SE506644C2 - Förbättringar av, eller med avseende på, multibärvågssystem - Google Patents

Description

506 644 25 30 Eftersom interferens mellan par i kopparparkabel är högre där data sänds i båda riktningar, dvs symmetrisk duplex, har för ett antal transmissionsförslag föreslagits användningen av asymmetriska lösningar i vilka höga datahastigheter sänds endast i en riktning. Sådana lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras.

VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL måste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.

Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL: - CAP; en version av QAM med undertryckt bärvàg, AM/PM, för passiva NT- ”Bärvågslös” (carrierless) konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); - DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvågs- system som använder diskret Fourir-transfor- mering (Discrete Fourier Transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvàgor, för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms mulïiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); UI 10 25 30 (fl CD Ö\ O\ ¥> 4> - DWMT; Diskret Wavelet multiton Multi-Tone), ett multibärvågssystem som använder (Discrete Wavelet ”Wavelet-omvandlingar” (Wawelet transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvågor; DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och - SLC; version av basbandssignalering med fyra nivåer Enkel linjekodning (Simple Line Code), en som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generazioner av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthållas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare (splitters). Normal användning skulle placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- specifikationen vänder emellertid på denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.

Modern multibårvågsteknik som använder ortogonala bärvågor med QAM-konstellationer av hög ordning för överföringen av en mångfald (plurality) av bitar per bärvåg och symbol, använder någon metod för att bestämma en omvänd (inverse) analmodell som skall användas i en utjâmnings- /anpassningsprocess (equalization). I frekvensplanet 506 644 30 baseras denna normalt på en värdeberäkning av kanaldämpningen och fasen för varje bärvág.

Ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en förenklad utjämningsmetod som använder data vid symboldetektoringången (input) och utgången (output) för att på ett adaptivt sätt värdeberäkna en omvänd (inverse) kanalmodell.

Ett annat mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla ett förenklat kanalvärdeberäknings- och utjämningssystem som använder data vid symboldetektorin- mätningen och utmatningen för att adaptivt värdeberäkna en omvänd kanalmodell.

Ytterligare ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en multibärvågstransceiver som inkluderar en förenklad utjämningsenhet (equaliser) som använder data vid symboldetektorinmatningen och utmatningen för att adaptivt värdeberäkna en omvänd kanalmodell.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahâlles ett kanalvärdeberäknings- och utjämningssystem för användning i ett multibärvågssystem, anordnat att adaptivt uppdatera utjämningsparametrar i kanalmodell, kännetecknat av att modifieringshjälpmedel tillhandahâlles frekvensplanet för en omvänd (inverse) för att modifiera nämnda utjämningsparametrar i små steg så att ett utjämningshjälpmedel konvergerar i nämnda omvända kanalmodell.

Vid användning kan en utsignal, U, från nämnda utjämningshjälpmedel matas till ett detektor/kvantiseringshjälpmedel, en utsignal, Y, från nämnda detektor/kvantiseringshjälpmedel kan matas till en första ingång (input) på nämnda modifieringshjälpmedel, och 20 506 644 en utsignal, EQ, från nämnda modifieringshjälpmedel kan matas till nämnda utjämningshjälpmedel.

Vid användning kan nämnda utsignal, Y, matas till ett symbolavkodningshjälpmedel anpassat att producera en avkodad dataström.

Nämnda modifieringshjälpmedel kan operativt vara anslutet till variansvärdeberäkningshjälpmedel anpassat att producera en signal, W, som indikerar en varians av interferens pá varje bärvág i nämnda multibärvágssystem.

Nämnda modifieringshjälpmedel kan arbeta med en algoritm som definieras genom: .U som = nok + ___ .EQVUKÉ (Yk- Uk) [Uklz där p är en positiv konstant Ip << 1) for att bestämma successiva värden på nämnda ;:jämnings;arametrar.

I 2 Uttrycket p/|Uk i algoritmen kan ersättas av: 2-integer(2.log IUM), integerflog p) z z Exponenten: -integer (2.log2|Uk|)+ integerílogzp) kan produceras genom användning av ett absolutvärde pà Uk som ett inmatningsvärde till en binär prioritetskodare och negera en utmatning därav.

Multiplikativa operationer i nämnda algoritm kan implementeras med hjälp av en barrel-skiftare (barrel shifterš. 506 644 20 30 Ett värde pà interferensvarians på respektive bärvàg i nämnda multibärvågssystem kan värdeberäknas med användning av en standardmetod att integrera kvadrerade avvikelser från ett medelvärde, i vilket varje kvantiserat värde, Y, används som ett medelvärde för ett omfång av datavärden, U, som kvantiseras till Y.

Ett värde på interferensvariansen för varje bärvåg i nämnda multibärvågssystem kan värdeberäknas med användning av en algoritm som definieras genom: WN = (1-s).wk+s.|Yk_Uk|2 i vilken integration simuleras med hjälp av ett exponentiellt viktat medelvärdesbildande filter och 8 är en liten positiv konstant (8 << 1).

Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles ett modem, för användning i ett multibärvågssystem, kännetecknat av att i nämnda modem ingår ett sådant kanalvärdeberäknings- och uïjämningssystem som anförts i de föregående styckena.

Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles en transceiver, för användning i ett multibärvàgssystem, kännetecknad av att i nämnda transceiver ingår ett sådant modem som anförts i föregående stycke.

Nämnda multibärvågssystem kan vara ett DMT VDSL transmissionssystem som använder diskret Fourier- transformering för att skapa och demodulera individuella bärvågor.

Enligt en fjärde aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles ett DMT VDSL transmissionssystem som använder diskret Fourier- transformering för att skapa och demodulera individuella bärvågor, kännetecknat av att i nämnda DMT VÉSL Un 20 506 644 transmissionssystem ingàr åtminstone tvâ transceivrar såsom framlagts ovan.

Enligt en femte aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahàlles en metod att adaptivt uppdatera utjämningsparametrar i frekvensplanet hos en omvänd (inverse) kanalmodell i ett multibärvágssystem, kännetecknad av att nämnda utjämningsparametrar modifieras i smà steg så att utjämning konvergerar i nämnda omvända kanalmodell.

En signal, U, som representerar utjämnad data, kan överföras till ett detektor/kvantiseringshjålpmedel med användning av en utsignal, Y, från nämnda detektor/kvantiseringshjälpmedel, tillsammans med nämnda v11 signal, U, för att erhaiia estimatorer, EQ, för nämnda utjämningsparametrar.

Nämnda utsignal, Y, kan överföras till ett symbolavkodningshjälpmedel anpassat att producera en avkodad datasïröm.

En signal, W, som indikerar en interferensvarians hos respektive bärvàg i nämnda multibärvàgssystem, kan erhållas från nämnda utsignal, Y, och nämnda signal, U, som representerar utjämnad data.

Successiva värden pâ nämnda utjämningsparametrar kan beräknas fràn en algoritm som definieras genom: .EQwUkÉ (Yk- Uk) EIQk_-_ = EQR + Uklz (p << l) . där p är en positiv konstant Uttrycket p/ÉUKP i algoritmen kan ersättas av: 2 -integer (2 . log §uk| ) + integefilog p) 2 z 506 644 20 Exponenten: -integer (2.log2|Uk|)+ integer(log2p) kan produceras genom användning av ett absolutvärde på Uk som ett invärde till en binär prioriteringskodare och negera en utmatning därav.

Multiplikativa operationer i nämnda algoritm kan implementeras med hjälp av en barrel-skiftare (barrel shifter).

Ett värde pá interferensvariansen pà respektive bärvåg i nämnda multibärvàgssystem kan värdeberäknas med användning av en standardmetod att integrera kvadrerade avvikelser från ett medelvärde, i vilket varje kvantiserat värde, Y, används som ett medelvärde för ett omfång av datavärden, U, som kvantiseras till Y.

Ett värde pá interferensvariansen för varje bärvåg i nämnda multibärvágssystem kan värdeberäknas med hjälp av en algoritm som definieras genom: I 2 Wk+l = (l"8) .wk+8. |Yk_Uk i vilken integration simuleras med användning av ett exponentiellt viktat medelvärdesbildande filter, och 8 är en liten positiv konstant (8 << 1).

Utförandeformer av uppfinningen kommer nu att beskrivas, med hjälp av exempel, med hänvisningar till de medföljande figurerna, där: Figur l visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.

Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem. 10 U: 20 Ia) UI 506 644 Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvàgssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.

Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvágssystem som här beskrivs.

Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhällandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvägssystem som här beskrivs.

Figur 10 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 11 visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12. 506 U: 20 25 644 10 Figur 14 visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix.

Figur 18 visar, i schematisk form, ett "beslutsinriktat” (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvâgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.

Figur 20 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemstyrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt pà vilket tvà av de multitonbärvägssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbàrvàgstransmissionssystem.

Un 10 20 k) LI: 30 506 644 ll Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 24 visar BSI-längd.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- avbrott för det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 26 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvágssystem som visas i Figur 4.

Figur 28 visar, i schematisk form, ”wake-up”- signalering för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbàrvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgrànssnitt för en VDSL modemapplikation.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.

ADC: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) AIS: ”Alarm In Signal” ASIC: Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) 506 644 20 30 BPSK: BSI: BSI-D: BSI-U: CCH: CMl: CM2: CM3: CP: DAC: DAS: DFl: DF2: DF3: DMT: DWMT: 12 Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Styrkanal (Control channel) Bärvàgstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärvàg (Carrier mode 1, bit~loaded and used carrier) Bärvàgstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urstàndsatt bärvâg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvàgstyp (mode) 3, bärvág ordnad för nollbitsladdning, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cykliskt prefix (Cyclic Prefix) Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) W U X 30 EMC: FBC: FEXT: FFT: FTTN: Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: 13 Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjàrröverhörning (Far End Cross Talk) ”Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VME-based) Tre + tvâ, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Två chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir”-transformering (Inverse Fas: Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Làgpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) Nät(verks)enhet (Network Unit) 506 644 20 N OFDM: ONU: PGA: POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUSl: SUS2: TA: TDMA: UTP: VCXO: VDSL: 14 Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) Konventionell, ”gammal” telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) "Quadrature Amplitude Modulation” Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SF och DFI ramsekvens (SF and DFl frame sequence) SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) ”Time Advance” Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) Spänningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) 15 506 644 15 Det system som den föreliggande uppfinningen avser, (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” Multibärvágssystem för det installerade kopparnätet). MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation på kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.

(SE 9603197-6) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-l, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603195-O, SE 9603196-8 och SE 9603198-4, erbjuder en kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, MUSIC-systemet som beskrivs i denna som ger 26:2 eller l3:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel ( lokala telefoninät.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det (Fibre To som var och en nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden The Node = FTTN), betjänar många användare, fram till ett kopplingsskåp i som använder optisk fiber, närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg bithastighet (2 Mbit/s) uppströms, från abonnenten.

Figur 1 visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia-applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms. 506 644 10 IS 20 30 16 I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds två bestämda bithastigheter (l3:2 och 26:2 Mbit/s), lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som en där den extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.

För nätverkstermineringen (NT) består anslutningen såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av av ett set av standardiserade gränssnitt, (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som filtreras ut passivt, så att den år oberoende av Nätverksenheten (NU) modemstatus. terminerar i det fasta nätet.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd a:t ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.

MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvàgs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvàgor. Detta visas som visar två transceivrar vilka var och en har Rx, tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de två transceivrarna i Figur 2, en mottagare, och en sändare, Tx, ansluten till ett med användning av en mångfald (plurality) av bärvågor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitén är extremt dålig. Antalet bitar som överförs av var och en av bärvâgorna kan också variera, beroende på kanalkvalitê.

En multibärvågsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar på tvinnad parkabel på ett effektivt sätt. I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden på 10 MHz upp på 1024 bärvågor med W 506 644 17 en bredd på vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringseffekten för de individuella bärvágorna beror pà störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och ett av banden. Varje bärvág förmedlar multiniväpulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAM). Den individuella bärvägens signal/brusförhàllande (SNR) beräknas på mottagarsidan. Om en bärvág har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit pà denna bärvág. För bärvägor med lägre SNR-värden placeras färre bitar på bärvágen. Bärvàgor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid mottagning (forward error correction) och datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Tvá bestämda (26/13 Mbit/S) valda hastigheten beror på den aktuella kabellängden (<13OO nedströmshastigheter stöds av systemet; den m) och/eller kvalitén pä kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s. Olika frekvensband kan användas i MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från uppströmskanalen och båda från POTS, se Figur 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.

TDMA och/eller en metod där varannan bärvág dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hárdvarublocken är ADC och DAC, synkronisering, fourir transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjämning, symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfoliering (interleaving), nätgränssnitt och systemövervakare. 506 644 20 30 18 Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: - den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.

Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. Pâ mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett làgpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdàmpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En VCXO, driva analog- till digital-omvandlaren. På sändarsidan är spänningsstyrd kristalloscillator, används för att hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A}- omvandlare via ett làgpassfilter.

Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir”-transformerings- och omskalningsenhet (rescaling FFT, till en synkroniseringsenhet och en kanalestimator. unit), ansluten, som visas i Figur 4, Kanalestimatorn är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en ”avinterfolierings”- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhet och därifrån till ett nätapplikationsgränssnitt.

Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) ”fast Fourir” transformerings- och skalningsenhez, IFFT, via en kodnings- och interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funkticnsenheter i den digitala mottagaren och Un 10 IQ V» 506 644 19 digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, så som visas i Figur 4.

Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollnivàn till modemets skikt ett~funktionalitet.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- om så erfordras. ramar” (dummy frames) Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved). Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation).

Symbolmappningsblocket tar emot ingängsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende pà det aktuella bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.

En reell (real) steget i IFFT-blocket. Detta får systemet att skala vektormultiplicering är det första uteffektsnivàn pà varje bärvàg. IFFT-blocket utför sedan en FFT på som modulerar varje bärvàg. Som ett slutligt reell 2048 punkters inverterad (inverse) ingángsdatan, steg utförs en address ”wrap around” på utgàngsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet (CP). av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet Den mcdulerade signalen går till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång (minimum true dynamic range) pä 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan på 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balansera: gränssnitt mot kopparkabeln. 506 644 UI W 20 25 30 20 En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.

I mottagaränden separerar splitter/hybrid- transceivern de frekvenser som används av POTS, från 0 till 4 kHz, från de frekvenser som används av systemet. Det extraherar också den làgnivåiga mottagningssignalen från den kombinerade högnivåiga sändningssignalen och den lågnivåiga mottagningssignalen.

För att reducera Nyquisteffekter på signalen làgpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PCA:n (Programmable Gain Amplifier).

PGA:n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB. av det dynamiska omfånget i ADC:n.

Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av FFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO:n.

I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) och överförs till ”VCXO feed back (20 MHZ). controller”. VCXO n genererar samplingsklockan En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.

Därför används, efter låsningssekvensen, en dedicerad pilotbärvág för att uppnå en hög synkroniseringsprecision på samplingsklockan.

En BSI-signal extraheras också från pilotbärvågen.

BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att Un 20 h) Uu 30 5Û6 644 21 synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.

En 2048 punkters verklig FFT utförs på ingângsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning (rescaling), som baseras pà energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.

Kanalvärdeberâkningen och -utjämningen utförs på utmatningsdatan från FFT-blocket. Alla dataramar används för att värdeberäkna (estimate) kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bitar som skall sändas pà var och en av bärvágorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).

I symboldetekteringsblocket utförs en ”avmappning” (demapping) för varje bärvåg enligt bitladdningsmallen (bit-loading mask).

Efter avmappning utförs ”avinterfoliering” (de- interleaving) och ”felkorrigering vid mottagning” (FEC, Forward Error Correction) på den detekterade bitströmmen.

Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames) tas bort i detta block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns SC). en generell (general purpose) processor som har gränssnitt styrenheten för systemet (System Controller, SC:n är mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. I den version av MUSIC som beskrivs här, är styrenheten CPU programmerbar. En extern port tillhandahàlles, (on-board), för att underlätta programmering. genom ett JTAG-gränssnitt pà moderkortet 506 644 22 Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra bitladdnings- och energiladdningsberäkningar. Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad (CCH). förändringar i bit/energi-laddning och annan styrkanal Denna kanal överför data avseende systemsignalering.

För att erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändning, måste de digitala delarna av systemet vara baserade på åtminstone två ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamål.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras på ett tredje, respektive fjärde, chips.

Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell 1 till 3 bifogade härtill.

VDSL-system arbetar i spektrumet från 0 till 40 MHz.

I detta band upptar MUSIC-systemet, som beskrivs här, de lägre 10 MHz, Ett antal traditionella band finns i detta spektrum, se Figur 6. inklusive POTS och vissa radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvågor över 10 MHz, har varje bärvåg en bandbredd på allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista 9,77 kHz, där de två första bärvågorna är bärvågen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten.

Andra bärvågor (på radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.

Un 10 15 20 k) Uu 596 644 23 Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning.

Det finns tvá sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- och ISDN-systemen existera under (below) MUSIC- frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvågor över 10 MHz ger varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bärvàgor. Beroende på kanalkarakteristiken måste dessa fem bärvâgor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*100=500 kbit/s bandbredd.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.

Resultatet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda på en telekommunikationsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 200-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen pà högre frekvenser den maximala bithastigheten.

För kablar på omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en 1 km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt. 506 644 IO 20 IQ Un 24 En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen mäste kanske också uteslutas.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: - maximal varaktighet 250 us - medianintervall 67 ms - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är belägen pä NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).

Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” pä mindre än 0,5 ns.

Samplingsklockan pä NT-sidan är fasläst till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärvàgen för att producera en finjustering av läsningen. Läsningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit dig:tal/analog-omvandlare_ Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision pä 1/100 sampel, med ett ”phase jitter” pä mindre än 0,5 ns.

Ramklockan är 1/(2048 + 128) styr starten av mottagning och sändning av ramarna. av samplingsklockan och Ramklockan, som används både för sändning och mottagning, avviker i fas pä både NU- och NT-sidan. 20 25 30 506 644 25 Ramklockan för sändning på NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Mottagningsramklockan på NT-sidan erhålles från hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart pà NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) på kopparledaren. Detta mäste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både pà upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning pà NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan fördröjs ett (TA) för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) antal sampelklockcykler i förhållande till ramklockan utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvensen bestäms av hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.

Ramklockan för mottagning pá NU-sidan styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande sidan. Parametrarna kan, till exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, på båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up). 506 644 lJl 20 26 BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.

En kort pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens pà pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan.

Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast pà den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA = 128 samplingar = 6,4 us utbredningsfördröjning. Detta motsvarar 1280 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m).

Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till Tl- chipset och systemcontrollern för styrändamàl.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också är länkad till POTS. På mottagningssidan av hybriden går den inkommande signalen via ett làgpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. Pá sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och gár därifrån via ett lágpassfilter LP till UI 20 30 506 644 27 hybridtransformatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, är ansluten till Tl-chipsets synkroniseringsblock.

En OFDM-ram är en summa av sinusformade bärvågor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplanet (frequency domain) med ett minimum av separationsavstånd mellan bärvågor. Antagandet att symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra till att skapa pulser med mycket höga toppnivåer.

Emellertid måste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsnivâer i DAC:n för att hantera genomsnittliga (average) signaler. Även om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivä i sändaren, finns det begränsningar på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Vara .

En kort kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en lång kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opåverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stort dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga 506 644 20 30 28 upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar, Den "fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det område som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9.

Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalnivàn vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.

Linjedelaren(splitter)/hybriden har två huvuduppgifter, nämligen att: - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen från att uppträda vid mottagaren på samma enhet genom balansering av kabeln.

Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan.

Avsikten med làgpassfiltret pà ingàngssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) pà interferens ovanför det använda frekvensområdet.

Làgpassfiltret pá utgàngssidan reducerar utsänd effekt på ”stoppbandet”. Dessa filter kan utgöra delar av uppdelnings-/hybridmodulen_ Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är ”Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhàllande pà ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används.

För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används. 10 20 IQ lJu 30 -506 644 29 FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT:er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser pà samma gång.

Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hárdvarurealiseringen baseras pà en radix-32-kärna som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar” (passes), se Figur 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhällandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: SNR=22b-v-1 och v = ll Lösningen för b ger 17 bit upplösning där b = antal bit, (antal effektiva radix-2 ”förvandlingar”). (baserat på ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.

VCXO:n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras pá data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen mäste vara mycket stabil och fasläst till NU-referensklockan för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler. (phase locked) För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC:n.

Dämpningsnivàn är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för ”framflyttning av synkronisering” (timing advance) genom systemcontrcllern.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance” och dämpningsnivàn, mäste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, 506 IS 20 25 30 644 30 speciellt när bärvàgor moduleras med stora konstellationer.

I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger pà korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen.

På NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. På NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO Controlled Crystal Oscillator) (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage som är låst i fas till oscillatorn pà NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbärvág, efter en lásningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet pâ samplingsklocksynkroniseringen_ Beroende pá den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan interferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelation som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlängden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i Därför korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate).

Un 20 30 506 644 31 kommer dessa toppar att ha ett känt synkroniseringsförhàllande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.

Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna.

Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa två signaler används som indata till en ”feed-back controller” som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inlàsningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.

Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de tvâ signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning pà en ramlängd. Utdatan pá fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan fràn integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol reducerad komplexitet jämförd med användning av den (sign). Denna hàrdvaruimplementering har en starkt fullständiga sampelordlängden. 506 644 UI 10 20 25 30 32 Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen. Beroende pá den reducerade dataordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) passerar genom en fördröjning med N = 1024, dvs en ram, och till en konjugator. Utdatan från fördröjningen och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) medelvärdesbildaren, Z(k) går till en subtraherare från vilken Z(k) signal W(k) som gär till en ackumulator som ger en utsignal C(k). som går till en medelvärdesbildare. Utdatan frán fördröjd med L = 128 subtraheras. Detta ger en Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvârdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. Utsignalen kan uttryckas som 6 z = Z :Mk-im i=Û där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken pà korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator. 20 30 506 644 33 Registerinnehàllet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gäng ett värde större än registerinnehállet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). detta andra register att innehålla ett index till det När et: helt signalintervall har passerat, kommer max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett tredje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (l#) divideras med tvâ (med användning av skiftning) shift). (using Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Återkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan sedan användas som en pekare (pointer) till signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.

Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvâgen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvàgor. Detta beror på den inneboende ortogonaliteten mellan bärvágorna. För att uppnå en värdeberäkning med acceptabelt låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. Detta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, sä argumentet är inte direkt ïillgängligt. I áterkopplingsslingan är det (detect) nödvändigt at: upptäcka mycket små 506 644 10 15 20 h) Un 30 34 argumentavvikelser. Därför måste upplösningen på argumentet vara hög. Återkopplingscontrollern kommer att få pilotbärvágsargumentet att konvergera mot noll. En approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet omrâde omkring noll, är då tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som år ”monotonic" i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: A=M.[S{c}-<1-sgn9¶{C}) .K. 9ï{c}.sgn.3{c}] där C är den komplexa pilotbärvágsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).

Kanalen inför fasskift på pilotbärvàgen som kan orsaka "linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen pà insignalen och pilotargumentet noll.

För att eliminera detta problem går pilotbärvågsestimatorn också genom utjämnaren för frekvensplanet (frequency domain equalizer). Utjämningsparametern för denna bärvág sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.

Valet av pilotbärvàg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvàgor som pilot kan också tillhandahållas. Återkopplingsslingan har i verkligheten två ”controllers”, var cch en med sin egen insignal.De två controllerutgàngarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXC:n som genererar samplingsklockan. Båda ”controllerna” är av PI-typ (Proportional and Integrating). 10 20 25 30 506 644 35 Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvágen i frekvensplanet som härleds från utjämnaren (equalizer) förs till en pilotargumentestimator, vars utdata förs till ”àterkopplingscontrollers” som också tar emot utdata fràn toppestimatorn. Utdatan fràn ”äterkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberäknas utjämningsparametern för pilotbärvägen och sättes (av SC:n). Detta görs endast en gång, och ytterligare uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, låses dess sista utvärde så att VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.

Pilotbärvàgen används också för överföringen av synkroniseringsinformation för bassynkroniseringsintervallet (ESI = Base Synchronization Interval). Bärvágsargumentet antas normalt vara konstant.

Ett kort mönster BPSK-moduleras på bärvàgen med användning av faserna 0 och n och lämnande bärvàgen pà fas O under resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel (<1%) av BSI-intervallet, är störningen av pilotbärvågsargumentvärdeberäkningen försumbar. En korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI. 506 644 Un 20 IQ lll 36 ”System Controllern” (SC) mäste ha läsaccess, för upptäckt av synkroniseringslàsning och av övervakningsskäl, till register som häller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapproximeringen.

För att hantera den inledande utjämningen av pilotbärvàgen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvägen och skriva till utjämningsparameterminnet_ Ett kompensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och måste vara skrivbart frän SC n. Detta används på NT-sidan. för både skall anslutas till SC:n som De detekterade BSI-händelsesignalerna, mottagning och sändning, avbrottsinmatningar (interrupt inputs).

Alternativt kan pilotbärvàgen àterhämtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslåsning av en samplingsklockoscillator. Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvágsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvágorna, beroende på ortogonaliteten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.

Ramlängden och längden pá de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en äterkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet på ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är viktigt att VCXO:n har mycket låg fasstörning, eftersom áterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sädan störning.

W 20 25 30 506 644 37 Ett diskret multitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler pä N bärvágor (här använder vi N=1024 bärvàgor). Denna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transformering genom användning av ”Inverse (IFFT).

N st bärvágcrna av en FFT.

Fast Fourier Transform” I mottagaren demoduleras de utförs FFT och IFFT av (radix) 16, (cores), i olika faser. Denna process visas I modemet, som beskrivs här, samma enhet, med användning av samma bas eller 32 ”kärnor” schematiskt i Figur 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder på 2048 reella, utför denna enhet en FFT, eller 1024 komplexa värden.

IFFT, samt addering av cykliskt prefix.

För varje ram skalning, omskalning (descaling), FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTs och arbetar :ed ett minimum pà 16 bit aritmetik.

(NT), synkronisering mellan ingàngsramstarten och IFFT- För nätterminalsidan, finns det ett krav på utgángsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvàgorna). Sändaren skall kunna starta sändningen av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad ”timing advance”. (scaling) bör tillhandahållas före IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella En skalning koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingàngsvärdena från symbolmappern (SM). Koefficienterna är på 16 bit vardera.

Koefficientminnet består av två banker av samma andra uppdateras. Omkoppling (switching) möjliggörs genom storlek Den ena banken används medan den ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI. 506 644 UI 20 30 38 Efter ?FT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit.

En exponent (som resulterar i en ”post shift”) pà 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.

Koefficientminnet består av två banker av samma storlek ((16+4)x1024 bit). andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- Den ena banken används medan den kommando och verkställes vid nästa BSI.

Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvág som en separat kanal.

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen.

Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix på 128 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje ra: att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, 0,l,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sida: har en storlek på 384 ord (16 bit) och de FIFO:n som har gränssnitt mot Tl-chips har en storlek pà 448 ord (32 bit). 20 30 506 644 39 En annan DMT-teknik som inte använder "Fourir transformation” är "Discrete Wavelet Multi-tone Transform” (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL standardiseringskommitté som avslog den.

Den precision som behövs i denna teknik beror pá det som i sin tur bestäms av (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero pà klockhastighetsdifferenser och den mängd erforderliga dynamiska omfånget, de analoga komponenterna ”timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar.

Kanalvärdeberäkning utförs med en ”beslutsinriktad" (decision directed) metod, eftersom alla dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens pá kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet.

Grundprincipen för ”beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. I ett visst skede av denna process är kanalmodelle: exakt nog för att kunna användas för utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas på samma sätt son den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” 50 Llu 10 20 IQ Un 30 0 644 40 (inverse) kanalen. Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den resulterande signalen, U, går sedan till en detektor (kvantiserare) vars utdata är Y. Y går sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y går också till en ingång (input) på uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W.

En adaptiv algoritm för värdeberäkning av utjämningsparametrarna (EQ), som använder den utjämnade datan (U) och den kvantiserade datan (Y) som indata, beskrivs genom följande ekvation: FL Q EQkçl = EQK + .EQk.Uk . (Yk' Uk) lukïz där p är en positiv konstant (u << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar på insignalerna.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i ekvationen undvikas. Uttrycket u/iUkP har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är dock möjligt att kvantisera detta uttryck på ett logaritmiskt sätt som visas nedan: -integerlllog iUk| ) + integerílog u) 2 2 2 ~ ~ p/lUklz Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av Uk som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) pá utdata. 20 IQ Un 30 506 644 41 Eftersom uttrycket är en heltalspotens av två, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en "barrel shifter”.

Interferensvariansen på var och en av bärvàgorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna från ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras :ill detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt làg för att varje datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvågorna, nppfylles detta villkor.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. De: algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: Wk+l = .Wkj-a. lYk_Uk|2 Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern S är en liten, positiv konstant (8 << 1) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja s bland heltalspotenser av två kommer att vara tillräckligt.

Om et: värde på s väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensnivàn.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestimatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.

”System Controllern” måste ha både läs- och skriv- access till de: minne som håller utjämningsparametrarna.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning tonitoring) av parametrarna är också nödvändig 506 644 20 IJ Un 42 för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden.

Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern.

Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik uppstartsekvens, både för kanal- och interferensvärdeberäkningen. Under normal exekvering är den beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavägen.

Varje ändring av skalning i sändaren mäste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav pá speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) pà ingångssidan i mottagaren.

Symbolmappern (encoder) mappar ett antal bitar till ett komplext tal (I, Q) amplituden hos en bärvág. Mappningen av alla värden av en som indirekt bestämmer fasen och viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet pà de bitar som sänds pá bärvágen. Det antal bitar som sänds på en viss bärvàg bestäms av bitladdningsfaktorn för denna. 10 20 25 30 506 644 43 Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att làta varje punkt flyttas sà långt som möjligt frän alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara sä läg om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellation som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren.

För en given bärväg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) från fyrkantrutnätkonstellationen (square-grid constellation) baserad pà b-bitarna (vb1_vb¿, __4,vLv¿). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation är (vb1,vbQ,___,vLv2). Till exempel, för b=2 ”etiketteras” de fyra konstellaticnspunkterna O, 1, 2, 3 motsvarande (v¿v¿) = (0,2), (0,1 , (1,0), (1,1), respektive.

För jämna värden på b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkten (I, Q) från b-bitarna (vb-i, Vb- L H_lv¿jQ) enligt följande. Dela upp V i VI = (vb1,vb¿,_H 'v¿) och VQ = (vbz väg ___Iv0). Tillämpa sedan den omvända Gray-koden på VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2GraW(VI) + I, och Q=2Graw(VQ) + 1.

Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar pà I och Q när b = 6.

Innan dessa värden sänds till IFFT:n normaliseras de genom att skiftas sä att ”msb” av dessa tal blir ”msb” pà - [b/z utmatningen __ steg kvar).

För en given bärväg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vbfll 506 644 Un 25 N 44 vbQ,___,vLv2). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett vars binära representation är (vbl vbq ___ 'vLv2).

Det antas att värdena pà I och Q begränsas genom mättnad till området (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas värdena I = (iu,iu....,iLio)f och Q = (qm,qn,...,qLqo)f OCh kombineras sedan till V som V = (giß,gqß,gin,gqM,.....), där de övre b-bitarna är gällande.

Det antal bitar varje bärvàg förmedlar beror pá deras respektive signal/brusförhàllande (SNR).

Signal/brusförhàllandet beräknas för varje bärvàg i mottagaren. Baserat på signal/brusförhällandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvàg. Sålunda bestäms det antal bitar varje bärvàg skall överföra per sänd symbol.

Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.

MUSIC-systemet använder 2~dimensionell ”Quadrature Amplitude Modulation” (QAM) på varje bärvàg, med bitladdningsfaktorer varierande fràn 0-12 bitar.

Antalet bitar som sänds på varje bärvág kan uttryckas genOm: SNRi F där F, SNR-gapet, beror pà modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende pà de extra bitar som behövs för kodning.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: 20 25 30 506 644 45 P lchf-rn: r = . _ .Yd + Ymargin (dB) (2) 3 där Psär den önskade symbolfelfrekvensen, yd är ”kodningsvinsten” (gain of coding) i systemet, nßmnïär systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (1) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet.

Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de stödda faktorerna (0 - 12 bit).

Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvåg. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (1) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvágsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.

(FEXT) sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns Fjärröverhörningen kommer att variera avsevärt i en kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvågsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten på varje bärvåg. 506 644 Un 15 20 30 46 Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero pà den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.

För varje bärvàg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För energiladdning används n bit för att ge 2n - 1 möjliga faktorer.

Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnà en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.

Trösklarna beror pá L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. Pâ ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd. 10 20 25 30 506 644 47 - Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3).

- Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de två första stegen nödvändiga.

Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.

Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror pá felmönsterkarakteristiken_ Förväntade felkällor (som inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller två bit per bärvàg. Sannolikheten för ett enstaka bitfel pá en bärvàg är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och så vidare. Detta beror pá det sätt pá vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).

All kodning beror pà en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving”- blocken. ”simple dead reckoning” att vara tillräckligt, eftersom ett fel i dataflöde I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer (data flow slip) aldrig kan inträffa utan förlust av ramsynkronisering, eller felinställning vid 506 644 UI IO 15 20 25 30 48 bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart.

Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.

”Interleaving" bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn på djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet.

Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser.

Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bitar (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett ”enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, måste de mest ”felbenägna” (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller nâgra få, av Reed-Solomon-symbolerna.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvågs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” (shared) större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).

Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik.

Faltningskoden skall kombineras med interleaving.

Det är möjligt att använda en "top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t.ex. Fire- UI 10 20 IQ Un 30 49 koder, för att detektera/korrigera de återstående bitfelen.

Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.

”System Controllern” är baserad på en ”micro controller", eller signalprocessor, beroende pà kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICS som utgör modemet.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern är: - hantering av ”Control Channel Signalling”; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt pá moderkortet (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de tvä datavägarna oberoende av varandra pá samma fysiska kopparkabel, terminerande i nät(verks)enheten (NU) pà nätsidan, och nättermineringen (NT) pà användarsidan. Báde sändaren Tx och mottagaren Rx styrs av System Controllern.

System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna.

Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, pà både sändar- och mottagarsidan. 506 644 UI 10 20 la) UI 30 50 Beräkningarna görs och uppdateringen initieras på den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer på systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten.

System Controllern kan initiera omstart pà olika nivåer; till exempel, gå tillbaka till ”idle mode", eller göra en fullständig uppstart.

Styrkanalen är en vald bärvåg som endast används för signalering mellan de tvà modemen. Konstellationen pà bärvàgen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.

Protokollet på s:yrkanalen är delvis baserat på HDLC för det fysiska skikte:. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av ”flag sequence” och ”bit-stuffing”. En 16-bitars ”frame check sequence” garanterar att varje meddelande mottages korrekt.

”Flag-sequence”, ”bit-stuffing” och ”frame check sequence” hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern.

Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende pá storleken på buffrarna på mappnings- och detekteringschipset.

Protokoll på högre nivå kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.

I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23. 20 Ix) Un 30 01 CD Ö\ O\ Jä -Ph 51 För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande pà mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings~ och utjämningsvektorn.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvågen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera et: specifikt mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektcrerna.

Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24.

Denna ESI är hárdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.

När systemet är igång kommer synkronisering att finnes mella: upplänkeändaren och mottagaren, (BSI-U) se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt genom ”base sync interval aplink” (BSI-D), samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall. och ”base sync interval downlink” SC:n vid NU n, eller NT n, kommer att ta emot avbrott för både BSI-U och BSI-D.

För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- Genom att skifta BSI-U med BSI 2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre avbrott och e:: mottagnings-BSI-U-avbrott_ över BSI-perioden.

Bitladizingsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bàrvàg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid pà sändar- och mcïtagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI:n ändras vektorn synkront pá mottagar- och sändarsidan. 506 644 20 30 52 Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används på varje bärvàg, hanteras av två minnen för mottagning och två minnen för sändning på mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bitars ord för varje bärvàg (l024x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.

Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan O och 12, där 0 anger en oanvänd bärvâg; 1-12 anger antalet bitar i konstellationen (t.ex. 2 för 4QAM, 4 för 16QAM, 10 för 1024 QAM).

Energivektorn håller information om hur bärvàgorna skalas/omskalas pà energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel.

Skalningsvektorn (scaling vector) kommer också att användas för annullerade (cancelled) som ett mönster (mask) bärvágor.

Skalning av de olika bärvàgorna på sändarsidan hanteras av ett minnesomràde pá FFT-chipset. Minnet består av ett 16-bitars ord för varje bärvàg (1024 x 16). Dessa värden multipliceras med vektorn för varje bärvàg i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de två minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall. (dubblerat) mottagarsidan för att omskala (rescale) bärvágorna före Ett motsvarande minne implementeras på symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext 10 20 25 30 506 644 53 värde för varje bärvág (32 bitar/bärvág), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet O används för bärvàgsannullering.

Utjämningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, dá kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren.

Beroende pà bärvägens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanli~ bärvág - denna bärvág sänder data enligt det beräknade bitladdningsvärdet och är "sändarskalad” och ”:ottagaromskalad”; - annullerad bärvág - ingen energi sänds pà denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvág; SNR är alltför lág för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll. (cm) Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.

I bärvàgsmode l arbetar systemet normalt.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsíaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.

(CM2) /omskalningsvärdet till 0 för att urstàndsätta I bärvàgsmode 2 sättes energiskalnings- (disable) all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvágen är satt ur 506 644 10 20 30 54 stànd. För denna bärvåg kan ingen kanalvärdeberäkning göras.

(CM3) nolla för bitladdningsfaktorn. Pâ sändarsidan betyder detta I bärvàgsmode 3 har mottagaren beräknat en att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvágsvärdet fràn synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.

Bärvågsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.

Basfunktionaliteten för ”startup”-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” start (boot), kommer nu att behandlas.

Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, avstängd vid den ena eller båda ändarna, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up" är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensnivàn för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.

De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram håller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärvåg och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att låta moduleringsmönstret beskrivas genom en ”random sequence" hàlles korskorreleringen inom ramen låg, sá att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 15 20 25 30 506 644 55 2. Dataram 1, (DFl), förmedlar ”random data" på alla bärvàgor, utom pà fyra fördefinierade bärvágor som sänder styrkanalen (CCH) parallellt. Det används vid ”start-up” när CCH-bärvàgen är obestämd och möjliggör för mottagaren att välja den minst störda bärvågen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 3. Dataram 2 (DF2) förmedlar ”random data” pá alla bärvàgor utom en, som bär styrkanalen (CCH). Den används när CCH-bärvàgen har bestämts, och bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta.

(DF3) förmedlar data och använder bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden. 4. Dataram 3 En bärvàg är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i viloläge (idle mode), kallad start-up-sekvens (SUS= Start-Up Sequence).

SUS kan sammansättas genom att använda de olika DFl och DF2, som följaktligen kallas SUSl och SUS2. I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för dataramarna, kanalvärdeberäkning.

Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar från användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".

Mottagaren försöker, pà vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger 506 644 UA 20 IJ Un 30 56 mottagaren en distinkt indikation på när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en "wake-up”-signal.

”Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas pá NU-sidan, går systemet direkt till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) som beskrivs nedan.

Denna del av startproceduren utsätts för ”time out” om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.

Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en ”wake-up”-signal i form av en SUSl. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.

När ”wake-up”-tillståndet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.

Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en "wake-up”-signal, eller nätet initierar uppsättningen.

Det första steget i uppsättningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUSl- mönstret. NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance” (TA)-inställning, med TA = O, pà CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.

Piloten sänds kontinuerligt.

NT-mottagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan àtertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten pà synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av Un 30 57 denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvågorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvág för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = CCH-bärvágen för varje mottaget TA-valmeddelande, 0 för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) på repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloten med BSI/2 från den inkommande piloten, så att SC-laddningen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen.

Sålunda börjar steg 1 av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUSl och ett TA-meddelande med TA = 0 i periodiska intervall. Vid mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - återhämta BSI:n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; - välja en CCH; och - avkoda TA-valmeddelandet.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUSl, ett TA =O -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar på ramkorrelering.

Steg 2 i med att NU-sidan nu beräknar ett "timing advance”-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar värdet. 506 644 58 När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande. 5 I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende på att NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, och enheten behöver áterkorrelera. Efter det att ramklockan har återhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar 10 systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsättningssekvensen.

Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA t, säg X, tillsammans med en 15 SUS1, som respons till SUS1 och TA = 0-meddelandet som sänds från sändarterminalen.

Terminalenheten, NT; - tar emot det nya TA-meddelandet; - korrigerar den utgående ramklockan; och 20 - sänder ett kvitto SUS1 och TA = X.

Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; IQ 5 - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; LII k) KJ! 506 644 59 - väljer en CCH; och - avkodar meddelandet.

Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH-valet för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvàgen och sänder ett CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack ).

På NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUSl och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n på den valda bärvågen.

CCH-bärvågen i upplänk har nu konfigurerats. För nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta på en kvittering; och - avsluta CCH-meddelandet.

Terminalenheten: tar emot CCH-valet för upplänken; - terninerar SU=-; - startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val. 506 644 60 Nätenheten: - tar emot CCH-valet för nedlânken; - terminerar SUSl; startar SUS2; och 5 - kvitterar varje CCH-val.

Terminalenheten: - sänder den valda CCH:n för nedlänken; - väntar pá en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet. 10 När dessa steg har tagits har modemet nätt viloläge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS-sändning påbörjas.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, 15 beroende pà den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nättermineringsutrustning. Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt 20 gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket IQ Un accessnoden är placerad.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt 1-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt l-ramen finns, bortsett fràn ramhuvudet och 10 nyttolasten, ett antal styrinformation. Dessa olika larmindikatorer, endast om SDH tas hela av bitfelsfrekvens för 506 644 61 informationsfält för hanterings- och hanterings- och styrfält inkluderar ex. AIS- vägen till kundutrymmena) mätningar såsom SDH-larm, t. (giltig prestandaövervakning, indikeringar på om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög temperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester på modemet, för drift och underhàllsändamâl. 506 644 62 TABELL l Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende på duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithastighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bärvàg - uppströms 0-4096 QAM - nedströms O-4096 QAM Antal bärvàgor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvàg 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvág) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz 5Û6 644 63 Bitfelsfrekvens 10” Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCI-I - bandbredd l bärvág, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC Sample clk 20 MHz tlüppm Ram clk 20 MHz/(2048+1l2) = 9,19 kHz 506 644 64 TABELL 2 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Bitladdning Ja, 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s 506 644 65 TABELL 3 Systemparametrar för Møttagaren ADC-upplösning 66 dB FFT ~ typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MH2 Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO i25 ppm, l0ppm/V känslighet - DAC 18 bit, område 0-5 V - upplösning l/100 av en sample 506 644 66 TABELL 4 Bärvàgsmodes Mode Sänd Bit laddning Utj ämna Skalning CM3. Data 2 - 12 Ja Ja cm Nej o Nej o CM3 Synk-info 0 Ja, synk Ja, låg

Claims (2)

10 20 25 30 é? 506 644 PATENTKRAV l. Ett kanalvärdeberäknings- och utjämningssystem för användning i ett multibärvàgssystem, anordnat att adaptivt uppdatera utjämningsparametrar i frekvensplanet för en omvänd kanalmodell, k ä n n e t e c k n a t av att modifieringshjälpmedel tillhandahàlles för modifiering av nämnda utjämningsparametrar i smà steg sà att ett utjämningshjälpmedel konvergerar i nämnda omvända kanalmodell genom att, vid användning, en utsignal, U, fràn nämnda utjämningshjälpmedel matas till ett detektor/kvantiseringshjälpmedel, en utsignal, Y, frán nämnda detektor/kvantiseringshjälpmedel matas till en första input pà nämnda modifieringshjälpmedel, och en utsignal, EQ, fràn nämnda modifieringshjälpmedel matas till nämnda utjämningshjälpmedel. 2. Ett kanalvärdeberäknings- och utjämningssystem enligt patentkrav l, k ä n n e t e c k n a t av att, vid användning, nämnda utsignal, Y, matas till ett symbolavkod- ningshjälpmedel anordnat att producera en avkodad dataström. 3. Ett kanalvärdeberäknings- och utjämningssystem enligt antingen patentkrav l eller 2, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda modifieringshjälpmedel är operativt anslutet till ett variansvärdeberäkningshjälpmedel anordnat att producera en signal, W, som indikerar en interferensvarians pá var och en av bärvágorna i nämnda multibärvàgssystem. 4. Ett kanalvärdeberäknings- och utjämningssystem enligt nàgot av patentkraven l till 3, k ä n n e - t e c k n a t av att nämnda modifieringshjälpmedel arbetar med en algoritm som definieras genom: 506 644 68” 20 25 H Rom = Bok + .EQkfiJkï (Yk- Uk) |Uk|2 där p är en positiv konstant (u << 1) för att bestämma successiva värden pà nämnda utjämningsparametrar. 5. Ett kanalvärdeberäknings- och utjämningssystem enligt patentkrav 4, k ä n n e t e c k n a t av att uttrycket U/|UkP i algoritmen ersätts av: 2-integer (2.1og2lUk|)+ integer(log2ß) 6. Ett kanalvärdeberäknings- och utjämningssystem enligt patentkrav 5, k ä n n e t e c k n a t av att -integer(2.log2|Uk|)+ integer(log2p) produceras genom användning av ett absolutvärde pà Uksom ett invärde till en binär prioritetskodare och byte av tecken pà utdata. 7. Ett kanalvärdeberäknings- och utjämningssystem enligt patentkrav 6, k ä n n e t e c k n a t av att multiplikativa operationer i nämnda algoritm implementeras med hjälp av en barrelskiftare (barrel shifter). 8. Ett kanalvärdeberäknings- och utjämningssystem enligt nagot av patentkraven 3 till 7, k ä n n e t e c k n a t av att ett värde för interferensvariansen pä var och en av bärvàgorna i nämnda multibärvàgssystem värdeberäknas med användning av en standardmetod att integrera kvadrerade avvikelser fràn ett medelvärde, i vilket varje kvantiserade värde, Y, används som ett medelvärde för en klass datavärden, U, som kvantiseras till Y. 9. Ett kanalvärdeberäknings- och utjämningssystem enligt patentkrav 8, k ä n n e t e c k n a t av att ett W Ü 20 25 6? 506 644 interferensvariansvärde för varje bärvág i nämnda multibärvàgssystem värdeberäknas med hjälp av en algoritm som defineras genom: WN = (

1. -s).wk+s.|Yk-Uk|2 i vilken integration simuleras med hjälp av ett exponentiellt viktat medeltalsfilter och 6 är en liten positiv konstant (6 << 1). 10. utjämningsparametrar i frekvensplanet i en omvänd En metod att adaptivt uppdatera kanalmodell i ett multibärvàgssystem, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda utjämningsparametrar modifieras i smà steg, sà att utjämningen konvergerar i nämnda omvända kanalmodell genom att: - en signal, U, som representerar utjämnade data, överförs till ett detektor/-kvantiseringshjälpmedel; och - en utsignal, Y, fràn nämnda detektor/kvanti- tillsammans med nämnda EQ, seringshjälpmedel används, signal, U, för att härleda värdeberäkningar, för nämnda utjämningsparametrar. ll. En metod enligt patentkrav l0, k ä n n e t e c k - n a d av att nämnda utsignal, Y, överförs till ett symbolavkodningshjälpmedel anordnat att producera en avkodad dataström. 12. En metod enligt antingen patentkrav 10, eller ll, k ä n n e t e c k n a d av att en signal, W,hämtas, som indikerar en interferensvarians pà varje bärvàg i nämnda och nämnda multibärvàgssystem, fràn nämnda utsignal, Y, signal, U, som representerar utjämnad data. 506 644 10 U 20 25 '20 13. En metod enligt nàgot av patentkraven 10 till 12, k ä n n e t e c k n a d av att successiva värden pà nämnda utjämningsparametrar beräknas med en algoritm som definieras genom: H EQM = EQk + .Eokflkï |Uk|2 där p är en positiv konstant (p << 1). 14. En metod enligt patentkrav 13, k ä n n e - t e c k n a d av att u/|UkP i algoritmen ersätts av:

2. -integer (2.log21Uk\)+ integer(log2N 15. En metod enligt patentkrav 14, k ä n n e - t e c k n a d av att -integer (2.log2|Uk|)+ integer(log2p) produceras med användning av ett absolutvärde pà Uksom ett invärde till en binär prioritetskodare och byte av tecken pà utdata. 16. k ä n n e t e c k- n a d av att multiplikativa operationer i nämnda algoritm En metod enligt patentkrav 14, implementeras med hjälp av en barrel-skiftare {barrel shifter). 17. En metod enligt nàgot av patentkraven 12 till 16, k ä n n e t e c k n a d av att ett värde för interferensvariansen för varje bärvág i nämnda multibärvàgssystem värdeberäknas med användning av en standardmetod att integrera kvadrerade avvikelser frán ett används medelvärde, i vilket varje kvantiserade värde, Y, som ett medelvärde för en klass datavärden, U, som kvantiseras till Y. W sne 644 18. En metod enligt patentkrav 17 k ä n n e t e c k - n a d av att ett värde för interferensvariansen för varje bärvág i nämnda multibärvàgssystem värdeberäknas med användning av en algoritm som definieras genom: Wk+1 = (l-S) .Wk-f-S. |Yk-Uk|2 i vilken integration simuleras med användning av ett exponentiellt viktat medeltalsfilter och S är en liten positiv konstant (E << 1).