TWI430545B - 用於降低抖頻切換式電源供應器之輸出漣波的脈寬調變控制器及方法 - Google Patents

Description

用於降低抖頻切換式電源供應器之輸出漣波的脈寬調變控制器及方法

本發明係有關一種切換式電源供應器，特別是關於一種用於改善具有抖頻之切換式電源供應器的輸出漣波的電路及方法。

脈寬調變(Pulse Width Modulation;PWM)已經廣泛地應用在多種電子設備上。例如，在切換式電源供應器中，藉PWM控制器調變功率開關的責任周期(duty cycle)或切換頻率，以調節輸出電壓。

近年來，為了因應能源短缺與環保意識之高漲，切換式電源供應器的節能省電功能越來越受到重視，新制訂的能源法規要求切換式電源供應器在輕載及待機時的電源轉換效率亦越來越嚴苛。而切換式電源供應器在輕載及待機時，其功率開關的切換損失佔整體功率消耗相當大的比例。目前市售的電源管理積體電路(Integrated Circuit;IC)提升切換式電源供應器在輕載及待機時的電源轉換效率的方法之一，係降低其功率開關的切換頻率以有效降低切換損失。此外，切換式電源供應器相對於傳統的線性電源供應器具有小體積的優點，但是也因為切換元件而造成電磁干擾(Electric-Magnetic Interference;EMI)問題。現有的電源管理IC常利用抖頻(jittering frequency)的方法來改善EMI問題。目前已有許多抖頻技術提出，例如美國專利號7,701,305，其操作原理於此不再詳述。

切換式電源供應器有許多類型。例如，圖1的切換式電源供應器係一種具有馳返式架構的裝置，其中PWM控制器10根據接腳COMP及CS的電壓切換功率開關M1，以控制馳返式電源供應器的輸出功率。功率開關M1串聯變壓器12的一次側線圈，電流感測電阻Rcs與功率開關M1串聯，偵測功率開關M1的電流產生電流感測信號Vcs給PWM控制器10的接腳CS。光耦合器14及並聯調節器(shunt regulator)16組成隔離式回授電路，並聯調節器14偵測馳返式電源供應器的輸出電壓Vo以控制回授電流Icomp給PWM控制器10的接腳COMP，PWM控制器10內有電路根據回授電流Icomp在接腳COMP產生回授電壓Vcomp，其與輸出電壓Vo成比例。參照圖1的電路，馳返式電源供應器的輸出功率

Po=η×Vin² ×Ton² /(2×Lp×T)=η×Vin² ×Ton² ×fs/(2×Lp)，　[公式1]

其中，η為變壓器12的轉換效率，Vin為變壓器12的一次側輸入電壓，Ton為功率開關M1的工作時間(on-time)，Lp為變壓器12的激磁電感，T為功率開關M1的切換週期，fs為功率開關M1的切換頻率。若PWM控制器10使用抖頻技術，則切換頻率fs將會抖動(jitter)。從公式1可知，切換頻率fs的抖動將導致輸出功率Po的變動，進而在馳返式電源供應器的輸出Vo產生低頻漣波，造成輸出漣波過大的問題。

美國專利號7,026,851根據抖頻產生相對應比例的調節電流調整回授電壓Vcomp，想要改善抖頻造成的輸出漣波過大的問題，但是在輕載及重載時回授電壓Vcomp的準位不同，固定比例的調節電流反而造成輕載時過度補償的問題。

本發明的目的之一，在於提出一種降低切換式電源供應器因為抖頻而造成的輸出漣波的脈寬調變控制器及方法。

根據本發明，一種降低抖頻切換式電源供應器之輸出漣波的脈寬調變控制器及方法包括取得與該切換式電源供應器的功率開關的電流相關的電流感測信號，以及根據該功率開關的切換頻率調整該電流感測信號的增益或準位以調整該功率開關的工作時間，進而改善該切換式電源供應器因為抖頻而造成的輸出漣波過大問題。

參照圖2的PWM控制器10，如同已知的PWM迴路，振盪器24提供時脈CLK，脈寬調變器28根據時脈CLK、回授電壓Vcomp及電流感測信號Vcs產生PWM信號Q，經閘極驅動器34產生PWM信號Vgate，PWM信號Vgate的切換頻率等於時脈CLK的頻率fs，時脈CLK計數器20計數時脈CLK產生計數值CT，抖頻調變器22根據計數值CT、時脈CLK及振盪器24提供的參考信號Iref提供抖頻調整信號Vm給振盪器24，振盪器24根據回授電壓Vcomp控制時脈CLK的頻率fs使其隨負載變化，並根據抖頻調整信號Vm決定時脈CLK的抖頻頻率變化範圍，在脈寬調變器28中，比較器30根據電流限制信號Vcl、回授電壓Vcomp及電流感測信號Vcs產生比較信號Sc，SR正反器32由時脈CLK觸發，被信號Sc重設，電流限制信號Vcl及回授電壓Vcomp作為臨界值與電流感測信號Vcs_S比較產生比較信號Sc，當電流感測信號Vcs_S上升到大於電流限制信號Vcl及回授電壓Vcomp其中之一時，比較器30拉高比較信號Sc，因而重設正反器32，關閉PWM信號Q(亦即PWM信號Vgate)的工作時間Ton，電阻R11連接在參考電壓源Vref1及接腳COMP之間，以產生回授電壓Vcomp，電流感測信號Vcs先經前緣遮蔽電路42遮蔽其前緣成為電流感測信號Vcs_LEB，再被可程式放大器40放大為電流感測信號Vcs_m，經加法器38加上斜率補償器36提供的補償信號Vs成為電流感測信號Vcs_S給脈寬調變器28。雖然PWM迴路有各種不同的設計，但其架構大致上就是如上所述的，脈寬調變器以時脈為基礎，根據輸出回授信號及電流感測信號產生PWM信號。圖2的實施例只是為了說明本發明的技術思想而設計的電路，並非限定本發明為該特定電路。從公式1可知，當切換頻率fs變化時，將導致輸出功率Po變動，因而產生輸出漣波，因此，為了降低輸出漣波，可以讓工作時間Ton隨切換頻率fs的上升或下降而減少或增加。圖2的實施例係以可程式放大器40取代習知的固定增益放大器，並利用計數器20提供計數值CG改變可程式放大器40的增益，因而改變工作時間Ton的長短。計數器20係計數時脈CLK產生計數值CG，亦即根據切換頻率fs改變可程式放大器40的增益，因此工作時間Ton會隨著切換頻率fs的變動而反向變動，於是降低返馳式電源供應器因為抖頻而造成的輸出漣波。更具體而言，當工作時間Ton被觸發後，功率開關M1導通，因此功率開關M1的電流上升，從其取得的電流感測信號Vcs及因而產生的電流感測信號Vcs_m上升，當電流感測信號Vcs_m及固定斜率的補償信號Vs所合成的電流感測信號Vcs_S上升到大於電流限制信號Vcl或回授電壓Vcomp時，工作時間Ton被關閉，因此功率開關M1關閉(turn off)，但是因為可程式放大器40的增益係隨著時脈CLK的頻率而變動的，所以電流感測信號Vcs_m的增益也是隨著時脈CLK的頻率變動的，結果導致工作時間Ton亦隨著時脈CLK的頻率變動，當時脈CLK的頻率上升時，可程式放大器40的增益增加，電流感測信號Vcs_m變大，因此更早達到電流限制信號Vcl或回授電壓Vcomp，所以工作時間Ton縮短，反之，當時脈CLK的頻率下降時，可程式放大器40的增益減少，因此工作時間Ton增長。

圖3係圖2中可程式放大器40的實施例，其包括電壓電流轉換器44將電流感測信號Vcs_LEB轉換為電流I1，電流鏡46鏡射電流I1產生電流I2，以及可變電阻48根據電流I2產生電流感測信號Vcs_m。可變電阻48包括串聯的電阻Ra0、Ra1、Ra2、Ra3及Ra4以及開關SW0、SW1、SW2及SW3，開關SW0與電阻Ra0並聯，開關SW1與電阻Ra1並聯，開關SW2與電阻Ra2並聯，開關SW3與電阻Ra3並聯。計數值CG包括位元B0、B1、B2及B3分別控制開關SW0、SW1、SW2及SW3，以控制可變電阻48的電阻值。電流感測信號Vcs_m=(n×Ra/Rr)×Vcs_LEB，其中n為電流鏡44中電晶體Q1及Q2的尺寸比，Ra為可變電阻46的電阻值，n×Ra/Rr即為可程式放大器40的增益，改變可變電阻48的電阻值Ra即改變可程式放大器40的增益。

圖4係位元B0、B1、B2及B3以及切換頻率fs的時序圖，當切換頻率fs在最小值時，如時間t1所示，信號B0、B1、B2及B3皆為低準位，故圖3中的開關SW0、SW1、SW2及SW3皆為閉路(on)，可變電阻48的電阻值Ra=Ra4為最小值，因此可程式放大器40的增益為最小值；隨著切換頻率fs的增加，可變電阻48的電阻值Ra增加，因此可程式放大器40的增益也增加；當切換頻率fs到達最大值時，如時間t2所示，信號B0、B1、B2及B3皆為高準位，故圖3中的開關SW0、SW1、SW2及SW3皆為開路(off)，可變電阻48的電阻值Ra=Ra0+Ra1+Ra2+Ra3+Ra4為最大值，因此可程式放大器40的增益亦為最大值；之後，隨著切換頻率fs的下降，可變電阻48的電阻值Ra下降，可程式放大器40的增益也跟著減少。

在圖2的實施例中，係藉改變電流感測信號的增益來改變工作時間，圖5的實施例則是藉改變電流感測信號的準位來改變工作時間。為了展示此特點，圖5的實施例還是在相同的基礎上設計而成，除了抖頻調變器22及可程式放大器50以外，其他部份沿用既有的電路。電流感測信號Vcs_LEB係使用固定增益的放大器52放大為電流感測信號Vcs_m。參照圖5及圖6，抖頻調變器22計數時脈CLK產生正比於切換頻率fs的調節信號Vmod給可程式放大器50，如波形54及58所示，可程式放大器50將調節信號Vmod轉換為正比於切換頻率fs的偏移信號Voffset，如波形56所示，偏移信號Voffset將電流感測信號Vcs_m及補償信號Vs的和上下平移，因而改變工作時間Ton。當切換頻率fs上升時，偏移信號Voffset上升，電流感測信號Vcs_S的準位向上平移，因此更早達到電流限制信號Vcl或回授電壓Vcomp，所以工作時間Ton縮短；當切換頻率fs下降時，偏移信號Vof下降，電流感測信號Vcs_S的準位向下平移，因此工作時間Ton增長。

如以上的實施例所展示的，僅利用計數器、抖頻調變器及可程式放大器即可降低輸出漣波，PWM控制迴路不必修改設計，因此各種PWM控制器皆可適用本發明的解決方案。

以上對於本發明之較佳實施例所作的敘述係為闡明之目的，而無意限定本發明精確地為所揭露的形式，基於以上的教導或從本發明的實施例學習而作修改或變化是可能的，實施例係為解說本發明的原理以及讓熟習該項技術者以各種實施例利用本發明在實際應用上而選擇及敘述，本發明的技術思想企圖由以下的申請專利範圍及其均等來決定。

10．．．PWM控制器

12．．．變壓器

14．．．光耦合器

16．．．並聯調節器

20．．．計數器

22．．．抖頻調變器

24．．．振盪器

26．．．電流限制電路

28．．．脈寬調變器

30．．．比較器

32．．．SR正反器

34．．．閘極驅動器

36．．．斜率補償器

38．．．加法器

40．．．可程式放大器

42．．．前緣遮蔽電路

44．．．電壓電流轉換器

46．．．電流鏡

48．．．可變電阻

50．．．可程式放大器

52．．．放大器

54．．．調節信號Vmod的波形

56．．．偏移信號Voffset的波形

58．．．切換頻率fs的波形

圖1係習知的駞返式電源供應器；

圖2係根據本發明的第一實施例；

圖3係圖2中的可程式放大器的實施例；

圖4係圖2中的計數值CG及切換頻率fs的時序圖；

圖5係根據本發明的第二實施例；以及

圖6係圖5中的調節信號Vmod、偏移信號Vof及切換頻率fs的波形圖。

10．．．脈寬調變控制器

20．．．計數器

22．．．抖頻調變器

24．．．振盪器

26．．．電流限制電路

28．．．脈寬調變器

30．．．比較器

32．．．SR正反器

34．．．閘極驅動器

36．．．斜率補償器

38．．．加法器

40．．．可程式放大器

42．．．前緣遮蔽電路

Claims (5)

1. 一種降低抖頻切換式電源供應器之輸出漣波的脈寬調變控制器，用以提供一脈寬調變信號切換該切換式電源供應器的功率開關，該脈寬調變控制器包括：振盪器，提供具有抖頻的時脈，其決定該脈寬調變信號的切換頻率；可程式放大器，放大從該功率開關的電流萃取的電流感測信號；以及計數器，連接該振盪器及可程式放大器，計數該時脈產生計數值調整該可程式放大器的增益，以調整該脈寬調變信號的工作時間。
2. 如請求項1之脈寬調變控制器，其中該可程式放大器包括：電壓電流轉換器，將該電流感測信號轉換為第一電流；可變電阻，因應該計數值調整一電阻值；以及電流鏡，連接該電壓電流轉換器及可變電阻，鏡射該第一電流產生第二電流給該可變電阻，以產生該放大後的電流感測信號。
3. 一種降低抖頻切換式電源供應器之輸出漣波的方法，用以提供一脈寬調變信號切換該切換式電源供應器的功率開關，該方法包括下列步驟：以具有抖頻的時脈為基礎，根據從該功率開關的電流萃取的電流感測信號產生該脈寬調變信號；計數該時脈產生計數值；以及根據該計數值調整該電流感測信號的增益，以調整該脈寬調變信號的工作時間。
4. 一種降低抖頻切換式電源供應器之輸出漣波的脈寬調變控制器，用以提供一脈寬調變信號切換該切換式電源供應器的功率開關，該脈寬調變控制器包括：振盪器，提供具有抖頻的時脈，其決定該脈寬調變信號的切換頻率；抖頻調變器，連接該振盪器，計數該時脈產生調整信號；可程式放大器，連接該抖頻調變器，放大該調整信號產生偏移信號；以及加法器，連接該可程式放大器，根據該偏移信號平移從該功率開關的電流萃取的電流感測信號的準位，以調整該脈寬調變信號的工作時間。
5. 一種降低抖頻切換式電源供應器之輸出漣波的方法，用以提供一脈寬調變信號切換該切換式電源供應器的功率開關，該方法包括下列步驟：以具有抖頻的時脈為基礎，根據從該功率開關的電流萃取的電流感測信號產生該脈寬調變信號；計數該時脈產生調整信號；根據該調整信號產生偏移信號；以及根據該偏移信號平移該電流感測信號的準位，以調整該脈寬調變信號的工作時間。