TW527765B - An ultra linear high frequency transconductor structure - Google Patents

Description

527765 五、發明說明（1) 本發明係有關於通信，且特別是有關於一種用於通信 網路之超線性高頻跨導體（transconductor)。 線性（1 inear i ty)於現今通信網路中具有極大重要 性。在所有無線及有線系統中，具有低交互頻道干擾及交 inter-channel interference and crosstalk)係非常 重要的。舉例來說，在無線網路中，於頻道中最大化線性 以促進適應重大多重路徑傳遞失真（mul tipath propagation distortion)係非常重要的。線性化允許數 位等化技術（digital equalization technique)以解決多 重路徑失真。 、

反鋸齒 通信路 器實施 降低整 最小化 傳呼機 高線性 達到低 展出有 本 第 圖，用 第 波器係 協助、 徑中， 於整個 個通信 ，因為 、個人 ，但必 功率， 效功率 發明將 一圖係 以介紹 二圖係 任何資料 頻道調諧 濾波器線 積體電路 系統的成 許多通信 數位助理 須以高功 但必須以 技術。 搭配參考 具有一電 跨導體之 根據本發 通彳5糸統中之主要元件，用以提令 、及頻道匹配。由於濾波器係位并 性係關鍵性的。有一動機係將濾法 中，藉以減少外部元件數，並因此 本。另外，有一動機係將功率消来 糸統係可攜式的’如：行動電話、 (P D A )專專。慮波器技術可以達到 率為代價，或者，濾波器技術可c 低線性為代價。因此，一需求係率 圖式以實例說明如下，其中： 容性負載之一跨導體區塊之方塊 操作； 明 差動實施例實施之一跨導體

527765 五、發明說明（2) 塊之方塊圖； 第三圖係一Czarnaul電路之電路圖，其係第二圖之調 諧電路之一實施範例； 第四圖係一範例共同模式回授電路之電路圖其可用做 第二圖之共同模式回授電路； 第五圖係一第二階四次濾波器之方塊圖，其使用根據 本發明實施例實施之跨導體區塊；以及 弟六圖係一繪圖，其顯示在兩不同電壓擺幅（swing) 下’整體失真為第五圖濾波器頻率之一函數。 第一圖係具有電容性負載C〇UT之簡化跨導體區塊1 〇 〇之 方塊圖，用以介紹根據本發明跨導體之操作。該跨導體區 塊100介紹一跨導體電路之一侧，其通常接收一差動輸入 並提供一差動輸出。如下文所述，該跨導體區塊1〇〇可以 用做一建築區塊（building block)與其他類似跨導體電路 結合，藉以完成放大器、濾波器等等。該跨導體區塊丨00 係關連及耦合於一偏壓電路1 〇2，一共同模式回授（cmFB) 電路103及一調整電路1〇4。該偏壓電路1〇2，該CMFB電路 1 03及該調整電路1 〇4可以分別區域地（L〇cany)或全域地 (G 1 oba 1 1 y )提供，其分別關連於一至更多個跨導體區塊。 一功率供應電壓，其參考值vdd，係提供至該跨導體區 塊100之一輸入電路1〇1、該偏壓電路1〇2、該CMFB電路1〇3 及該調整電路，其參考值分別為地點。該輸入電路1〇1

第7頁 527765 五、發明說明（3) 一緩衝版本。在這種方法中，該輸入電路1 0 1係操作為一 電壓隨耦放大器。該偏壓電路102係提供一參考共同模式 電壓或信號Vem及一參考偏壓電壓或信號vb2至該CMFB電路 103。該CMFB電路103係接收該緩衝輸入信號Vin+Vcml、該vcm 仏號及該Vb2 #號’並產生一輸出級共同模式回授信號v。 及一輸入級偏壓信號vbi。該調整電路1 〇 4係發展一可調整 電壓V而。 ° 一電阻器RT係提供作為該跨導體區塊丨0 0之主要跨導 電阻器。該電阻器RT具有一端耦合至該節點A及另一端輕 合至一節點c，其亦耦合至一高增益放大器105之反相輸 入，如運异放大器。該放大器之一非反相輸入係接收該 Vbl化號。一輸入電流源1 〇 7係具有一輸入端耦合至節點。及 輸出端耦合至地點，且於節點c及地點間吸入（sink) 一固 定電流I。一調諧（TC)電路1 〇g係接收該調整信號，且 輸入端耦合至節點A及輸出端耦合至節點c，其並聯於跨導 電阻器RT。在這種方法中，該TC電路1〇9及該跨導電阻器心 係構成一可調諧電阻性裝置，其係經由該調整信號％;而 W㈣或可㈣σ該輸入電流^經由該輸入電流1〇1流 出，且經該電阻器心分流Iini及經該TC電路1〇9分流。 、、在輸出級中，該供應電壓Vdd係提供至一可調整輸出電 /瓜源yi之輸入端，其具有輸出端耦合至一輸出電容器Com 之端及一電壓控制或其他可變電流源或電流裝置丨丨3之 一電流端。該電容器CGUT之另一端係輕合至地點。該電容 器CGUT係轉換該跨導體區塊1〇〇為一積分器。該電流源U1

第8頁 527765 五、發明說明（4) out 具有一控制輸入以接收該vcmfb信號。該電流裝置1 1 3之另一 電流端係提供至該放大器1 〇 5之反相輸入，其具有輸出輕 合至該電流裝置1 1 3之電壓控制輸入。該電流源1 1 1提供一 輸出偏壓電流Iob，其可由該共同模式回授信號Vcmfb之電壓 位準控制。該電流源1 1 1及該電流槽（Si nk)l 13間之接點係 一輸出電壓VQut。流進該電容器C0UT之電流係輸出電流ι( 且流經該電流裝置11 3之電流係一電流I。。。 該偏壓電路102係為該跨導體區塊1〇〇設定想要之共同 模式電壓Vem。該CMFB電路1 03係一回授電路，其調整該v & cm I b 信號以完全控制該vcml信號，藉以小化該等vemi及^信號間 之差值。該輸入電路101操作為一緩衝器或電壓隨耦放大 器’藉以維持節點A之直流（DC)電壓於該共同模式電壓vcml 並由父流（AC)輸入電壓vin改變節點A之電壓。該放大器1 〇5 係維持節點C於一固定電壓Vm。該電流源丨07係提供該跨導 體區塊1 0 0之電流偏壓，使該輸入電壓I可反映為該輸出 ，=°特別是，由於Ibiasl係固定的，電流I〇c係隨輸入 電流變動Iqc = +Iin2)。另外，由於該輸入偏壓電流 ^係有效地常數（由ycmfb調整），輸出電流係隨丨。。變動， 其中’ 。由於Vbl係固定的，該輸入電流Iin = Iini 係相關於該電阻器rt之絕對值、該TC電路1〇9及 ，壓=準。為了具有一穩定偏壓點，該Vbl信號係為該共同 '气包壓Vcml之一位準平移版本。這可由一封密共同模式 控制迴路達成，其進一步確保跨導體區塊100具有穩定直 流（DC)偏壓。

527765 五、發明說明（5) 該電阻器RT係主要跨導設定元件且粗略決定該跨導體 區塊100之整體跨導特性。靜止點（quiescent point)係受 到因製程變動而生改變及共同模式扔擲（f lunctuation)之 管制。該調整電路1 04係致能該VAD:信號之調整以調諧該TC 電路1 0 9得更精讀地定義主要跨導特性。因此，該調諧電 路1 0 9係用以補償製程變動以更精確地定義跨導值。 操作中，該輸入交流（AC)信號Vin係施加於並聯結合之 電阻器RT及該TC電路1〇9。該電阻器rt及該τχ電路109係轉 換該父流（AC)輸入電壓vin為一交流（AC)電流Iin。由於該電 流源1 0 7係吸入一固定電流ibiasi，其根據流入該電路輸出 腳之輸入電壓Vin而改變輸入電流。特別是，該放大器1〇5 係控制該電流裝置11 3以吸入根據該輸入電流l之一輸出 電流。由於該電流源U1係輸出一大體固定之電流U，變 動輸出電流Iout係流經該積分電容(3。“以發展該輸出電壓v _。利用這種方法便可以實現積分器。雖然該跨導體區塊 1 00係介紹一般操作原則，實際跨導體係操作於差動模 式。另外，該TC電路1〇9及該CMFB電路1〇3之使用可協助建 立想要之穩定性及線性。 第二圖係根據本發明一差動實施例之一跨導體區塊 200之方塊圖。與上述跨導體區塊1〇〇類似之方法，該跨導 體區塊20 0係關連於類似該偏壓電路1〇2之一偏壓電路及類 似該調整電路104之一調整電路。該跨導體區塊2〇〇係顯示 具有一共同模式回授（CMFB)電路2〇4，其可以獨特於該跨 導體區塊20 0或可以根據特定設計考量提供共同模式回授

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至複數跨導體區塊。

對正側而言，該供應電壓Vdd係提供至一雙極性電晶體 ’其具有射極端耦合至一運算放大器(opamP) 203之反相輸入端。該運算放大器2〇3之非反相輸入端係接 收一共同模式輸入電壓信號vcml+vin+(正共同模式輸入信 就）’該運算放大器2 0 3之輸出端係驅動該電晶體2 〇 i之基 極端。該電晶體2〇1之射極端，其參考值為節點A，係耦合 至該CMFB電路204之一正輸入端。該CMFB電路204係接收^ 偏壓信號vbZ及該參考共同模式信號vcm，並提供該共同模^ 回授信號Vcmfb及該偏壓信號vbl。 、、工

節點A係耦合於一第一跨導電阻器RT1之一端及一第一 串列電阻器RS1之一端。該電阻器RS1之另一端係提供至一差 動調諧電路205之一正輸入端（1 + )。該電阻器心之另一端 係輕合至該調諸電路205之一正輸出埠或端（0 + )，其參考 值為節點C。該調諧電路2 0 5係接收兩個輸入調整電壓v及 Vc ’其中該調整電壓係施加電壓差VA - Vc。節點C亦輕合至 一電流源207之一輸入端，其具有輸出端耦合至地點。該 電流源20 7係吸入一固定電流lbiasl。節點C更進一步輕合至 一運算放大器209之一反相輸入端，其於非反相輪入端接 收該偏壓電壓Vbl。該運算放大器209之輸出端係耦合至一 N 通道金氧半場效電晶體（n-channel MOSFET)211，其具有 源極搞合至該節點C。 該電源電壓Vdd係耦合至一 P通道金氧半場效電晶體 (p-channel MOSFET)213之源極端，其於閘極端接收該Vcmfb

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佗號。§亥PMOS電晶體之汲極端，1束者 合至另一PM0S電晶體2 i 5之源極端、//值為郎點E，係輕 I電壓Vb2。該PM0S電晶體215之沒極端係^端=收該偏 容器217之正端及該NM〇s電晶體2 枉輕口至一輸出電 m之負端係麵合至地點。該電該電容器 區·，出端。。一正側輸 = 忒PM0S電曰曰體213、215，該輸出電流匕/係流入該輸出電 容器20 9且流經該NM0S電晶體211之電流，其參考值係j 在負侧之類似方法中，該供應電壓L係提供至另一雙 極性電晶體2 1 1之集極端，其射極端耦合至一管哭 223之反相輸入端。該運算放大器2 23之非反相輸^入端係β接 收一共同模式輸入電壓信號Vcml+Vin-(負共同模式輸入電 壓），且该運异放大器2 2 3之輸出端係驅動該電晶體2 2 i之 基極端。該電晶體221之射極端，其參考值為節點B，係 合至該CMFB電路204之一負輸入。 . '、 節點B係耦合至一第二跨導電阻器&之一端及一第二 串列電阻器rS2之-端。該等電阻器Rn及Rt2之電阻值係約一略 相等。該電阻器RS2之另一端係提供至該調諧電路29〇5之一 負輸入端（I -)。該電阻器RT2之另一端係耦合至該調諧電路 205之一負輸埠或端（〇—)，其參考值為節點d。節 合至-第二電流源m之一輸入端，*另一端心至D;:麵 點。該電流源227係吸入一固定電流ibiasi，如同該電流源 207。節點D進一步耦合至一運算放大器229之一反相輸入

第12頁 527765 五、發明說明（8) -------—_ 端，甘於孔 认、，反相輸入端接收該偏壓電壓Vbl。該運算放大器 ⑨出端係耦合至另一NM〇s電晶體331之閘極，其源極 &耦合至節點D。 遠電源電壓I係耦合至一PMOS電晶體233之源極端， ^於閑極接收該V〇m信號。該PMOS電晶體233之汲極端，其 二考值為節點F，係耦合至另一PM0S電晶體235之源極端， ?於^極接收該偏壓電壓L。該pM〇s電晶體235之汲極端 係耗合至一第二輸出電容器237之正端及該NMOS電晶體231 之沒極端。該電容器237之負端係耦合至地點。該電容器 237之正端係該跨導體區塊20 0之負輸出端Vout-。一負侧輸 出偏壓電、々,L I〇ut係流入該輸出電容器2 3 7，且流經該nm〇S電 晶體229之電流，其參考值係丨。。-。 δ亥跨導體區塊2 〇 〇之操作方法係類似於前述跨導體區 塊1 〇〇，除了差動模式外。該vem信號係設定該跨導體區塊 20〇或選擇性整體電路之主要共同模式電壓，其係用作一 建築區塊。該Vcm信號係設定至確保最大電壓擺幅及線性之 位準。在一供應電壓Vdd為3V之實施例中，舉例來說，該I 信號可以設定為約略l·5V。該CMFB電路2 04 係維持該Vcmfbi 號為一回授方法，藉以維持Vcml約略等於Vcm，由於vcml否則 會隨時間趨向漂移（drift)。該等運算放大器203及223係 用做一電壓隨耗放大器’以直接跨越節點A及B施加該交流 (AC)輸入信號（Vcml+Vin+，Vcml+Vin_)，其形成一可調諧跨導 裝置之一差動輸入，其具有電阻器RT1、RSi、RT2、rs2及該調 言皆電路20 5。

第13頁 527765 五、發明說明（9) RT1及RT2係主要跨導設定元件。誃 方式係類似於TC電路1〇9，复获由以” \ 之調整 調整電壓，藉以精確範圍界於^巧之 锥也疋義該跨導體區塊200之主要路邕 特性’藉以協助補償製造變動。$外，由於靜止點 (:=nt =)古係受到因製造變動及共同模式投擲變 精具有—穩定偏壓點，該CMFB電路2G4係维 ^該1信號於該U號之—位準平移版本。這可以= 咎封共同模式控制迴路達成，盆、仓 2〇〇具有穩定直流成其進-步確㈣跨導體區塊 該等運算放大器20 9、229係操作為高增益放大器藉 以^持即點C及D之電壓為一固定值^。該等電流源2〇7、

1?^ 3 ^ ^ ^ ^ ° ^ ^ ^MOS ,^ ^ 风位於5亥輪入串接級之I。：電流係有 ，雖然經由V-而可調整。類似地，由該等PM0S電 “235形*，4立於該輸出串接級之^「電流係有效 :值兰；然經由％而可調，。由於Vbl係固定，於該輸入 w之月Ρ € Μη+_ΙίηΙ + Ιίη2及1in Min3 + Iin4係獨立於該等電阻 3及RT2，絕對值，該等串列電阻器Rsi及Rs2，該共同模式 電^!及§亥调谐電路20 5。由於該等電流源2〇7、⑴係於 正疮^吸入一固定電流Ibiasl，因應於該輸入電壓之變動輸 入抓係流入該電路之輸出腳。特別是，該運算放大器 2〇9係控制該_電晶體211以吸入一輸出電流^，其係 根據該輸入電流：以--〜為2)。類似地，該運算 放大器229係控制該NM0S電晶體21 i以吸入一輸出電流匕

527765 五、發明說明（10) ’其係根據該輸入電流ioc_ = ibiasl - (iin3 + iin4)。輸出電流U 係1。1^+==1。1/-1。/。輸出電流1。1^-係1。1^- = 1。1)_-1‘。在這種方法 中’該等NMOS電晶體211、231係操作成電流控制裝置，藉 以分別控制輸出電流IQC+、IQC_。通常，該等運算放大器 209、229及該等NMOS電晶體211、231係形成一放大器電 路’其維持該可調諧跨導裝置之輸出埠於偏壓信號vbi之位 準’且提供一根據該差動輸入信號之差動輸出電流。 該等PMOS電晶體213、215及23 3、235係分別偏壓以操 作於飽和模式。該Vcmfb信號具有一電壓位準，其保持該等 PMOS電晶體213、215於飽和模式並設定I。，及lQb-之一預定 直流（DC)位準。該Vb2信號係設定以操作該等PMOS電晶體 215、235於飽和模式，但不因此影響該IQb+及l〇b-信號。因 此，該等PMOS電晶體213、215及該等PMOS電晶體233、235 係形成輸出電流源，其提供由該共同模式回授信號vcmfb調 整之輸出偏壓電流。由於該等PMOS電晶體213、215及 2 3 3、2 3 5形成之串接電路分別流入約略相等之電流I。/及I ‘，相對變動輸出電流IQut+及IQUt-係流經對應積分電容器 217、230。在這種方法中，一積分器係實現。 第三圖係一Czarnul電路30 0之電路圖，其係該調譜電 路2 0 5之一示範實施例。正輸入電壓V!+ (來自RS1 )係提供至 兩個NM0S電晶體301、303之沒極。負輸入電壓(來自ι) 係提供至兩個NMOS電晶體30 5、30 7之汲極。輸入調整電壓 VA係施加於該等NM0S電晶體301、3 07之閘極端，且輸入調 整電壓Vc係施加於該等NM0S電晶體303、30 5之閘極端。該

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等NMOS電晶體301、305之源極端係輕合在一起以提供正輪 出端0+ ’其耦合至該跨導體區塊2〇〇之節點c。該等.OS電 晶體3 0 3、3 0 7之源極端係耗合在一起以提供負輸出端〇 +， 其耦合至該跨導體區塊20 0之節點D。 該Czarnul電路30 0己被利用於以運算放大器為基礎之 主動M0SFET-C濾波器中，藉以改善線性，但由於有限之運 异放大器增頻寬產品，根據這種技術之渡波器通常只對低 頻應用有用。這裡，該Czar nul電路300係實施於一跨導體 中’其於較高頻寬提供遽波器。該C z a r n u 1電路3 0 0係利用 降低或減少偶數階或奇數階（e ν e η 〇 r 〇 d d 〇 r d e r )之非線 性，藉以提供一非常高階之線性。該等NMOS電晶體3〇i、 303、305、307(301-307)係匹配。該Czarnul 電路 300 係合 成一線性電阻器，其數值為（2K(VA-Vc)/2)，其中，該傳導 因子Κ = ( μ(：0Χ(Ψ/υ)/2)，μ為移動性，CQX為氧化物電容， 且％/1為該等題〇3電晶體30 1 -307之特徵比。該等關〇8電晶 體301、303、305、307(301-307)係匹配且具有約略相等 之特徵比。 該Czar nul電路300之電阻值並不依靠該等NM0S電晶體 3 0 1 -3 0 7之臨界電壓Vw，主體效應項（body effect terms，τΟ，或基底電壓VB。該Czarnul電路300之電阻係 由差動電壓VA - Vc調譜。因此，控制線上之共同模式雜訊 (若存在）便可以予以消除。另外，該Czarnu 1電路3 〇 〇具有 出色的電流引導（current steering)能力。相等傳導係由 該控制電壓VA-VC所線性控制。由於電阻值並不依靠基底電

第16頁 527765 五、發明說明（12) 壓VB，基底寄生信號並不會調節電阻值。 使用該czarnul電路300有幾個設計考量。 電壓擺幅會希望維持平衡或約略等於一個以 該跨導體區塊200輸入電壓（v + v 、 了 α 同模式電壓vcml而達到。另外，該等NM〇s 源極端電Μ會希望維持在_個固定„。這可以利用〇運= 放大器20 9、229將節點C、D之電壓維持在一固定電壓ν以 達到。另夕卜，該等NMOS電晶體30"〇7的擺幅亦會希‘予 ^限，，藉以維持操作於線性範圍。對許多通信濾波器而 I，截止頻率（cutoff frequency)係固定的，故該濾、波器 應可以移除積體電路（IC)製程中發生之製造及溫度變動。 該Czarnul電路300自身即具有一非常廣之調諧範圍。 然而，對該跨導體區塊200而言，一降低調諧範圍係使 用:如約略25%之調諧範圍。因此，該等串列電阻器t、 I係加入，藉以降低橫跨該Czarnul電路3〇〇之擺幅及進一 步放置該等NM0S電晶體3 1 0-3 07以加強線性。該等串列電 阻器RS1、L之電阻係相等且選擇以達到約略2 5 %之調諧範 圍，如示範實施例。當然，任何電阻值均可以使用以達到 線性及調諧範圍間之各種取捨。 第四圖係範例共同模式回授（CMFB)電路400之電路 圖，其可以用做該CMFB電路204。該CMFB電路40 0具有一差 動放大器級401，一輸入級403及一偏壓信號級或偏壓級 405。正輸入電壓Vcmi+Vin+係提供至該輸入級中一電阻器心旧 之一端及一補償電容器Cini之正端。該電阻器Rm及該電 第17頁 527765 五、發明說明（13) 器Cm之另一端係柄接至一節點G。負輸入電麼Vcmi + 係提 供至一電阻器1?脱之一端及另一補償電容器Cin2之正端。該 電阻器RIN2及該電容器CIN2之另一端係1¾接至該節點g。該等 電阻器RiN1及RIN2係匹配。該等補償電容器CIN1及CIN2可以匹 配’雖然並不是必要。該輸入級4 〇 3之Rc電路之平衡結構 會使該輸入共同模式信號或電壓Vcml發展於該節點g。 電阻器係取代MOSFET以達成該共同模式電壓。該 CMFB電路40 0呈現高線性，且穩定該直流（DC)操作點及偏 壓該跨導電路200。該等電容器C1N1 &C1N2係用做補償電容器 且大體上其介紹一零點（zero)。這可協助維持該共同模式 迴路之南相位邊際（phase margin)。 在該差動放大器級401中，供應電壓Vdd係施加至兩 PM0S電晶體411及413之源極端。該pm〇S電晶體411之沒極 端係輕合至一PM0S電晶體415之源極，且該PM〇s電晶體413 之沒極係搞合至另一PM0S電晶體417之源極端。該PM〇s電 晶體415之沒極端係耦合至一NM0S電晶體419之汲極端，且 該PM0S電晶體417之汲極端係耦合至另一隨〇3電晶體421之 沒極端。該等NM0S電晶體419、421之源極端係耦合至一固 $ t u'm之n其輸出_接至地點。該剛s電晶 體411之閘極係耦接至該PM〇s電晶體415之汲極端，且該 PM0S電晶體413之閘極係耦接至該PM〇s電晶體417之汲極 %。遠4PM0S電晶體415、417之間；ts破八β丨从 r 唬Vb2。邊專电晶體417、421之汲極端係提供 授電壓Vcmfb。該參考共同模式作^ u ^ ^ b U筷式乜唬L係施加於該NM0S電晶 527765 五、發明說明（14) 體之閘極端。來自該節點G之Vcml信號係提供至該NMOS電晶 體4 1 9之閘極端。 該差動放大器級40 1係操作以確保該\价信號能維持該 Vcmi #號儘可能地接接該Vem信號。如先前所述，該跨導體 區塊2 0 0係用做濾波器、放大器等之一建築區塊，其中複 數跨導體區塊係交互耦合。一CMFB電路因此耦合至相對跨 導體區塊的輸入及輸出。當該信號趨向漂移至該L信 號以下（或以上）時’該vemfb信號係維護較低（較高）以於輸 出改變該共同模式信號。在整體電路設計中，這可以趨向 增加（或減少）該vcml向該vcm信號前進。 節點G係輕合至該偏壓電壓級4 〇 5中一電流源4 3 1之輸 出及一偏壓電阻器rb之一端。該電流源431之輸入係耦合 2，收該供應電壓Vdd。該電阻器Rb之另一端係耦合至另一 電流源433之輸入，其輸出耦合至地點。該等電流源431、 法、、工由該偏壓電阻h輸出（source)或吸入（sink)相同電 =，準。該電流源431及該電阻RB間之接點（juncti〇n) ^維持在該vcml信號。該電流源433及該電阻心間之接點 係提供該^偏壓信號。在這種方法中，該Vbl偏 g旒係維持於該Vemi信號之一位準平移版本，藉以 任何雜訊影響以增加線性。 一 式迴：：I，莫式控制係由該CMFB電路400中兩共同模 談雷Π 由該偏壓電壓級40 5形成之較低迴路具有 隹、且器Κβ，固定該電壓Vbl於該輸入共同模式電壓V之_ 準平移版本。在一實施例中，該等電流源431、4=之零

527765 五、發明說明（15) 流Ibias2係由一電阻器導出，其中，Ibias2=Vc〇ntr〇lVRbias (圖中 未示）。在典型丨c製程中，電阻比值可以維持於二s非常高 精確度。在所示實施例中，VcQntrQi可以利用固定矽頻隙 (bandgap)電壓以達成，其係一非常準確之方法。在此例 子中’電阻RB = VCQntrQlRB/Rbias的落差可以非常緊密地控制。 橫跨電阻器RB之電壓落差建立該偏壓電壓Vbi，其經由該等 運算放大器209、22 9以固定跨導體區塊2 〇〇之輪入腳電 流。 A差動放大器級4 〇 1係控制該跨導體區塊2 〇 〇 同時 ----…一，n w ^可肢匪塊ζ υ υ i 輸出之共同模式電壓，其中，該跨導體區塊2〇〇之輸出腳 =直流（DC)電流（I。，及i〇b-)係由該電壓固定。該cmfb =路40 0之雙腳係確保在整個電路中有一個非常強的共同 j式控制。在對應積體電路（丨c)之幾乎所有電路係由一電 :源偏壓。在這個例子中，該共同模式控制電路係以相同 方法1用，其對整個電路提供一穩定偏壓。 睛參考第二圖，該Czarnul電路3〇〇係該跨導體區塊 之核心調諧區塊。該Czarnul電路3〇〇之條件係自然滿 維拉：ί節點C及〇係接點至運算放大器輸入，其強迫兩端 絕伟 '古目同電位（由於負回授）。跨導體區塊200電路呈現 (Ρ〇] 1咼ί特性。該積分器輸出節點形成決定性之極點 常。Ϊ他非決定性的極點’如節點A、D、“系位於非 nn 之阻抗係（i/a〇，其卜μ系運算放 即點L之FET)的跨導值。節點Β的電阻值

527765 五、發明說明（16) ^rW寄生極點係位於非常高頻。值得注意的 出現ΐίΐΐ徑中並沒有歷電晶體。不希望刪電晶體 體核ΐίΐ徑是因為其具有較低移動性。因此，該跨導 ^/可輕易使用於甚至是高達50ΜΗζ之頻 有任何性能降低。 且+曰具 偏壓Ϊ ”意的是’跨導體區塊2 0 0之操作係相對獨立於 準ίΓ， 一高階線性可於相對低之電壓及電流位 =達J二在這種方法中，超高線性係於相對低功率位準達 級放*ί ’輸入及輸入係具有相對高之阻抗，藉以減少多 要。由於運算放大器203、233、2〇9及229係 目對低之功率及高阻抗，其亦可以操作於較高頻 率，相較於習知跨導體電路所允許之頻率。在這種方法 ^根據本發明實施之跨導體係提供相對調之線性於較高 頻率，如尚達50MHz，及相對低之功率位準。因此，根 Ϊί跨導體可用於大範圍應用中’包括：可攜式 或手棱通“裝置，像是：行動電路、傳 理（PDA)等等。 似八I位助 第五圖係一二階四次濾波器5〇〇之方塊圖，其係利 跨導體區塊501、503、505及507( 5 0卜507)為建築區塊。 該等跨導體區塊50卜50 7各具有一跨導值，其標示為&， 且分別以類似於跨導體區塊200之方法完成，除了兩個 CMFB電路50 9及511係包括於該等跨導體區塊5〇卜5〇7中。 一差動輪入係提供呈該跨導體區塊5〇1，其差動輸出耦合 至該跨導體區塊5 03之差動輸入。該跨導體區塊5〇3之差動

第21頁 527765

輸出係輕合至該跨導體區塊5 05之差動輸入，其差動輸出 搞合至遠跨導體區塊503之差動輸入。該跨導體區塊507之 差動輸入及輸出係耦合該跨導區塊5〇3之差動輸入。該 CMFB電路509之差動輸入耦合至該跨導體區塊5〇5之差動輸 出，且提供其參考電壓（共同模式及偏壓）至各該等跨導體 區塊501、50 5及5 07。該CMFB電路511之差動輸入耦合至該 跨導體區塊503之差動輸出，且提供其參考電壓（共同模式 及偏壓）至該跨導體區塊503。 、 、工 濾波器5 0 0具有約略2 5 %之可調譜性。該濾波器& 〇 〇可 調諧於一高頻率範圍，雖然以線性為可能代價。不同負載 電容係不被使用，因為負載電容亦形成共同模式回授迴路 (CMFB)之決定性極點。在該濾波器中每個節點有一個共同 模式回授迴路（CMFB)。該CMFB電路509、511具有不同之迴 路增益。該CMFB電路50 9較該CMFB電路5 11具有更大迴路增 益，因為回授係由三個跨導體區塊。 曰 在一實施例中，該濾波器5 0 0具有一品質因子1 · 4及— 約22MHz之截止頻率。該濾波器5〇〇於18·5ΜΗζ至24HMHz範 圍内係可調諧。該濾波器50 0於整個調諧範圍内係維持_ 小於-60dBc之總體和諧失真（THD)。第六圖係顯示THd之示 思圖’其為渡波器500於兩不同電壓擺幅之頻率之一函 數。一第一電壓lVpp及一第二電壓〇· 8Vpp係量測。指向輪 入之整體方均根（rms)雜訊係100nV每頻率（Hz)方根。兩音 調測試於整個頻寬係小於65dBc。功率消耗係低至6mW每: 極點。因此，一相對高之線性可於合理功率消耗及相對高

527765 五、發明說明（18) 頻率下達成。該結果之摘要係列於表I。 表I :四次濾波器5 0 0之測試結果 功率供應電壓(V) 3 功率消耗每個極點(mW) 6 3dB截止頻率(Hz) 22 調諧範圍(MHz) -5 指向輸入之雜訊(nV/Hz1/2) 100 在LfIVpp之整體和諧失真(TOD)(dBc) ◊60 在 Vin+=Vin_=0 · 5Vp 之 IM3 (dBc) ◊60 一跨導體區塊，其具有—^訂仙^周諧網路、跨 阻器、一輸入電壓隨耦放大器、一共同模式電路、' 串接結構之PMOS電晶體、一輪入電流源、及一於輸出驅 NMOS電晶體之高增益放大器。該輸入電壓隨耦放大器 收一差動輸入信號，其具有—共同模式電壓及施加該差 輸入信號至該Czarnul調諧網路。該Czarnul調諧網路具 串列電阻器且並聯耦合於跨導電阻器。該共同模式電ς係 接收該差動輸入信號及一參考共同模式電壓，並提供一偏 壓電壓及一共同模式回授電壓。該共同模式電路係確保該 共同模式回授電壓至該等輸出PM0S電晶體，藉以建立二°直 流（DC )輸出電流及最小化該跨導體區塊之共同模式電壓漂 移。另外，該偏壓電壓係由該共同模式信號位準平移。3 高增益放大器係維持該Czarnul調諧網路及跨導電阻器之 輸出於該偏壓電壓。 ^

第23頁 527765 圖式簡單說明 100 > 200 > 501 > 503 > 50 5 ^ 50 7 ：跨導體區塊 1 0 1 :輸入電路 1 0 2 :偏壓電路 103、204、400、509、511 ··共同模式回授（CMFB)t3^ 1 0 4 :調整電路 1 0 5 :高增益放大器 1 09 :調諧（TC)電路 111、207、227、431、433 :電流源 1 1 3 :電流裝置 2 0 1 :雙極性電晶體 203、209、223、229 :運算放大器（opamp) 2 0 5 :調諧電路 211 、231 、301 、303 、305 、 307 、 419 > 421 : NM0S 電晶體 213 :P通道金氧半場效電晶體（P-channel M0SFET) 215 、 233 、 235 、 411 、413 、415 、417 : PM0S 電晶體 217 電 容 器 237 第 二 出 電 容 器 300 Czarnu 1 電路 401 差 動 放 大 器 級 403 輸 入 級 405 偏 壓 信 號 級 或 偏壓級 423 固 定 電 流 源 500 二 階 四 次 濾 波 器

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Claims (1)

1. 527765 六、申請專利範圍 1 1β 一種跨導體，包括一可調諧跨導裝置，其具有一差動 及一雙埠輸出，一第一放大器電路，接收一差動輸入 仏號 其具有一輸入信號結合於一共同模式信號，其施加 該差動輸入信號至該可調諧跨導裝置之該差動輸入，一共 1模式電路’接收該差動輸入信號及接收一參考共同模式 信$ ’其提供一偏壓信號及一共同模式回授信號，一輸入 電j源’搞合該可調諧跨導裝置之該雙埠輸出，其提供一 固定輸入偏壓電流，第一及第二輸出電流源，各耦合至該 共同模式電路，其提供由該共同模式回授信號調整之輸出 偏壓電流’及一第二放大器電路，耦合該共同模式電路， 該輸入電流源，該可調諧跨導裝置及該等第一及第二輸出 電流源’其維持該可調諧跨導裝置之該雙埠輸出於該偏壓 信號之一位準，且根據該差動輸入信號提供一差動輸出電 流0 2 ·如申凊專利範圍第1項所述之跨導體’其中，該可調諧 跨導^置包括第一及第二跨導電阻器，及一調諧電路並聯 於該等第一及第二跨導電阻器，其中，該調諧電路具有一 調整輸入以接收一調整信號，且該調諧電路包括一 C z a r n u 1調諧電路。 3·如申請專利範圍第2項所述之跨導體，更具有第一及第 二串列電阻器，各串連輅合於該Czarnul調諧電路之一相 對差動輸入，該等串列電阻器及該Czarnul調諧電路並聯 耦合於該等第一及第二跨導電阻器，及第—及第二運算外放 大器，各具有一非反相輸入以接收該共同模式輸入信=， 527765

   六、申請專利範圍 一反相輸入及一輸出，具有第一及第二雙極性電晶體，各 具有一集極輕合一供應電壓，一射極耦合該等第一及第二 運算放大器之一相對者之一反相輸入，及一基極耦合該^ 弟一及第一^運异放大器之一相對者之一輸出。 4·如申請專利範圍第1項所述之跨導體，其中，該共同模 式電路具有一輸入級，一偏壓信號級，一差動放大器級， 其中、，該輸入級包括一平衡RC電路以接收該差動輸入信號 及推導該共同模式信號，該差動放大器級接收來自該輸入 級之該共同模式信號及該參考共同模式信號及提供該共同 模式回授#號’且該偏壓信號級由該輸入級接收該共同模 式信號及根據該共同模式信號產生該偏壓信號。 5 ·如申請專利範圍第4項所述之跨導體，其中，該偏壓信 號級包括一偏壓電阻器以於一側接收該共同模式信號及於 另一側提供該偏壓信號，第一及第二偏壓電流源耦合至該 偏壓電阻器各端，其中，該第一及第二偏壓電流源各包括 一頻隙（bandgap)電壓源以提供一精確控制電壓，及一第 二偏壓電阻器。 6 · *如_申請專利範圍第1項所述之跨導體，其中，該等第一 及第一 f出電流源各包括耦合成梯級（cascade)且操作於 飽和狀悲（saturation)之金氧半場效電晶體（M0SFET)，且 忒Ϊ 一放大器電路包括第一及第二高增益放大器，各具有 $輸入以接收該偏壓信號及一第二輸入耦合該可調諧 跨V裝置之一相對輸出埠。 7 ·如申明專利範圍第6項所述之跨導體，其中，該第二放

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   六、申請專利範園 大器電路更包括第一及第二電流控制裝置，各具有一電流 控制路徑耦合該等第一及第二輸出電流源之一相對者及一 控制輸入耦合該等高增益放大器之一相對者之一輸出，且 該等第一及第二高增益放大器包括第一及第二運算放大 器，各具有一反相輸入耦合該可調諧跨導裝置之一相對輸 ，埠及一非反相輸入以接收該偏壓信號，及第一及第二金 ^半場效電晶體（MOSFET)，各具有一電流路徑耦合於該等 第及第一輸出電流源之一相對者之間及_合至該等第一 及第二運算放大器之一相對者之一反相輸入。 8·如申請專利範圍第1項所述之跨導體，其中，第一及第 二輸出^容各耦合於該等第一及第二輸出電流源之一相對 者及β亥第一放大器電路之間之一接點（junc t丨〇n )，其提供 一輸出電壓正比於該差動輸入信號之積分。 9. 一種跨導體 及一輸出，一電 有一輸 輸入信 ，接收 生一偏 合該可 電流， 據該共 變電流 流，及 號，其具 共同模式 模式電路 號，其產 流源，耦 固定偏壓 電壓及根 流，一可 入吸入電 1包括一可調諧電阻裝置，其具有一輸入 壓追隨放大器，接收一共同模式輸入信 入信號結合於一共同模式電壓，其提供該 號至該可調諧電阻裝置之該輸入，一共同 參考共同模式電壓及該共同模式輸入信 壓電壓及一共同模式回授電壓，一輸入電 調譜電阻裝置之該輸出，其吸入（sink) 一 一可調輸出電流源以接收該共同模式回授 同模式回授電壓提供一直流（DC)輸出電 源丄耦合該輸出電流源，其根據一控制輸 一鬲增益放大器，耦合該可調諧電阻裝置

   ^27765 六、申請專利範圍 之該輪出及該可 壓，其唯持兮可羡电流源之該控制輸入及接收該偏壓電 根據該輪入=ί調諧電阻裝置之該輸出於該偏壓電壓，且 10.如申& :〜控制該可變電流源以吸入輸出電流。 諧電阻楚ϊΐϊ範圍第9項所述之跨導體，其中，該可調 —串列電【iirczarnui調猎電路，具有一調整輸人， 3| - ^ . 串連耦合於該Czarnul調諧電路，一跨導電 亚聯粞合於該串列雷歹c 5 V %阻 該電壓P#丄 §周谐電路，其中， 入以接包括一運算放大器，其具有-非反相輪 -雔ϊ:ί 模式輸入信冑’一反相輸入及-輸出，及 =性電晶體，其具有一集極麵合一供應電壓，一射極 口邊運舁放大器之該反相輸入及一基極輕合 器之該輸出。 口落運开放大 I1·、種濾波器電路，包括一或更多共同模式電路，各接 收:差動輪入信號，其具有一共同模式信號及接收一參考 共同模式信號，且各提供一偏壓信號及一共同模式回4信 號複數父互_合之跨導體，各關連於一或更多共同模式 電路’且各跨導體包括一可調諧跨導裝置，其具有一差動 輸入，一調整輸入電壓及一雙埠輸出，該跨導裝置具有一 Czarnul調諧電路，並聯耦合於一電阻器，一第一放大器 電路，施加具有一共同模式信號之一差動輸入信號至該可 調諧跨導裝置之該差動輸入，一輸入電流源，耦合該可調 譜跨導裝置之該雙埠輸出，提供一固定輸入偏壓電流，第 一及第一輪出電流源，各耦合至一關連共同模式電路，分 別k供一由一共同模式回授信號調整之一輸出偏壓電流，

   第28頁 527765 六、申請專利範圍 一高增益放大器，耦合於一關連共同模式電路，該跨導裝 置及該等第一及第二輸出電流源，其施加一偏壓信號至該 可調諧跨導裝罵之該等輸出埠及根據該差動輸入信號提供 一差動輸出電流，及一參考電路，提供該參考共同模式信 號及各跨導體之一可調諧跨導裝置之一調整輸入電壓，其 中，該濾波器電路係實施於一積體電路上。

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