SE506643C2 - Förbättringar av, eller med avseende på, multibärvågssystem - Google Patents

Description

506 645 25 datahastigheter sänds endast i en riktning. Sådana lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras.

VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL mäste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.

Fyra lizíekoder har föreslagits för VDSL: - CAP; AM/PM, en version av :AM med undertryckt bärvág, för passiva NT- ”Bärvågslös” (carrierless) konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- strëms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); - DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvágs- sys:em som använder diskret Fourir-transfor- mering (Discrete Fourier Transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvágor, för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms mulïiplexering (ehuru DMT inte utesluter en straïegi med TDMA-multiplexering); - DWXT; Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone), ett multibärvágssystem som använder för "wavelet-omvandlingar” (Wawelet transforms) att skapa och demodulera individuella bärvågor; Un u: Un DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM år möjlig.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generationer av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthållas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare (splitters). Normal användning skulle placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- specifikationen vänder emellertid på denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.

Modern multibärvågsteknik som använder ortogonala bärvågor med QAM-konstellationer av hög ordning för överföringen av en mångfald (plurality) av bitar per bärvåg och symbol, använder någon metod för att bestämma en lämplig konstellation (bitladdning) för varje separat bärvåg. Denna baseras vanligen på en värdeberäkning av värdet på signal/störningsförhållandet SNR (Signal-to-noise ratio) för varje bärvåg och den maximalt tillåtna symbolfelfrekvensen. 50 30 ya LJ! Û 645 Ett syfze med den föreliggande uppfinningen är att i ett multibärvågstransmissionssystem tillhandahålla en förenklad metod att bestämma bitladdning som utnyttjar det förhållandet att alla signaler är normaliserade till samma skala vid in- och utmatning i en symboldetektor.

Ett anna: syfte med den föreliggande uppfinningen år att tillhandahålla ett multibärvågstransmissionssystem i vilket en lämplig konstellation (bitladdning) bestäms för varje bärvåg, där bestämningen av bitladdningen utnyttjar det förhållandet att alla signaler är normaliserade till samma skala vid in- och utmatning i en symboldetektor.

V.L Enligt första aspekt av den föreliggande uppfinningen :illhandahålles ett multibärvågs:ransmissionsystem som använder ortogonala bärvàgor med :AM-konstellationer av hög ordning för överföringen av en mångfald av bitar per bärvåg och symbol, Q ~. där nämnda ystem inkluderar digitala mottagar- och sändarenheter, nämnda mottagarenhet inkluderar en symboldetekteringsenhet, kännetecknat av att nämnda system är anordnat att bestämma en parameter för varje individuell bärvåg, att nämnda parameter indikerar en avvikelse hos en mottagen signal från en motsvarande konstellationspunkt; för att jämföra parametern med en övre och undre gräns; och, om parametern är utanför nämnda gränser, ändra den använda konstellationen för att modulera bärvàgen till en angränsande fzeighbouring) konstellation.

Symboldetekteringsenheten kan användas för att bestämma parametern för en bärvåg.

Nämnda parameter kan vara ett förhållande dz/G2, där d är det kortaste avståndet mellan angränsande konstellationer, G är en standardavvikelse, och oz är variansen hos avvikelsen på in- och utgångssignalvärdena i nämnda symboldetekteringsenhet.

Un 35 Symboldetekteringsenheten kan anpassas att associera en ingångssignal applicerad pá den, i ett område runt en specifik konstellationspunkt, till ett bestämt värde för denna punkt, där nämnda distinkta värde är utvärdet från nämnda symboldetekteringsenhet, och för att mäta skillnader mellan nämnda in- och utsignaler för bärvågen, där nämnda skillnader kvadreras och medelvärdesberäknas för att tillhandahålla en värdeberäkning av ett värde pà Gzsom representeras i samma enheter som det kvadrerade avståndet dz för den konstellation som används för att modulera bärvágen.

Skilladerna mellan in- och utsignalvärdena i nämnda symboldetekteringsenhet kan variera i värde, där variansen är ett mått på störningen på bärvågen och direkt relaterad till SNR. Variansen kan vara proportionell mot SNR.

En övre gräns av nämnda varians för en specifik konstellation kan bestämmas med en maximalt tillåten symbolfelfrekvens, och en lägre gräns för nämnda varians kan vara lika med en övre gräns för den näst största konstellationen.

En specifik maximal symbolfelfrekvens kan ge ett minimiförhállande på d/6.

Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles ett multibärvågstransmissionsystem som använder ortogonala bärvågor med QAM-konstellationer av hög ordning för överföringen av en mångfald av bitar per bärvåg och symbol, där nämnda system inkluderar digitala mottagar- och sändarenheter, nämnda mottagarenhet inkluderar en symboldetekteringsenhet, en metod att bestämma en konstellation (bitladdning) för varje enskild bärvåg, kännetecknat av stegen att bestämma en parameter för varje 506 643 30 enskild bärväg, där nämda parameter indikerar en avvikelse hos en mottagen signal fràn en motsvarande konstellationspunkt; jämförelse av parametern med en övre och undre gräns; och, om parametern ligger utanför nämnda gränser, ändring av konstellationen för bärvàgen till en angränsande (neighbouring) konstellation.

I en föredragen metod utförs bestämningen av parametern för varje bärvág av nämnda symboldetekteringsenhet, och parametern är ett förhållande d2/62, där d är det kortaste avståndet mellan angränsande konstellationer, 6 är en standardavvikelse, och ozär variansen av avvikelserna hos in- och utsignalvärdena i nämnda symboldetekteringsenhet.

Enligt en föredragen metod inkluderar bestämningen av parametern för en bärväg stegen att associera en insignal till nämnda symboldetekteringsenhet, i ett område runt en specifik konstellationspunkt, till ett bestämt värde för denna punkt, där nämnda distinkta värde är värdet av utmatningen (output) hos nämnda symboldetekteringsenhet; och mätning av skillnader mellan nämnda in- och utsignaler hos nämnda symboldetekteringsenhet för bärvågen, där nämnda skillnader kvadreras och medelvärdesberäknas för att ge en värdeberäkning av värdet pà Gzsom representeras i samma enheter som det kvadrerade avståndet dz för den konstellation som används för att modulera bärvàgen.

Skillnaderna mellan in- och utsignalvärdena hos nämnda symboldetekteringsenhet kan variera i värde, där nämnda varians är ett mätt pä störningen pà bärvàgen och direkt relaterad till SNR. Variansen kan vara proportionell mot SNR.

Enligt en föredragen metod bestäms en övre gräns av nämnda varians för en specifik konstellation av en maximalt tillåten symbolfelfrekvens, och av att en undre gräns för 10 kx) LI: 30 01 ~3 <3\ nämnda varians är lika med en övre gräns för den näst största konstellationen. En specifik maximal symbolfelfrekvens kan ge ett minimiförhállande på d/G.

Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles ett multibärvàgstransmissionsystem som använder ortogonala bärvágor med QAM-konstellationer av hög ordning för överföringen av en mångfald av bitar per bärvág och symbol, där nämnda system inkluderar digitala mottagar- och sändarenheter, där nämnda mottagarenhet inkluderar en symboldetekteringsenhet, kännetecknat av att nämnda system använder en metod som skisserats i föregående stycke för att bestämma en konstellation för varje enskild bärvàg.

Multibärvàgstransmissionsystemet kan vara ett DMT- system, till exempel ett DMT-baserat VDSL-system.

Föregående och andra kännetecken hos den föreliggande uppfinningen kommer att bättre förstås av den följande beskrivningen med hänvisningar till de medföljande figurerna, där: Figur 1 visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.

Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvàgssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvágssystemmodem som 506 20 k) Un 30 645 visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.

Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvâgssystem som här beskrivs.

Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhállandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvàgssystem som här beskrivs.

Figur 16 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 11 visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12.

Figur 14 visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvägssystemmodem som visas i Figur 4. u: (fl CD O\ (Y\ I> CN Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix.

Figur 18 visar, i schematisk form, ett ”beslutsinriktat” (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.

Figur 23 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 2; visar, i schematisk form, en översikt av systems:yrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt pá vilket tvâ av de multitonbärvàgssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvàgstransmissionssystem.

Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 24 visar BSI-längd.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- 50 Un 10 20 h) Un 30 643 lO avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 26 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvágssystem som visas i Figur 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvágssystem som visas i Figur 4.

Figur 28 visar, i schematisk form, ”wake-up”- signalering för det multitonbârvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.

ADC: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) AIS: "Alarm In Signal” ASIC: Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) BPSK: Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) BSI: Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI-D: BSI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) BSI-U: BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Un 20 30 CCH: CMl: CM2 : CMB : CP: DAC : DAS : DFl: DFB : DMT : DWMT : EMC : FEXT: v11 w *i FTTN: 506 643 ll Styrkanal (Control channel) Bärvågstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärvàg (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Bärvàgstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urståndsatt bärvåg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bårvágstyp (mode) 3, bàrvág ordnad för nollbitsladdning, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cykliskt prefix (Cyclic Prefix} Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) f-n n elkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) ”Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) 506 643 W N IQ UI N Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: POTS: QAM: 12 Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VME-based) Tre + tvà, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Två chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir”-transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Làgpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) Konventionell, "gammal" telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) "Quadrature Amplitude Modulation” 20 h) Un 30 SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUSl: SUS2: TA: TDMA: UTP: VCXO: VDSL: 506 643 13 Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SF och DF1 ramsekvens (SF and DFl frame sequence) SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) ”Time Advance” Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) Spánningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvágssystem för det installerade kopparnätet).

MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation på kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.

MUSIC-systemet som beskrivs i denna (SE 9603196-8) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna 506 645 20 25 30 14 SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603195-0, SE 9603197-6 och SE 9603198-4, erbjuder en kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, som ger 26:2 eller l3:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel (<13OO meter) för användning i befintliga, lokala telefoninät.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden (Fibre To The Node = FTTN), som använder optisk fiber, som var och en betjänar många användare, fram till ett kopplingsskåp i närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg (2 Mbit/s) från abonnenten. bithastighet uppströms, Figur 1 visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia-applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms.

I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds två bestämda bithastigheter (l3:2 och 26:2 Mbit/s), där den lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som en extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.

För nätverkstermineringen (NT) består anslutningen av ett set av standardiserade gränssnitt, såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av 20 30 506 643 15 (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som filtreras ut passivt, så att den är oberoende av (NU) modemstatus. Nätverksenheten terminerar i det fasta nätet.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.

MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvàgs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvågor. Detta visas i Figur 2, som visar tvâ transceivrar vilka var och en har en mottagare, Rx, och en sändare, Tx, ansluten till ett tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de tvâ transceivrarna med användning av en mångfald (plurality) av bärvágor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitën är extremt dålig. Antalet bit som överförs av var och en av bärvàgorna kan också variera, beroende pá kanalkvalitë.

En mul:ibärvàgsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar på tvinnad parkabel pá ett effektivt sätt. I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden på 10 MHz upp på 1024 bärvägor med en bredd pá vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringsefíekten för de individuella bärvàgorna beror på störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och ett av banden. Varje bärvàg förmedlar multinivápulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAMÉ. signal/brusförhállande (SNR) beräknas på mottagarsidan. Om Den individuella bärvàgens en bärvág har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit på denna bärvàg. ?ör bärvàgor med lägre SNR-värden placeras 506 645 UI 10 25 30 16 färre bitar på bärvàgen. Bärvàgor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid mottagning (forward error correction) och datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Tvà bestämda nedströmshastigheter (26/13 Mbit/s) valda hastigheten beror på den aktuella kabellängden ( stöds av systemet; den m) och/eller kvalitén pà kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s.

MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från Olika frekvensband kan användas i uppströmskanalen och båda från POTS, se Figur 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.

TDMA och/eller en metod där varannan bärväg dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hárdvarublocken är ADC och DAC, transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjämning, synkronisering, fourir symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfoliering (interleaving), nätgränssnitt och systemövervakare.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: - den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.

Ul l0 h) Vu 30 506 643 17 Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. På mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett làgpassfilter, LP, en programmerbar förstårkningsdämpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En spänningsstyrd kristalloscillator, VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. På sändarsidan är hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett làgpassfilter.

Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir”-transformerings- och omskalningsenhet (rescaling unit), FFT, ansluten, som visas i Figur 4, till en synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en ”avinterfolierings”- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhe: och därifrån till ett nätapplikationsgränssnitt.

Den digitala sàndarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) ”fast Fourir” transformerings- och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funktionsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, sä som visas i Figur 4.

Nät(verks)gränssnit:et ansluter den högre protokollnivàn till modemets skikt ett-funktionalitet.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- om sä erfordras. ramar” (dummy frames) 506 643 20 25 30 18 Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved). Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation).

Symbolmappningsblocket tar emot ingàngsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende pá det aktuella bitladdningsvârdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFFT-blocket. Detta fàr systemet att skala uteffektsnivàn pä varje bärvàg. IFFT-blocket utför sedan en reell 2048 punkters inverterad (inverse) FFT på ingàngsdatan, som modulerar varje bärvàg. Som ett slutligt steg utförs en address ”wrap around” på utgàngsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).

Den modulerade signalen gär till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång (minimum true dynamic range) pà 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan på 20 MHz. För att bli av med Nyquist "ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balanserat gränssnitt mot kopparkabeln.

En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.

I mottagaränden separerar splitter/hybrid- transceivern de frekvenser som används av POTS, från O till 4 kHz, från de frekvenser som används av systemet. Det extraherar också den lágniväiga mottagningssignalen från Un 20 30 CH CD U\ Ch J> CN 19 den kombinerade högnivàiga sändningssignalen och den làgnivàiga mottagningssignalen.

För att reducera Nyquisteffekter på signalen lágpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier).

PGA:n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet av det dynamiska omfånget i ADC:n. I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB.

Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av FFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO n.

I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) och överförs till ”VCXO feed back controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan (20 MHz).

En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.

Därför används, efter làsningssekvensen, en dedicerad pilotbärvág för att uppnå en hög synkroniseringsprecision på samplingsklockan.

En BSI-signal extraheras också från pilotbärvâgen.

BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.

En 2048 punkters verklig EFT utförs på ingångsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning 50 20 h) KJ! 30 O 645 20 (rescaling), som baseras pà energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.

Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs pá utmatningsdatan från FFT-blocket. Alla dataramar används för att värdeberäkna (estimate) kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bit som skall sändas på var och en av bärvågorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).

I symboldetekteringsblocket utförs en ”avmappning” (demapping) för varje bärvàg enligt bitladdningsmallen (bit-loading mask). (de- (FEC, pà den detekterade bitströmmen.

Efter avmappning utförs ”avinterfoliering” interleaving) och ”felkorrigering vid mottagning” Forward Error Correction) Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy framesß tas bor: i detta block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns styrenheten för systemet (System Controller, SC). SC:n är en generell (general purpose) processor som har gränssnitt mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. I den version av MUSIC som beskrivs här, är styrenheten CPU programmerbar. En extern port tillhandahálles, genom ett JTAG-gränssnitt pà moderkortet (on-board), för att underlätta programmering.

Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra bitladdnings- och energiladdningsberäkningar. Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad (CCH). styrkanal Denna kanal överför data avseende RJ: 20 h) UI 506 645 21 förändringar i bit/energi-laddning och annan systemsignalering.

För att erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändning, måste de digitala delarna av systemet vara baserade på åtminstone två ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamål.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras på ett tredje, respektive fjärde, chips.

Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell 1 till 3 bifogade härtill.

VDSL-system arbetar i spektrumet från O till 40 MHz.

I detta band upptar MUSIC-systemet, som beskrivs här, de lägre 10 MHz, Ett antal traditionella band finns i detta spektrum, inklusive PGTS och vissa se Figur 6. radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvágor över 10 MHz, har varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz, där de två första bärvâgorna är allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista bärvàgen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten.

Andra bärvágor (på radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning.

Det finns två sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- och ISDN-systemen existera under (below) MUSIC- 506 645 Un 10 20 30 22 frekvensbanden. Detta kan uppnàs med användning av en liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvàgor över 10 MHz ger varje bärvàg en bandbredd på 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bärvàgor. Beroende på kanalkarakteristiken måste dessa fem bärvàgor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*l00=500 kbit/s bandbredd.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.

Resul:atet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda pà en telekommunikationsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 200-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen pà högre frekvenser den maximala bithastigheten.

För kablar på omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en 1 km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen mäste kanske också uteslutas.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: - maximal varaktighet 250 us - medianintervall 67 ms 20 506 643 23 - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz - bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är belägen pá NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).

Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” på mindre än 0,5 ns.

Samplingsklockan pá NT-sidan är faslást till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärvägen för att producera en finjustering av läsningen. Lásningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare_ Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision pá l/100 sampel, med ett ”phase jitter” på mindre än 0,5 ns.

Ramklockan är l/(2048 + 128) av samplingsklockan och styr starten av mottagning och sändning av ramarna.

Ramklockan, som används både för sändning och mottagning, avviker i fas pà både NU- och NT-sidan.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Mottagningsramklockan på NT-sidan erhålles från hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

Ramklockan för sändning pà NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart på 506 645 Us lx) Un 24 NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) pà kopparledaren. Detta mäste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både på upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning på NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Ramklockan för mottagning pà NU-sidan fördröjs ett antal sampelklockcykler (TA) i förhållande till ramklockan för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvensen bestäms av hárdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande sidan. Parametrarna kan, till exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, pà bàda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).

BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.

En kort pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens på pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan.

Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den LI: 20 25 30 506 645 25 verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast på den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA = motsvarar 1280 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m). 128 samplingar = 6,4 ps utbredningsfördröjning. Detta Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till Tl- chipset och systemcontrollern för styrändamål.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten :ill en hybridtransformator som också är länkad till POTS. På mottagningssidan av hybriden går den inkommande signalen via ett lågpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. På sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och går därifrån via ett lågpassfilter LP till hybridtransformatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, är ansluten till Tl-chipsets synkroniseringsblock.

En OFZM-ram är en summa av sinusformade bårvågor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplane: (frequency domain) med ett minimum av separationsavstånd mellan bärvågor. Antagande: att symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande :ill varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra 506 643 UI k) L/l 26 till att skapa pulser med mycket höga toppniväer.

Emellertid mäste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsnivàer i DAC:n för att hantera genomsnittliga (average) signaler. Även om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivà i sändaren, finns det begränsningar pá mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna pà mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Vara .

En kort kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en läng kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opäverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stort dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpnizgar ej kräver et: stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) frán sändaren för att bygga upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det omrâde som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9.

Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalniván vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.

Linjedelaren(splitter)/hybriden har tvâ huvudtppgifter, nämligen att: 10 20 IJ UI 30 506 643 27 - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen från att uppträda vid mottagaren pà samma enhet genom balansering av kabeln.

Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan.

Avsikten med lágpassfiltret på ingàngssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) pà interferens ovanför det använda frekvensområdet.

Lågpassfiltret på utgångssidan reducerar utsänd effekt pà ”stoppbandet”. Dessa filter kan utgöra delar av uppdelnings-/hybridmodulen.

Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är ”Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhållande på ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används.

För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används.

FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT:er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser på samma gång.

Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hárdvarurealiseringen baseras på en radix~32-kärna som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar” (passes), se Figur 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhàllandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: 2b-v-l SNR=2 506 IQ Un 30 643 28 där b = antal bit, och v = "förvandlingar”). 11 (antal effektiva radix-2 Lösningen för b ger 17 bit upplösning (baserat på ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.

VCXO:n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras pà data frán synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen måste vara mycket stabil och faslàst (phase locked) till NU-referensklockan för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler.

För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC n.

Dämpningsnivän är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för "framflyttning av (timing advance) synkronisering” genom systemcontrollern.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance” och dämpningsnivàn, mäste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, speciellt när bärvàgor moduleras med stora konstellationer.

I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger på korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen.

Pà NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. Pà NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage Controlled Crystal Oscillator) som är läst i fas till oscillatorn pá NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av IQ Un 29 ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbärvàg, efter en làsningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet på samplingsklocksynkroniseringen_ Beroende pà den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan interferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelation som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlängden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate). Därför kommer dessa toppar att ha ett känt synkroniseringsförhållande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.

Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna. signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa två signaler används som indata till en ”feed-back controller” 506 645 Uu 10 20 30 som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inlàsningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.

Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de två signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning på en ramlängd. Utdatan pà fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan från integratorn är korrelationsíunktionens värdeberäkning (estimate).

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol reducerad komplexitet jämförd med användning av den (sign). Denna hárdvaruimplementering har en starkt fullständiga sampelordlängden.

Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen_ Beroende på den reducerade dacaordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.

Ett blcckschema som visar implementeringen av Den inkommande signalen X(k) 1024, korrelatorn visas i Figur 12. passerar genom en fördröjning med N = dvs en ram, och 10 20 Id UI 506 643 31 till en konjugator. Utdatan från fördröjningen och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) medelvärdesbildaren, Z(k) vilken Z(k) signal W(k) som går till en ackumulator som ger en utsignal C(k). som går till en medelvärdesbildare. Utdatan från gár till en subtraherare från fördröjd med L = 128 subtraheras. Detta ger en Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. Utsignalen kan uttryckas som MG Z(k) = Y(k-iM) ' O P ll där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken pà korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator.

Registerinnehàllet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gäng ett värde större än registerinnehàllet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). detta andra register att innehålla ett index till det När ett helt signalintervall har passerat, kommer max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett tredje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (l#) divideras med två (med användning av skiftning) shift). (using 50 Lll 20 O 643 32 Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Återkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan till signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med sedan användas som en pekare (pointer) hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.

Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvågen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvágor. De::a beror på den inneboende ortogonaliteten mellan bärvàgorna. För att uppnå en värdeberäkning med acceptabelt Låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. De:ta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, så argumentet är inte direkt tillgängligt. I àterkopplingsslingan är det nödvändigt att upptäcka (detect) mycket små argumentavvikelser. Därför måste upplösningen pà argumentet vara hög. Återkopplingscontrollern kommer att få pilotbärvágsargumentet att konvergera mot noll. En approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet område omkring noll, är dä tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som är "monotonic" i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: Aä%¶3{C}-(l-sgn¶{C}).K. ¶{C}.sgn.3{CH Un 643 33 där C är den komplexa pilotbärvàgsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).

Kanalen inför fasskift pà pilotbärvágen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.

För att eliminera detta problem går pilotbärvågsestimatorn också genom utjämnaren för frekvensplanet (frequency domain equalizer). Utjämningsparametern för denna bärvâg sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.

Valet av pilotbärvàg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvågor som pilot kan också tillhandahållas. Återkcpplingsslingan har i verkligheten två ”controllers", var och en med sin egen insig:al.De tvà controllerutgángarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda ”controllerna” är av PI-typ (Proportional and Integrating).

Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvágen i frekvensplanet som härleds från utjämnaren (equalizer) förs till en pilotargumentestimator, vars utdata förs till "áterkopplingscontrollers" som också tar emot utdaca från toppestimatorn. Utdatan från ”återkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används VCXO:n. för att styra Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberàknas 506 645 Un 10 30 34 utjämningsparametern för pilotbärvàgen och sättes (av SC:I'1) . uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna Detta görs endast en gång, och ytterligare ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, låses dess sista utvärde sä att VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.

Pilotbärvàgen används också för överföringen av synkroniseringsinformation för bassynkroniseringsintervallet (BSI = Base Synchronization Interval). Bärvägsargumentet antas normalt vara konstant.

Ett kort mönster BPSK-moduleras pà bärvàgen med användning av faserna O och n och lämnande bärvågen på fas O under resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel (<1%) pilotbärvägsargumentvärdeberäkningen försumbar. En av BSI-intervallet, är störningen av korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI.

(SC) upptäckt av synkroniseringslásning och av övervakningsskäl, ”System Controllern” måste ha läsaccess, för till register som häller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapproximeringen.

För att hantera den inledande utjämningen av pilotbärvàgen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvàgen och skriva till utjämningsparameterminnet.

Ett kompensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och mäste vara skrivbart fràn SC:n. Detta används pà NT-sidan. 20 35 De detekterade BSI-händelsesignalerna, för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som avbrottsinmatningar (interrupt inputs).

Alternativt kan pilotbärvägen àterhämtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslåsning av en samplingsklockoscillator_ Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvàgsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvàgorna, beroende pá ortogonaliteten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.

Ramlängden och längden pà de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en àterkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet pà ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är viktigt att VCXO:n har mycket låg fasstörning, eftersom áterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sådan störning.

Ett diskret multitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler pà N bärvâgor (här använder vi N=l024 bärvägor). Denna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transformering genom användning av ”Inverse (IFFT).

N st bärvàgorna av en FFT.

Fast Fourier Transform” I mottagaren demoduleras de I modemet, som beskrivs här, utförs FFT och IFFT av samma enhet, med användning av samma bas (radix) 16, eller 32 ”kärnor” (cores), i olika faser. Denna process visas schematiskt i Figur 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder pá 2048 reella, eller 1024 komplexa värden. För varje ram 506 645 UI W 30 36 utför denna enhet en FFT, IFFT, skalning, omskalning (descaling), samt addering av cykliskt prefix.

FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTs och arbetar med ett minimum på 16 bit aritmetik.

För nätterminalsidan, (NT), finns det ett krav på synkronisering mellan ingángsramstarten och IFFT- utgàngsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvàgorna). Sändaren skall kunna starta sändningen av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad ”timing advance".

En skalning (scaling) bör tillhandahållas före IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingángsvärdena från symbolmappern (SM). Koefficienterna är pà 16 bit vardera.

Koefficientminnet består av två banker av samma (l6XlC24 bit). andra uppdateras. Omkoppling (switching) möjliggörs genom storlek Den ena banken används medan den ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.

Efter FFT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit.

En exponent (som resulterar i en ”post shift") pà 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.

Koefficientminnet består av tvá banker av samma ((l6+4}XlO24 bit). andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- storlek Den ena banken används medan den kommando och verkställes vid nästa BSI.

(Ju 20 k) Un 506 643 37 Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvåg som en separat kanal.

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen.

Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix på 128 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje ram att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, 0,1,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sidan har en storlek på 384 ord (16 bit) och de FIFO:n som har gränssnitt mot Tl-chips har en storlek på 448 ord (32 bit).

En annan DMT-teknik som inte använder ”Fourir transformation” är ”Discrete Wavelet Multi-tone Transform” (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL standardiseringskommitté som avslog den.

Den precision som behövs i denna teknik beror på det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av de analoga komponenterna (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero på klockhastighetsdifferenser och den mängd ”timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar. 50 10 25 30 O 643 38 Kanalvärdeberäkning utförs med en ”beslutsinriktad" metod, eftersom alla (decision directed) dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens på kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet.

Grundprincipen för "beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, kanalmodell. kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för sända data används för uppdatering av en I ett visst skede av denna process är utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas på samma sätt scm den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.

Genom a:t använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i smä steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” (inverse) kanalen. Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den resulterande signalen, U, gär sedan till en detektor (kvantiserarei vars utdata är Y. Y går sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y går också :ill en ingång (input) på uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W. 5Û6 643 39 En adaptiv algoritm för värdeberäkning av utjämningsparametrarna (EQ), som använder den utjämnade datan (U) och den kvantiserade datan (Y) som indata, beskrivs genom följande ekvation: som = Bok + “ .EQpUkÉ (Yk- "Q |U1<|2 där p är en positiv konstant (p << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde 10 ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okànslighet när det finns störningar pà insignalerna.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i ekvationen undvikas. Uttrycket p/|UkP har ett alltför stort 1> dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är dock möjligt att kvantisera detta uttryck på ett logaritmiskt sätt som visas nedan: P1/ | UK! 2 z 2-integer(2.log2 |Ukh+ integertlogzp) Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med 20 användning av absolutvärdet av U¿ som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) på utdata.

Eftersom uttrycket är en heltalspotens av två, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en ”barrel shifter”.

IQ lJl Interferensvariansen på var och en av bärvågorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna från ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som 30 kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje 506 Un 20 IQ Un 643 40 datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvágorna, uppfylles detta villkor.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: Wk+1 = .Wk-rs. |Yk_UkI2 Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern s är en liten, positiv konstant (2 << 1) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja 8 bland heltalspotenser av tvá kommer att vara tillräcklig:.

Om e:: värde på e väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensnivàn.

Därför kan en separa: algoriïm, som arbetar parallellt med variansestiïatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.

”System Controllern" måste ha både läs- och skriv- access till det minne som häller utjämningsparametrarna.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden.

Kanalvariansminnet mäste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara :illgängliga för skrivning från System Controllern.

V: 20 k) (Ju 506 643 41 Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik uppstartsekvens, både för kanal- och interferensvärdeberäkningen_ Under normal exekvering är den beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsândringar i datavägen.

Varje ändring av skalning i sändaren måste kompenseras 1 mottagaren. Detta ställer också krav pà speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i mottagaren.

Symbolmappern (encoder) mappar ett antal bit till ett komplext :al (I, Q) som indirekt bestämmer fasen och amplituden hos en bärvàg. Mappningen av alla värden av en viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet pà de bitar som sänds pá bärvàgen. Det antal bit som sänds pá en viss bärväg bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.

Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att låta varje punkt flyttas så långt som möjligt fràn alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara så lág om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellatio: som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren. 506 643 N 25 30 42 För en given bärvàg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) från fyrkantrutnätkonstellationen (square-grid constellation) baserad pá b-bitarna (vb1_vbQ, _,vLv¿). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation är (vbl,v¿Ql___'vLv2). Till exempel, för b=2 "etiketteras” de fyra konstellationspunkterna 0, 1, 2, 3 motsvarande (vpvz) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), respektive.

För jämna värden på b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkten (I, Q) från b-bitarna (vb-i, Vb- L H_,v1jQ) enligt följande. Dela upp V i VI = (VVL vb3,_H Ivl) och VQ = (vg2,vb4,_A_|vO). Tillämpa sedan den omvända Gray-koden på VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2GraW(VI) + l, Och Q=2Gray(VQ) + l.

Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar pà I och Q när b = 6.

Innan dessa värden sänds till IFFT:n normaliseras de genom att skiftas så att ”msb" av dessa tal blir ”msb" pà utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).

För en given bärvàg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vbfl, vb¿'___,vLv2). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett vars binära representation är (vbl,vb2,_H IVLV2).

Det antas att värdena på I och Q begränsas genom mättnad till området (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas ,i1.io) f och Q = (q1s,q14, ,q1,qo) f och kombineras sedan till V som V = (giß,gqß,giN,gqN,.....). där de övre b-bitarna är gällande.

LI! 10 30 35 506 643 43 Det antal bit varje bärvàg förmedlar beror på deras respektive signal/brusförhàllande (SNR).

Signal/brusförhállandet beräknas för varje bärvàg i mottagaren. Baserat pà signal/brusförhållandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvàg. Sålunda bestäms det antal bit varje bärvàg skall överföra per sänd symbol.

Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om sä erfordras.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell ”Quadrature Amplitude Modulation” (QAM) pà varje bärvàg, med bitladdningsfaktorer varierande från 0-12 bit.

Antalet bit som sänds på varje bärvàg kan uttryckas genom: SNRi ) ß¿= bi+ log2(L)= logz (l + (1) l” där F, SNR-gapet, en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beror pà modulering, möjlig kodning och beroende på ie extra bit som behövs för kodning.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger; [Qflps/MJ* F: - yd + ymargin 3 (dB) (2) där Psär den önskade symbolfelfrekvensen,'m är ”kodningsvinsten” (gain of coding) i systemet, fimrwm är systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (l) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet. 506 643 Un 10 25 30 44 Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de stödda faktorerna (O - 12 bit).

Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvåg. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (1) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: (Qi-l)T Ei_2 i (3) Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvågsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.

Fjärröverhörningen (FEXT) kommer att variera avsevärt i en sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvågsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten på varje bärvåg.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: sNRi=wi ) där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.

För varje bärvåg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För 20 IQ Un 30 506 643 45 energiladdning används n bit för att ge 2” - 1 möjliga faktorer.

Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras sä att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.

Trösklarna beror pá L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. Pá ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3).

- Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de två första stegen nödvändiga. 506 643 Un 20 30 46 Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.

Sålunda baseras metoden för att bestämma en lämplig konstellation (bitladdning) för varje separat bärvàg på en värdeberäkning av ett värde pà SNR för varje bärvàg och den maximalt tillàtna symbolfelfrekvensen. Den förenklade metoden i den föreliggande uppfinningen utnyttjar det faktum att alla signaler är normaliserade till samma skala vid in- och utmatningen i symboldetektorn (se Figurerna 4 och 5).

För varje enskild bärvàg associerar symboldetektorn insignalen i ett område runt en specifik (bitladdning) till det distinkta värdet för denna punkt, vilket är detektorns utdatavärde. konstellationspunkt Variansen hos avvikelserna hos insignalvärdena från det distinkta utvärdet är ett mätt på störningen på bärvågen och proportionell mot SNR.

Konstellationerna beskrivs vanligen som ett mönster av punkter i en komplex domän. Under förutsättningen att störningarna har en Gauss-fördelning, kan frekvensfunktionen för insignalvärdena representeras av roterande symmetriska ”Gaussklockformer” centrerade till varje distinkt konstellationspunkt. Formen på klockan bestäms av variansen.

Den övre gränsen för Variansen för en viss konstellation (bitladdning) bestäms av den maximalt tillåtna symbolfelfrekvensen. Den lägre gränsen av variansen kommer att vara lika med den övre gränsen för den näst största konstellationen. 10 20 30 506 643 47 Standardavvikelsen 0, som år kvadratroten på variansen, kan representeras av en cirkel centrerad vid varje konstellationspunkt. Det kortaste avståndet d mellan angränsande (neighbouring) punkter är en parameter för konstellationen. En speciell maximal symbolfelfrekvens ger då ett minimiförhâllande pá d/0.

Medelvärdesberäkning av de kvadrerade skillnaderna mellan detek:orns in- och utsignaler för en viss bärvåg ger en värdeberäkning av variansen ozsom representeras i samma enhet som det kvadrerade avståndet dzför den konstellation som används. Omràdesgränserna för d/G kan också ges som dz/G2. maximal symbofelfrekvens, och dzär en bestämd parameter för Dessa gränser kommer att vara konstanta för en given en viss konszellation. Detta ger en mycket enkel metod att bestämma vilken konstellation som skall användas för en speciell bärvàg, oberoende av olika skalning i multibärvágstransmissionssystemet i övrigt.

Sålunda är metoden för bestämning av bitladdning enligt den föreliggande uppfinningen: - oberoende av signalskalning i ett multibärvàgstransmissionssystem; och - utnyttjar det faktum att symbolfelfrekvensen är en funktion av förhållandet mellan en varians som kan värdeberäknas med användning av detektorns in- och utsignaler och en bestämd konstellationsparameter.

Avsik:en med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror pà felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) (som inducerar sluzpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar). 506 643 l0 15 20 h.) lJI 30 48 Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller två bit per bärvàg. Sannolikheten för ett enstaka bitfel på en bärvåg är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och så vidare. Detta beror på det sätt på vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).

All kodning beror på en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving”- blocken. I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer ”simple dead reckoning" att vara tillräckligt, eftersom ett fel i dataflöde (data flow slip) aldrig kan inträffa utan förlust av ramsynkronisering, eller felinställning vid bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart.

Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.

”Interleaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn på djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet.

Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser.

Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bit (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett "enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, måste de mest bitarna vara koncentrerade till ”felbenägna” (error prone) en, eller några få, av Reed-Solomon-symbolerna. u: 20 30 (fl CD O\ 49 Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvàgs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” (shared) större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).

Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik_ Faltningskoden skall kombineras med interleaving.

Det är möjligt att använda en "top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t ex. Fire- koder, för at: detektera/korrigera de återstående bitfelen.

Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.

”System Controllern” är baserad på en ”micro controller", eller signalprocessor, beroende på kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICs som utgör modemet.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern är: - hantering av ”Control Channel Signalling"; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning. 506 643 Ix) k!! 50 System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de tvâ datavägarna oberoende av varandra på samma fysiska kopparkabel, terminerande i nät(verks)enheten (NU) på nätsidan, och (NT) och mottagaren Rx styrs av System Controllern. nättermineringen på användarsidan. Både sändaren Tx System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna_ Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, på både sändar- och mottagarsidan.

Beräkningarna görs och uppdateringen initieras på den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer på systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten.

System Controllern kan initiera omstart på olika nivåer; till exempel, gå tillbaka till "idle mode", eller göra en fullständig uppstart.

Styrkanalen är en vald bärvåg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen på bärvågen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.

Protokollet på styrkanalen är delvis baserat pà HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av ”flag UI 20 I~J Un 506 643 51 sequence” och ”bit-stuffing”. En 16-bit ”frame check sequence” garanterar att varje meddelande mottages korrekt.

"Flag-sequence”, ”bit-stuffing” och ”frame check sequence" hanteras i hårdvaran pà mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern.

Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende på storleken på buffrarna på mappnings- och detekteringschipset.

Protokoll pá högre nivà kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.

I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23.

För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande pà mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvàgen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera ett specifikt mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektorerna.

Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24.

Denna ESI är hàrdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.

När systemet är igång kommer synkronisering att finnas mellan upplänksándaren och mottagaren, genom "base 506 643 20 52 sync interval uplink” (BSI-D), samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall.

(ESI-U) och ”base sync interval downlink” se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt SC:n vid NU:n, eller NT:n, kommer att ta emot avbrott för både BSI-U och BSI-D.

För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott. Genom att skifta BSI-U med BSI/2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre över BSI-perioden.

Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärväg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid pá tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda ESI n ändras vektorn synkront sändar- och mottagarsidan för att på mottagar- och sändarsidan.

Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används på varje bärväg, hanteras av två minnen för mottagning och två minnen för sändning pá mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bit ord för varje bärvàg (l024x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.

Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan 0 och 12, där 0 anger en oanvänd bärvàg; l-12 anger antalet bit i konstellationen 2 för 4QAM, 4 för l6QAM, 10 för 1024 QAM). (t.ex.

Energivektorn häller information om hur bärvágorna skalas/omskalas på energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel. kommer också att användas Skalningsvektorn (scaling vector) Un 20 506 643 53 som ett mönster (mask) för annullerade (cancelled) bärvágor.

Skalning av de olika bärvàgorna på sändarsidan hanteras av ett minnesomráde pá FFT-chipset. Minnet består av ett 16-bi: ord för varje bärvàg (1024 x 16). Dessa värden multipliceras med vektorn för varje bärvàg i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de två minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall.

Ett motsvarande minne (dubblerat) implementeras på mottagarsida: för att omskala (rescale) bärvàgorna före symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext värde för varje bärvàg (32 bit/bärvàg), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet O används för bärvágsannullering.

Utjämningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren.

Beroende pà bärvågens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvàg - denna bärvág sänder data enligt det beräknade bitladdningsvärdet och är ”sändarskalad” och ”mcttagaromskalad"; 506 643 UI 20 k) Un 30 54 - annullerad bärvåg - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvág; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll.

I bärvàgsmode 1 (CMI) arbetar systemet normalt.

Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.

I bärvågsmode 2 (CM2) sättes energiskalnings- /omskalningsvärdet till O för att urstàndsätta (disable) all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvågen är satt ur stånd. För denna bärväg kan ingen kanalvärdeberäkning göras.

(CM3) nolla för bitladdningsfaktorn. Pá sändarsidan betyder detta I bärvàgsmode 3 har mottagaren beräknat en att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvågsvärdet från synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.

Bärvågsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.

Basfunktionaliteten för ”startup"-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” start (boot), kommer nu att behandlas.

Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, UI 10 20 30 596 643 55 eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up” är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensnivàn för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.

De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram häller ett bestämt moduleringsmönster för varje bârvàg och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att låta moduleringsmönstret beskrivas genom en "random sequence” hàlles korskorreleringen inom ramen låg, så att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 2. Dataram l, (DFl), förmedlar ”random data” på alla bärvàgcr, utom på fyra fördefinierade bärvàgor som sänder styrkanalen (CCH) parallellt. Det används vid ”start-up” när CCH-bärvágen är obestämd och möjliggör för mottagaren att välja den minst störda bärvàgen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 3. Dataram 2 (DF2) förmedlar "random data” på alla (CCH). används när CCH-bärvágen har bestämts, och bärvågor utom en, som bär styrkanalen Den bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta.

(DF3) bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden. 4. Dataram 3 förmedlar data och använder En bärvàg är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i viloläge (idle mode), kallad start-up-sekvens (SUS= Start-Up Sequence). 506 645 Un lO 20 30 56 SUS kan sammansättas genom att använda de olika DFI och DF2, I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för dataramarna, som följaktligen kallas SUS1 och SUS2. kanalvärdeberäkning.

Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar från användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".

Mottagaren försöker, på vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger mottagaren en distinkt indikation pá när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up”-signal.

”Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas på NU-sidan, går systemet direkt som beskrivs till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) nedan.

Denna del av startproceduren utsätts för ”time out" om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.

Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en ”wake-up”-signal i form av en SUS1. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.

IO 20 30 506 643 57 När "wake-up”-tillståndet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.

Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en ”wake~up”-signal, eller nätet initierar uppsättningen.

Det första steget i uppsättningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUSl- mönstret. NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance” (TA)~inställning, med TA = 0, pà CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.

Piloten sänds kontinuerligt.

NT-mc::agarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan àtertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten pà synkroniseringsramar gör en noggrann värieberäkning inom 300 ms. Med användning av denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvàgorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvàg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = O för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) på CCH-bärvágen för varje mottaget TA-valmeddelande, repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloten med BSI/2 från den inkommande piloten, så att SC-laddningen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen.

Sålunda börjar steg l av uppsättningssekvensen med sänder en SUSl och ett Vid att sändaren, i nätenhetsmodemet, TA-meddelande med TA = O i periodiska intervall. mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; 506 643 IJ UI 30 58 - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - återhämta BSI:n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; - välja en CCH; och - avkoda TA-valmeddelandet.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUSl, ett TA =O -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar på ramkorrelerin Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett "timing advance”-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- värdet.

När NT-sidan tar emot det nya TA-värde: ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande.

I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende på att NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, och enheten Efter det att ramklockan har återhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- behöver återkorrelera. detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsättningssekvensen.

Sålunda startar steg 2 av uppsáttningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA t, tillsammans med en SUSl, sänds från sändarterminalen. säg X, som respons till SUSl och TA = 0-meddelandet som 59 Terminalenheten, NT: - tar emot det nya TA-meddelandet; - korrigerar den utgående ramklockan; och - sänder ett kvitto SUSl och TA = X. 5 Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; w - áterhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; - väljer en CCH; och - avkodar meddelandet.

Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 1: 31, hanterar CCH-valet för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvágen och sänder ett CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.). 20 På NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUSl och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n pà den valda bärvágen.

CCH-bärvàgen i upplänk har nu konfigurerats. För 25 nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- 506 643 60 sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta på en kvittering; och - avsluta CCH-meddelandet.

Terminalenheten: - tar emot CCH-valet för upplànken; - terminerar SUSl; och startar SUS2; - kvitterar varje CCH-val.

Nätenheten: tar emot CCH-valet för nedlänken; terminerar SUS1; startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val.

Terminalenheten: - sänder den valda CCH:n för nedlänken; - väntar pà en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet.

När dessa steg har tagits har modemet nått viloläge (idle mode), bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik sändande SUS2. Med användning av CCH kan och DAS-sändning påbörjas.

Un IQ UI 506 645 61 VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, beroende pä den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nättermineringsutrustning_ Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket accessnoden är placerad.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt l-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt l-ramen finns, bortsett fràn ramhuvudet och nyttolasten, ett antal informationsfält för hanterings- och styrinformation. Dessa hanterings- och styrfält inkluderar olika larmindikatorer, såsom SDH-larm, t. ex. AIS- (giltig endast om SDE tas hela vägen till kundutrymmena) mätningar av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar pá om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög temperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester på modemet, för drift och underhàllsändamàl. 506 645 62 TABELL l Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende pá duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithastighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bärvàg - uppströms O-4096 QAM - nedströms O-4096 QAM Antal bärvàgor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvàg 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvàg) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz 586 643 63 Bitfelsfrekvens 104 Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCI-I - bandbredd l bärvàg, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC ' Sample clk 20 MHz il0ppm Ram clk 20 Mz/(2048+ll2) = 9,19 kHz 506 643 64 TABELL 2 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Bizladdning Ja, O, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s TABELL 3 506 645 65 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO 125 ppm, 10ppm/V känslighet - DAC 18 bit, område 0-5 V - upplösning l/100 av en sample 506 645 66 TABELL 4 Bärvàgsmodes Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CMl Data 2 - 12 Ja Ja cM2 Nej o Nej o CM3 Synk-info 0 Ja, synk Ja, låg

Claims (23)

U| 10 506 643 67 PATENTKRAV

1. l. Ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvàgor med QAM-konstellationer av hög ordning för överföringen av en mångfald av bitar per bärvàg och symbol, där nämnda system inkluderar digitala mottagar- och sändarenheter, nämnda mottagarenhet inkluderar en symboldetekteringsenhet, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda system är anordnat att bestämma en parameter för varje enskild bärvàg, där nämnda parameter indikerar en avvikelse hos en mottagen signal från en motsvarande konstellationspunkt; att jämföra parametern med en övre och undre gräns; och, om parametern är utanför nämnda gränser, ändra den använda konstellationen för att modulera bärvágen till en angränsande konstellation.

2. Ett multibärvägstransmissionssystem enligt patentkrav l, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda symboldetekteringsenhet används för att bestämma parametern för en bärvàg.

3. Ett multibärvägstransmissionssystem enligt patentkrav k ä n n e t e c k n a t av att där d är det kortaste avståndet mellan angränsande konstellationer, o är 1, eller patentkrav 2, nämnda parameter är ett förhållande dz/oz, en standardavvikelse, och ozär variansen pä avvikelserna hos in- och utsignalvärdena i nämnda symboldetekteringsenhet.

4. Ett multibärvägstransmissionssystem enligt patentkrav 3, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda symboldetekteringsenhet är anordnad att associera en insignal applicerad därpå, i ett område runt en specifik konstellationspunkt, till ett distinkt värde för denna punkt, där nämnda distinkta värde är värdet pá utmatningen frán nämnda symboldetekteringsenhet, och att mäta 506 645 UA l0 25 68 skillnader mellan nämnda in- och utsignaler för bärvàgen, där nämnda skillnader kvadreras och medelvärdesberäknas för att tillhandahålla en beräkning av ett värde pá 02.

5. Ett multibärvágstransmissionssystem enligt patentkrav 4, k ä n n e t e c k n a t av att ozrepresenteras i samma enheter som det kvadrerade avståndet dz för den konstellation som används för att modulera bärvàgen.

6. Ett multibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav 4, eller patentkrav 5, k ä n n e t e c k n a t av att skillnaderna mellan insignal- och utsignalvärdena i nämnda symboldetekteringsenhet varierar i värde, och av att nämnda varians är ett mått på störningen på bärvàgen och är direkt relaterad till SNR.

7. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt patentkrav 6, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda varians är proportionell mot SNR.

8. Ett multibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav 6, eller patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a t av att en övre gräns av nämnda varians för en specifik konstellation bestäms av en maximalt tillåten symbolfelfrekvens, och av att en undre gräns för nämnda varians är lika med en övre gräns för den nästa största konstellationen.

9. Ett multibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav 8, k ä n n e t e c k n a t av att en specifik maximal symbolfelfrekvens ger ett minimiförhàllande av d/G.

10. Ett multibärvågstransmissionssystem enligt något av de föregående patentkraven, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda system är ett DMT-system. Un 10 *Ju Ik) Un 506 643 69

11. Ett multibärvágstransmissionssystem enligt nàgot av de föregående patentkraven, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda system är ett DMT-baserat VDSL-system.

12. I ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvågor med QAM-konstellationer av hög ordning för överföringen av en mångfald av bitar per bärvág och symbol, där nämnda system inkluderar digitala mottagar- och sändarenheter, nämnda mottagarenhet inkluderar en symboldetekteringsenhet, en metod att bestämma en konstellation (bitladdning) för varje enskild bärväg, k ä n n e t e c k n a d av stegen att bestämma en parameter för varje enskild bärväg, där nämnda parameter indikerar en avvikelse hos en mottagen signal från en motsvarande konstellationspunkt; jämförelse av parametern med en övre och undre gräns; och, om parametern ligger utanför nämnda gränser, ändring av konstellationen för bärvàgen till en angränsande konstellation.

13. En metod enligt patentkrav 12, k ä n n e t e c k n a d av att bestämningen av parametern för varje enskild bärväg utförs av nämnda symboldetekteringsenhet.

14. En metod enligt patentkrav 12, eller patentkrav 13, k ä n n e t e c k n a d av att parametern är ett förhållande dz/G2, där d är det kortaste avståndet mellan angränsande konstellationer, U är en standardavvikelse, och ozär variansen pá avvikelserna hos in- och utsignalvärdena i nämnda symboldetekteringsenhet.

15. En metod enligt patentkrav 14, k ä n n e t e c k n a d av att bestämningen av parametern för en bärväg inkluderar stegen att associera en insignal till nämnda symboldetekteringsenhet, i ett område runt en specifik konstellationspunkt, till ett distinkt värde för denna punkt, där nämnda distinkta värde är värdet pá utmatningen 506 lJ| 20 25 645 70 i nämnda symboldetekteringsenhet; och mätning av skillnader mellan nämnda in- och utsignaler hos nämnda symboldetekteringsenhet för bärvàgen, där nämnda skillnad kvadreras och medelvärdesberäknas för att tillhandahålla en beräkning av värdet på 02.

16. En metod enligt patentkrav 15, k ä n n e t e c k n a d av att ozrepresenteras i samma enheter som det kvadrerade avståndet d2 för konstellationen som används för att modulera bärvàgen.

17. En metod enligt patentkrav 15, eller patentkrav 16, k ä n n e t e c k n a d av att skillnaderna mellan in- och utsignalvärdena i nämnda symboldetekteringsenhet varierar i värde, och av att nämnda varians är ett màtt pà störningen pä bárvägen och är direkt relaterad till SNR. 15. k ä n n e t e c k n a d av att nämnda varians är

18. En metod enligt patentkrav 17, proportionell mot SNR.

19. k ä n n e t e c k n a d av att en övre gräns av nämnda En metod enligt patentkrav 17, eller patentkrav 18, varians för en specifik konstellation bestäms av en maximalt tillåten symbolfelfrekvens, och av att en undre gräns för nämnda varians är lika med en övre gräns för den näst största konstellationen.

20. En metod enligt patentkrav 19, k ä n n e t e c k n a d av att en specifik maximal symbolfelfrekvens ger ett minimiförhàllande av d/0.

21. En metod enligt något av patentkraven 12 till 20, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda system är ett DMT- system. 506 643 '71

22. En metod enligt något av patentkraven 12 till 21, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda system är ett DMT- baserat VDSL-system.

23. Ett multibärvågstransmissionssystem som använder ortogonala bärvågor med QAM-konstallationer av hög ordning för överföring av en mångfald av bitar per bärvåg och symbol, där nämnda system inkluderar digitala mottagar- och sändarenheter, nämnda mottagarenhet inkluderar en symboldetekteringsenhet, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda system använder en metod enligt något av patentkraven 12 till 22 för att bestämma en konstellation (bitladdning) för varje enskild bärvåg.