高周波モジュール
CN102891698A (zh) * 2011-07-19 2013-01-23 英飞凌科技股份有限公司 具有天线开关和带阻滤波器的电路装置以及对应方法
US20130176916A1 (en) * 2010-09-29 2013-07-11 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency module
WO2013125362A1 (ja) * 2012-02-21 2013-08-29 株式会社村田製作所 高周波スイッチモジュール
EP2662985A1 (en) * 2011-01-06 2013-11-13 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency module
US20130300517A1 (en) * 2012-05-09 2013-11-14 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switch module
JP2013236166A (ja) * 2012-05-07 2013-11-21 Murata Mfg Co Ltd 高周波モジュール
JP2013545325A (ja) * 2010-09-27 2013-12-19 エプコス アーゲー 回路配置
US20140002209A1 (en) * 2011-03-24 2014-01-02 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency module
JP2016054515A (ja) * 2011-08-08 2016-04-14 スカイワークス・パナソニック フィルターソリューションズ ジャパン株式会社 フィルタモジュール
WO2016133028A1 (ja) * 2015-02-20 2016-08-25 株式会社村田製作所 高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、通信機器、および、高周波フィルタの設計方法
JP2017038352A (ja) * 2015-08-10 2017-02-16 株式会社村田製作所 スイッチモジュール、フロントエンドモジュールおよびスイッチモジュールの駆動方法
JP2017510130A (ja) * 2014-01-17 2017-04-06 クアルコム，インコーポレイテッド 切替え可能なアンテナアレイ
JP2017098632A (ja) * 2015-11-18 2017-06-01 株式会社村田製作所 高周波モジュール及び通信装置
JP2017204761A (ja) * 2016-05-12 2017-11-16 株式会社村田製作所 スイッチモジュール
WO2018061782A1 (ja) * 2016-09-27 2018-04-05 株式会社村田製作所 高周波フロントエンド回路及び通信装置
WO2018088410A1 (ja) * 2016-11-11 2018-05-17 株式会社村田製作所 スイッチｉｃ、高周波モジュールおよび通信装置
US10153803B2 (en) 2016-09-20 2018-12-11 Kabushiki Kaisha Toshiba Receiving circuit, wireless communication module, and wireless communication device
WO2019172033A1 (ja) * 2018-03-08 2019-09-12 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
JP2020537419A (ja) * 2017-10-12 2020-12-17 エイブイエックス・アンテナ・インコーポレーテッド Ｒｆ信号アグリゲータおよびそれを実装するアンテナシステム
US10944382B2 (en) 2016-05-12 2021-03-09 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switch module
CN112615630A (zh) * 2020-12-08 2021-04-06 惠州Tcl移动通信有限公司 一种提高射频隔离度的电路、方法及移动终端
US11329630B2 (en) 2016-05-12 2022-05-10 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switch module
WO2022239601A1 (ja) * 2021-05-14 2022-11-17 株式会社村田製作所 スイッチ装置およびフロントエンド回路

Families Citing this family (85)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101271108B1 (ko) * 2009-01-29 2013-06-04 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 듀플렉서 모듈
JP2011250099A (ja) * 2010-05-26 2011-12-08 Fujitsu Ten Ltd アンテナアンプ装置、及びアンテナ装置
CN103828249B (zh) * 2011-09-26 2016-08-17 株式会社村田制作所 高频模块
JP5375925B2 (ja) * 2011-11-01 2013-12-25 株式会社デンソー 無線通信機
WO2013094535A1 (ja) * 2011-12-20 2013-06-27 株式会社村田製作所 高周波モジュール
US9356643B2 (en) 2011-12-29 2016-05-31 Rf Micro Devices, Inc. RF duplexing device
US9319208B2 (en) * 2012-01-10 2016-04-19 Rf Micro Devices, Inc. RF duplexing device
WO2013119181A1 (en) * 2012-02-06 2013-08-15 Nanyang Technological University A switch
CN103327726A (zh) * 2012-03-19 2013-09-25 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 电子装置及其印刷电路板的布局结构
CN102637964A (zh) * 2012-04-28 2012-08-15 上海华勤通讯技术有限公司 天线系统及其移动终端
US8824982B2 (en) * 2012-06-27 2014-09-02 Intel Corporation Time-variant antenna enabled by switched capacitor array on silicon
DE102012211312A1 (de) 2012-06-29 2014-01-02 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum gleichzeitigen Übertragen von mindestens zwei hochfrequenten Übertragungssignalen über eine gemeinsame Hochfrequenzleitung, Signalübertragungsvorrichtung und Magnetresonanztomograph
TWI552431B (zh) * 2012-09-04 2016-10-01 深圳市華星光電技術有限公司 具備可切換天線之通訊裝置
US9240811B2 (en) 2012-10-23 2016-01-19 Intel Deutschland Gmbh Switched duplexer front end
JP5983773B2 (ja) * 2012-12-26 2016-09-06 株式会社村田製作所 スイッチモジュール
JP6112654B2 (ja) * 2013-01-29 2017-04-12 太陽誘電株式会社 モジュール
CN103199829B (zh) * 2013-02-28 2016-05-04 广东宽普科技股份有限公司 一种提升射频开关功率能力的装置
US9444417B2 (en) 2013-03-15 2016-09-13 Qorvo Us, Inc. Weakly coupled RF network based power amplifier architecture
US9859863B2 (en) 2013-03-15 2018-01-02 Qorvo Us, Inc. RF filter structure for antenna diversity and beam forming
US9628045B2 (en) 2013-08-01 2017-04-18 Qorvo Us, Inc. Cooperative tunable RF filters
US12224096B2 (en) 2013-03-15 2025-02-11 Qorvo Us, Inc. Advanced 3D inductor structures with confined magnetic field
US9825656B2 (en) * 2013-08-01 2017-11-21 Qorvo Us, Inc. Weakly coupled tunable RF transmitter architecture
US9899133B2 (en) 2013-08-01 2018-02-20 Qorvo Us, Inc. Advanced 3D inductor structures with confined magnetic field
US9774311B2 (en) 2013-03-15 2017-09-26 Qorvo Us, Inc. Filtering characteristic adjustments of weakly coupled tunable RF filters
US9871499B2 (en) 2013-03-15 2018-01-16 Qorvo Us, Inc. Multi-band impedance tuners using weakly-coupled LC resonators
WO2014145633A1 (en) 2013-03-15 2014-09-18 Rf Micro Devices, Inc. Weakly coupled based harmonic rejection filter for feedback linearization power amplifier
US9780756B2 (en) 2013-08-01 2017-10-03 Qorvo Us, Inc. Calibration for a tunable RF filter structure
US9755671B2 (en) 2013-08-01 2017-09-05 Qorvo Us, Inc. VSWR detector for a tunable filter structure
US9614490B2 (en) 2013-06-06 2017-04-04 Qorvo Us, Inc. Multi-band interference optimization
US9685928B2 (en) 2013-08-01 2017-06-20 Qorvo Us, Inc. Interference rejection RF filters
US9705478B2 (en) 2013-08-01 2017-07-11 Qorvo Us, Inc. Weakly coupled tunable RF receiver architecture
US9966981B2 (en) 2013-06-06 2018-05-08 Qorvo Us, Inc. Passive acoustic resonator based RF receiver
US9780817B2 (en) 2013-06-06 2017-10-03 Qorvo Us, Inc. RX shunt switching element-based RF front-end circuit
US9800282B2 (en) 2013-06-06 2017-10-24 Qorvo Us, Inc. Passive voltage-gain network
US9705542B2 (en) 2013-06-06 2017-07-11 Qorvo Us, Inc. Reconfigurable RF filter
US20150028963A1 (en) * 2013-07-23 2015-01-29 Taiyo Yuden Co., Ltd. Electronic circuit
CN104425872A (zh) * 2013-08-26 2015-03-18 联想(北京)有限公司 一种天线及电子设备
CN105556741A (zh) * 2013-09-17 2016-05-04 株式会社村田制作所 高频模块及通信装置
US9621327B2 (en) * 2013-09-17 2017-04-11 Skyworks Solutions, Inc. Systems and methods related to carrier aggregation front-end module applications
JP2015061198A (ja) * 2013-09-18 2015-03-30 太陽誘電株式会社 電子回路
US9300286B2 (en) * 2013-09-27 2016-03-29 Peregrine Semiconductor Corporation Antenna transmit receive switch
US9641201B2 (en) 2014-04-29 2017-05-02 Infineon Technologies Ag System and method for a radio frequency integrated circuit
US9728330B2 (en) * 2014-07-03 2017-08-08 Ferfics Limited Radio frequency switching system with improved linearity
US10312960B2 (en) * 2014-08-12 2019-06-04 Qorvo Us, Inc. Switchable RF transmit/receive multiplexer
US9960802B2 (en) * 2014-10-27 2018-05-01 Skyworks Solutions, Inc. Devices and methods related to interfaces for radio-frequency modules
CN105846847A (zh) * 2015-01-13 2016-08-10 中兴通讯股份有限公司 一种多模终端的射频电路及多模终端
WO2016125720A1 (ja) * 2015-02-05 2016-08-11 株式会社村田製作所 高周波スイッチモジュール
TWI544678B (zh) 2015-02-13 2016-08-01 立積電子股份有限公司 單刀多擲開關
US10340704B2 (en) 2015-02-13 2019-07-02 Richwave Technology Corp. Switch device with a wide bandwidth
CN107710608B (zh) * 2015-06-24 2021-02-09 株式会社村田制作所 分波电路
US9973173B2 (en) * 2015-06-30 2018-05-15 Qorvo Us, Inc. Switch topology for switching filters multiplexers
US10796835B2 (en) 2015-08-24 2020-10-06 Qorvo Us, Inc. Stacked laminate inductors for high module volume utilization and performance-cost-size-processing-time tradeoff
JP6471810B2 (ja) * 2015-11-04 2019-02-20 株式会社村田製作所 分波装置及びその設計方法
CN108604890B (zh) * 2016-02-08 2022-06-21 株式会社村田制作所 高频前端电路以及通信装置
US10263647B2 (en) * 2016-04-09 2019-04-16 Skyworks Solutions, Inc. Multiplexing architectures for wireless applications
WO2017199690A1 (ja) * 2016-05-20 2017-11-23 株式会社村田製作所 インピーダンス整合回路、高周波フロントエンド回路および通信装置
CN105933491B (zh) * 2016-06-27 2020-02-07 北京小米移动软件有限公司 测试方法、测试装置、测试天线及测试系统
JP6635198B2 (ja) * 2016-06-30 2020-01-22 株式会社村田製作所 高周波モジュール、マルチプレクサおよびマルチフィルタ
CN107689778B (zh) * 2016-08-05 2022-03-01 株式会社村田制作所 高频模块以及通信装置
TWI652913B (zh) * 2016-10-28 2019-03-01 絡達科技股份有限公司 多模多頻之收發器、射頻前端電路及應用其之射頻系統
US11139238B2 (en) 2016-12-07 2021-10-05 Qorvo Us, Inc. High Q factor inductor structure
KR102559978B1 (ko) * 2017-02-21 2023-07-26 삼성전자 주식회사 복수의 주파수 밴드들을 이용한 d2d 통신을 지원하는 프론트 엔드 모듈과 그를 구비한 전자 장치
WO2018168653A1 (ja) * 2017-03-14 2018-09-20 株式会社村田製作所 高周波モジュール
CN110402546B (zh) * 2017-03-15 2021-06-04 株式会社村田制作所 高频模块以及通信装置
CN110476358B (zh) * 2017-03-30 2021-04-27 株式会社村田制作所 高频模块
JP6687161B2 (ja) * 2017-06-28 2020-04-22 株式会社村田製作所 スイッチモジュール
CN111095793B (zh) * 2017-09-08 2023-06-30 株式会社村田制作所 多工器、高频前端电路以及通信装置
WO2019188290A1 (ja) * 2018-03-29 2019-10-03 株式会社村田製作所 高周波フロントエンド回路
CN111937233B (zh) * 2018-03-30 2022-04-19 株式会社村田制作所 天线模块和搭载该天线模块的通信装置
US10727894B2 (en) * 2018-04-30 2020-07-28 Skyworks Solutions, Inc. Front end systems with switched termination for enhanced intermodulation distortion performance
WO2020003640A1 (ja) * 2018-06-25 2020-01-02 株式会社村田製作所 フロントエンド回路
CN109121284A (zh) * 2018-09-05 2019-01-01 深圳市华讯方舟太赫兹科技有限公司 应用于毫米波安检设备的单刀多掷开关电路板
CN109361831A (zh) * 2018-10-31 2019-02-19 宁波环球广电科技有限公司 高精度多频带电控均衡电路
JP2020088643A (ja) * 2018-11-27 2020-06-04 住友電気工業株式会社 単極双投スイッチ
CN114641937B (zh) * 2019-11-20 2023-08-08 株式会社村田制作所 高频电路、高频前端电路以及通信装置
CN112968710A (zh) * 2019-12-13 2021-06-15 航天信息股份有限公司 一种多频段的射频电路
JP2021097322A (ja) * 2019-12-17 2021-06-24 株式会社村田製作所 高周波モジュールおよび通信装置
JP2021100213A (ja) * 2019-12-23 2021-07-01 株式会社村田製作所 高周波モジュール及び通信装置
JP2021145282A (ja) * 2020-03-13 2021-09-24 株式会社村田製作所 高周波モジュールおよび通信装置
JP2021158554A (ja) * 2020-03-27 2021-10-07 株式会社村田製作所 高周波モジュールおよび通信装置
JP2021158556A (ja) * 2020-03-27 2021-10-07 株式会社村田製作所 高周波モジュールおよび通信装置
CN112688651B (zh) * 2020-11-30 2022-10-11 中国电子科技集团公司第五十五研究所 具有高谐波抑制单刀多掷开关
TWI810037B (zh) * 2022-08-24 2023-07-21 三友電子股份有限公司 表面聲波多工器
CN118473443A (zh) * 2023-12-29 2024-08-09 荣耀终端有限公司 移相电路、天线馈电控制方法、射频前端模组和电子设备
CN117713870B (zh) * 2024-02-06 2024-06-07 深圳飞骧科技股份有限公司 多天线射频收发开关电路及射频芯片

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08223021A (ja) 1994-12-16 1996-08-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd １入力多出力スイッチ及び多入力１出力スイッチ
JPH1093471A (ja) * 1996-09-11 1998-04-10 Murata Mfg Co Ltd 信号切換えスイッチ
JP2005020140A (ja) * 2003-06-24 2005-01-20 Ngk Spark Plug Co Ltd アンテナスイッチモジュール及びそれを用いた無線電話通信装置
JP2005123740A (ja) 2003-10-14 2005-05-12 Fujitsu Media Device Kk 高周波スイッチモジュール
JP2008124556A (ja) 2006-11-08 2008-05-29 Nec Electronics Corp スイッチ回路および半導体装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3798855B2 (ja) * 1996-09-11 2006-07-19 株式会社村田製作所 信号切換えスイッチ
WO2003015301A1 (en) * 2001-08-10 2003-02-20 Hitachi Metals, Ltd. Bypass filter, multi-band antenna switch circuit, and layered module composite part and communication device using them
US6995630B2 (en) * 2001-10-24 2006-02-07 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. High-frequency compound switch module and communication terminal using it
CN1327733C (zh) * 2002-08-08 2007-07-18 松下电器产业株式会社 高频器件
US7076216B2 (en) * 2002-09-17 2006-07-11 Hitachi Metals, Ltd. High-frequency device, high-frequency module and communications device comprising them
US7359677B2 (en) * 2005-06-10 2008-04-15 Sige Semiconductor Inc. Device and methods for high isolation and interference suppression switch-filter
KR100747978B1 (ko) * 2005-06-17 2007-08-08 엘지이노텍 주식회사 프론트 앤드 모듈 및 그 제조방법
JP4710977B2 (ja) * 2006-12-19 2011-06-29 日立金属株式会社 高周波回路、高周波部品、及び通信装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08223021A (ja) 1994-12-16 1996-08-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd １入力多出力スイッチ及び多入力１出力スイッチ
JPH1093471A (ja) * 1996-09-11 1998-04-10 Murata Mfg Co Ltd 信号切換えスイッチ
JP2005020140A (ja) * 2003-06-24 2005-01-20 Ngk Spark Plug Co Ltd アンテナスイッチモジュール及びそれを用いた無線電話通信装置
JP2005123740A (ja) 2003-10-14 2005-05-12 Fujitsu Media Device Kk 高周波スイッチモジュール
JP2008124556A (ja) 2006-11-08 2008-05-29 Nec Electronics Corp スイッチ回路および半導体装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2352229A4 *

Cited By (52)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011150970A1 (en) * 2010-06-03 2011-12-08 Laird Technologies Ab Switching arrangement for an antenna device
WO2012014643A1 (ja) * 2010-07-27 2012-02-02 株式会社村田製作所 高周波モジュール
US9071227B2 (en) 2010-07-27 2015-06-30 Murata Manufacturing Co. Ltd. High-frequency module
CN103026622A (zh) * 2010-07-27 2013-04-03 株式会社村田制作所 高频模块
JP5516738B2 (ja) * 2010-07-27 2014-06-11 株式会社村田製作所 高周波モジュール
JP2012054635A (ja) * 2010-08-31 2012-03-15 Hitachi Metals Ltd 高周波回路、高周波部品及び通信装置
JP2015159546A (ja) * 2010-09-27 2015-09-03 エプコス アーゲーＥｐｃｏｓ Ａｇ 回路配置
US9240622B2 (en) 2010-09-27 2016-01-19 Epcos Ag Circuit arrangement including hybrids and duplexers between antenna, transmission and reception ports
JP2013545325A (ja) * 2010-09-27 2013-12-19 エプコス アーゲー 回路配置
US20130176916A1 (en) * 2010-09-29 2013-07-11 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency module
US9077439B2 (en) * 2010-09-29 2015-07-07 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency module
JP2012080160A (ja) * 2010-09-30 2012-04-19 Hitachi Metals Ltd 高周波回路部品、及び通信装置
EP2662985A1 (en) * 2011-01-06 2013-11-13 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency module
EP2662985A4 (en) * 2011-01-06 2017-03-29 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency module
WO2012100579A1 (zh) * 2011-01-28 2012-08-02 中兴通讯股份有限公司 处理射频信号的方法、装置和设备
US9319092B2 (en) 2011-03-02 2016-04-19 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency module
JPWO2012117992A1 (ja) * 2011-03-02 2014-07-07 株式会社村田製作所 高周波モジュール
JP5648736B2 (ja) * 2011-03-02 2015-01-07 株式会社村田製作所 高周波モジュール
WO2012117992A1 (ja) * 2011-03-02 2012-09-07 株式会社村田製作所 高周波モジュール
US20140002209A1 (en) * 2011-03-24 2014-01-02 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency module
US9300019B2 (en) * 2011-03-24 2016-03-29 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency module
CN102891698A (zh) * 2011-07-19 2013-01-23 英飞凌科技股份有限公司 具有天线开关和带阻滤波器的电路装置以及对应方法
US8970323B2 (en) 2011-07-19 2015-03-03 Infineon Technologies Ag Circuit arrangement with an antenna switch and a bandstop filter and corresponding method
JP2016054515A (ja) * 2011-08-08 2016-04-14 スカイワークス・パナソニック フィルターソリューションズ ジャパン株式会社 フィルタモジュール
US9240383B2 (en) 2012-02-21 2016-01-19 Murata Manufacturing Co., Ltd. High frequency switch module
WO2013125362A1 (ja) * 2012-02-21 2013-08-29 株式会社村田製作所 高周波スイッチモジュール
JP5610099B2 (ja) * 2012-02-21 2014-10-22 株式会社村田製作所 高周波スイッチモジュール
US9166285B2 (en) 2012-05-07 2015-10-20 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency module
JP2013236166A (ja) * 2012-05-07 2013-11-21 Murata Mfg Co Ltd 高周波モジュール
US20130300517A1 (en) * 2012-05-09 2013-11-14 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switch module
US9263780B2 (en) * 2012-05-09 2016-02-16 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switch module
JP2017510130A (ja) * 2014-01-17 2017-04-06 クアルコム，インコーポレイテッド 切替え可能なアンテナアレイ
US10164585B2 (en) 2015-02-20 2018-12-25 Murata Manufacturing Co., Ltd. Radio frequency filter, radio frequency front-end circuit, communication device, and design method for radio frequency filter
WO2016133028A1 (ja) * 2015-02-20 2016-08-25 株式会社村田製作所 高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、通信機器、および、高周波フィルタの設計方法
JP2017038352A (ja) * 2015-08-10 2017-02-16 株式会社村田製作所 スイッチモジュール、フロントエンドモジュールおよびスイッチモジュールの駆動方法
JP2017098632A (ja) * 2015-11-18 2017-06-01 株式会社村田製作所 高周波モジュール及び通信装置
US10944382B2 (en) 2016-05-12 2021-03-09 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switch module
JP2017204761A (ja) * 2016-05-12 2017-11-16 株式会社村田製作所 スイッチモジュール
US11362644B2 (en) 2016-05-12 2022-06-14 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switch module
US11329630B2 (en) 2016-05-12 2022-05-10 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switch module
US10153803B2 (en) 2016-09-20 2018-12-11 Kabushiki Kaisha Toshiba Receiving circuit, wireless communication module, and wireless communication device
WO2018061782A1 (ja) * 2016-09-27 2018-04-05 株式会社村田製作所 高周波フロントエンド回路及び通信装置
US10686421B2 (en) 2016-09-27 2020-06-16 Murata Manufacturing Co., Ltd. Radio frequency front end circuit and communication apparatus
WO2018088410A1 (ja) * 2016-11-11 2018-05-17 株式会社村田製作所 スイッチｉｃ、高周波モジュールおよび通信装置
US10840956B2 (en) 2016-11-11 2020-11-17 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switch IC, high-frequency module, and communication apparatus
JP2020537419A (ja) * 2017-10-12 2020-12-17 エイブイエックス・アンテナ・インコーポレーテッド Ｒｆ信号アグリゲータおよびそれを実装するアンテナシステム
US11671069B2 (en) 2017-10-12 2023-06-06 KYOCERA AVX Components (San Diego), Inc. RF signal aggregator and antenna system implementing the same
WO2019172033A1 (ja) * 2018-03-08 2019-09-12 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
US12040822B2 (en) 2018-03-08 2024-07-16 Murata Manufacturing Co., Ltd. Multiplexer, radio frequency front-end circuit, and communication device
CN112615630A (zh) * 2020-12-08 2021-04-06 惠州Tcl移动通信有限公司 一种提高射频隔离度的电路、方法及移动终端
CN112615630B (zh) * 2020-12-08 2022-07-08 惠州Tcl移动通信有限公司 一种提高射频隔离度的电路、方法及移动终端
WO2022239601A1 (ja) * 2021-05-14 2022-11-17 株式会社村田製作所 スイッチ装置およびフロントエンド回路

Also Published As

Publication number Publication date
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JP2003142981A5 (ja)
KR20210116233A (ko) 고주파 모듈 및 통신 장치

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