SE523252C2 - Abonnentenhet för ett digitalt, trådlöst telefonisystem - Google Patents

Description

523 252 f uno o 2 ramar, varvid den sänderiunder en del av varje ram och mottager under en annan del av ramen. Dessa delar benämnes "luckor". På basis av vissa signaler som mottages från basstationen alstrar basbandsprocessorn initierings- signaler, vilka avgör om abonnentenheten skall befinna sig i sitt sändtillstånd eller sitt mottagningstillstånd.

I de tidsintervall när systemet inte är aktiverat, användes ett inlärningstillstånd, i vilket en känd signal från modemprocessorn jämföres med en återkopplad signal för alstring av korrigeringskonstanter, som användes för kompensering för oönskade variationer i MF-signalen till följd av variationer i temperatur, komponentvärden, etc. Dessa korrigeringskonstanter lagras för användning vid korrigering av verkliga, mottagna signaler.

Under demoduleringen matas de modulerade, digitala signalerna till modemprocessorn i form av tidsmulti- plexerade I- och Q-sampel och demultiplexeras signalerna.

De demultiplexerade I- och Q-samplen matas till en ut- jämnings- och frekvenskorrigeringskrets för felminimering, vilket resulterar i_alstring av frekvenskorrigerings- signaler som utnyttjas vid korrigering av fel i takt- styrningen av systemet och i syntetiserarens utsignal.

Uppfinningen skall nu beskrivas närmare i det följande genom utföringsexempel under hänvisning till medföljande ritningar.

Fig l visar schematiskt en abonnentenhet enligt föreliggande uppfinning.

Fig 2 är ett blockschema över en modulatordel i den i fig l visade modemprocessorn.

Fig 3 är ett blockschema över en i fig 2 visad DPSK-omvandlingsenhet.

Fig 4 visar strukturen och funktionen hos ett i fig 2 visat FIR-filter.

Fig 5 är ett blockschema över en i fig l visad interpolator.

Fig 6 är ett blockschema över en i fig l visad A523 252 (12 syntetiserare.

Fig 7 visar ett modifierat utförande av ingångssteget hos det i fig 1 visade systemet.

Fig 8 är ett blockschema över en demodulatordel i den i fig 1 visade modemprocessorn.

Fig 9 är ett blockschema över en i fig 8 visad frekvenskontrollmodul.

Fig 10 är ett blockschema över en i fig 8 visad AFC- och symboltaktstyrningsmodul.

AKRONYMLISTA Förteckning över akronymer och uttryck som användes i beskrivningen.

AKRONYM DEFINITION A/D Analog-to-Digital Converter (Analog-digitalomvandlare) ADJ Adjustment Input (lnställningsgång) AFC Automatic Frequency Control (Automatisk frekvensstyrning) AGC Automatic Gain Control (Automatisk förstärkningsstyrning) CPE Customer Provided Equipment (Telefonapparat) D/A Digital-to-Analog Converter (Digital-analogomvandlare) DMA Direct Memory Access (Direkt minnesåtkomst) DPSK Differential Phase Shift Keying Modulation (Differentiell fasskiftsmodulering) DS Data Select (Dataval) l5 L EEPROM FIFO FIR HOLD Kbps KODEK V nS PAL PCM PROM PSK RAM RELP RF R/W 523 252 '14 Electrically Erasable Programable Read Only Memory (Elektriskt raderbart, programmerbart läsminne) First-In First-Out Memory (FIFO-minne (först in - först ut)) Finite Impulse Response (Ändligt pulssvar) Vilotillstånd In-Phase (I fas) Kilobit per sekund Kombinerad kodare och avkodare Mellanfrekvens Nanosekund Programable Array Logic (Programmerbart logiskt fält) Pulse Code Modulation (Pulskodsmodulering) Programable Read Only Memory (Programmerbart läsminne) Phase Shift Keying Modulation (Fasskiftsmodulering) Quadrature (Kvadratur) Random Access Memory (Läs- och skrivminne) Residual Excited Linear Prediction Radiofrekvens Read/Write (Läs/Skriv) anf- l0 l5 523 252 is S/H Sample and Hold (Samplings- och hållfunktion) SLIC Subscriber Loop Interface Circuit (Gränssnittskrets för abonnentslinga) SLÄCKNING styrorgan vilket är inrättat att hålla en signal på en förutbestämd amplitudnivå under aktivering av styrorganet STROBE Samplingssignal UART Universal Asynchronous Receiver Trans- mitter (Universell, asynkron mottagare-sändare) VCXO Voltage Controlled Crystal Oscillator (Spänningsstyrd kristalloscillator) XF Yttre flaggutgång som används för signalering till andra processorer Uppfinningen avser sådana kommunikationssystem för trådlös överföring av multipla informationssignaler som utnyttjar digitala tidsdelningskretsar mellan en basstation och en eller flera abonnentstationer, och uppfinningen avser närmare bestämt strukturen och funk- tionen hos en sådan abonnentstation.

I ritningarna, i vilka lika hänvisningsbeteckningar avser lika delar, åskådliggöres i fig l ett anslutnings- don l0 för anslutning till användarapparaten (CPE).

Ett ledningspar l2 sträcker sig från anslutningsdonet till en SLIC-krets l4 och är också anslutningsbart till en ringkrets l6 via ett relä lå. SLIC-kretsen l4 är ett standardchips för hantering av olika funktioner, såsom batterispänning, överspänningsskydd, ringning, signaldetektering, exempelvis från en siffertagningsenhet av roterande typ, klykstatus, linjetest, etc. Denna krets innehåller också den hybridkrets som separerar ett flertal röster i inkommande och utgående signaler.

SLIC-kretsen l4 är ansluten till en kodek 20, som har l0 l 5 2 3 2 5: nn nn. n n nn n... n. nn nn nnnnn n n nn n n n n n nn n n nnn nn n n n n n o n n n n nn n n n n n vnn n n n n n . . n n n. . n n n n n n n n n l n n n n n u n n n n .n nn.. n, n 6 ingående och utgående ledningar till och från en bas- bandsprocessor 22, varvid den i den inkommande riktningen omvandlar analoga talsignaler till digitala signaler, dvs. u-lag PCM-signaler på 64 Kbps, medan den i den utgående riktningen omvandlar de digitala signalerna till analoga talsignaler. Det kan ibland vara önskvärt att åstadkomma en förbikoppling av kodeken, så att SLIC- kretsen 14 anslutes direkt till basbandsprocessorn 22.

En alternativ àtkomstmöjlighet till basbandsprocessorn är anordnad via ett 26, basbandsprocessorn, anslutningsdon 24 och en UART-krets som åstadkommer en direkt digital förbindelse till varvid SLIC-kretsen och kodeken förbikopplas. Denna direkta àtkomstförbindelse har två syften, nämligen (1) att överföra endast digitala sig- naler, när så önskas, varigenom alla analoga anslut- ningar förbikopplas, och (2) att tillåta direkt åtkomst till processorerna och minnena för underlättande av underhåll och för testsyften.

Basbandsprocessorn 22 har flera funktioner bland vilka en är att omvandla PCM-signalen på 64 kbps till 14,57 kbps genom en omkodningsfunktion, såsom exempelvis àstadkommes med en RELP-funktion (residual excited linear prediction). Den åstadkommer också ekoutsläckning samt fungerar som en styrmikroprocessor, exempelvis genom att informera den i systemet använda syntetiseraren om den önskade arbetsfrekvensen. Basbandsprocessorn 22 är ansluten till ett seriellt EEPROM 30, som är ett elektriskt raderbart, icke-flyktigt minne, i vilket valda bitar kan raderas på elektrisk väg utan radering av andra bitar som är lagrade i minnet. Detta EEPROM 30 användes för lagring av både abonnentidentifieringsnumret och nätidentifieringsnumret (den basstation som processorn användes tillsammans med). Basbandsprocessorn 22 är vidare ansluten till ett med full hastighet arbetande RAM 32, i vilket den lagrar mottagna signaler. RAM 32 innefattar också ett "förrådsorgan" och användes dessutom som ett läs- och skrivminne för RELP-omvandling, eko- l0 523 252 nu-» F utsträckning och andra styrfunktioner. Basbandsprocessorn 22 är också ansluten till ett med halv processorhastighet arbetande EPROM 34 och ett med full processorhastighet arbetande PROM 36, vilka lagrar såväl RELP- och ekout- släckningsfunktionerna som ett antal andra funktioner, såsom styrfunktionen. Basbandsprocessorn 22 är dessutom via en DMA-krets 38 ansluten till en modemprocessor 40.

DMA-kretsen 38 förhindrar att det uppstår en samtidig åtkomst till RAM 32 från både basbands- och modemprocessorn.

DMA-gränssnittet användes för överföring av tal- och styrdata mellan basbands- och modemprocessorn. Modem-- processorn 40 fungerar som master och styr basbands- processorn 22 via (ej visade) HOLD-linjer. Modemprocessorn 40 kan skapa åtkomst till basbandsprocessorn 22 och kan avbryta dennas databehandling samt bringa styrled- ningarna jämte adress- och databussarna att inta till- ståndet med hög impedans hos en trenivåutgång. Därigenom kan modemprocessorn 40 få åtkomst till basbandsprocessorns DMA-minne via DMA-gränssnittet och läsa eller skriva i detta minne.

Detta åstadkommes genom att modemprocessorn 40 ställer sin XF-bit, vilken grindas till basbandsproces- sorns Hold-ingång. När basbandsprocessorn mottager detta kommando, kommer den att avsluta exekveringen av den aktuella instruktionen, att avbryta sin databehandling, bringa sina styrdata- och adressbussar att intaga till- ståndet med hög impedans hos en trenivåutgång och att sedan sända en Hold-kvittenssignal tillbaka till modem- processorn. Omedelbart efter det att modemprocessorn har sänt Hold-kommandot, kommer den att fortsätta med andra uppgifter medan den väntar på att basbandsprocessorn skall sända Hold-kvittenssignalen. När modemprocessorn väl mottager Hold-kvittenssignalen, kommer den att överta styrningen av basbandsprocessorns styr-, data- och adress- bussar för att därefter läsa eller skriva i DMA-RAM 32.

Efter det att modemprocessorn har fullbordat sin åtkomst till DMA-RAM 32, kommer den att avlägsna Hold-signalen_, l0 l5 523 252 -ø-c n ,8 till basbandsprocessornf vilken då kommer att återuppta sin databehandling där den slutade tidigare. Även bas- bandsprocessorn kan koppla bort modemprocessorn genom att ställa sin egen XF-bit hög. Denna bit grindas med Hold-kommandot från modemprocessorn och kan åsidosätta Hold-linjen vid vilken som helst tidpunkt innan basbands- processorn intar Hold-tillståndet. Modemprocessorn ut- nyttjar l0 bitar av adressbussen och samtliga l6 bitar av databussen. Den använder också tre styrledningar: Strobe, R/W och DS.

Antingen basbandsprocessorn 22 eller modemprocessorn 40, arbetande i endera riktningen, kan erhålla signaler från RAM 32 i överensstämmelse med de ovan beskrivna signalerna. De två processorerna kommunicerar med varandra med hjälp av en del av RAM 32 som är åsidosatt för an- vändning som ett "förråd". Modemprocessorn 40 är även ansluten till ett med full processorhastighet arbetande PROM 44, I sitt moduleringstillstånd sänder modemprocessorn som inehåller programmet för denna processor. 40 sina signaler via ett FIFO-minne 46 till en inter- polator 48, vilka signaler har en samplingsrat på 320 kHz. faktor 5 för omvandling av samplingsraten till l600 Interpolatorn 48 ökar denna samplingsrat med en kilosampel/sekund (1,6 megasampel/sekund). Tillsammans med kristallfiltret (nedan beskrivet), vilket fungerar som en integrator, arbetar interpolatorn approximativt som ett fempoligt FIR-filter. Denna användning av digital. och analog hårdvara för implementering av ett FIR-filter skiljer sig från den traditionella implementeringen av FIR-filter med enbart digital hårdvara. Interpolatorns utsignal matas till en PAL-krets 50.

PAL-kretsen 50 är konstruerad som en typ av blandare som tillföres dels en fyrkantsvåg pá 400 kHz från en taktstyrningsgenerator 51, dels signalen på 1600 kilosampel/s. Signalen på 1600 kilosampel/s representerar en PSK-signal på 16 kilosymbol/s med en nollbärvåg och en önskad bandbredd på 20 kHz. Egentligen kan PAL-kretsen betraktas som en frekvensomvandlare. l0 523 252 _ 3 När PAL-kretsen är konstruerad för att utföra en 2-komp- lementfunktion som styres av en fyrkantsvåg på 400 kHz, utför kretsen en tidsmultiplexerad kvadraturblandning och frekvensuppvandlar PAL-kretsen den 20 kHz breda basbandssignalen till 400 kHz. A Utsignalen från PAL-kretsen 50 utgöres av en tids- multiplexerad, frekvensomvandlad sammansatt signal, vilken matas till en D/A-omvandlare 52, vilken omvandlar den digitala signalen till en analog signal. Utsignalen från D/A-omvandlaren 52 matas till en blandare 54, som dessutom tillföres en transientstörningsundertryckande släckpuls 56 från en släckalstringsmodul 58. Energin i transientspikar bidrager i hög utsträckning till brus eller störningar i ett samplat datasystem. Energi i form av transientspikar uppträder under övergångar från ett inmatat ord till ett annat. Varje inkommande bit i en D/A-omvandlare kan i beroende av sitt tillstånd orsaka en förändring i den analoga nivån på utgången.

Dylika förändringar, vilka härrör från de olika bitarna, inträffar vanligtvis inte samtidigt och skapar därför transientspikar. Klassiska lösningar på detta problem är att använda en samplings- och hâllkrets efter digital-, analogomvandlaren eller att använda en transientstörnings- undertryckande digital-analogomvandlare. Dessa båda alternativ är emellertid orimligt dyra. Genom ett "släck- ningsförfarande" återställes blandarens utgång till en mellanreferensnivå under övergångsperioden, typiskt ca. 35 ns före och 130 ns efter tidpunkterna för den digitala omkopplingen, vilket undertrycker stora transient- spikar som uppstår på D/A-omvandlarens utgång. Även om detta släckningsförfarande skapar övertoner på avstånd från den intressanta centrumfrekvensen, avlägsnas dessa övertoner genom användning av en relativt kraftig MF- filtrering. Detta släckningsförfarande reducerar också samplingsratinnehållet i utsignalen.

Utsignalen vid hänvisningsbeteckning 60 från blandaren 54 matas till en blandare 62, som ingår i en med 64 generellt betecknad frekvenskonverterare.Blandaren 62 l0 l5 '523 252 u o unøu c ,l0 har en med 65 betecknadfiinsignal på 20 MHz, som ligger på en gemensam ledning 66 på 20 MHz. Blandarens 62 ut- signal innehåller summan av insignalen 65 på 20 MHz och den från blandaren 54 mottagna signalen på 400 kHz, vilket ger en utsignal på 20,4 MHz. Denna utsignal matas in i ett kristallfilter 68, vilken endast låter denna summa, vilken utgör MF-signalen, matas vidare till en förstärkare 70.

En syntetiserare visas vid hänvisningsbeteckning 72. I denna syntetiserare 72 ingår en syntetiserarmodul, som avger en utsignal LOl. I denna syntetiserarmodul ingår också en andra krets som avger en andra utsignal LO2, varvid utsignalen LO2 följer utsignalen LOl med en frekvens som ligger 5 MHz under utsignalens LOl frek- vens. Som referens utnyttjar syntetiseraren en VCXO som arbetar på 80 MHz. Utsignalen LOl matas via en ledning 74 till en blandare 76, som även mottager MF-utsignalen från förstärkaren 70. Om man exempelvis önskar en frekvens på 455,5 MHz vid blandarens 76 utgång och MF-signalen antages ligga på 20,4 MHz, styres syntetiseraren till att alstra en frekvens på 435,1 MHz, vilken när den adderas med nämnda 20,4 MHz ger den önskade frekvensen på 455,5 MHz. Denna utsignal förstärks sedan av en för- stärkare 80 med varierbar förstärkning. Genom avkodning av vissa signaler från basstationen sänder basbands- processorn 22 en förstärkningsstyrsignal på en ledning 81, via en D/A-omvandlare 82, till förstärkaren 80 med varierbar förstärkning. Förstärkaren 80 med varierbar förstärkning har en begränsad bandbredd och släpper därför ej genom den oönskade skillnadsfrekvens som också alstras av blandaren 76. Förstärkarens 80 utsignal över- föres på en ledning 83 till en effektförstärkare 84, som utför den slutliga förstärkningen innan RF-signalen överföres via ett relä 86 till en antenn 88.

Denna enhet utnyttjar ett system enligt vilket en ram återkommer varje 45 ms. I detta system sänder enheten under en del av den andra hälften av varje ram och mottager enheten under en del av den första hälften 0523 252 u n n~uv u ll av varje ram. I ett utförande kan de båda delarna av ramhalvan ha samma längd (även om de ej tvunget måste vara lika långa). I ett annat utförande (l6-närt) kan fyra lika långa delar vara tillgängliga för abonnenten under en hel ram. Var och en av de fyra delarna benämnes lucka. Varje lucka innehåller som en del av sitt start- data ett unikt ord, vilket enheten utnyttjar för att upprätta taktstyrning vid mottagning av resten av datana i luckan. Den första luckan bland de fyra luckorna före- gås av ett AM-hål, vilket användes för identifiering av en lucka som av basstationen har betecknats som den första luckan. AM-hålet och det unika ordet utgör del av den inkommande signalen från basstationen. Utifrån AM-hålets längd kan man bestämma om en viss RF-kanal är en styrkanal eller en talkanal.

En datasignal utvinnes från medelvärdet av nivån hos den signal som visas vid ll6. Ett mot nämnda medel- värdesnivå proportionellt tröskelvärde jämföres med icke medelvärdesbildade signalnivåer. Om tröskelvärdet ej överskrides av dessa icke medelvärdesbildade signal- nivåer under en förutbestämd tidsperiod, antages det att ett AM-hål har detekterats. Modemprocessorn 40 lagrar i RAM 32 den tidpunkt vid vilken AM-hålet identifieras.

På basis av (a) modulationssätt (4-närt eller 16-närt), (b) den i RAM 32 lagrade tidpunkten för identifieringen av AM-hålet samt (c) tidpunkten för mottagning av ett unikt ord, vilket bestämmes separat av basbandsprocessorn, alstrar basbandsprocessorn initieringssignaler som anger när enheten skall befinna sig i ett sändtillstånd eller ett mottagstillstånd. Sådana initieringssignaler matas via en ledning 90 till en ramtaktstyrningsmodul 9l.

Ramtaktstyrningsmodulen 9l omvandlar initierings- signalerna till två pulsföljder. En pulsföljd matas ut på en ledning 92 för verksamgöring av effektförstär- karen 84 och för styrning av reläet 86 så att detta förbinder förstärkarens 84 utgång med antennen 88. En- heten är anordnad att befinna sig i sändtillståndet l0 l5 523 252 nu» o _ ,l2 under den tid pulsen ligger på ledningen 92. När reläet 86 inte är aktiverat på detta sätt, är reläet anordnat att förbinda antennen 88 med ingången hos en förför- stärkare 94.

Den andra pulsföljden från ramtaktstyrningsmodulen 9l överföres via en ledning 93 till förförstärkaren 94 för verksamgöring av densamma. Enheten är anordnad att befinna sig i mottagstillstàndet under denna puls- följd. Förförstärkaren 94 överför mottagna signaler till en blandare 96, vilken även mottager utsignalen LO2 från syntetiseraren 72 på en ledning 98. Blandarens 96 utsignal matas till ett kristallfilter 100, vars utsignal i sin tur matas till en MF-förstärkare lO2.

Modemprocessorn 40 överför via en ledning 89 ovan- nämnda datasignal, vilken utvinnes från medelvärdet av nivån hos signalen vid ll6, till en D/A-omvandlare l04, vilken alstrar en analog AGC-spänningssignal, som via en ledning lO6 matas till förstärkaren 102, vilket åstadkommer en styrning av denna förstärkare avseende hur mycket förstärkning det erfordras för åstadkommande av en sådan kompensering att MF-signalen alltid ligger på samma amplitud. Denna förstärkare mottager också utsignalen från kristallfiltret 100. Utsignalen från förstärkaren lO2 överföres till en blandare 108 som även tillföres en insignal på 20 kHz från en ledning l09 för alstring av en signal på 400 kHz. Denna signal på 400 kHz överföres därefter till en A/D-modul, som utgöres av samplings- och hållkretsar ll0, en A/D-om- vandlare ll2 och ett FIFO-minne 114.

Utsignalen från A/D-omvandlingsmodulen ligger på 64 kilosampel/sekund och matas via ledningen ll6 in till modemprocessorn 40. Modemprocessorn 40 demodulerar denna signal och överför de demodulerade datana till förrådsdelen hos RAM 32, till vilket åtkomst skapas från basbandsprocessorn 22, i vilken RELP-omvandlingen äger rum. Den erhållna utsignalen utgöres av en kon- tinuerligt seriell PCM-signal på 64 kbps. Denna utsignal lO 52s 252 ,$, 13 matas till kodeken, som dmvandlar signalen till en analog signal som sedan matas till SLIC-kretsen, vilken i sin tur matar signalen till telefonapparaten. šom ett al- ternativ kan signalen på 64 kbps från "förrådet" avkodas till en digital signal, som matas till UART-kretsen 26.

När enheten arbetar i inlärningstillstândet, är en återkopplingsslinga anordnad vid 1l8 mellan två reläer 120 och 122. Genom att denna återkopplingsslinga ligger på MF-sidan istället för på RF-sidan reduceras antalet erforderliga element. Inlärningstillståndet är det till- stånd i vilket en känd signal sändes ut av modemprocessorn genom resten av de sändelement som är anslutna till MF-förstärkaren 70. Som en följd av att reläerna 120 och 122 är dragna, kopplas förstärkarens 70 utsignal till kristallfiltrets 100 ingång.

Dessutom sändes en utsignal från basbandsprocessorn 22 på ledningen 90 till ramtaktstyrningsmodulen 91 för alstring av en puls på ledningen 93 som overksamgör förstärkaren 94 helt och hållet under inlärningstill- ståndet. Under inlärningstillståndet alstrar ramtakt-' styrningsmodulen 91 även en annan puls på ledningen 92 som overksamgör förstärkaren 84 helt och hållet.

Den av modulatorn alstrade, kända signalen jämföras med den signal som återföres till demodulatorn. Därvid exekveras ett subprogram som kompenserar för variationer till följd av olika faktorer, såsom variationer i tem- peratur, komponentvärden, etc. Korrektionskonstanterna lagras i RAM 32. Modemet fogar dessa lagrade korrek- tionskonstanter till de mottagna signalerna. Inlärnings- tillståndet äger rum under de tidsintervall när systemet inte är aktiverat.

Syntetiserarmodulen 72 innehåller en på 80 MHz arbetande oscillator (VCXO), vilken frekvens utvinnes från den mottagna signalen. Den av oscillatorn genererade signalen på 80 MHz överföres via en ledning 124 till en diverdera-med-fyra-krets 126, vars utsignal matas 523 252 :cs oss 1 * > .unn- u nano ,l4 till blandarna 62 och l0ëï Denna utsignal matas också till de två processorerna för åstadkommande av klock- pulser (fyrkantsvàgor)[ Dessutom matas den via ledningen 124 till en aividera-mea-fem-krets 130 och vidare tim en taktstyrningsmodul 51. Modemprocessorn fastställer om det föreligger någon frekvensskillnad mellan insig- nalens centrumfrekvens och en undermultipel av klock- frekvensen.

Information om en eventuell frekvensskillnad över- föres från modemprocessorn via en ledning 132 till en digital-analogomvandlare 134. Digital-analogomvandlarens 134 utsignal matas via en ledning 136 och en ADJ-ingång 138 till VCXO:n (närmare beskriven nedan) på ett sådant sätt, att oscillatorns frekvens ändras i den riktning som minimerar ovannämnda frekvensskillnad. En låsnings- förlustdetekteringssignal överföres på en ledning 140 till basbandsprocessorn 22 för indikering av om en syn- kroniseringsförlust har uppstått i syntetiseraren.

Modemprocessorn 40, vilken visas i fig 2, innefattar en DPSK-omvandlare 150, till vilken data matas på en ledning 152. Data matas där efter vidare med en symbol/ sekund-rat på 16 kHz till ett FIR-filter 154. Utsignalen från FIR-filtret 154, vilken visas vid 156, utgöres av asynkront data, som innefattar tio sammansatta sampel/ symbol, tidsmultiplexerade IQ-par. Denna utsignal matas till det ovan beskrivna FIFO-minnet 46, i vilket asynkron- synkronomvandlingen äger rum. Utsignalen från FIFO-minnet 46, som utgöres av 160 000 par av dataord/sekund, matas till den ovan beskrivna interpolatorn 48, som demulti- plexerar IQ-paren och återmultiplexerar IQ-samplen med en rat på 1,6 MHz. _ I ett 16-närt modulationssystem uppdelas den binära insekvensen i symboler om fyra bitar. Vid 16-när PSK bestämmer symbolerna om fyra bitar fasen hos bärvågen under den givna symbolperioden. Uppgiften att omvandla den binära insignalen till PSK-vågformen hanteras av modulatorn. 523 252 4 ,l5 Fig 3 visar hur en följd av sampel (S) Vid 160 omvandlas till en följd av I-sampel (i fas) och Q-sampel (kvadratur) i modemprocessorns 40 DPSK-omvandare 150.

Symbolerna kodas först med inverterad eller omvänd Gray- kodning, såsom visas vid 162. Detta göres för minimering av antalet bitfel som uppstår till följd av de mest sannolikt felaktiga symbolbesluten i demodulatorn.

Utsignalen från den inverterade Gray-kodaren 162 matas in i en faskvantiserare 164, som bestämmer det absoluta fasvärdet 6 hos den aktuella symbolen. Detta fasvärde matas därefter in i en differentialkodare 166, som beräknar det absoluta fasvärdet Gi' . 6.' J. _ terar modulo-16-summan av den aktuella skillnadsfasen represen- 0 och den föregående fasen 6i_1' 0.' = (6. l l + ei_1'> Mon 16 Modulo-16-additionen svarar mot den modulo-360- addition som utföres vid summering av vinklar.

Skillnadsfasen Gi' inmatas i cosinus- och sinus- uppslagstabeller för beräkning av den aktuella symbolens I- och Q-komponenter.

I- och Q-samplen matas till det sexpoliga FIR-fil- tret 154, som åskådliggöres närmare i detalj i fig 4.

FIR-filtret har till uppgift att bilda en översamplad PSK-vågform från I- och Q-samplen. I-samplen matas in i en uppsättning av tio sexpoliga FIR-filter med be- j" (j = 1-10). samplen in'i en uppsättning av tio filter med beteck- teckningen "hl På samma sätt matas Q- I ningen "h .". Såsom framgår av figuren multiplexeras utsignalegnå från dessa tjugo filter genom tidsdelning på en enda parallell buss, som arbetar med en samplings- rat som är tio gånger högre än samplingsraten hos I, Q-paren på filtrets ingång.

Interpolatorn 48, vilken visas mera i detalj i fig 5, innefattar en ingång 180 och ett relä 182, vilket via en ledning 183 är anslutet till PAL-kretsen 50 och vilket relä 182 är omkopplingsbart mellan ingången 180 och en 1edning 134, En multiplikator kan vara in- l0 :523 252 1 a a... n _ ,l6 kopplingsbar på ledningehHl83 för att användas för multi- plicering av såväl insignalerna från ledningen l83 som en eventuell insignal l87, vilken kan tillföras från modemprocessorn eller från vilket som helst önskat extra minne. Reläet l82 är anslutet till PAL-kretsen 50 via ledningen l83, och ledningen l84 leder från ett I-minne l86, vilket mottar en insignal l88 från ett Q-minne l90. En insignal på l,6 MHz är anordnad för både I/Q- minnet och Q/I-minnet som i figuren betecknas med l92 respektive l94. Interpolatorn demultiplexerar de multi- plexerade I,Q-samplen med en rat på l60 kHz för att sedan återsampla och återmultiplexera vid en rat på 800 KHZ.

Syntetiseraren 72, vars funktion har beskrivits ovan, åskådliggöres i fig 6, som visar en på 80 MHz arbetande VCXO-modul 200 som mottager en signal från ADJ-ingången 138. Denna insignal styr den exakta frek- vensen hos VCXO-modulen. Utsignalen från VCXO-modulen är via en ledning 202 ansluten till en syntetiserare 204. Denna syntetiserare 204 kan syntetisera frekvenser P på ledningen 202. Den aktuella frekvensen utväljes medelst 438,625-439,65 MHz i lämplig synkronism med signalerna m: en insignal på ledningen l28 (även visad i fig l).

Syntetiserarens 204 utsignal matas via en ledning 206 och ett filter 208 till utgången LOl. Syntetiserarens 204 utsignal matas också via en ledning 210 till en synkron omvandlare 212. VCXO-modulens 200 utsignal matas via en ledning 214 till en dividera-med-l6-modul 2l6, vars utsignal på 5 MHz via en ledning 2l8 matas till den synkrona omvandlarmodulen 212. Utsignalen på led- ningen 2l4 är också ansluten till en referensutgång 221.

Modulen 212 subtraherar insignalen på 5 MHz på ledningen 2l8 från frekvensen på ledningen 2l0, vilket ger en skillnadsfrekvens som via ett filter 220 matas till utgången LO2. På detta sätt varierar frekvenserna på utgången LO2 mellan 433,625 och 434,65 MHz, så att l0 l5 523 252 «|n ,l7 LO2-signalens frekvens alltid ligger 5 MHz under LO1- signalens frekvens.

Dessutom kombineras utsignalen från syntetiseraren 204, via en ledning 222, med utsignalen från den syn- krona omvandlaren 212, via en ledning 224, i en syn- kroniseringsdetektor 226 på ett sådant sätt, att om antingen frekvensen på ledningen 206 ej är synkroniserad med frekvensen på ledningen 202 eller om frekvensut- signalen från den synkrona omvandlaren 2l2 ej är syn- kroniserad med kombinationen av frekvensen på ledningen 206 och utfrekvensen hos dividera-med-l6-modulen 2l6, en synkroniseringsförlustsignal (låsningsförlust) ut- sändes på ledningen l4O (även visad i fig l).

Denna speciella kombination av en syntetiserare 204 plus dividera-med-l6-modulen 2l6 och den synkrona omvandlaren 2l2 ger samma funktion som de två separata syntetiserare som tidigare har använts, men innebär färre delar, större stabilitet, bättre toleranser, etc.

Fig 7 visar en föredragen krets för provning av gränssnittet på användarsidan. För detta ändamål alstrar den i fig l visade modemprocessorn 22 på digital väg en sinusvåg på l kHz, som överföres till kodeken 20 (visad i fig l), vilken omvandlar denna signal till en analog sinusvåg, som i sin tur matas genom hybrid- funktionen hos SLIC-kretsen l4 till ledningsparet l2.

Ett relä K (ej visat i fig l) är inkopplat omedelbart intill anslutningsdonet 10, så att reläet kan koppla bort anslutningsdonet från kretsen. Alla reflekterade .signaler från det öppna ledningsparet 12 vid det öppna reläet K âterföres genom SLIC-kretsens hybridfunktion och omvandlas till en digital signal av kodeken 20.

Denna digitala signal matas till basbandsprocessorn 22, som jämför den reflekterade signalen med den ur- sprungliga signalen och fastställer huruvida det före- kommer oönskade impedanser eller anslutningar, t ex jordningar, på ledningsparet l2.

Fig 8 åskådliggör modemprocessorns 40 demodulatordel f 523 252 _ ,l8 och visar hur utsignaled på 400 kHz från blandaren 108 (visad i fig 1) matas till den med hög precision arbe- tande samplings- och hållkretsen ll0, vilken har en öppningsosäkerhet på 25 ns eller mindre och vars ut- signal matas till A/D-omvandlaren 112. A/D-omvandlarens 112 utsignal matas via ledningen 116 till modemprocessorn (pâ samma sätt som visas i fig l). Insignalen på ledningen (vilka kan uppvisa en viss korsproduktdistorsion) i form av 116 innefattar tidsmultiplexerade I- och Q-sampel två sammansatta sampelpar/symbol. Dessa tidsmultiplexerade I- och Q-sampel matas till en demultiplexerare 298, där de demultiplexeras. De demultiplexerade I- och Q- samplen matas till en utjämningsmodul 300, som har till ändamål att minimera (a) felenergi hos det mottagna dataflödet, (b) modifierad felenergi hos det med 0,05 T (T är 1/16000 av en sekund) fördröjda dataflödet, (c) modifierad felenergi hos det med 0,05 T framflyttade dataflödet, (önskad mottagningsfrekvens plus 25 kHz), och (d) energi hos dataflödet från närmast övre kanal (e) energi från dataflödet hos närmast undre kanal (önskad mottagningsfrekvens minus 25 kHz).

Utjämnaren utgöres av ett komplext 28-poligt FIR- filter, i vilket filterviktkoefficienterna bestäms genom minimering av de ovan angivna, fem storheterna. För detta ändamål alstrar modulatorn fem inlärningssignaler.

Dessa signaler är följande: (a) en signal vid den önskade frekvensen vari mottags- och sändklocksignalerna är synkroniserade, (b) samma signal som (a), men vari mottags- klocksignalen är framskjuten i förhållande till sänd- klocksignalen med 0,05 T, (c) samma signal som (b) förutom att den är fördröjd med 0,05 T, (a), men vari bärfrekvensen är ökad med 25 kHz, och (d) samma signal som (e) samma signal som (d) förutom att bärfrekvensen är sänkt med 25 kHz. processorn sänd-FIR-filtrets koefficienter med 25 kHz I fallen (d) och (e) förskjuter modem- för bildande av inlärningssignalen med en frekvensav- vikelse på 25 kHz. 0523 252 ,l9 Genom att jämföra de verkliga insignalerna under alstringen av var och en av de fem inlärningssignalerna med en uppsättning önskade utsignaler, erhåller man en uppsättning viktkoefficienter, vilka, när de implemen- teras i utjämnaren, åstadkommer ovan angivna ändamål.

Dessa viktkoefficienter lagras i RAM 32.

De utjämnade I- och Q-samplen matas in i en modul 302, vilken alstrar en utsignal som är arcustangens av kvoten mellan de utjämnade Q- och I-samplen. Denna utsignal, vilken är markerad med 304, representerar fasen hos den mottagna signalen.

De utjämnade I- och Q-samplen matas också samtidigt till en frekvenskontrollmodul 306, vilken åskådliggöres närmare i detalj i fig 9. I- och Q-samplen summeras för bildande av ett undre sidband 308 (såsom visat i fig 9), och samtidigt bildas skillnaden mellan I- och Q-samplen för bildande av ett övre sidband 3l0. En nivå- beräkning utföres därefter på både det övre och det undre sidbandet, såsom visas vid 312 respektive 314.

Den differensbildande operationen mellan dessa nivåer äger rum vid 316. Denna med 318 markerade differens representerar ett frekvensfel.

Såsom visas i fig 8 matas utsignalen 304 från arcus- tangensmodulen 302 till en AFC- och symboltaktföljnings- modul 320 (vilken åskådliggöres närmare i detalj i fig ). Ett med 322 markerat faskorrigeringsvärde i fig subtraheras från den detekterade fasen 304, vilket resulterar i den korrigerade fasen på en ledning 324.

Den korrigerade fasen matas in i en symboldetektor 326, vilken detekterar den aktuella symbolen uttryckt i fas- värdet och kvantiserar fasen till närmast övre 22,5°-steg.

Den med 328 betecknade, kvantiserade fasen subtraheras från den korrigerade fasen 324 vid 330. Detta resulterar i en fasfelsignal, som är markerad med 332. Denna fel- signal 332 matas in i ett andra ordningens slingfilter, vilket är generellt betecknat med 334 och vilket be- räknar dels faskorrigeringsvärdet på ledningen 336, *modulen 342 avger en utsignal 346, s2s 252 A :,_2o dels en frekvenskorrigeringssignal vid 338. Denna frekvens- korrigeringssignal matasftill VCXQ-kretsen via den i fig 1 visade ledningen 132.

Felsignalen 332 matas via en ledning 340 till en symboltaktföljningsmodul 342, vilken också mottager utsignalen från symboldetekteringsmodulen 326 via en ledning 344. Symboltaktföljningsmodulen 342 innehåller en algoritm, som följer fasen över ett antal förutbestämda symboler, avsynar startfasen hos den första symbolen och fasen hos den sista symbolen. Den försöker att bestämma, utifrån fas-tidsfunktionen, var nollgenomgångarna faktiskt ligger och jämför detta med var de skulle ha legat, varvid en taktjustering beräknas som kommer att Symbolklockan kommer att Symboltaktföljnings- vilken matas till korrigera för skillnaden. justeras i början av nästa lucka. taktmodulen 51 i fig 1.

Frekvenskorrigeringssignalen 338 från AFC- och symboltaktmodulen 320 matas till en viktningsmodul 348 (såsom visas i fig 8), där signalen viktas. Modulens 348 utsignal 350 matas in i en additionsmodul 352, där signalen 350 summeras med modulens 306 utsignal 318 för bildande av en utsignal 354, som matas till digital- analogomvandlaren 134. Såsom visas i fig 1 matas ut- signalen fràn digital-analogomvandlaren till syntetiseraren vid 138. Även om man i det ovan beskrivna utförandet av uppfinningen har använt flera olika separata element, är det möjligt att inkludera funktionerna hos många av dessa element, såsom exempelvis det med full hastighet arbetande PROM 44, FIFO-minnet 46, interpolatorn 48 4 och PAL-kretsen 50, i en modemprocessor med tillräckligt stor kapacitet. Detta kan också gälla för sådana element som ramtaktmodulen 91, släckalstringskretsen 58, takt- styrningsorganet 51, dividera-med-4-kretsen, dividera- med-5-kretsen och en del av eller hela syntetiseraren 72. Dessutom kan basbandsprocessorn och modemprocessorn 52 3 2 u. nu u u H uuuo nu nu uu uuuuu u u 1 vu u u n u uu u un: u u uu u u . u u u uu v »H v. . u u, . uu o u 1 u u n u .u u o u u u u . u. u 121 kombineras i en enda enhef, som även kan innefatta kodeken och UART-kretsen.

Claims (7)

un ~v _ - 10 15 20 25 30 35 A523 252 22 PATENTKRAV

1. Abonnentenhet för ett tràdlöst, digitalt telefon- system, innefattande: en basbandsprocessor (22), vilken är inrättad att fràn en insignalskälla (10, 24) motta en insignal, som utgörs av ett digitaliserat bitflöde i vilket varje givet antal pà varandra följande bitar definierar en symbol, och att omkoda nämnda inmatade symbol i överensstämmelse med en förutbestämd kod och att styra funktioner hos abonnentenheten, en till basbandprocessorn (22) kopplad minnesenhet (30, 32, 34, 36) vilken är inrättad att lagra dels infor- mation avseende funktioner som styrs av basbandsproces- sorn och dels information som matas till basbandspro- cessorn, ett styrorgan (40) vilket är kopplat till basbands- processorn pá ett sätt som tillåter styrorganet att få àtkomst till basbandsprocessorn och att utvinna infor- mation som är lagrad i minnesenheten och som är till- gänglig för basbandsprocessorn, vilket styrorgan är kopplat till ett programmerings- organ (40), vilket programmerar styrorganet till att utföra dess olika styrfunktioner, en digital-analogomvandlare (52) vilken är anordnad att motta det processade digitaliserade bitflödet ned- ströms fràn basbandsprocessorn (22) och att omvandla detta till en analog signal, som sedan avges vid en MF- frekvens (70), en frekvenssyntetiserare, som har tvà utsignaler av vilka en första utsignal (L0l) är förskjuten från en andra utsignal (L02) med en förutbestämd frekvens, som, när den kombineras (76) med signalen vid MF-frekvensen (70), åstadkommer en signal med en förutbestämd, önskad RF-frekvens, och vilken andra utsignal (L02) kombineras (96) med en mottagen signal för att ästadkomma en signal med samma frekvens som MF-signalen, och 10 15 20 25 30 35 -v na n 1 oo nu -wo. u 0 -aan -0 - n ~ r -..- .< _ 1 ...u - u-.u 1 - - -- 0 . _ a . n ~. n vß.. . . n 0 uu.- 0 u < o - u om nu nu-nu a :ocean \u vn s2s 252 23 en förstärkare (84) vilken är inrättad att omvandla RF-signalen till en förstärkt, analog RF-signal.

2. Abonnentenhet enligt krav 1, varvid en av de funktioner som basbandsprocessorn styr är ekoutsläckning.

3. Abonnentenhet enligt krav 1, varvid abonnent- enheten mottar átminstone vissa av insignalerna pà kanaler och varvid nämnda styrorgan innefattar ett arrangemang för bestämning av huruvida en viss kanal är en styrkanal eller en talkanal.

4. Abonnentenhet enligt krav 1, varvid digital- analogomvandlaren (52) bildar en första analogsignal, och varvid en uppomvandlare (64) är inrättad att omvandla den första analogsignalen till en signal vid MF-frekvensen.

5. Abonnentenheten enligt krav 1, vidare inne- fattande en demodulator, som är kopplad till styrorganet för att àteromvandla en mottagen, modulerad MF-signal till ett bitflöde.

6. Abonnentenhet enligt krav 3, vidare innefattande: ett väljarorgan, vilket är anordnat att bestämma kanaltypen i en inkommande signal och enhetens sänd- eller mottagstillstànd, vilket vàljarorgan genererar àterkommande ramar med förutbestämda intervaller, varvid en del av var och en av nämnda intervaller utgör ett AM- hàl, och en bestämningskrets för bestämning av huruvida enheten befinner sig i ett sänd- eller mottagstillstànd och huruvida en viss kanal är en styrkanal eller en tal- kanal, i enlighet med längden hos nämnda AM-hàl.

7. Abonnentenhet enligt krav 6, varvid en del av den första hälften hos varje ram utgör ett mottagstillstànd och en del av den andra hälften av varje ram utgör ett sändtillstànd, varvid var och en av nämnda delar inne- som fattar en lucka, vilka luckor var och en innehåller, del av sitt initialdata, ett unikt ord för àstadkommande av tidsstyrning för mottagning av återstående data i luckan.