CN107359789B

CN107359789B - 改善反激式开关电源的emi的系统

Info

Publication number: CN107359789B
Application number: CN201710580345.2A
Authority: CN
Inventors: 林元; 黄晓敏; 杨彭林
Original assignee: On Bright Electronics Shanghai Co Ltd
Current assignee: On Bright Electronics Shanghai Co Ltd
Priority date: 2017-07-17
Filing date: 2017-07-17
Publication date: 2019-08-06
Anticipated expiration: 2037-07-17
Also published as: TW201909532A; CN107359789A; TWI651921B

Abstract

本发明涉及改善反激式开关电源的EMI的系统。系统包括：逻辑，被配置为基于第一信号来生成锁存信号；OSC，OSC被配置为生成并将第一信号传输到逻辑，其中反馈比例分压电阻被配置为根据系统的输出电压来生成反馈信号；抖动生成器，被配置为生成第二信号并且将第二信号传输到比较器；比较器，基于反馈信号和第二信号生成比较信号；RS锁存器，基于比较信号和锁存信号来生成第三信号栅极驱动器；栅极驱动器被配置为接收第三信号，并且基于第三信号生成驱动信号从而控制连接到栅极驱动器的功率晶体管的导通和关断；以及抖动控制器，接收时钟参考信号并且基于时钟参考信号来生成控制信号，其中第一信号是由OSC基于控制信号生成的。

Description

改善反激式开关电源的EMI的系统

技术领域

本发明涉及开关电源，更具体地，涉及一种改善反激式(flyback)开关电源的电磁干扰EMI(Electromagnetic Interference)的系统。

背景技术

在开关电源中，一般开关频率从几十kHz到几百kHz不等，系统板上存在着寄生的电容和电感，EMI不可避免。为了避免严重干扰其它的用电器，需要严格限制开关电源产生的EMI。

开关电源为了减小体积，需要提高开关频率，这样会引起EMI问题同时会增大开关损耗。采用准谐振(QR，Quasi-Resonant)技术，利用功率MOSFET漏极端的寄生电容Cf和变压器的漏感Lm产生谐振，实现谷底导通，从而可以提高系统效率。QR系统与传统的固定频率硬件开关系统相比，辐射EMI可以得到明显改善。

但是传统的固定频率系统可以容易实现开关频率抖动，导通EMI可以通过开关频率抖动使原来比较集中的频谱能量分散开来。由于QR系统的开关频率由系统及负载决定，即在某个输入电压下当输出负载不变情况下，系统的开关频率基本恒定，这样导通EMI在低频时频谱能量分布比较集中，从而导致导通EMI难以解决。

图1是示出了反激式开关电源系统，以及传统的固定频率PWM控制器100的示意性框图。原边侧固定频率PWM控制器100(如虚线所示)，其外部可以连接有电流源(例如，AC电流源)。PWM控制器100包括振荡器110、反馈比例分压电阻120、PWM比较器130、RS锁存器140、以及栅极驱动器150。其中，开关频率完全由振荡器110所控制。其连接关系如图1所示，PWM控制器100外部与反馈隔离组件的输出相连接系统实现了包括初级绕组和副边绕组的变压器，以使初级侧上的AC输入电压和副边侧上的输出电压相隔离。反馈隔离组件处理关于输出电压的信息并生成反馈信号，通过控制PWM信号来控制能量传输，从而实现对系统的闭环(closed-loop)控制。例如，隔离反馈组件可以包括误差放大器、补偿网络、和光耦合器(未示出)。

图2是示出了如图1所示的固定频率PWM控制器的抖动信号的图示。为了改善EMI，通常在振荡器110中增加频率抖动功能。振荡器110中频率抖动方式，如图2所示，开关频率从低斜坡爬升到高，然后从高斜坡降低到低。另外，也可以采用伪随机发生器，对EMI改善也有相同的效果。通常频率抖动幅度可以控制在一定范围内，可以在保证EMI改善时不会因为频率变化幅度太大而引起噪声问题。例如对60K的固定频率系统，可以采用±4％抖动范围，即系统开关频率为60K±2.4K，在n次谐波能量分布频率范围为±2.4nK，相比固定频率系统总的谐波能量不变，但每个谐波频点上能量幅度有明显下降，从而改善导通EMI。

图3是示出了如图1所示的固定频率PWM控制器的的开关频率Fs、栅极电压Vcs、以及反馈信号FB的关系的图示。在传统固定频率PWM反激式系统中，系统重载时开关频率不受FB控制，可以通过在OSC上叠加固定周期抖动信号实现频率周期性变化，通常周期会远大于二次侧的带宽。但是在降频区，二次侧误差放大器反馈信号FB会控制OSC实现轻载降频，这样原来设计OSC周期性抖动幅度会受到FB反馈控制，实际在系统上频率抖动一般采用周期性爬坡方式，容易受反馈信号FB调制导致最终抖动幅度会比设计值小很多，结果在降频区由于开关频率频差小导致EMI传导偏差。

图4是示出了如图1所示的固定频率PWM控制器的在降频段的开关频率Fs、反馈信号FB与时间的关系的图示。如图4所示，在降频区，Fs_抖动为OSC在降频区抖动周期内频率变化幅度(开环，FB保持不变)。但是实际系统中，二次侧误差放大器反馈信号FB会控制OSC频率反向调制，这样原来设计OSC周期性抖动幅度会受到FB反馈控制，最终系统开关频率Fs上抖动幅度会远小于OSC抖动幅度。

因此，需要改善反激式开关电源的EMI的系统。

发明内容

鉴于以上所述的问题，本发明提出一种改善反激式开关电源的EMI的系统。从而在系统降频段，通过采用开关频率扰动(switch frequency jittering)方式来改善EMI。

根据本公开的一个方面，提供了一种改善反激式开关电源的电磁干扰EMI的系统，包括：逻辑，逻辑被配置为至少部分地基于第一信号来生成锁存信号；振荡器OSC，OSC的输入连接到反馈比例分压电阻并且输出连接到逻辑，并且被配置为生成并将第一信号传输到逻辑，其中反馈比例分压电阻被配置为根据系统的输出电压来生成反馈信号；抖动生成器，抖动生成器被配置为生成第二信号并且将第二信号传输到比较器；比较器，比较器的同相输入连接到反馈比例分压电阻，反相输入连接到抖动生成组件，输出连接到RS锁存器的R端，从而基于反馈信号和第二信号生成比较信号；RS锁存器，RS锁存器的R端连接到比较器的输出，S端连接到逻辑的输出，并且Q端连接到栅极驱动器的输入，从而基于比较信号和锁存信号来生成第三信号栅极驱动器；栅极驱动器被配置为接收第三信号，并且至少部分地基于第三信号生成驱动信号从而控制连接到栅极驱动器的功率晶体管的导通和关断；以及抖动控制器，抖动控制器被配置为接收时钟参考信号并且至少部分地基于时钟参考信号来生成控制信号，其中第一信号是由OSC基于控制信号生成的。

根据本公开的另一方面，提供了包括根据本公开的欠压和过压保护系统的电源变换器。

根据本申请实施例的系统为反激式开关电源提供了对EMI的改善。取决于实施例，还可以获得一个或多个益处。参考下面的详细描述和附图可以全面地理解本发明的这些益处以及各个另外的目的、特征和优点。

附图说明

下面，将结合附图对本实用新型的示例性实施例的特征、优点和技术效果进行描述，附图中相似的附图标记表示相似的元件，其中：

图1是示出了传统固定频率PWM控制器的简化框图。

图2是示出了如图1所示的固定频率PWM控制器的抖动信号的图示。

图3是示出了如图1所示的固定频率PWM控制器的的开关频率Fs、栅极电压Vcs、以及反馈信号FB的关系的图示。

图4是示出了如图1所示的固定频率PWM控制器的在降频段的开关频率Fs、反馈信号FB与时间的关系的图示。

图5是示出了根据本公开的实施例的固定频率PWM控制器的简化框图。

图6是示出了反激式电源系统典型功率管开关频率Fs和原边VCS值与反馈信号FB对应关系的图示。

图7是示出了反激式电源系统在降频区随时间变化的Fs抖动和Ip抖动的图示。

图8是示出了根据本公开的实施例的准谐振QR控制器的简化框图。

图9是示出了QR系统降频区Fs抖动、Ip抖动与反馈信号FB的关系的图示。

图10示出了根据本公开的实施例的、QR系统的抖动控制的一种实现方式的示意性框图。

图11示出了根据本公开的实施例的、QR系统的抖动控制的另一实现方式的示意性框图。

图12示出了根据本公开的实施例的、QR系统的抖动控制的又一实现方式的示意性框图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。

图5示出了根据本公开的实施例的固定频率PWM控制器的简化框图。该图仅作为示例，其不应该不适当地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员应该理解很多变化、替代和修改。

固定频率PWM控制器500(如虚线所示)包括振荡器(OSC)510、反馈比例分压电阻520、PWM比较器530、RS锁存器540、以及栅极驱动器550。图5还示出了WM控制器500所连接到的电流源、反馈隔离组件等。PWM控制器连接到诸如原边绕组、副边绕组、电磁干扰(EMI)滤波器、整流电桥、隔离反馈组件等的外部设备。隔离反馈组件可以例如包括多个电阻器、电容器、三端稳压器和光耦合器。

如图5所示，交流电(AC)输入由EMI滤波器进行处理，并且整流桥提供输入电压用于PWM控制器500的操作。包括原边绕组和副边绕组的变压器隔离PWM控制器500的原边侧和副边侧。与副边侧上的输出电压相关的信息可以通过包括电阻器R1和R2的反馈比例分压电阻520来提取。

隔离反馈组件基于与输出电压相关联的信息来生成反馈信号。控制器的信息接收反馈信号并生成驱动信号，以导通和关断开关从而调节输出电压。如果电源开关被闭合(例如，导通)时，能量被存储在包括原边绕组和副边绕组的变压器中。闭合的电源开关允许电流流过原边绕组。电流由电阻器检测并通过终端(例如，端子CS)转换成电流检测信号(例如，V_CS)。随后，如果电源开关是断开的(例如，被关断)，所存储的能量释放到输出端并且系统进入退磁过程。

在一个示例中，功率晶体管是双极结型晶体管。在另一示例中，功率晶体管是场效应晶体管(例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET))。在又另一示例中，功率晶体管是绝缘栅双极晶体管(IGBT)。其中功率晶体管(例如，图1中的Q1)的集电极经由变压器的原边绕组连接到输入电压，并且经由采样电阻连接到地。在各种示例中，反馈分压电阻器R1和R2的电阻值可以由本领域技术人员根据需要设置。

图6是示出了反激式电源系统典型功率管开关频率Fs和原边VCS值与反馈信号FB对应关系的图示。如图6所示，当FB>Vfb_2时，开关频率Fs为固定值(例如，Fs_fix)与FB电压无关，此时振荡器OSC(例如，图5的OSC 510)直接控制开关频率fs，可以通过在OSC上调制频率的方式来调制开关频率Fs，改善EMI传导。

随着输出负载降低，当Vfb_3<FB<Vfb_2时，此时FB信号会控制OSC频率，随着FB电压降低OSC频率而降低。在FB＝Va处，通过OSC上增加调制频率方式，Fs＝Fs_va±△fs，由于输出负载不变，系统环路调节FB电压会随着OSC上叠加抖动幅度△fs而变化。换言之，随着OSC上叠加抖动增大(+△fs)，即系统开关频率会升高，通过二次侧反馈循环控制FB电压会下降，即FB＝Va-△fb，由于OSC上叠加抖动周期将会较大，二次侧反馈循环比快，则最终在系统上开关频率周期性变化幅度会远小于OSC上设计的调制幅度△fs。其中，输出功率P_out(1)可以表示如下：

其中L_p为电感器的电感值，I_p为系统原边输出电流，△fs为OSC上设计的调制幅度。

在等式1中，FB反馈信号不变条件下，降频区OSC频率增加抖动后，可以看出此时输出功率与系统开关频率成正比P_Out(1)∝n(F_s+ΔFs)。

实际系统中，输出二次测误差放大器反馈控制FB信号，在OSC抖动幅度增大到△fs，FB信号减小△fb，输出功率P_out(1)如下式所示：

在等式2中，实际OSC抖动幅度会受FB循环控制后最终幅度为△fs-Fs△fb，最终在系统上开关频率周期性变化幅度会远小于OSC上设计的调制幅度△fs。

图7是示出了反激式电源系统在降频区随时间变化的Fs抖动和Ip抖动的图示。如图7所示，在OSC频率上增加周期性抖动幅度△fs，同时会在CS信号上叠加同向信号△Vcs，抖动周期与OSC上频率周期保持一致。其中反映开关导通时原边线圈电感电流信号的强度的CS信号Vcs可以表示如下：

Vcs＝I_p R_sence (等式3)

其中，I_p为原边线圈电感电流，R_sence为感测电阻器的电阻值。

在一个实施例中，输出功率P_out可以表示如下：

其中L_p为电感器的电感值，I_p为系统原边电感电流，Fs为开关频率。

当系统工作在降频区，保持输出负载不变(即，P_out恒定)，OSC频率抖动上升△fs，同时CS上信号幅度降低△Vcs(其中△Vcs为原边线圈电感电流检测信号的变化)可以得出：

其中，P_out(T0)为T0时刻的输出功率；P_out(T1)为T0时刻的输出功率；并且△Ip＝△Vcs/Rsense，△Vcs为端子CS处的电压变化并且Rsense为感测电阻器的电阻值。

通过控制Fs上叠加抖动幅度△fs以及Vcs信号上叠加抖动幅度，可以基本保持P_out(T0)基本等于P_out(T1)，此时二次侧反馈控制信号FB基本保持不变，这样设计希望得到开关频率幅度△fs与系统上实际测试频率变化幅度大体一致。

图8是示出了根据本公开的实施例的准谐振QR控制器的简化框图。该图仅作为示例，其不应该不适当地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员应该理解很多变化、替代和修改。

如图8所示，准谐振(QR)控制器800(如虚线所示)包括振荡器(OSC)810、反馈比例分压电阻820、PWM比较器830、RS锁存器840、栅极驱动器850、逻辑860、以及退磁检测组件870。图8还示出了WM控制器800所连接到的电流源、反馈隔离组件等。PWM控制器连接到诸如原边绕组、次级绕组、电磁干扰(EMI)滤波器、整流电桥、隔离反馈组件等的外部设备。隔离反馈组件可以例如包括多个电阻器、电容器、三端稳压器和光耦合器。

如图8所示，包括原边绕组和次级绕组的变压器隔离QR控制器800的原边侧和次级侧。与次级侧上的输出电压相关的信息可以通过包括电阻器R1和R2的反馈比例分压电阻820来提取。隔离反馈组件基于与输出电压相关联的信息来生成反馈信号。控制器的信息接收反馈信号并生成驱动信号，以导通和关断开关从而调节输出电压。如果电源开关被闭合(例如，导通)时，能量被存储在包括原边绕组和次级绕组的变压器中。闭合的电源开关允许电流流过原边绕组。电流由电阻器检测并通过终端(例如，端子CS)转换成电流检测信号(例如，VCS)。随后，如果电源开关是断开的(例如，被关断)，所存储的能量释放到输出端并且系统进入退磁过程。

输出电压经过负反馈误差放大器控制QR输入FB，FB经过电阻分压与CS信号进入PWM比较器，反馈误差放大器输出FB控制CS的峰值电流，实现输出电压调节。为了整个系统可以稳定工作，反馈误差放大器需要进行补偿，通常带宽需要控制在开关频率的1/10-1/15以下。

图9是示出了QR系统降频区Fs抖动、Ip抖动与反馈信号FB的关系的图示。其中，系统频率和Vcs对应FB关系，当FB>Vfb_1时系统在QR模式，即通过绕组DEM pin检测到退磁就导通晶体管。在Vfb_2<FB<Vfb_1区间，随着负载降低系统开关频率升高，达到系统最高频率Fs_max，为了开关频率不超过最高频率限制，系统会在第二谷底、第三谷底依次延后导通。随着输出负载继续降低，Vfb_3<FB<Vfb_2，为了减小系统开关损耗系统的最高频率随着FB信号降低而降低。

在轻载降频段Vfb_3<FB<Vfb_2区间，为了改善导通模式EMI，希望系统的开关频率不能太集中，能像固定频率系统可以实现频率抖动，从而改善EMI。在FB信号控制的降频曲线上增加周期性抖动控制，同时CS信号上叠加反向抖动信号，最终系统开关频率可得以分散开来。

图10示出了根据本公开的实施例的、QR系统的抖动控制的一种实现方式的示意性框图。该图仅作为示例，其不应该不适当地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员应该理解很多变化、替代和修改。QR控制器1000如图10所示，包括振荡器(OSC)1010、反馈比例分压电阻1020、PWM比较器1030、RS锁存器1040、栅极驱动器1050、逻辑1060、退磁检测组件1070，以及抖动控制组件1080和抖动生成组件1090。

如图10所示，OSC 1010的输入连接到反馈比例分压电阻1020并且输出连接到逻辑1060。PWM比较器1030的同相输入连接到反馈比例分压电阻1020，反相输入连接到抖动生成组件1090，输出连接到RS锁存器1040的R端。RS锁存器1040的R端连接到PWM比较器1030的输出，S端连接到逻辑1060，Q端连接到栅极驱动器1050的输入。栅极驱动器1050的输出与功率晶体管(例如，Q1)的基极相耦接。功率晶体管的基极与栅极驱动器1050的输出相耦接，集电极与变压器(未示出)的原边绕组电感的一端相耦接，并且发射极与采样电阻器Rs的一端相耦接(电阻器Rs的另一端耦接到地信号)。

如图10所示，轻载降频区OSC频率受反馈信号FB控制，同时OSC频率上叠加周期性抖动调制。在V_cs信号进入PWM比较器之前叠加一个Vcs_抖动信号，实现对原边线圈电感峰值电流I_pk的抖动调制，这样系统的开关频率也可以受到抖动周期性信号调制。V_CS_抖动为周期性变化信号与OSC周期保持一致，在周期内信号幅度是连续变化的方式。

图11示出了根据本公开的实施例的、QR系统的抖动控制的另一实现方式的示意性框图。该图仅作为示例，其不应该不适当地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员应该理解很多变化、替代和修改。所示出的控制器类似于图10，其连接关系在此不再赘述。在图11所示的实施例中，还包括低通滤波器(LPF)，被配置为接收反馈信号并且将经滤波的反馈信号输出到振荡器。在QR系统轻载降频段，FB信号控制OSC降频，降低最高频率方式实现降频。相对根据图10的实施例，FB信号经过LPF后进入OSC，由于V_CS_抖动为与OSC周期保持一致的周期性变化信号，在周期内信号幅度是连续变化的方式，可以减小二次侧EA反馈FB信号波动对OSC抖动幅度的影响。

根据一个实施例，OSC频率上叠加周期性抖动调制，在V_cs信号进入PWM比较器之前叠加一个Vcs_抖动信号，实现对I_pk电流的抖动调制，这样系统的开关频率也可以受到抖动周期性信号调制。V_CS_抖动为周期性变化信号与OSC周期保持一致，在周期内信号幅度是连续变化的方式。

图12示出了根据本公开的实施例的、QR系统的抖动控制的又一实现方式的示意性框图。该图仅作为示例，其不应该不适当地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员应该理解很多变化、替代和修改。所示出的控制器类似于图10，其连接关系在此不再赘述。在图11所示的实施例中，

根据一个实施例，轻载降频区OSC频率受反馈信号FB控制，同时OSC频率上叠加周期性抖动调制。在V_cs信号进入PWM比较器之前叠加一个Vcs_抖动信号，实现对I_pk电流的抖动调制。根据一个实施例，二次侧反馈FB信号和OSC抖动的时钟信号控制抖动生成器输出信号的幅度，从而控制CS上叠加的抖动幅度，这样可以控制OSC上抖动和CS上叠加抖动信号相对应，减小OSC抖动对整个环路的干扰，即在OSC抖动周期内FB信号保持相对恒定，减小二次侧EA对OSC抖动的影响。

在本公开的实施例中，同时在OSC和CS上引入抖动信号，以实现系统开关频率的抖动功能。导通EMI在频谱上每个谐波频点能量分布范围更宽，同时由于总能量不变，每个谐波频点的幅度会更低，EMI冗馀(margin)更大。

本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。

本发明各个实施例中的一些或所有组件单独地和/或与至少另一组件相组合地是利用一个或多个软件组件、一个或多个硬件组件和/或软件与硬件组件的一种或多种组合来实现的。在另一示例中，本发明各个实施例中的一些或所有组件单独地和/或与至少另一组件相组合地在一个或多个电路中实现，例如在一个或多个模拟电路和/或一个或多个数字电路中实现。在又一示例中，本发明的各个实施例和/或示例可以相组合。

虽然已描述了本发明的具体实施例，然而本领域技术人员将明白，还存在于所述实施例等同的其它实施例。因此，将明白，本发明不受所示具体实施例的限制，而是仅由权利要求的范围来限定。

Claims

1.一种改善反激式开关电源的电磁干扰EMI的系统，包括：

逻辑，所述逻辑被配置为至少部分地基于第一信号来生成锁存信号；

振荡器OSC，所述振荡器OSC的输入连接到反馈比例分压电阻并且输出连接到所述逻辑，并且被配置为生成并将所述第一信号传输到所述逻辑，其中所述反馈比例分压电阻被配置为根据所述系统的输出电压来生成反馈信号；

抖动生成器，所述抖动生成器被配置为生成第二信号并且将所述第二信号传输到比较器；

比较器，所述比较器的同相输入连接到所述反馈比例分压电阻，反相输入连接到抖动生成器，输出连接到RS锁存器的R端，从而基于所述反馈信号和第二信号生成比较信号；

RS锁存器，所述RS锁存器的R端连接到所述比较器的输出，S端连接到所述逻辑的输出，并且Q端连接到栅极驱动器的输入，从而基于所述比较信号和所述锁存信号来生成第三信号；

栅极驱动器；所述栅极驱动器被配置为接收所述第三信号，并且至少部分地基于所述第三信号生成驱动信号从而控制连接到所述栅极驱动器的功率晶体管的导通和关断；以及

抖动控制器，所述抖动控制器被配置为接收时钟参考信号并且至少部分地基于所述时钟参考信号来生成控制信号，其中所述第一信号是由所述振荡器OSC基于所述控制信号生成的。

2.如权利要求1所述的系统，其中所述第一信号是由所述振荡器OSC基于所述控制信号和所述反馈信号生成的。

3.如权利要求1所述的系统，还包括低通滤波器，所述低通滤波器被配置为接收所述反馈信号并且将经滤波的反馈信号输出到所述振荡器OSC。

4.如权利要求1所述的系统，其中所述抖动生成器被配置为至少部分地基于所述系统的开关频率的降频区的内频率变化幅度来生成所述第二信号。

5.如权利要求1所述的系统，其中所述抖动生成器被配置为至少部分地基于所述时钟参考信号来生成所述第二信号。

6.如权利要求1所述的系统，还包括检测电阻器，所述检测电阻器一端与所述比较器相耦接，一端接地，并且被配置为基于所述系统的原边线圈电感电流来生成电流检测信号，

其中所述抖动生成器的输出信号与所述电流检测信号叠加，并且经叠加的信号被输出到所述比较器的反相输入端。

7.如权利要求1所述的系统，还包括误差放大器，所述误差放大器被配置为接收所述系统的输出电压，并且基于所述输出电压来生成反馈电压，其中所述反馈信号是基于所述反馈电压生成的。

8.如权利要求7所述的系统，其中所述误差放大器被配置为将所述系统的带宽控制为小于所述系统的开关频率的1/10。

9.一种开关电源，包括如权利要求1-8中任一项所述的改善反激式开关电源的电磁干扰EMI的系统。