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TWI736141B - 電流供應裝置與脈波頻率調變方法 - Google Patents

電流供應裝置與脈波頻率調變方法 Download PDF

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TWI736141B
TWI736141B TW109105366A TW109105366A TWI736141B TW I736141 B TWI736141 B TW I736141B TW 109105366 A TW109105366 A TW 109105366A TW 109105366 A TW109105366 A TW 109105366A TW I736141 B TWI736141 B TW I736141B
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王士誠
劉鴻萬
陳世杰
張鈞富
李亮輝
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瑞昱半導體股份有限公司
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Abstract

電源供應裝置包含脈波頻率調變控制器電路系統與週期控制器電路系統。脈波頻率調變控制器電路系統用以根據至少一控制位元調整第一訊號的變化速度，並比較第一訊號與第一參考電壓以產生第二訊號，並根據輸出電壓、第二參考電壓與第二訊號產生驅動訊號至電源轉換電路，其中電源轉換電路用以根據驅動訊號產生輸出電壓。週期控制器電路系統用以根據具有預設頻率的時脈訊號偵測該驅動訊號之頻率以調整至少一控制位元，其中預設頻率為基於人耳聽覺頻率範圍設定。

Description

電流供應裝置與脈波頻率調變方法
本案是關於電流供應裝置，尤其是關於具有脈波頻率調變機制的電流供應裝置與其調變方法。
電源供應裝置常見於各種電子裝置中，以提供電子裝置內部電路穩定的供應電壓。在實際影音應用的電子裝置(例如：手機、無線耳機、無線揚聲器等)中，電源供應裝置中的切換操作可能會產生雜訊。如此，使用者在使用電子裝置時可能會聽見這些雜訊，導致使用者體驗不佳。
於一些實施例中，電源供應裝置包含脈波頻率調變控制器電路系統與週期控制器電路系統。脈波頻率調變控制器電路系統用以根據至少一控制位元調整第一訊號的變化速度，並比較第一訊號與第一參考電壓以產生第二訊號，並根據輸出電壓、第二參考電壓與第二訊號產生驅動訊號至電源轉換電路，其中電源轉換電路用以根據驅動訊號產生輸出電壓。週期控制器電路系統用以 根據具有預設頻率的時脈訊號偵測驅動訊號之頻率以調整至少一控制位元，其中預設頻率為基於人耳聽覺頻率範圍設定。
於一些實施例中，脈波頻率調變方法包含以下操作：根據至少一控制位元調整第一訊號的變化速度，並比較第一訊號與第一參考電壓以產生第二訊號；根據輸出電壓、第二參考電壓與第二訊號產生驅動訊號至電源轉換電路，其中電源轉換電路用以根據驅動訊號產生輸出電壓；以及根據具有預設頻率的時脈訊號偵測該驅動訊號之頻率以調整至少一控制位元，其中預設頻率為基於人耳聽覺頻率範圍設定。
有關本案的特徵、實作與功效，茲配合圖式作較佳實施例詳細說明如下。
100:電源供應裝置
110:電源轉換電路
111,112:緩衝器
120:週期控制器電路系統
122:計數器電路
124:控制邏輯電路
130:脈波頻率調變(PFM)控制器電路系統
BI:至少一控制位元
C:電容
L:電感
SCLK:時脈訊號
SCO:計數值
SD:驅動訊號
SO:輸出電壓
SREF1,SREF2:參考電壓
TN,TP:開關
VCC:電壓
210:切換式電容陣列電路
215:電流源電路
220,240:比較器電路
230,260:反相器電路
250:SR閂鎖器電路
B[0],B[1],B[2],B[3]:至少一控制位元
CU:電容
G1,G2:非或閘電路
N1:節點
S1,S2,S3:訊號
SEN:致能訊號
SI:電流訊號
SSET:設定訊號
SW1,SW2,SWU:開關
252:反相器電路
G3,G4:非及閘電路
T1:期間
t0,t1,t2,t3:時間
TCOT:恆定導通時間
S410,S420,S430:操作
ST1,ST2,ST3:狀態
FCLK:預設頻率
P1,P2,P3:週期
IL:電流
600:PFM方法
S610,S620,S630:操作
〔圖1〕為根據本案一些實施例示出一種電源供應裝置的示意圖；〔圖2A〕為根據本案一些實施例示出圖1之脈波頻率調變(PFM)控制器電路系統的示意圖；〔圖2B〕為根據本案一些實施例示出圖1之PFM控制器電路系統的示意圖；〔圖3〕為根據本案一些實施例示出圖2A(或圖2B)中多個訊號的波形示意圖；〔圖4〕為根據本案一些實施例示出圖1的週期控制器電路系統的操作流程圖；〔圖5A〕為根據本案一些實施例示出圖1中部分訊號的波形示意圖；〔圖5B〕為根據本案一些實施例示出圖1中部分訊號的波形示意圖；以及〔圖6〕為根據本案一些實施例示出一種PFM方法的流程圖。
本文所使用的所有詞彙具有其通常的意涵。上述之詞彙在普遍常用之字典中之定義，在本案的內容中包含任一於此討論的詞彙之使用例子僅為示例，不應限制到本案之範圍與意涵。同樣地，本案亦不僅以於此說明書所示出的各種實施例為限。
關於本文中所使用之『耦接』或『連接』，均可指二或多個元件相互直接作實體或電性接觸，或是相互間接作實體或電性接觸，亦可指二或多個元件相互操作或動作。如本文所用，用語『電路系統(circuitry)』可為由至少一電路(circuit)所形成的單一系統，且用語『電路』可為由至少一個電晶體與/或至少一個主被動元件按一定方式連接以處理訊號的裝置。
如本文所用，用語『與/或』包含了列出的關聯項目中的一個或多個的任何組合。在本文中，使用第一、第二與第三等等之詞彙，是用於描述並辨別各個元件。因此，在本文中的第一元件也可被稱為第二元件，而不脫離本案的本意。為易於理解，於各圖式中的類似元件將被指定為相同標號。
圖1為根據本案一些實施例示出一種電源供應裝置100的示意圖。於一些實施例中，電源供應裝置100可應用於各種類型的電子裝置(例如：手機、無線耳機、藍芽音響等等)。電源供應裝置100可避免內部的電子訊號之頻率落入人耳聽覺頻率範圍(其頻率約為20~20千赫茲(kHZ))，藉以避免電子裝置的雜訊影響使用者之聽覺感受。
電源供應裝置100包含電源轉換電路110、週期控制器電路系統120以及脈波頻率調變(pulse frequency modulation,PFM)控制器電路系統130。電源轉換電路110根據驅動訊號SD轉換電壓VCC為輸出電壓SO。電源轉換電路110 包含緩衝器111、緩衝器112、開關TP、開關TN、電感L以及電容C。開關TP經由緩衝器111接收驅動訊號SD。開關TN經由緩衝器112接收驅動訊號SD。開關TP為P型電晶體，其根據驅動訊號SD導通以經由電感L對電容C進行充電。如此，輸出電壓SO將會升高。開關TN為N型電晶體，其根據驅動訊號SD導通以使電容C經由電感L進行放電。如此，輸出電壓SO將會下降。上述關於電源轉換電路110的設置方式用於示例，且本案並不以此為限。例如，於一些選擇性的實施例中，可不用設置緩衝器111與/或緩衝器112。換言之，開關TP與/或開關TN可直接接收驅動訊號SD。
週期控制器電路系統120根據具有預設頻率(如為圖5A中的FCLK)的時脈訊號SCLK偵測驅動訊號SD的頻率以調整至少一控制位元BI。於一些實施例中，時脈訊號SCLK之預設頻率是基於人耳聽覺頻率範圍設定。例如，此預設頻率可設定為32kHZ，其高於人耳聽覺頻率範圍之最高頻率，但本案並不以此為限。如後所述，週期控制器電路系統120可調整至少一控制位元BI以避免驅動訊號SD的頻率落入人耳聽覺頻率範圍。PFM控制器電路系統130根據至少一控制位元BI、參考電壓SREF1、參考電壓SREF2以及輸出電壓SO產生驅動訊號SD。
圖2A為根據本案一些實施例示出圖1之PFM控制器電路系統130的示意圖。於一些實施例中，PFM控制器電路系統130根據至少一控制位元BI調整節點N1上的訊號S1之變化速度，並比較訊號S1與參考電壓SREF1以產生訊號S2。PFM控制器電路系統130更根據輸出電壓SO、參考電壓SREF2與訊號S2產生驅動訊號SD。
為易於說明，圖2A以至少一控制位元BI包含4個控制位元B[0]~B[3]為例說明。應當理解，至少一控制位元BI中之位元數量並不以此為限。PFM 控制器電路系統130包含切換式電容陣列電路210、開關SW1、電流源電路215、開關SW2、比較器電路220以及反相器電路230。切換式電容陣列電路210根據控制位元B[0]~B[3]決定節點N1的電容值。例如，切換式電容陣列電路210包含多個電容CU以及多個開關SWU。多個電容CU之第一端耦接至地。多個開關SWU中每一者耦接於多個電容CU中之一對應者的第二端與節點N1之間，並根據多個控制位元B[0]~B[3]中之一對應者導通。若多個開關SWU的導通者之個數越多，可彼此並聯的電容CU之個數越多。如此，節點N1的電容值就越高。或者，若多個開關SWU的導通者之個數越少，可彼此並聯的電容CU之個數越少。如此，節點N1的電容值就越低。
上述關於切換式電容陣列電路210的設置方式以及元件(例如：開關SWU、電容CU)個數僅用於示例，且本案並不以此為限。根據實際需求，切換式電容陣列電路210內的元件個數可為一或多個。
電流源電路215提供電流訊號SI。開關SW1耦接於電流源電路215與節點N1之間，並根據致能訊號SEN導通以傳輸電流訊號SI至節點N1，以對節點N1充電以產生訊號S1。若節點N1的電容值越高，充電時間越長，故訊號S1的變化速度變慢。或者，若節點N1的電容值越低，充電時間越短，故訊號S1的變化速度變快。
開關SW2根據驅動訊號SD選擇性地導通，以重置節點N1的電位。於此例中，開關SW2可由N型電晶體實施。比較器電路220比較參考電壓SREF1與訊號S1以產生訊號S3。反相器電路230根據訊號S3產生訊號S2。
PFM控制器電路系統130更包含比較器電路240、SR閂鎖器(latch)電路250以及反相器電路260。比較器電路240比較輸出電壓SO與參考電 壓SREF2以產生設定訊號SSET。SR閂鎖器電路250根據設定訊號SSET與訊號S2產生致能訊號SEN。於此例中，SR閂鎖器電路250可包含非或閘(NOR)電路G1以及非或閘電路G2。反相器電路260根據致能訊號SEN產生驅動訊號SD。
圖2B為根據本案一些實施例示出圖1之PFM控制器電路系統130的示意圖。相較於圖2A，於此例中，SR閂鎖器電路250包含非及閘(NAND)電路G3、非及閘電路G4以及反相器電路252。換言之，於一些實施例中，SR閂鎖器電路250可由NOR電路實施(即圖2A)。或者，於一些實施例中，SR閂鎖器電路250亦可由NAND電路實施(即圖2B)。
圖3為根據本案一些實施例示出圖2A(或圖2B)中多個訊號的波形示意圖。為易於理解圖1的電源供應裝置100之操作，請一併參照圖1、圖2A(或圖2B)與圖3。於期間T1，驅動訊號SD具有邏輯值1(即驅動訊號SD之位準為高位準)，且致能訊號SEN具有邏輯值0(即致能訊號SEN之位準為低位準)。響應於此驅動訊號SD，開關TP關斷，且開關TN導通。如此，電容C無法被電壓VCC充電而僅能被電感L充電。若有負載裝置(未示出)耦接至電源供應裝置100來接收輸出電壓SO(即對電源供應裝置100抽電)，會使得輸出電壓SO降低。
在時間t0，當輸出電壓SO低於(或等於)參考電壓SREF2時，比較器電路240輸出具有邏輯值1的設定訊號SSET。響應於此設定訊號SSET與具有邏輯值0的訊號S2，SR閂鎖器電路250輸出具有邏輯值1的致能訊號SEN。如此，反相器電路260輸出具有邏輯值0的驅動訊號SD。響應於此驅動訊號SD，開關TP導通，且開關TN關斷。於此條件下，電容C經由開關TP被充電，使得輸出電壓SO升高。當輸出電壓SO高於參考電壓SREF2時，比較器電路240輸出具有邏輯值0的設定訊 號SSET。另外，響應於具有邏輯值1的致能訊號SEN，開關SW1導通，使得節點N1被電流訊號SI充電。如此，訊號S1的位準開始升高。
於時間t1，當訊號S1高於(或等於)參考電壓SREF1時，比較器電路220輸出具有邏輯值0的訊號S3。響應於此訊號S3與具有邏輯值0的設定訊號SSET，反相器電路230輸出具有邏輯值1的訊號S2。響應於此訊號S2與具有邏輯值0的設定訊號SSET，SR閂鎖器電路250輸出具有邏輯值0的致能訊號SEN。如此，反相器電路260輸出具有邏輯值1的驅動訊號SD。響應於此驅動訊號SD，開關TP關斷，且開關TN導通。據此，電容C無法被電壓VCC充電而僅能被電感L充電。若有負載裝置(未示出)連接至電源供應裝置100來接收輸出電壓SO，會使得輸出電壓SO降低。依此類推，基於PFM控制器電路系統130之控制，電源轉換電路110可根據驅動訊號SD調節輸出電壓SO。
藉由上述操作，可以改變節點N1的電容值調整驅動訊號SD的恆定導通時間(constant on-time)TCOT。例如，若節點N1的電容值變小，訊號S1的變化速度變快。於此條件下，訊號S1會在早於時間t1的時間t2高於(或等於)參考電壓SREF1。據此，反相器電路230於時間t2輸出具有邏輯值1的訊號S2，藉以使反相器電路260更快地輸出具有邏輯值1的驅動訊號SD。或者，若節點N1的電容值變大，訊號S1的變化速度變慢。於此條件下，訊號S1會在晚於時間t1的時間t3高於(或等於)參考電壓SREF1。據此，反相器電路230於時間t3輸出具有邏輯值1的訊號S2，藉以使反相器電路260更慢地輸出具有邏輯值1的驅動訊號SD。
圖4為根據本案一些實施例示出圖1的週期控制器電路系統120的操作流程圖。如前所述，週期控制器電路系統120可根據時脈訊號SCLK偵測驅動訊號SD的頻率以調整至少一控制位元BI。於一些實施例中，如先前圖1所示，週 期控制器電路系統120包含計數器電路122與控制邏輯電路124。計數器電路122根據時脈訊號SCLK重置以對驅動訊號SD的脈波個數進行計數，以產生計數值SCO。於一些實施例中，計數器電路122可為上數計數器。控制邏輯電路124根據計數值SCO執行圖4之操作，以調整至少一控制位元BI。於一些實施例中，控制邏輯電路124可由一或多個數位電路實施，且該一或多個數位電路設定以執行圖4之操作的狀態機實施。上述關於週期控制器電路系統120的設置方式用於示例，且本案並不以此為限。
於操作S410，將至少一控制位元BI設定為預設值。例如，控制邏輯電路124可包含暫存器(未繪示)，其儲存有至少一控制位元BI的預設值。在此操作中，控制邏輯電路124可經由此暫存器輸出具有預設值的至少一控制位元BI。以圖2A為例，多個控制位元B[0]~B[3]的預設值可為『0111』。響應於此預設值，切換式電容陣列電路210中的3個電容CU可彼此並聯。
於操作S420，判斷在時脈訊號SCLK的一個週期內，計數值SCO是否為0。若計數值SCO為0，調整至少一控制位元BI以加快訊號S1之變化速度。若計數值SCO不為0，維持至少一控制位元BI為預設值。
為易於理解，請一併參照圖5A，圖5A為根據本案一些實施例示出圖1中部分訊號的波形示意圖。於圖5A中，時脈訊號SCLK之預設頻率FCLK設定為32kHZ，時脈訊號SCLK之週期設定為1/FCLK，且電流IL為流經電感L之電流。
在第1個週期P1中，計數器電路122被觸發以對驅動訊號SD的脈波個數進行計數，且多個控制位元B[0]~B[3]被設定為預設值(即操作S410)。若在第1個週期P1中，出現至少一個驅動訊號SD的脈波(即計數值SCO至少為1)。 於此情形下，代表驅動訊號SD的頻率高於頻率FCLK，故不會落入人耳聽覺頻率範圍。據此，控制邏輯電路124維持多個控制位元B[0]~B[3]為預設值。
或者，若在第1個週期P1中，未出現驅動訊號SD的脈波(即計數值SCO為0)。於此情形下，代表驅動訊號SD的頻率低於頻率FCLK並可能落入人耳聽覺頻率範圍。據此，控制邏輯電路124調整多個控制位元B[0]~B[3](例如將多個控制位元B[0]~B[3]切換至『0000』)，以使切換式電容陣列電路210提供更低的電容值以加快訊號S1的變化速度。如此一來，可提高驅動訊號SD的頻率，以避免落入人耳聽覺範圍。
繼續參照圖4，於操作S430，判斷在時脈訊號SCLK的次一週期中，計數值SCO是否大於或等於一預設數值。若計數值SCO是大於或等於預設數值，調整至少一控制位元BI以降低訊號S1的變化速度。若計數值SCO小於預設數值，維持至少一控制位元BI的數值。
參照圖5A，若於第2個週期P2內，驅動訊號SD的脈波個數小於預設數值(例如為16/32/48/62等等)，代表電源轉換電路110操作於輕載。據此，控制邏輯電路124維持多個控制位元B[0]~B[3]的數值。
或者，若於第2個週期P2內，驅動訊號SD的脈波個數大於或等於預設數值，代表電源轉換電路110操作於重載。據此，控制邏輯電路124在次一週期(即第3個週期P3)內調整多個控制位元B[0]~B[3](例如將多個控制位元B[0]~B[3]切換至預設值)。如此，切換式電容陣列電路210可提供較高的電容值以降低訊號S1的變化速度。藉由上述設置方式，可避免驅動訊號SD的頻率過高，以維持電源轉換電路110在重負載下的負載電流能力。
於一些實施例中，若於次一週期內，驅動訊號SD的脈波個數仍大於預設數值，代表電源轉換電路110仍操作於重載。據此，控制邏輯電路124可再進一步調整多個控制位元B[0]~B[3](例如將多個控制位元B[0]~B[3]切換至『1111』)。如此，切換式電容陣列電路210可提供更高的電容值以降低訊號S1的變化速度。如圖4所示，上述的操作S420至操作S430可理解為3種狀態ST1~ST3。於狀態ST1，多個控制位元B[0]~B[3]具有預設值『0111』，其對應至第二高的電容值。於狀態ST2，多個控制位元B[0]~B[3]之數值為『0000』，其對應至最低的電容值。於狀態ST3，多個控制位元B[0]~B[3]之數值為『1111』。依據負載條件以及人耳聽覺頻率範圍，控制邏輯電路124可參照此3種狀態依序調整多個控制位元B[0]~B[3]。
上述的狀態數量僅用於示例，且本案並不以此為限。因應實際設計需求，狀態數量、預設數值與/或切換式電容陣列電路210的元件數量皆可相應調整。例如，於一些實施例中，切換式電容陣列電路210可包含數個更小的電容(未繪示)，其用以根據至少一控制位元BI中的額外位元微調切換式電容陣列電路210提供的電容值。
圖5B為根據本案一些實施例示出圖1中部分訊號的波形示意圖。相較於圖5A，於此例中，若於第2個週期P2內，驅動訊號SD的脈波個數大於或等於預設數值，控制邏輯電路124在當前週期內立即調整多個控制位元B[0]~B[3](例如將多個控制位元B[0]~B[3]切換至預設值)。如此，可以即時地響應於高負載的需求而提供大電流。
圖6為根據本案一些實施例示出一種PFM方法600的流程圖。於操作S610，根據至少一控制位元BI調整訊號S1的變化速度，並比較訊號S1與參考電 壓SREF1以產生訊號S2。於操作S620，根據輸出電壓SO、參考電壓SREF2與訊號S2產生驅動訊號SD至電源轉換電路110。於操作S630，根據具有預設頻率FCLK之時脈訊號SCLK偵測驅動訊號SD之頻率以調整至少一控制位元BI，其中預設頻率FCLK為基於人耳聽覺頻率範圍設定。
上述多個操作之說明可參考前述多個實施例，故於此不再贅述。上述PFM方法600的多個操作僅為示例，並非限定需依照此示例中的順序執行。在不違背本案的各實施例的操作方式與範圍下，在PFM方法600下的各種操作當可適當地增加、替換、省略或以不同順序執行。或者，在PFM方法600下的一或多個操作可以是同時或部分同時執行。
綜上所述，本案一些實施例中之電源供應裝置與PFM方法可以避免切換頻率落入人耳聽覺範圍，藉此改善使用者的聽覺感受。
雖然本案之實施例如上所述，然而該些實施例並非用來限定本案，本技術領域具有通常知識者可依據本案之明示或隱含之內容對本案之技術特徵施以變化，凡此種種變化均可能屬於本案所尋求之專利保護範疇，換言之，本案之專利保護範圍須視本說明書之申請專利範圍所界定者為準。
100:電源供應裝置
110:電源轉換電路
111,112:緩衝器
120:週期控制器電路系統
122:計數器電路
124:控制邏輯電路
130:脈波頻率調變(PFM)控制器電路系統
BI:至少一控制位元
C:電容
L:電感
SCLK:時脈訊號
SCO:計數值
SD:驅動訊號
SO:輸出電壓
SREF1,SREF2:參考電壓
TN,TP:開關
VCC:電壓

Claims (10)

  1. 一種電源供應裝置，包含： 一脈波頻率調變控制器電路系統，用以根據至少一控制位元調整一第一訊號的一變化速度，並比較該第一訊號與一第一參考電壓以產生一第二訊號，並根據一輸出電壓、一第二參考電壓與該第二訊號產生一驅動訊號至一電源轉換電路，其中該電源轉換電路用以根據該驅動訊號產生該輸出電壓；以及 一週期控制器電路系統，用以根據具有一預設頻率的一時脈訊號偵測該驅動訊號之一頻率以調整該至少一控制位元，其中該預設頻率為基於一人耳聽覺頻率範圍設定。
  2. 如請求項1之電源供應裝置，其中該週期控制器電路系統用以調整該至少一控制位元以避免該驅動訊號之該頻率落入該人耳聽覺頻率範圍。
  3. 如請求項1之電源供應裝置，其中該脈波頻率調變控制器電路系統包含： 一切換式電容陣列電路，用以根據該至少一控制位元決定一節點之一電容值； 一第一開關，用以根據一致能訊號導通以輸出一電流訊號，以對該節點進行充電以產生該第一訊號； 一第二開關，用以根據該驅動訊號選擇性地導通，以重置該節點的一電位； 一比較器電路，用以比較該第一參考電壓與該第一訊號以產生一第三訊號；以及 一反相器電路，用以根據該第三訊號產生該第二訊號。
  4. 如請求項3之電源供應裝置，其中該切換式電容陣列電路包含： 至少一電容；以及 至少一第三開關，耦接於該至少一電容與該節點之間，其中該至少一第三開關中每一者用以根據該至少一控制位元中之一對應者導通。
  5. 如請求項1之電源供應裝置，其中該脈波頻率調變控制器電路系統包含： 一比較器電路，用以比較該輸出電壓與該第二參考電壓以產生一設定訊號； 一SR閂鎖器（latch）電路，用以根據該設定訊號與該第二訊號產生一致能訊號；以及 一反相器電路，用以根據該致能訊號產生該驅動訊號。
  6. 如請求項1之電源供應裝置，其中該週期控制器電路系統用以在該時脈訊號的一週期內計數該驅動訊號的一脈波個數以產生一計數值，並根據該計數值調整該至少一控制位元。
  7. 如請求項6之電源供應裝置，其中若該計數值為0，該週期控制器電路系統用以調整該至少一控制位元以加快該第一訊號的該變化速度。
  8. 如請求項6之電源供應裝置，其中若該計數值大於或等於一預設數值，該週期控制器電路系統用以在該時脈訊號的該週期或是次一週期調整該至少一控制位元，以降低該第一訊號的該變化速度。
  9. 如請求項1之電源供應裝置，其中該預設頻率高於該人耳聽覺頻率範圍中的一最高頻率。
  10. 一種脈波頻率調變方法，包含： 根據至少一控制位元調整一第一訊號的一變化速度，並比較該第一訊號與一第一參考電壓以產生一第二訊號； 根據一輸出電壓、一第二參考電壓與該第二訊號產生一驅動訊號至一電源轉換電路，其中該電源轉換電路用以根據該驅動訊號產生該輸出電壓；以及 根據具有一預設頻率的一時脈訊號偵測該驅動訊號之一頻率以調整該至少一控制位元，其中該預設頻率為基於一人耳聽覺頻率範圍設定。
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