SE518848C2 - Abonnentenhet och utjämnarkrets för ett digitalt telefonisystem - Google Patents

Description

518 848 2 ramar, varvid den sänder under en del av varje ram och mottager under en annan dcl av ramen. Dessa delar benämnes "luckor". På basis av vissa signaler som mottages från basstationen alstrar basbandsprocessorn initierings- signaler, vilka avgör om abonnentenheten skall befinna sig i sitt sändtillstånd eller sitt mottagningstillstånd.

I de tidsintervall när systemet inte är aktiverat, användes ett inlärningstillstånd, i vilket en känd signal från modemprocessorn jämföres med en återkopplad signal för alstring av korrigeringskonstanter, som användes för kompensering för oönskade variationer i MF-signalen till följd av variationer i temperatur, komponentvärden, etc. Dessa korrigeringskonstanter lagras för användning vid korrigering av verkliga, mottagna signaler.

Under demoduleringen matas de modulerade, digitala signalerna till modemprocessorn i form av tidsmulti- plexerade I- och Q-sampel och demultiplexeras signalerna.

De demultiplexerade I- och Q-samplen matas till en ut- jämnings- och frekvenskorrigeringskrets för felminimering, vilket resulterar i alstring av frekvenskorrigerings- signaler som utnyttjas vid korrigering av fel i takt- styrningen av systemet och i syntetiserarens utsignal.

Uppfinningen skall nu beskrivas närmare i det följande genom utföringsexempel under hänvisning till medföljande ritningar.

Fig 1 visar schematiskt en abonnentenhet enligt föreliggande uppfinning.

Fig 2 är ett blockschema över en modulatordel i den i fig l visade modemprocessorn.

Fig 3 är ett blockschema över en i fig 2 visad DPSK-omvandlingsenhet.

Fig 4 visar strukturen och funktionen hos ett i fig 2 visat FIR-filter.

Fig 5 är ett blockschema över en i fig 1 visad interpolator.

Fig 6 är ett blockschema över en i fig 1 visad »vara 518 848 syntetiserare.

Fig 7 visar ett modifierat utförande av ingångssteget hos det i fig 1 visade systemet.

Fig 8 är ett blockschema över en demodu1atorde1 i den i fig 1 visade modemprocessorn.

Fig 9 är ett blockschema över en i fig 8 visad frekvenskontrollmodul.

Fig 10 är ett b1ockschema över en i fig 8 visad AFC- och symbo1taktstyrningsmodu1.

AKRONYMLISTA Förteckning över akronymer och uttryck som användes i beskrivningen.

AKRONYM DEFINITION A/D Analog-to-Digital Converter (Analog-digitalomvandlare) ADJ Adjustment Input (lnställningsgång) AFC Automatic Frequency Control (Automatisk frekvensstyrning) AGC Automatic Gain Control (Automatisk förstärkningsstyrning) CPE Customer Provided Equipment (Te1efonapparat) D/A Digital-to-Analog Converter (Digital-analogomvandlare) DMA Direct Memory Access (Direkt minnesåtkomst) DPSK Differential Phase Shift Keying Modulation (Differentiell fasskiftsmodulering) DS Data Se1ect (Dataval) »npun l0 EEPROM FIFO FIR HOLD Kbps KODEK MF nS PAL PCM PROM PSK RAM RELP RF R/W 518 848 4 Electrically Erasable Programable Read Only Memory (Elektriskt raderbart, programmerbart läsminne) First-In First-Out Memory (FIFO-minne (först in - först ut)) Finite Impulse Response (Ändligt pulssvar) Vilotillstånd In-Phase (I fas) Kilobit per sekund Kombinerad kodare och avkodare Mellanfrekvens Nanosekund Programable Array Logic (Programmerbart logiskt fält) Pulse Code Modulation (Pulskodsmodulering) Programable Read Only Memory (Programmerbart läsminne) Phase Shift Keying Modulation (Fasskiftsmodulering) Quadrature (Kvadratur) Random Access Memory (Läs- och skrivminne) Residual Excited Linear Prediction Radiofrekvens Read/Write (Läs/Skriv) . . . - .o -a.n| 518 848 S/H Sample and Hold åsamplings- och hållfunktion) SLIC Subscriber Loop Interface Circuit (Gränssnittskrets för abonnentslinga) SLÄCKNING Styrorgan vilket är inrättat att hålla en signal på en förutbestämd amplitudnivá under aktivering av styrorganet STROBE Samplingssignal UART Universal Asynchronous Receiver Trans- mitter (Universe11, asynkron mottagare-sändare) VCXO Voltage Controlled Crystal Oscillator (Spänningsstyrd kristalloscillator) XF Yttre flaggutgång som används för signalering till andra processorer Uppfinningen avser sådana kommunikationssystem för trådlös överföring av multipla informationssignaler som utnyttjar digitala tidsdelningskretsar mellan en basstation och en eller flera abonnentstationer, och uppfinningen avser närmare bestämt strukturen och funk- tionen hos en sådan abonnentstation.

I ritningarna, i vilka lika hänvisningsbeteckningar avser lika delar, åskâdliggöres i fig 1 ett anslutnings- don 1O för anslutning till användarapparaten (CPE).

Ett ledningspar 12 sträcker sig från anslutningsdonet till en SLIC-krets 14 och är också anslutningsbart till en ringkrets 16 via ett relä 18. SLIC-kretsen 14 är ett standardchips för hantering av olika funktioner, såsom batterispänning, överspänningsskydd, ringning, signaldetektering, exempelvis från en siffertagningsenhet av roterande typ, klykstatus, linjetest, etc. Denna krets innehåller också den hybridkrets som separerarl ett flertal röster i inkommande och utgående signaler.

SLIC-kretsen 14 är ansluten till en kodek 20, som har n . . ; »o 'gm _ l0 »518 848 6 ingående och utgående ledningar till och från en bas- bandsprocessor 22, varvid den i den inkommande riktningen omvandlar analoga talsignaler till digitala signaler, dvs. u-lag PCM-signaler på 64 Kbps, medan den i den utgående riktningen omvandlar de digitala signalerna till analoga talsignaler. Det kan ibland vara önskvärt att åstadkomma en förbikoppling av kodeken, så att SLIC- kretsen 14 anslutes direkt till basbandsprocessorn 22.

En alternativ átkomstmöjlighet till basbandsprocessorn är anordnad via ett anslutningsdon 24 och en UART-krets 26, som åstadkommer en direkt digital förbindelse till basbandsprocessorn, varvid SLIC-kretsen och kodeken förbikopplas. Denna direkta åtkomstförbindelse har två syften, nämligen (l) att överföra endast digitala sig- naler, när så önskas, varigenom alla analoga anslut- ningar förbikopplas, och (2) att tillåta direkt åtkomst till processorerna och minnena för underlättande av underhåll och för testsyften.

Basbandsprocessorn 22 har flera funktioner bland vilka en är att omvandla PCM-signalen på 64 kbps till 14,57 kbps genom en omkodningsfunktion, såsom exempelvis àstadkommes med en RELP-funktion (residual excited linear prediction). Den åstadkommer också ekoutsläckning samt fungerar som en styrmikroprocessor, exempelvis genom att informera den i systemet använda syntetiseraren om den önskade arbetsfrekvensen. Basbandsprocessorn 22 är ansluten till ett seriellt EEPROM 30, som är ett elektriskt raderbart, icke-flyktigt minne, i vilket valda bitar kan raderas på elektrisk väg utan radering av andra bitar som är lagrade i minnet. Detta EEPROM 30 användes för lagring av både abonnentidentifieringsnumret och nätidentifieringsnumret (den basstation som processorn användes tillsammans med). Basbandsprocessorn 22 är vidare ansluten till RAM 32, innefattar också ett ett med full hastighet arbetande i vilket den lagrar mottagna signaler. RAM 32 "förràdsorgan“ och användes dessutom som ett läs- och skrivminne för RELP-omvandling, eko- l5 513 343 7 utsläckning och andra styrfunktioner. Basbandsprocessorn 22 är också ansluten till ett med halv hastighet arbetande EPROM 34 och ett med full hastighet arbetande PROM 36, vilka lagrar såväl RELP- och ekoutsläckningsfunktionerna som ett antal andra funktioner, såsom styrfunktionen.

Basbandsprocessorn 22 är dessutom via en DMA-krets 38 ansluten till en modemprocessor 40.

DMA-kretsen 38 förhindrar att det uppstår en samtidig åtkomst till RAM 32 från både basbands- och modempro- cessorn.

DMA-gränssnittet användes för överföring av tal- och styrdata mellan basbands- och modemprocessorn. Modem- processorn 40 fungerar som master och styr basbands- processorn 22 via (ej visade) HOLD-linjer. Modemprocessorn 40 kan skapa åtkomst till basbandsprocessorn 22 och kan avbryta dennas databehandling samt bringa styrled- ningarna jämte adress- och databussarna att inta till- ståndet med hög impedans hos en trenivàutgång. Därigenom kan modemprocessorn 40 få åtkomst till basbandsprocessorns DMA-minne via DMA-gränssnittet och läsa eller skriva i detta minne.

Detta ástadkommes genom att modemprocessorn 40 ställer sin XF-bit, vilken grindas till basbandsproces- sorns Hold-ingång. När basbandsprocessorn mottager detta kommando, kommer den att avsluta exekveringen av den aktuella instruktionen, att avbryta sin databehandling, bringa sina styrdata- och adressbussar att intaga till- ståndet med hög impedans hos en trenivàutgång och att sedan sända en Hold-kvittenssignal tillbaka till modem- processorn. Omedelbart efter det att modemprocessorn har sänt Hold-kommandot, kommer den att fortsätta med andra uppgifter medan den väntar på att basbandsprocessorn skall sända Hold-kvittenssignalen. När modemprocessorn väl mottager Hold-kvittenssignalen, kommer den att överta styrningen av basbandsprocessorns styr-, data- och adress- bussar för att därefter läsa eller skriva i DMA-RAM 32.

Efter det att modemprocessorn har fullbordat sin åtkomst till DMA-RAM 32, kommer den att avlägsna Hold-signalen . u a - n. 518 848 8 till basbandsprocessorn, vilken då kommer att återuppta sin databehandling där den slutade tidigare. "ven bas- bandsprocessorn kan koppla bort modemprocessorn genom att ställa sin egen XF-bit hög. Denna bit grindas med Hold-kommandot från modemprocessorn och kan åsidosätta Hold-linjen vid vilken som helst tidpunkt innan basbands- processorn intar Hold-tillståndet. Modemprocessorn ut- nyttjar 10 bitar av adressbussen och samtliga 16 bitar av databussen. Den använder också tre styrledningar: l0 Strobe, R/W och DS.

Antingen basbandsprocessorn 22 eller modemprocessorn 40, arbetande i endera riktningen, kan erhålla signaler från RAM 32 i överensstämmelse med de ovan beskrivna signalerna. De två processorerna kommunicerar med varandra med hjälp av en del av RAM 32 som är åsidosatt för an- vändning som ett "förråd". Modemprocessorn 40 är även ansluten till ett med full hastighet arbetande PROM 44, som innehåller programmet för denna processor.

I sitt moduleringstillstånd sänder modemprocessorn 40 sina signaler via ett FIFO-minne 46 till en inter- polator 48, vilka signaler har en samplingsrat på 320 kHz. Interpolatorn 48 ökar denna samplingsrat med en faktor 5 för omvandling av samplingsraten till l600 kilosampel/sekund (1,6 megasampel/sekund). Tillsammans med kristallfiltret (nedan beskrivet), vilket fungerar som en integrator, arbetar interpolatorn approximativt som ett fempoligt FIR-filter. Denna användning av digital och analog hårdvara för implementering av ett FIR-filter skiljer sig från den traditionella implementeringen .¿h§ ._ 30 av FIR-filter med enbart digital hårdvara. Interpolatorns utsignal matas till en PAL-krets 50.

PAL-kretsen är konstruerad som en typ av blandare som tillföres dels, såsom visas vid 50, en fyrkantsvåg på 400 kHz från en taktstyrningsgenerator 51, dels signalen på l600 kilosampel/s. Signalen på 1600 kilosampel/s representerar en PSK-signal på 16 kilosymbol/s med en nollbärvåg och en önskad bandbredd på 20 kHz. Egent- ligen kan PAL-kretsen betraktas som en frekvensomvandlare. »».|a l0 l5 518 848 ~ u u | en 9 När PAL-kretsen är konstruerad för att utföra en 2-komp- lementfunktion som styres av en fyrkantsvåg pà 400 kHz, utför kretsen en tidsmultiplexerad kvadraturblandning och frekvensuppvandlar PLA-kretsen den 20 kHz breda basbandssignalen till 400 kHz.

Utsignalen från PLA-kretsen 50 utgöres av en tids- multiplexerad, frekvensomvandlad sammansatt signal, vilken matas till en D/A-omvandlare 52, vilken omvandlar den digitala signalen till en analog signal. Utsignalen från D/A-omvandlaren 52 matas till en blandare 54, som dessutom tillföres en transientstörningsundertryckande släckpuls 56 från en släckalstringsmodul 58. Energin i transientspikar bidrager i hög utsträckning till brus eller störningar i ett samplat datasystem. Energi i form av transientspikar uppträder under övergångar från ett inmatat ord till ett annat. Varje inkommande bit i en D/A-omvandlare kan i beroende av sitt tillstånd orsaka en förändring i den analoga nivån på utgången.

Dylika förändringar, vilka härrör från de olika bitarna, inträffar vanligtvis inte samtidigt och skapar därför transientspikar. Klassiska lösningar på detta problem är att använda en samplings- och hållkrets efter digital- analogomvandlaren eller att använda en transientstörnings- undertryckande digital-analogomvandlare. Dessa båda alternativ är emellertid orimligt dyra. Genom ett "släck- ningsförfarande“ återställes blandarens utgång till en mellanreferensnivå under övergångsperioden, typiskt ca. 35 ns före och 130 ns efter tidpunkterna för den digitala omkopplingen, vilket undertrycker stora transient- spikar som uppstår på D/A-omvandlarens utgång. Även om detta släckningsförfarande skapar övertoner på avstånd från den intressanta centrumfrekvensen, avlägsnas dessa övertoner genom användning av en relativt kraftig MF- filtrering. Detta släckningsförfarande reducerar också samplingsratinnehållet i utsignalen.

Utsignalen vid hänvisningsbeteckning 60 från blandaren 54 matas till en blandare 62, som ingår i en med 64 generellt betecknad frekvensuppvandlare. Blandaren 62 m»zn lO l5 518 848 har en med 65 betecknad insignal på 20 MHz som ligger 2 ut- I Blandarens signal innehåller summan av insignalen 65 på 20 MHz på en gemensam ledning 66 på 20 MHz. och den från blandaren 54 mottagna signalen på 400 kHz, vilket ger en utsignal på 20,4 MHz. Denna utsignal matas in i ett kristallfilter 68, vilken endast låter denna summa, vilken utgör MF-signalen, matas vidare till en förstärkare 70.

En syntetiserare visas vid hänvisningsbeteckning 72. I denna syntetiserare 72 ingår en syntetiserarmodul, som avger en utsignal LO1. I denna syntetiserarmodul ingår också en andra krets som avger en andra utsignal LO2, varvid utsignalen LO2 följer utsignalen LOl med en frekvens som ligger 5 MHz under utsignalens LOl frek- vens. Som referens utnyttjar syntetiseraren en VCXO som arbetar på 80 MHz. Utsignalen LOl matas via en ledning 74 till en blandare 76, som även mottager MF-utsignalen från förstärkaren 70. Om man exempelvis önskar en frekvens på 455,5 MHz vid blandarens 76 utgång och MF-signalen antages ligga på 20,4 MHz, styres syntetiseraren till att alstra en frekvens på 435,1 MHz, vilken när den adderas med nämnda 20,4 MHz ger den önskade frekvensen på 455,5 MHz. Denna utsignal förstärks sedan av en för- stärkare 80 med varierbar förstärkning. Genom avkodning av vissa signaler från basstationen sänder basbands- processorn 22 en förstärkningsstyrsignal på en ledning 81, via en D/A-omvandlare 82, till förstärkaren 80 med varierbar förstärkning. Förstärkaren 80 med varierbar förstärkning har en begränsad bandbredd och släpper därför ej genom den oönskade skillnadsfrekvens som också alstras av blandaren 76. Förstärkarens 80 utsignal över- föres på en ledning 83 till en effektförstärkare 84, som utför den slutliga förstärkningen innan RF-signalen överföres via ett relä 86 till en antenn 88.

Denna enhet utnyttjar ett system enligt vilket en ram återkommer varje 45 ms. I detta system sänder enheten under en del av den andra hälften av varje ram och mottager enheten under en del av den första hälften n n n a n. -«\na l0 518 848 ll av varje ram. I ett utförande kan de båda delarna av ramhalvan ha samma längd (även om de ej tvunget måste vara lika långa). I ett annat utförande (16-närt) kan fyra lika långa delar vara tillgängliga för abonnenten under en hel ram. Var och en av de fyra delarna benämnes lucka. Varje lucka innehåller som en del av sitt start- data ett unikt ord, vilket enheten utnyttjar för att upprätta taktstyrning vid mottagning av resten av datana i luckan. Den första luckan bland de fyra luckorna före- gås av ett AM-hål, vilket användes för identifiering av en lucka som av basstationen har betecknats som den första luckan. AM-hålet och det unika ordet utgör del av den inkommande signalen från basstationen. Utifrån AM-hålets längd kan man bestämma om en viss RF-kanal är en styrkanal eller en talkanal.

En datasignal utvinnes från medelvärdet av nivån hos den signal som visas vid ll6. Ett mot nämnda medel- värdesnivå proportionellt tröskelvärde jämföres med icke medelvärdesbildade signalnivåer. Om tröskelvärdet ej överskrides av dessa icke medelvärdesbildade signal- nivåer under en förutbestämd tidsperiod, antages det att ett AM-hål har detekterats. Modemprocessorn 40 lagrar i RAM 32 den tidpunkt vid vilken AM-hålet identifieras.

På basis av (a) modulationssätt (4-närt eller 16-närt), (b) den i RAM 32 lagrade tidpunkten för identifieringen av AM-hålet samt (c) tidpunkten för mottagning av ett unikt ord, vilket bestämmes separat av basbandsprocessorn, alstrar basbandsprocessorn initieringssignaler som anger när enheten skall befinna sig i ett sändtillstånd eller ett mottagstillstånd. Sådana initieringssignaler matas via en ledning 90 till en ramtaktstyrningsmodul 91.

Ramtaktstyrningsmodulen 9l omvandlar initierings- signalerna till två pulsföljder. En pulsföljd matas ut på en ledning 92 för verksamgöring av effektförstär- karen 84 och för styrning av reläet 86 så att detta förbinder förstärkarens 84 utgång med antennen 88. En- heten är anordnad att befinna sig i sändtillståndet n a « ø .- rær/r ' 518 848 12 under den tid pulsen ligger på lednignen 92. När reläet . _ . H 86 inte ar aktiverat pa detta sat et anordnat PJ Qi' ,âl^l'ê F? att förbinda antennen 88 med ingången hos en förför- stärkare 94.

Den andra pulsföljden från ramtaktstyrningsmodulen 91 överföres via en ledning 93 till förförstärkaren 94 för verksamgöring av densamma. Enheten är anordnad att befinna sig i mottagstillståndet under denna puls- följd. Förförstärkaren 94 överför mottagna signaler till en blandare 96, vilken även mottager utsignalen LO2 från syntetiseraren 72 på en ledning 98. Blandarens 96 utsignal matas till ett kristallfilter 100, vars utsignal i sin tur matas till en MF-förstärkare 102.

Modemprocessorn 40 överför via en ledning 89 ovan- nämnda datasignal, vilken utvinnes från medelvärdet av nivån hos signalen vid 116, till en D/A-omvandlare 104, vilken alstrar en analog AGC-spänningssignal, som via en ledning 106 matas till förstärkaren 102, vilket åstadkommer en styrning av denna förstärkare avseende hur mycket förstärkning det erfordras för åstadkommande av en sådan kompensering att MF-signalen alltid ligger på samma amplitud. Denna förstärkare mottager också utsignalen från kristallfiltret 100. Utsignalen från förstärkaren 102 överföres till en blandare 108 som även tillföres en insignal på 20 kHz från en ledning 109 för alstring av en signal på 400 kHz. Denna signal på 400 kHz överföres därefter till en A/D-modul, som utgöres av samplings- och hållkretsar 110, en A/D-om- vandlare 112 och ett FIFO-minne 114.

Utsignalen från A/D-omvandlingsmodulen ligger på 64 kilosampel/sekund och matas via ledningen 116 in till modemprocessorn 40. Modemprocessorn 40 demodulerar denna signal och överför de demodulerade datana till förrådsdelen hos RAM 32, till vilket åtkomst skapas från basbandsprocessorn 22, i vilken RELP-omvandlingen äger rum. Den erhållna utsignalen utgöres av en kon- tinuerligt seriell PCM-signal på 64 kbps. Denna utsignal n ø o o u» - »-~.. ~ u l0 518 848 a - n ~ u oo 13 matas till kodeken, som omvandlar signalen till en analog signal som sedan matas till SLIC-kretsen, vilken i sin tur matar signalen till telefonapparaten. Som ett al- ternativ kan signalen pá 16 kbps från "förrådet" avkodas till en digital signal, som matas till UART-kretsen 26.

När enheten arbetar i inlärningstillstàndet, är en áterkopplingsslinga anordnad vid 118 mellan två reläer 120 och 122. Genom att denna återkopplingsslinga ligger på MF-sidan istället för på RF-sidan reduceras antalet erforderliga element. Inlärningstillstàndet är det till- stånd i vilket en känd signal sändes ut av modemprocessorn genom resten av de sändelement som är anslutna till MF-förstärkaren 70. Som en följd av att reläerna 120 och 122 är dragna, kopplas förstärkarens 70 utsignal till kristallfiltrets 100 ingång.

Dessutom sändes en utsignal från basbandsprocessorn 22 på ledningen 90 till ramtaktstyrningsmodulen 91 för alstring av en puls pá ledningen 93 som overksamgör förstärkaren 94 helt och hållet under inlärningstill- ståndet. Under inlärningstillstándet alstrar ramtakt- styrningsmodulen 91 även en annan puls på ledningen 92 som overksamgör förstärkaren 84 helt och.hállet.

Den av modulatorn alstrade, kända signalen jämföres med den signal som áterföres till demodulatorn. Därvid exekveras ett subprogram som kompenserar för variationer till följd av olika faktorer, såsom variationer i tem- peratur, komponentvärden, etc. Korrektionskonstanterna lagras i RAM 32. Modemet fogar dessa lagrade korrek- tionskonstanter till de mottagna signalerna. Inlärnings- tillstàndet äger rum under de tidsintervall när systemet inte är aktiverat.

Syntetiserarmodulen 72 innehåller en på 80 MHz arbetande oscillator (VCXO), vilken frekvens utvinnes från den mottagna signalen. Den av oscillatorn genererade signalen på 80 MHz överföres via en ledning 124 till en dividera-med-fyra-krets 126, vars utsignal matas 518 i"':É":'°. ' :Hzf . :"::ÄI l4 till blandarna 62 och l08. Denna utsignal matas också till de två processorerna för àstadkommande av klock- pulser (fyrkantsvågor). Dessutom matas den via ledningen 124 till en dividera-med-fem-krets 130 och vidare till en taktstyrningsmodul 51. Modemprocessorn fastställer om det föreligger någon frekvensskillnad mellan insig- nalens centrumfrekvens och en undermultipel av klock- frekvensen.

Information om en eventuell frekvensskillnad över- föres från modemprocessorn via en ledning l32 till en ,digital-analogomvandlare 134. Digital-analogomvandlarens 134 utsignal matas via en ledning 136 och en ADJ-ingång l38 till VCXO:n (närmare beskriven nedan) på ett sådant sätt, att oscillatorns frekvens ändras i den riktning som minimerar ovannämnda frekvensskillnad. En lásnings- förlustdetekteringssignal överföres på en ledning l40 till basbandsprocessorn 22 för indikering av om en syn- kroniseringsförlust har uppstått i syntetiseraren.

Modemprocessorn 40, vilken visas i fig 2, innefattar en DPSK-omvandlare 150, till vilken data matas på en ledning l52. Datana matas däefter vidare med en symbol/ sekund-rat på l6 kHz till ett FIR-filter 154. Utsignalen från FIR-filtret 154, vilken visas vid 156, utgöres av asynkront data, som innefattar tio sammansatta sampel/ symbol, tidsmultiplexerade IQ-par. Denna utsignal matas till det ovan beskrivna FIFO-minnet 46, i vilket asynkron- synkronomvandlingen äger rum. Utsignalen från FIFO-minnet 46, som utgöres av 160 000 par av dataord/sekund, matas till den ovan beskrivna interpolatorn 48, som demulti- plexerar IQ-paren och återmultiplexerar IQ-samplen med en rat pà 1,6 MHz.

I ett 16-närt modulationssystem uppdelas den binära insekvensen i symboler om fyra bitar. Vid 16-när PSK bestämmer symbolerna om fyra bitar fasen hos bärvågen under den givna symbolperioden. Uppgiften att omvandla den binära insignalen till PSK-vågformen hanteras av modulatorn. . . . . ., »namn 518 848 Fig 3 visar hur en följd av sampel (S) vid 160 omvandlas till en följd av I-sampcl (i fas) och Q-sampel (kvadratur) i modemprocessorns 40 DPSK-omvandare 150.

Symbolerna kodas först med inverterad eller omvänd Gray- kodning, såsom visas vid 162. Detta göres för minimering av antalet bitfel som uppstår till följd av de mest sannolikt felaktiga symbolbesluten i demodulatorn.

Utsignalen från den inverterade Gray-kodaren 162 matas in i en faskvantiserare 164, som bestämmer det absoluta fasvärdet 6 hos den aktuella symbolen. Detta fasvärde matas därefter in i en differentialkodare 166, som beräknar det absoluta fasvärdet Gi' . 6.' represen- 1 terar modulo-16-summan av den aktuella skillnadsfasen 1 Gi' = (ei + øi_1') Mon 16 6 och den föregående fasen 6i_ ' Modulo-16-additionen svarar mot den modulo-360- addition som utföres vid summering av vinklar.

Skillnadsfasen Gi' inmatas i cosinus- och sinus- uppslagstabeller för beräkning av den aktuella symbolens I- och Q-komponenter.

I- och Q-samplen matas till det sexpoliga FIR-fil- tret 154, som âskådliggöres närmare i detalj i fig 4.

FIR-filtret har till uppgift att bilda en översamplad PSK-vågform från I- och Q-samplen. I-samplen matas in i en uppsättning av tio sexpoliga FIR-filter med be- teckningen "hllj" (j = 1-10). På samma sätt matas Q- samplen in i en uppsättning av tio filter med beteck- ningen "h .".

QIJ utsignalerna från dessa tjugo filter genom tidsdelning Såsom framgår av figuren multiplexeras på en enda parallell buss, som arbetar med en samplings- rat som är tio gånger högre än samplingsraten hos I, Q-paren på filtrets ingång.

Interpolatorn 48, vilken visas mera i detalj i fig 5, innefattar en ingång 180 och ett relä 182, vilket via en ledning 183 är anslutet till PAL-kretsen 50 och ví1ke¿ re1ä 182 är Omkopplingsbart meilan ingången 180 och en ledning 184. En multiplikator 185 kan vara in- o | | | »a 518 848 . 16 kopplingsbar på ledningen 183 för att användas för multi- ' ' ° " ' ' _. c.,_°.. 1A; z... A plicering av saval insi nalerna fran ledningen 183 som LQ en eventuell insignal 187, vilken kan tillföras från modemprocessorn eller från vilket som helst önskat extra minne. Reläet 182 är anslutet till PAL-kretsen 50 via ledningen 183, och ledningen 184 leder från ett I-minne 186, vilket mottar en insignal 188 från ett Q-minne 190. En insignal på 1,6 MHz är anordnad för både I/Q- minnet och Q/I-minnet som i figuren betecknas med 192 respektive 194. Interpolatorn demultiplexerar de multi- plexerade I,Q-samplen med en rat på 160 kHz för att sedan återsampla och återmultiplexera vid en rat på 800 KHz.

Syntetiseraren 72, vars funktion har beskrivits ovan, åskådliggöres i fig 6, som visar en på 80 MHz arbetande VCXO-modul 200 som mottager en signal från ADJ-ingången 138. Denna insignal styr den exakta frek- vensen hos VCXO-modulen. Utsignalen från VCXO-modulen är via en ledning 202 ansluten till en syntetiserare 204. Denna syntetiserare 204 kan syntetisera frekvenser på 438,625-439,65 MHz i lämplig synkronism med signalerna på ledningen 202. Den aktuella frekvensen utväljes medelst en insignal på ledningen 128 (även visad i fig 1).

Syntetiserarens 204 utsignal matas via en ledning 206 och ett filter 208 till utgången LO1. Syntetiserarens 204 utsignal matas också via en ledning 210 till en synkron omvandlare 212. VCXO~modu1ens 200 utsignal matas via en ledning 214 till en dividera-med-16-modul 216, vars utsignal på 5 MHz via en ledning 218 matas till den synkrona omvandlarmodulen 212. Utsignalen på led- ningen 214 är också ansluten till en referensutgång 221.

Modulen 212 subtraherar insignalen på 5 MHz pá ledningen 218 från frekvensen på ledningen 210, vilket ger en skillnadsfrekvens som via ett filter 220 matas till utgången LO2. På detta sätt varierar frekvenserna på utgången LO2 mellan 433,625 och 434,65 MHz, så att l0 518 848 17 LO2-signalens frekvens alltid ligger 5 MHz under LOl- signalens frekvens.

Dessutom kombineras utsignalen från syntetiseraren 204, via en ledning 222, med utsignalen från den syn- krona omvandlaren 2l2, via en ledning 224, i en syn- kroniseringsdetektor 226 på ett sådant sätt, att om antingen frekvensen på ledningen 206 ej är synkroniserad med frekvensen på ledningen 202 eller om frekvensut- signalen från den synkrona omvandlaren 212 ej är syn- kroniserad med kombinationen av frekvensen pá ledningen 206 och utfrekvensen hos dividera-med-l6-modulen 2l6, en synkroniseringsförlustsignal (låsningsförlust) ut- sändes på ledningen 140 (även visad i fig l).

Denna speciella kombination av en syntetiserare 204 plus dividera-med-l6-modulen 216 och den synkrona omvandlaren 2l2 ger samma funktion som de två separata syntetiserare som tidigare har använts, men innebär färre delar, större stabilitet, bättre toleranser, etc.

Pig 7 visar en föredragen krets för provning av gränssnittet på användarsidan. För detta ändamål alstrar den i fig l visade modemprocessorn 22 på digital väg en sinusvåg på l kHz, som överföres till kodeken 20 (visad i fig l), vilken omvandlar denna signal till en analog sinusvåg, som i sin tur matas genom hybrid- funktionen hos SLIC-kretsen 14 till ledningsparet l2.

Ett relä K (ej visat i fig l) är inkopplat omedelbart intill anslutningsdonet 10, så att reläet kan koppla bort anslutningsdonet från kretsen. Alla reflekterade signaler från det öppna ledningsparet l2 vid det öppna reläet K återföres genom SLIC-kretsens hybridfunktion och omvandlas till en digital signal av kodeken 20.

Denna digitala signal matas till basbandsprocessorn 22, som jämför den reflekterade signalen med den ur- sprungliga signalen och fastställer huruvida det före- kommer oönskade impedanser eller anslutningar, t ex jordningar, på ledningsparet l2.

Fig 8 åskådliggör modemprocessorns Ã0 demodulatordel » - Q Q .- :vara .mv 518 848 18 och visar hur utsignalen på 400 kHz från blandaren 108 (visad i fig 1) matas till den med hög pr 1 öppningsosäkerhet på 25 ns eller mindre och vars ut- signal matas till A/D-omvandlaren 112. A/D-omvandlarens 112 utsignal matas via ledningen 116 till modemprocessorn (på samma sätt som visas i fig 1). Insignalen på ledningen ll6 innefattar tidsmultiplexerade I- och Q-sampel (vilka kan uppvisa en viss korsproduktdistorsion) i form av två sammansatta sampelpar/symbol. Dessa tidsmultiplexerade I- och Q-sampel matas till en demultiplexerare 298, där de demultiplexeras. De demultiplexerade I- och Q- samplen matas till en utjämningsmodul 300, som har till ändamål att minimera (a) felenergi hos det mottagna dataflödet, (b) modifierad felenergi hos det med 0,05 T (T är 1/16000 av en sekund) fördröjda dataflödet, (C) modifierad felenergi hos det med 0,05 T framflyttade dataflödet, (d) energi hos dataflödet frán närmast övre kanal (önskad mottagningsfrekvens plus 25 kHz), och (e) energi från dataflödet hos närmast undre kanal (önskad mottagningsfrekvens minus 25 kHz).

Utjämnaren utgöres av ett komplext 28-poligt FIR- filter, i vilket filterviktkoefficienterna bestäms genom minimering av de ovan angivna, fem storheterna. För detta ändamål alstrar modulatorn fem inlärningssignaler.

Dessa signaler är följande: (a) en signal vid den önskade frekvensen vari mottags- och sändklocksignalerna är synkroniserade, (b) samma signal som (a), men vari mottags- klocksignalen är framskjuten i förhållande till sänd- klocksignalen med 0,05 T, (c) samma signal som (b) förutom att den är fördröjd med 0,05 T, (d) samma signal som (a), men vari bärfrekvensen är ökad med 25 kHz, och (e) samma signal som (d) förutom att bärfrekvensen är sänkt med 25 kHz. I fallen (d) och (e) förskjuter modem- processorn sänd-FIR-filtrets koefficienter med 25 kHz för bildande av inlärningssignalen med en frekvensav- vikelse på 25 kHz. mun: 518 848 19 Genom att jämföra de verkliga insignalerna under alstringen av var och en av de fem inlärningssignalerna med en uppsättning önskade utsignaler, erhåller man en uppsättning viktkoefficienter, vilka, när de implemen- teras i utjämnaren, åstadkommer ovan angivna ändamål.

Dessa viktkoefficienter lagras i RAM 32.

De utjämnade I- och Q-samplen matas in i en modul 302, vilken alstrar en utsignal som är arcustangens av kvoten mellan de utjämnade Q- och I-samplen. Denna utsignal, vilken är markerad med 304, representerar fasen hos den mottagna signalen.

De utjämnade I- och Q-samplen matas också samtidigt till en frekvenskontrollmodul 306, vilken åskådliggöres närmare i detalj i fig 9. I- och Q-samplen summeras för bildande av ett undre sidband 308 (såsom visat i fig 9), och samtidigt bildas skillnaden mellan I- och Q-samplen för bildande av ett övre sidband 310. En nivå- beräkning utföres därefter på både det övre och det undre sidbandet, såsom visas vid 312 respektive 314.

Den differensbildande operationen mellan dessa nivåer äger rum vid 316. Denna med 318 markerade differens representerar ett frekvensfel.

Såsom visas i fig 8 matas utsignalen 304 från arcus- tangensmodulen 302 till en AFC- och symboltaktföljnings- modul 320 (vilken åskådliggöres närmare i detalj i fig ). Ett med 322 markerat faskorrigeringsvärde i fig subtraheras från den detekterade fasen 304, vilket resulterar i den korrigerade fasen på en ledning 324.

Den korrigerade fasen matas in i en symboldetektor 326, vilken detekterar den aktuella symbolen uttryckt i fas- värdet och kvantiserar fasen till närmast övre 22,5°-steg.

Den med 328 betecknade, kvantiserade fasen subtraheras från den korrigerade fasen 324 vid 330. Detta resulterar i en fasfelsignal, som är markerad med 332. Denna fel- signal 332 matas in i ett andra ordningens slingfilter, vilket är generellt betecknat med 334 och vilket be- räknar dels faskorrigeringsvärdet på ledningen 336, lO 518 848 dels en frekvenskorrigeringssignal vid 338. Denna frekvens- korrigeringssignal matas till VCXO-kretsen v fig l visade ledningen l32.

Felsignalen 332 matas via en ledning 340 till en symboltaktföljningsmodul 342, vilken också mottager utsignalen från symboldetekteringsmodulen 326 via en ledning 344. Symboltaktföljningsmodulen 342 innehåller en algoritm, som följer fasen över ett antal förutbestämda symboler, avsynar startfasen hos den första symbolen och fasen hos den sista symbolen för att sedan bestämma lutningen. Den försöker att bestämma, utifrån fas-tids- funktionen, var nollgenomgångarna faktiskt ligger och jämför detta med var de skulle ha legat, varvid en takt- justering beräknas som kommer att korrigera för skillnaden.

Symbolklockan kommer att justeras i början av nästa lucka. Symboltaktföljningsmodulen 342 avger en utsignal 346, vilken matas till taktmodulen 5l i fig l.

Frekvenskorrigeringssignalen 338 från AFC- och symboltaktmodulen 320 matas till en viktningsmodul 348 (såsom visas i fig 8), där signalen viktas. Modulens 348 utsignal 350 matas in i en additionsmodul 352, där signalen 350 summeras med modulens 306 utsignal 318 för bildande av en utsignal 354, som matas till digital- analogomvandlaren 134. Såsom visas i fig l matas ut- signalen från digital-analogomvandlaren till syntetiseraren vid 138. Även om man i det ovan beskrivna utförandet av uppfinningen har använt flera olika separata element, är det möjligt att inkludera funktionerna hos många av dessa element, såsom exempelvis det med full hastighet arbetande PROM 44, FIFO-minnet 46, interpolatorn 48 och PAL-kretsen 50, i en modemprocessor med tillräckligt stor kapacitet. Detta kan också gälla för sådana element som ramtaktmodulen 9l, släckalstringskretsen 58, takt- styrningsorganet 5l, dividera-med-4-kretsen, dividera- med-5-kretsen och en del av eller hela syntetiseraren 72. Dessutom kan basbandsprocessorn och modemprocessorn na;-1 518 848 21 kombineras i en enda enhet, som även kan innefatta kodeken och UART-kretsen,

Claims (31)

10 15 20 25 30 :518 848. 22 PATENTKRAV

1. Abonnentenhet för ett jordbundet, trådlöst, di- gitalt telefonsystem, vilken abonnentenhet använder kon- tinuerligt återkommande ramar i vilka den sänder under en del av varje ram och mottar under en annan del av varje ram, innefattande: en utjämnare, som mottar en inlärningssignal i in- tervaller mellan aktivering av abonnentenheten un- der drift, vilka inlärningssignaler är i form av sammansatta I- och Q-sampelpar vid en modulerad frekvens, vilken inlärningssignal pâverkas av oönskade egenskaper som kan påverka I- och Q-sam- pelparen, en komparator, vilken är inrättad att jämföra den verkliga, inmatade inlärningssignalen med en önskad utsignal för erhållande av en uppsättning vikt- ningskoefficienter för utjämnaren för àstadkommande av nämnda önskade utsignal, och en frekvenskorrigeringskrets, vilken är inrättad att utifrån viktningskoefficienterna tillhandahålla en frekvensberoende korrigerad signal för sampel- parens modulerade frekvens.

2. Abonnentenhet enligt krav 1, varvid inlärnings- signalen har en önskad frekvens och en samplingsrat pà 1/T sampel per sekund, där T är varaktigheten hos en in- formationssymbol.

3. Abonnentenhet enligt krav 1, vidare innefattande en till utjämnaren kopplad frekvensfeldetektor för àstadkommande av en frekvensfelsignal, varvid frekvens- korrigeringskretsen är kopplad till frekvensfeldetektorn 10 15 20 25 30 ï518 848 23 för bildande av den frekvensberoende korrigerade signalen utifrån frekvensfelsignalen.

4. Abonnentenhet enligt krav 1, varvid utjämnaren är kopplad till en minnesenhet för lagring av viktnings- koefficienterna.

5. Abonnentenhet enligt krav 1, varvid ett vikt- ningsorgan är kopplat till frekvenskorrigeringskretsen för att vikta den frekvensberoende korrigerande signalen.

6. Abonnentenhet enligt krav l, varvid den frekvensberoende korrigerade signalen matas till en inställningskrets för en tidsstyrningsenhet.

7. Abonnentenhet enligt krav 1, varvid utjämnaren är ett impulssvarfilter.

8. Abonnentenhet enligt krav 7, varvid impulssvar- filtret àr ett FIR-filter.

9. Abonnentenhet enligt krav 1, varvid utjämnaren är ansluten till en krets som bildar en arcustangens- funktion, inrättad att motta utjämnarens utsignal och att bilda arcustangens av kvoten mellan de utjämnade Q- och I-samplen för bildande av-en fasrepresenterande sig- nal, vilken krets är kopplad till frekvens- korrigeringskretsen.

10. Abonnentenhet enligt krav 9, vidare innefattan- de en digital-analogomvandlare som mottar utsignalen från frekvenskorrigeringskretsen, och en spänningsstyrd oscillator som mottar utsignalen frán denna digital-ana- logomvandlare.

11. ll. Abonnentenhet enligt krav 1, varvid det tràd- lösa, digitala telefonsystemet är ett digitalt, mul- 10 15 20 25 f 518 848 i 24 tiplexerat RF-kommunikationssystem länkat till ett telefonsystem.

12. Abonnentenhet enligt krav 11, varvid telefon- systemet är ett allmänt telefonnät.

13. Abonnentenhet enligt krav 1, vidare innefat- tande en processor, varvid nämnda inlärningssignal gene- reraS aV prOCeSSOrn .

14. Utjämnarkrets för ett jordbundet, trådlöst, di- gitalt telefonnät, vilken utjämnarkrets är anordnad i en abonnentenhet som utnyttjar kontinuerligt återkommande ramar i vilka den sänder under en del av varje ram och mottar under en annan del av varje ram, innefattande: ett filter för mottagning av I- och Q-sampel i form av sammansatta sampelpar vid en modulerad frekvens; vilket filter mottar en inlärningssignal i inter- valler mellan aktivering av abonnentenheten under drift, vilka inlärningssignaler är i form av sam- mansatta I- och Q-sampelpar, vilken inlärningssig- nal påverkas av oönskade egenskaper som kan påverka I- och Q-sampel; en komparator, vilken är inrättad att jämföra inlärningssignalen med en önskad utsignal för àstadkommande av en uppsättning viktningskoeffici- enter för filtret för bildande av nämnda önskade utsignal, och en frekvenskorrigeringskrets, vilken är inrättad att utifrån viktningskoefficienterna åstadkomma en frekvensberoende korrigerad signal för sampelparens modulerade frekvens. 10 15 20 25 30 #518 848 25

15. Utjämnarkrets enligt krav 14, varvid inlär- ningssignalen har en önskad frekvens och en samplingsrat pà 1/T sampel per sekund, där T är varaktigheten hos en informationssymbol.

16. Utjämnarkrets enligt krav 14, vidare inne- fattande en frekvensfeldetektor som är kopplad till filtret för att àstadkomma en frekvensfelsignal, varvid frekvenskorrigeringskretsen är kopplad till frekvens- feldetektorn för att bilda den frekvensberoende korrigerade signalen utifrån frekvensfelsignalen.

17. Utjämnarkrets enligt krav 14, varvid filtret är kopplat till en minnesenhet för lagring av viktnings- koefficienterna.

18. Utjämnarkrets enligt krav 14, varvid ett vikt- ningsorgan är kopplat till frekvenskorrigeringskretsen för att vikta den frekvensberoende korrigerade signalen.

19. Utjämnarkrets enligt krav 14, varvid den frekvensberoende korrigerade signalen matas till en inställningskrets för en tidsstyrningsenhet.

20. Utjämnarkrets enligt krav 14, varvid utjämnaren är ett impulssvarfilter.

21. Utjämnarkrets enligt krav 20, varvid impuls- svarfiltret är ett FIR-filter.

22. Utjämnarkrets enligt krav 14, varvid filtret är anslutet till en krets som bildar en arcustangensfunk- tion, inrättad att motta filtrets utsignal och att bilda arcustangens av kvoten mellan de utjämnade Q- och I- samplen för bildande av en fasrepresenterande signal, vilken krets är kopplad till frekvens- korrigeringskretsen. 10 15 20 25 30 518 848 26

23. Utjämnarkrets enligt krav 22, vidare innefat- tande en digital-analogomvandlare som mottar utsignalen från frekvenskorrigeringskretsen, och en spänningsstyrd oscillator som mottar utsignalen fràn denna digital- analogomvandlare.

24. Utjämnarkrets enligt krav 14, varvid det tråd- lösa, digitala telefonsystemet är ett digitalt, multiplexerat RF-kommunikationssystem länkat till ett telefonsystem.

25. Utjämnarkrets enligt krav 24, varvid telefon- systemet är ett allmänt telefonnät.

26. Utjämnarkrets enligt krav 14, vidare innefat- tande en processor, varvid nämnda inlärningssignal gene- reIaS âv PIOCESSOIII.

27. Abonnentenhet för användning i ett digitalt, multiplexerat, jordbundet, radiofrekvenskommunikations- system, vilken abonnentenhet utnyttjar kontinuerligt återkommande ramar i vilka den sänder under en del av varje ram och mottar under en annan del av varje ram, innefattande: en första processor med en ingång för mottagning av de komplexa sampelparen i fas (I) och tvärfas~(Q) av åtminstone en inlärningssignal påverkad av oönskade egenskaper, vilken första processor innehåller ett filter för mottagning av inlärningssignalen i intervaller mel- lan aktivering av abonnentenheten under drift och för filtrering av inlärningssignalen i enlighet med en uppsättning viktningskoefficienter för bildande av en utjämnad inlärningssignal, lO 15 20 25 «5”|8 848 27 organ som är inrättade att jämföra den utjämnade inlärningssignalen med cn önskad utsignal för att alstra nya viktningskoefficienter, varvid den första processorn använder nämnda filter och nämnda alstrade viktningskoefficienter för att utjämna en signal, som mottas över nämnda digitala radiofrekvenskommunikationssystem och som är påverkad av åtminstone vissa av samma oönskade egenskaper, och en frekvenskorrigeringskrets, vilken är inrättad att utifrån viktningskoefficienterna tillhandahålla en frekvensberoende korrigerad signal för sampel- parens modulerade frekvens.

28. Abonnentenhet enligt krav 27, varvid det digi- tala, multiplexerade, jordbundna radiofrekvenskommunika- tionssystemet är länkat till ett telefonsystem.

29. Abonnentenhet enligt krav 28, varvid telefon- systemet är ett allmänt telefonnät.

30. Abonnentenhet enligt krav 27, varvid nämnda första processor är kopplad till en minnesenhet för lag- ring av nämnda viktningskoefficienter.

31. Abonnentenhet enligt krav 27, vidare innefat- tande en andra processor som står i förbindelse med den första processorn, varvid inlärningssignalen genereras av den andra processorn.