SE506634C2 - Förbättringar av, eller med avseende på, multibärvågssystem - Google Patents

Description

506 634 lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras. 5 VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL mäste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter 10 (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.

Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL: 25 30 35 CAP; av QAM med undertryckt bärvàg, AM/PM, en version för passiva NT- ”Bärvàgslös” (carrierless) konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvàgs- system som använder diskret Fourir-transfor- mering (Discrete Fourier Transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvågor, för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms multiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); DWMT; Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone), ett multibärvàgssystem som använder ”Wavelet-omvandlingar” (Wawelet transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvàgor; DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och 25 506 634 - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generationer av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthàllas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare (splitters). Normal användning skulle placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- specifikationen vänder emellertid pá denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.

I ett multibärvàgstransmissionssystem finns det alltid ett behov av att utbyta styrinformation mellan en sändare och en mottagare. Denna information genereras i mottagaren och termineras i sändaren. Denna information innehåller uppgifter om kanalens momentana karakteristik och information om beslut beträffande systemförändringar som erfordras för att hantera förändringarna i kanalkarakteristik.

I system som använder bitladdningsteknik anpassas, eller regleras, antalet sända bitar per symbol efter (SNR) Denna reglering påverkar dynamiskt, signal/brusförhàllandet för den aktuella bärvágen. i tid, systemets totala bandbredd. Denna variation i bandbredd leder till ett 506 634 IQ Un 30 absolut systemkrav pá synkron konfigurering av sändaren och mottagaren i termer av antalet kodade/avkodade bitar per symbol och bärvàg. Om detta krav ej uppfylles, kommer systemet ej att kunna upprätthålla en förbindelse.

Den föreliggande uppfinningen uppnår detta krav, i ett multibärvågsmodulerat system med bitladdningskapacitet, genom att dynamiskt ändra antalet kodade/avkodade bitar per bärvàg. Mottagaren mäter och värdeberäknar (estimates) kontinuerligt karakteristiken och ändringarna hos/i kanalen. Från denna information identifieras prestanda för varje underkanal (sub-channel)(sub-wave). Sedan beslutas, på basis av denna information, omkonfigurering av det sända antalet bitar per symbol för varje enskild bärvàg. För att sända denna information, fràn en sändare till en mottagare, etableras en speciell styrkanal. Styrkanalen används först och främst för utbytet av kanalinformation och ändringar av bitallokering för bärvàgor. Det är av yttersta vikt att denna omallokering av bitar per bärvàg utförs synkront för att upprätthålla en förbindelse. Den föreliggande uppfinningen avser en metod att, med hjälp av en speciell algoritm, säkerställa synkroniseringen i systemet under konfigurationsändringar.

Ett mål med en föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en metod för användning i ett multibärvågstransmissionssystem att upprätthålla synkronisering mellan två transceivrar under dynamisk systemomkonfigurering av bitladdningsfaktorer. Ännu ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla ett multibärvågstransmissionssystem i vilket synkronisering mellan två transceivrar upprätthålles under dynamisk systemomkonfigurering av bitladdningsfaktorer.

LJ: 30 506 634 Ett annat mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en transceiver för användning i ett multibärvágstransmissionssystem i vilket synkronisering mellan två transceivrar upprätthålles under dynamisk systemomkonfigurering av bitladdningsfaktorer.

Ytterligare ett annat mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en mottagare för användning i ett multibärvågstransmissionssystem i vilket synkronisering mellan två transceivrar upprätthálles under dynamisk systemomkonfigurering av bitladdningsfaktorer.

Ytterligare ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en sändare för användning i ett multibärvågstransmissionssystem i vilket synkronisering mellan två transceivrar upprätthålles under dynamisk systemomkonfigurering av bitladdningsfaktorer.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahàlles ett multibärvägstransmissionssystem som har en första och en andra transceiver, där var och en av nämnda transceivrar har en mottagare och en sändare, i vilket data sänds mellan nämnda transceivrar genom modulering av nämnda data på en mångfald (multiplicity) av bärvágor i form av multibitsymboler, i vilket var och en av nämnda bärvágor utgör en kanal, och i vilket antalet bitar per symbol (bitladdningen) varierar mellan kanaler och, inom en kanal, så att varje kanal har associerad därmed en i drift, multibärvågssystem är anpassat att synkront uppdatera, i med tiden, bitladdningsparameter, kännetecknat av att, nämnda nämnda första och andra transceivrar, bitladdningsparametrarna associerade med respektive kanal genom överföring av data över en styrkanal, av att nämnda styrkanal etableras, vid systemstart-up, på en förutbestämd sådan av nämnda mängd av bärvágor vars identitet är känd av 506 634 Un 30 'uJ UI nämnda första och andra transceivrar, och av att nämnda styrkanal, efter start-up, ändras från nämnda förutbestämda kanal till en ytterligare kanal som väljes av nämnda första transceiver pá basis av kanalkarakteristik.

Beslut beträffande ändringar i bitladdning och val av styrkanal kan initieras av nämnda första transceiver som sänder kommandosignaler över nämnda styrkanal, nämnda andra transceiver kan utföra ändringar i bitladdning och val av styrkanalbärvág, och nämnda andra transceiver kan mäta ändringar i kanalkarakteristik och vidarebefordra data avseende detta över nämnda styrkanal till nämnda första transceiver.

Nämnda multibärvàgstransmissionssystem kan vara ett DMT-transmissionssystem.

Nämnda multibärvàgstransmissionssystem kan vara ett DMT-baserat VDSL-system.

Nämnda multibärvàgstransmissionssystem kan vara ett DMT-baserat ADSL-system.

Nämnda förutbestämda bärvåg kan väljas från nämnda mångfald (multiplicity) av bärvàgor pá basis av SNR- karakteristik för kanalen så att nämnda styrkanal blir föremål för minimal interferens från störningar.

Vid aktivering av nämnda multibärvägstransmissionssystem kan nämnda styrkanal etableras med hjälp av en process som omfattar de följande tre stegen: - etablerande av nämnda styrkanal pà en förutbestämd bärvág; 506 634 - överföring av nämnda styrkanal till en bärvàg vald av nämnda multibärvägssystem och ”enabling" av bitladdningsstyrning; och - ”enabling" av alla bärvágor.

Nämnda steg att etablera nämnda styrkanal kan inkludera, i var och en av nämnda första och andra transceivrar: 25 30 inkludera, ”bootning" av nämnda sändare; nämnda sändare sänder kontinuerligt ramar i vilka alla bärvägor, förutom nämnda förutbestämda våg, moduleras med slumpmässig (random) data; nämnda sändare sänder ett system-”heartbeat”; ”bootning" av nämnda mottagare; nämnda mottagare initerar kanalutjämning/- anpassning (channel equalization); synkronisering av klockor i nämnda första och andra transceiver; och etablerande av nämnda styrkanal på nämnda förutbestämda bärvág vid mottagande av en ”heartbeat”.

Nämnda steg att överföra nämnda styrkanal kan i nämnda första transceiver: mottagning av data, av sändaren, avseende uppmätt kanalkarakteristik från mottagare i både nämnda första och andra transceiver; 506 654 Un 25 ~ val av en bärvág till vilken nämnda styrkanal skall omallokeras av nämnda sändare; sändning, av nämnda sändare, av en signal som identifierar nämnda bärvàg, till vilken nämnda styrkanal skall omallokeras, till nämnda andra transceiver; vid mottagning av bekräftelsesignal (confirmation signal) från nämnda andra transceiver, terminerar nämnda sändare nämnda styrkanal pä nämnda nämnda sändare nämnda styrkanal på nämnda förutbestämda bärvàg; nämnda sändare startar nämnda styrkanal på den omallokerade bärvàgen vid en ”heartbeat”; nämnda mottagare mäter kanalkarakteristik och sänder data avseende denna (karakteristik) till nämnda sändare i nämnda första transceiver; nämnda mottagare utjämnar/anpassar (equalizing) nämnda uppmätta kanal; nämnda mottagare erhåller en kanalvärdeberäkning (estimation) från den andra transceivern och sänder data avseende denna till nämnda sändare i nämnda första transceiver; nämnda mottagare tar emot data som identifierar bärvågen för omallokering av nämnda styrkanal; nämnda mottagare tar emot en bekräftelsesignal frán nämnda andra transceiver; 15 ba Un 506 634 nämnda mottagare terminerar styrkanalen pà nämnda förutbestämda bärvàg; nämnda mottagare etablerar styrkanalen pà den omallokerade bärvàgen; och om nämnda styrkanal inte kan etableras, återgång till nämnda steg att etablera nämnda styrkanal.

Nämnda steg ”to enable” alla bärvàgor kan inkludera, pá en kontinuerlig basis, i nämnda första transceiver att: nämnda sändare erhåller data avseende uppmätta kanaler från mottagare i båda nämnda transceivrarna; nämnda sändare bestämmer bitladdningsparametern för varje bärvàg; nämnda sändare sänder data avseende bitladdningsparametern till nämnda andra transceiver; nämnda sändare ändrar bitladdningsparametern vid bekräftelse (confirmation) från nämnda andra transceiver; mottagaren mäter kanalkarakteristik på nämnda mångfald (multiplicity) av kanaler och sänder data avseende nämnda mätningar till nämnda sändare; mottagaren utjämnar/anpassar (equalizing) nämnda mångfald av kanaler enligt nämnda uppmätta kanalkarakteristik; 506 634 l0 25 b) Ul lO - mottagaren erhåller en kanalvärdeberäkning från nämnda andra transceiver för var och en av nämnda mångfald av kanaler; - mottagaren erhåller en ny bitladdningsparameter för var och en av nämnda mångfald av kanaler; - mottagaren erhåller en bekräftelsesignal från nämnda andra transceiver; - mottagaren uppdaterar bitladdningsparametrarna för var och en av mångfalden av kanaler.

Kanalkarakteristiker kan värdeberäknas genom periodisk överföring, av en av transceivrarna, av en bassynkroniseringsram som har ett förutbestämt innehåll och jämförelse, i den andra av nämnda transceivrar, av den mottagna synkroniseringsramen med en referensram.

Nämnda kanalkarakteristik kan inkludera dämpning, fasskiftning och varians.

Nämnda bassynkroniseringsramar kan sändas med intervall, BSI, och nämnda BSI låses i nämnda transceivrar och gör det därmed möjligt för nämnda transceivrar att identifiera en ram som en synkroniseringsram.

Extra (additional) synkroniseringsramar kan sändas med intervall mellan nämnda bassynkroniseringsramar.

Nämnda första transceiver kan utdela kommandon för systemomkonfigurering vid starten av en BSI, och systemomkonfigurering kan verkställas vid starten av nästa BSI.

IJ: 25 506 634 ll Nämnda BSI kan vara större än två gånger systemtransittiden för signaler.

Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahàlles ett multibärvågstransmissionssystem som har en första och en andra transceiver, där vardera av nämnda transceivrar har en mottagare och en sändare, där data sänds mellan nämnda transceivrar genom modulering av nämnda data på en mångfald (multiplicity) av bärvàgor i form av multibitsymboler, där var och en av nämnda bärvàgor utgör en kanal, och där antalet bitar per symbol (bitladdningen) varierar mellan kanaler och, inom en kanal, i tiden, sä att varje kanal har en associerad bitladdningsparameter, en metod att driva en styrkanal kännetecknad av: - synkron uppdatering, vid nämnda första och andra transceivrarna, av bitladdningsparametrarna associerade med varje kanal genom överföring av data över styrkanalen; - etablering av nämnda styrkanal, vid systemstart, pà en förutbestämd bärvàg av nämnda mångfald av bärvàgor vars identitet är känd av nämnda första och andra transceivrar; och - efter start, ändring av nämnda styrkanal fràn nämnda förutbestämda kanal till en ytterligare kanal, vald av nämnda första transceiver på basis av kanalkarakteristik.

Nämnda metod kan inkludera stegen att: - initera beslut avseende ändringar i bitladdning och styrkanalval, i nämnda första 506 654 Uu 12 transceiver, och sända kommandosignaler över nämnda styrkanal; nämnda andra transceiver verkställer ändringar i bitladdning och val av styrkanalbârvág; och nämnda andra transceiver mäter ändringar i kanalkarakteristik och vidarebefordrar därtill relaterade data över nämnda styrkanal till 10 nämnda första transceiver.

Nämnda multibärvágstransmissionssystem kan vara ett DMT-transmissionssystem. 15 Nämnda multibärvägstransmissionssystem kan vara ett DMT-baserat VDSL-system.

Nämnda multibärvägstransmissionssystem kan vara ett DMT-baserat ADSL-system. 20 Nämnda förutbestämda bärvàg kan väljas fràn nämnda flertal (multiplicity) av bärvägor pá basis av SNR- karakteristik för kanalen så att nämnda styrkanal utsättes för minimal interferens från brus. 25 Nämnda styrkanal kan etableras, vid aktivering av nämnda multibärvàgstransmissionssystem, med hjälp av en process som omfattar de följande tre stegen: 30 - etablering av nämnda styrkanal pà en Lu u| förutbestämd bärvàg; överföring av nämnda styrkanal till en bärvàg som väljes av nämnda multibärvägssystem och för skapande av möjlighet (enabling) bitladdningsstyrning; och 506 634 13 - ”enabling” av alla bärvågor.

Nämnda steg att etablera nämnda styrkanal kan inkludera, i var och en av nämnda första och andra transceivrar: - ”bootning” av nämnda sändare; - nämnda sändare sänder kontinuerligt ramar i vilka alla bärvàgor, förutom nämnda förutbestämda våg, moduleras med slumpmässig (random) data; - nämnda sändare sänder en system-”heartbeat”; - ”bootning” av nämnda mottagare; - nämnda mottagare initierar kanalutjämning/- anpassning (channel equalization); - synkronisering av klockor i nämnda första och andra transceiver; och - etablering av nämnda styrkanal pà nämnda förutbestämda bärvàg vid mottagande av en ”heartbeat".

Nämnda steg att överföra nämnda styrkanal kan inkludera, i nämnda första transceiver: - mottagning av data, av sändaren, avseende uppmätt kanalkarakteristik från mottagare i både första och andra transceivern; - val av en bärväg till vilken nämnda styrkanal skall omallokeras av nämnda sändare; 506 654 IQ Lll 14 sändning, av nämnda sändare, av en signal som identifierar nämnda bärvàg, till vilken nämnda styrkanal skall omallokeras, till nämnda andra transceiver; vid mottagning av bekräftelsesignal (confirmation signal) från nämnda andra transceiver, terminerar nämnda sändare nämnda styrkanal pà nämnda förutbestämda bärvág; nämnda sändare startar nämnda styrkanal pà den omallokerade bärvàgen vid en "heartbeat”; nämnda mottagare mäter kanalkarakteristik och sänder data avseende denna (karakteristik) till nämnda sändare i nämnda första transceiver; nämnda mottagare utjämnar/anpassar (equalizing) nämnda uppmätta kanal; nämnda mottagare erhåller en kanalvärdeberäkning från den andra transceivern och sänder data avseende denna till nämnda sändare i nämnda första transceiver; nämnda mottagare tar emot data som identifierar bärvàgen för omallokering av nämnda styrkanal; nämnda mottagare tar emot en bekräftelsesignal från nämnda andra transceiver; nämnda mottagare terminerar styrkanalen pà nämnda fördefinierade bärvág; nämnda mottagare etablerar styrkanalen pà den omallokerade bärvàgen; och ua VI 506 634 15 - om nämnda styrkanal inte kan etableras; återgång till nämnda steg att etablera nämnda styrkanal.

Nämnda steg ”to enable” alla bärvågor kan inkludera, på en kontinuerlig basis, i nämnda första transceiver att: - nämnda sändare erhåller data avseende uppmätta kanaler från mottagare i båda nämnda transceivrarna; - nämnda sändare bestämmer bitladdningsparametern för varje bärvåg; - nämnda sändare sänder data avseende bitladdningsparametern till nämnda andra transceiver; - nämnda sändare ändrar bitladdningsparametern vid bekräftelse (confirmation) från nämnda andra transceiver; - mottagaren mäter kanalkarakteristiken på nämnda mångfald av kanaler och sänder data avseende nämnda mätningar till nämnda sändare; - mottagaren utjämnar/anpassar (equalizing) nämnda mångfald av kanaler enligt nämnda uppmätta kanalkarakterisitika; - mottagaren erhåller en kanalvärdeberäkning från nämnda andra transceiver för var och en av nämnda mångfald av kanaler; - mottagaren erhåller en ny bitladdningsparameter för var och en av nämnda mångfald av kanaler; 506 634 (J: IQ UI 16 - mottagaren erhåller en bekräftelsesignal från nämnda andra transceiver; - mottagaren uppdaterar bitladdningsparametrarna för var och en av mångfalden av kanaler.

Kanalkarakteristik kan värdeberäknas genom periodisk överföring, av en av transceivrarna, av en bassynkroniseringsram som har ett förutbestämt innehåll och jämförelse, i den andra av nämnda transceivrar, av den mottagna synkroniseringsramen med en referensram.

Nämnda kanalkarakteristik kan inkludera dämpning, fasskiftning och varians.

Nämnda bassynkroniseringsramar kan sändas med intervall, BSI, och nämnda BSI låses i nämnda transceivrar och gör det därmed möjligt för nämnda transceivrar att identifiera en ram som en synkroniseringsram. (additional) Extra synkroniseringsramar kan sändas med intervall mellan nämnda bassynkroniseringsramar.

Nämnda första transceiver kan utdela kommandon för systemomkonfigurering vid starten av en BSI, och systemomkonfigurering verkställes vid starten av nästa BSI.

Nämnda BSI kan vara större än två gånger systemtransittiden för signaler.

Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen :illhandahålles en mottagare, kännetecknad av att den är anpassad för användning i ett multibärvàgszransmissionssystem såsom framställts ovan, eller anpassad att implementera den ovan framlagda metoden. 20 506 634 17 Enligt en fjärde aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles en sändare, kännetecknad av att den är anpassad för användning i ett multibärvágstransmissionssystem såsom framställts ovan, eller anpassad att implementera den ovan framlagda metoden.

Enligt en femte aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles en transceiver, kännetecknad av att den inkluderar en mottagare såsom framställts ovan, och en sändare såsom framställts ovan.

Utförandeformer av uppfinningen kommer nu att beskrivas, med hjälp av exempel, med hänvisningar till de medföljande figurerna, där: Figur 1 visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.

Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvágssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvägssystemmodem som visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.

Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvågssystem som här beskrivs. 506 20 634 18 Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhàllandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvàgssystem som här beskrivs.

Figur 10 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 11 visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvâgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12.

Figur 14 visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix. 20 30 506 634 19 Figur 18 visar, i schematisk form, ett ”beslutsinriktat” (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.

Figur 20 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemstyrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt på vilket tvâ av de multitonbärvågssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvågstransmissionssystem.

Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 24 visar BSI-längd.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 26 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4. 506 634 10 IQ Vu 20 Figur 28 visar, i schematisk form, ”wake-up”- signalering för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation.

Figur 33 är en illustration i diagramform av styrkanalarkitekturen som används i den föreliggande uppfinningen.

Figur 34 visar initial uppsättning av en styrkanal.

Figur 35 visar styrkanalallokering.

Figur 35 visar kanalkonfigurationen i ett fullt konfigurerat system.

Figur 37 visar en synkroniseringsram.

Figur 38 visar dispositionen, i tid, av extra (additional) synkroniseringsramar.

Figur 39 visar signalflödet.

Figur 40 visar signalsynkronisering.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.

ADC: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) AIS: ”Alarm In Signal” UI 20 u.) O ASIC: BPSK: BSI: BSI-D: BSI-U: CCH: CMI: CM2: CM3: CP: DAC: DAS: DFl: DF2: DF3: DMT: 506 634 21 Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) BSI för upplânkförbindelse (BSI for uplink connection) Styrkanal (Control channel) Bärvågstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärvåg (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Bärvågstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urstándsatt bärvàg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvágstyp (mode) 3, bärvåg ordnad för nollbitsladdning, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cykliskt prefix (Cyclic Prefix) Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) 506 634 20 IQ lJn DWMT: EMC: FEC: FEXT: FFT: FTTN: Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: 22 Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) ”Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VME-based) Tre + två, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Tvá chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir”-transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Làgpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) 20 IJ Un OFDM: ONU: PGA: POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUSl: SUS2: TA: TDMA: UTP: VCXO: 506 634 23 Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (0rthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) Konventionell, ”gammal” telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) ”Quadrature Amplitude Modulation” Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SF och DFl ramsekvens (SF and DFl frame sequence) SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) ”Time Advance” Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) Spänningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) 506 634 Un 20 fi 30 24 VDSL: Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvágssystem för det installerade kopparnätet). MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation på kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjânster.

(SE 9603187-7) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603188-5, SE 96C3l89-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603195-O, SE 9603196-8, SE 9603197-6 Och SE 9603198-4, kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, MUSIC-systemet som beskrivs i denna erbjuder en som ger 26:2 eller l3:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel ( lokala telefoninät.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det (Fibre To som var och en nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden The Node = FTTN), betjänar mànga användare, fram till ett kopplingsskáp i som använder optisk fiber, närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg bithastighet (2 Mbit/s) uppströms, från abonnenten.

Figur 1 visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). multimedia-applikation, En nätverksterminering, NT, ansluten till en t.ex. video-on-demand, är länkad UI 10 20 IJ Un 30 506 654 25 till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms.

I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds två bestämda bithastigheter (l3:2 och 26:2 Mbit/s), där den lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som en extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.

För nätverkstermineringen (NT) består anslutningen av ett set av standardiserade gränssnitt, såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som så att den är oberoende av (NU) filtreras ut passivt, modemstatus. Nätverksenheten terminerar i det fasta nätet.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.

MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvàgs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvågor. Detta visas i Figur 2, som visar två transceivrar vilka var och en har en mottagare, Rx, och en sändare, TX, ansluten till ett tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de två transceivrarna med användning av en mångfald (plurality) av bärvàgor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitên är extremt dålig. Antalet bitar som överförs av var och en av bärvågorna kan också variera, beroende på kanalkvalité. 506 634 20 26 En multibärvàgsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar på tvinnad I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden pá 10 MHz upp pà 1024 bärvägor med en bredd pà vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringseffekten för de individuella bärvågorna beror på parkabel pà ett effektivt sätt. störningseffekten och överföringsförlusterna pà vart och ett av banden. Varje bärvàg förmedlar multinivàpulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAM). Den individuella bârvâgens signal/brusförhållande (SNR) beräknas på mottagarsidan. Om en bärvàg har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit på denna bärvåg. För bärvàgor med lägre SNR-värden placeras färre bitar pá bärvàgen. Bärvågor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid och mottagning (forward error correction) datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av :illfälliga skurar av impulsstörningar.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Två bestämda (26/13 Mbit/s) valda hastigheten beror pà den aktuella kabellängden (<1300 nedströmshastigheter stöds av systemet; den m) och/eller kvalitén på kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s.

MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från Olika frekvensband kan användas i uppströmskanalen och båda fràn POTS, se Figur 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.

TDMA och/eller en metod där varannan bärvàg dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hàrdvarublocken är ADC och DAC, synkronisering, fourir LJ! (J: IQ UI 506 634 27 transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjâmning, symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfoliering (interleaving), nätgrànssnitt och systemövervakare.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: - den digitala mottagarenheten; - den digitala sândarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.

Den a:a_oga ingången inkluderar en hybridtransfcrmator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. På :ottagarsidan är hybriden ansluten, via ett lágpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdämpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En VCXO, driva analog- till digital-omvandlaren. På sändarsidan är spänningsstyri kristalloscillator, används för att hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett lågpassfilter.

Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir”-transíormerings- och omskalningsenhet (rescaling FFT, synkroniserizgsenhet och en kanalestimator. unit), ansluten, som visas i Figur 4, till en Kanalestimatorn är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en (de-interleaving) ”avinterfolierings"- och avkodningsenhet, till en bithazzeringsenhet och därifrån till ett nätapplikaticzsgränssnitt.

Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) "fasï Fourir” transformerings- och skalningsenheï, IFFT, via en kodnings- och 506 634 10 IQ Un 28 interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funktionsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, så som visas i Figur 4.

Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollnivàn till modemets skikt ett-funktionalitet.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- ramar” (dummy frames) om så erfordras.

Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved . Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation).

Symbolmappningsblocket tar emot ingängsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende pà det aktuella bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFFT-blocket. Detta får systemet att skala IFFT-blocket utför sedan en FPT på som modulerar varje bärvåg. Som ett slutligt uteffektsnivà: pà varje bärvåg. reell 2048 punkters inverterad (inverse) ingàngsdatan, steg utförs en address ”wrap around" på utgàngsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. De::a kallas det cykliska prefixet (CP).

Den mcdulerade signalen gär till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång 10 20 506 634 29 (minimum true dynamic range) på 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan på 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balanserat gränssnitt mot kopparkabeln.

En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.

I mottagaränden separerar splitter/hybrid- från 0 till 4 kHz, fràn de frekvenser som används av systemet. Det transceivern de frekvenser som används av POTS, extraherar också den làgnivåiga mottagningssignalen från den kombinerade högnivàiga sändningssignalen och den làgnivåiga mottagningssignalen.

För att reducera Nyquisteffekter på signalen lágpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier).

PGA n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet av det dynamiska omfånget i ADC:n. I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB.

Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av EFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO:n.

I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen ”VCXO feed back (20 MHz). (frame timing estimate) och överförs till controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system. en dedicerad Därför används, efter lásningssekvensen, 506 634 N IJ Vi N 30 pilotbärvág för att uppná en hög synkroniseringsprecision pà samplingsklockan.

En BSI-signal extraheras också fràn pilotbärvàgen.

BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.

En 2048 punkters verklig FFT utförs pà ingàngsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning (rescaling), som baseras pà energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.

Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs på utmatningsdatan från FFT-blocket. Alla dataramar används (estimate) för att värdeberäkna kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bitar som skall sändas på var och en av bärvàgorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).

I symboldetekteringsblocket utförs en "avmappning” (demapping) för varje bärvàg enligt bitladdningsmallen (bit-loading mask). (de- (FEC, på den detekterade bitströmmen.

Efter avmappning utförs ”avinterfoliering” interleavingl och "felkorrigering vid mottagning” Forward Error Correction) Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames tas bort i detta block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns SC). ígeneral purpose) processor som har gränssnitt styrenheten för systemet (System Controller, SC:n är en generell 10 506 634 31 mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. I den version av MUSIC som beskrivs här, är styrenheten CPU programmerbar. En extern port tillhandahàlles, genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board), för att underlätta programmering.

Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra bitladdnings- och energiladdningsberäkningar. Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad styrkanal (CCH). Denna kanal överför data avseende förändringar i bit/energi-laddning och annan systemsignalering.

För att erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändning, måste de digitala delarna av systemet vara två ASIC-kretsar. baserade på åtminstone Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamål.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras på ett tredje, respektive fjärde, chips.

Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell 1 till 3 bifogade härtill.

VDSL-system arbetar i spektrumet från O till 40 Mz.

I detta band upptar MUSIC-systemet, som beskrivs här, de lägre 10 MHz, se Figur 6. Ett antal traditionella band finns i detta spektrum, inklusive POTS och vissa radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvågor över 10 MHz, har varje bärvàg en bandbredd på 9,77 kHz, där de två första bärvågorna är allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista bärvàgen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten. 506 654 V» 20 32 Andra bärvàgor (på radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning.

Det finns två sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- och ISDN-systemen existera under (below) MUSIC- frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvàgor över 10 MHz ger varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bärvàgor. Beroende pá kanalkarakteristiken måste dessa fem bärvàgor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*100=500 kbit/s bandbredd.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.

Resultatet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda på en telekommunikationsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 200-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen på högre frekvenser den maximala bithastigheten.

UI 20 506 634 33 För kablar pá omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en 1 km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen mäste kanske också uteslutas.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: - maximal varaktighet 250 ps - medianintervall 67 ms - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz - bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är belägen pà NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).

Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” på mindre än 0,5 ns.

Samplingsklockan pä NT-sidan är faslàst till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärvåge: för att producera en finjustering av läsningen. Lásningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digi:al/analog-omvandlare. Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision pä 1/100 sampel, med ett ”phase jitter” pä mindre än 0,5 ns.

Ramklcckan är l/(2048 + 128) av samplingsklockan och styr starten av mottagning och sändning av ramarna. 506 634 UI 20 34 Ramklockan, som används både för sändning och mottagning, avviker i fas på både NU- och NT-sidan.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Mottagningsramklockan på NT-sidan erhålles från hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart på NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) på kopparledaren. Detta måste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både på upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning på NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan fördröjs ett antal sampelklockcykler (TA) i förhållande till ramklockan för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvensen bestäms av hårdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande sidan. Parametrarna kan, till exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, på båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).

LJ» 20 30 506 634 35 BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.

En kort pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens på pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan.

Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast på den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA = 128 samplingar = 6,4 ps utbredningsfördröjning. Detta motsvarar 1280 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m).

Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till Tl- chipset och systemcontrollern för styrändamál.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också är länkad till POTS. På mottagningssidan av hybriden går den inkommande signalen via ett làgpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. På sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och går därifrån via ett làgpassfilter LP till 506 634 Un 20 30 36 hybridtransformatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, är ansluten till Tl-chipsets synkroniseringsblock.

En OFDM-ram är en summa av sinusformade bärvågor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplanet (frequency domain) med ett minimum av separationsavstånd mellan bärvágor. Antagandet att symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra till att skapa pulser med mycket höga toppnivàer.

Emellertid måste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsnivåer i DAC:n för att hantera genomsnittliga (average) signaler. Även om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivà i sändaren, finns det begränsningar på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Vara .

En kort kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en lång kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opàverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stort dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga 15 30 506 634 37 upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det område som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9.

Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalnivàn vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.

Linjedelaren(splitter)/hybriden har tvâ huvuduppgifter, nämligen att: - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen från att uppträda vid mottagaren pà samma enhet genom balansering av kabeln.

Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan.

Avsikten med lágpassfiltret på ingängssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) pà interferens ovanför det använda frekvensområdet.

Lágpassfiltret pá utgàngssidan reducerar utsänd effekt pà ”stoppbandet”. Dessa filter kan utgöra delar av uppdelnings-/hybridmodulen_ Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är ”Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhàllande pà ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används.

För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används. 506 634 20 IJ Un 38 FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT:er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser på samma gång.

Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hàrdvarurealiseringen baseras pá en radix-32-kärna som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar” (passes), se Figur 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhållandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: SNR=22b-v-1 där b = antal bit, och v = ll (antal effektiva radix-2 ”förvandlingar”). Lösningen för b ger 17 bit upplösning (baserat på ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.

VCXO:n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras på data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen måste vara mycket stabil och faslàst (phase locked) till NU-referensklockan för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler.

För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC:n.

Dämpningsnivån är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för "framflyttning av (timing advance) synkronisering” genom systemcontrollern.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance” och dämpningsnivån, måste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, IQ Uu 30 506 634 39 speciellt när bärvágor moduleras med stora konstellationer.

I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger pà korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen.

Pä NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklcckan. På NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage Controlled Crystal Oscillator) som är låst i fas till oscillatorn på NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberâkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbärvåg, efter en làsningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet pä samplingsklc:ksynkroniseringen_ Beroezde på den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan izterferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrel :ion som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera satplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlängden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate). Därför 506 634 k) Un 30 40 kommer dessa toppar att ha ett känt synkroniseringsförhållande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.

Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna.

Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa två signaler används som indata till en ”feed-back controller" som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inlåsningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.

Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de tvâ signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning på en ramlängd. Utdatan på fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan frán integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol (sign). Denna hàrdvaruimplementering har en starkt reducerad komplexitet jämförd med användning av den fullständiga sampelordlängden. 10 'Ju 20 30 506 634 41 Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen_ Beroende pá den reducerade dataordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvårdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) 1024, till en konjugator. Utdatan från fördröjningen och passerar genom en fördröjning med N = dvs en ram, och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) medelvärdesbildaren, vilken Z(k) signal W(k) C(k). som gàr till en medelvärdesbildare. Utdatan från Z(k) går till en subtraherare fràn 128 subtraheras. fördröjd med L = Detta ger en som går till en ackumulator som ger en utsignal Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. Utsignalen kan uttryckas som ïlflm Z(k) = Y(k-iM) 0 där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken pá korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator. 506 634 UI 25 42 Registerinnehállet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gång ett värde större än registerinnehållet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). detta andra register att innehålla ett index till det När ett helt signalintervall har passerat, kommer max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett tredje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (1#) divideras med två (med användning av skiftning) shift). (using Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Återkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan sedan användas som en pekare (pointer) till signalintervallet. Ramsynkrcniseringsklockan genereras med hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.

Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvágen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvágor. Detta beror på den inneboende ortogonaliteten mellan bärvågorna. För att uppnå en värdeberäkning med acceptabelt låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. Detta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, så argumentet är inte direkt tillgängligt. I återkopplingsslingan är det (detect) nödvändigt att upptäcka mycket små UI k) lJl 30 506 634 43 argumentavvikelser. Därför måste upplösningen på argumentet vara hög. Ãterkopplingscontrollern kommer att få pilotbärvågsargumentet att konvergera mot noll. En approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet område omkring noll, är då tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som är ”monotonic” i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: A=M.[3{c}-<1-sgn9¶{C}) .K. 9ï{c}.sgn.3{c}] där C är den komplexa pilotbärvågsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).

Kanalen inför fasskift på pilotbärvågen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen pä insignalen och pilotargumentet noll.

För att eliminera detta problem går pilotbärvàgsestimatorn också genom utjämnaren för frekvensplanet (frequency domain equalizer). Utjämningsparametern för denna bärvàg sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.

Valet av pilotbärvàg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvågor som pilot kan också tillhandahållas. Återkopplingsslingan har i verkligheten två ”controllers”, var och en med sin egen insignal.De två controllerutgångarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda ”controllerna” är av PI-typ (Proportional and Integrating). 506 654 Un h) Uu 30 44 Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvàgen i frekvensplanet som härleds från utjämnaren (equalizer) förs till en pilotargumentestimator, vars utdata förs till ”återkopplingscontrollers” som också tar emot utdata från toppestimatorn. Utdatan frán ”áterkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberäknas utjämningsparametern för pilotbärvàgen och sättes (av SC:n). uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna Detta görs endast en gäng, och ytterligare ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.

Slutligen stoppas ramsynkroniserizgscontrollern och pilotargumentoontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, låses dess sista utvärde så att VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.

Pilotbärvàgen används också för överföringen av synkroniseringsinformation för bassynkroniseringsintervallet (ESI = Base Synchronization Interval). ärvàgsargumentet antas normalt vara konstant.

Ett kort mönster BPSK-moduleras på bärvágen med användning av faserna O och n och lämnande bärvágen pà fas O under resten av BCI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel ( pilotbärvágsargumentvärdeberäkningen försumbar. En korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI. lll 10 20 Ix) lJl 30 506 634 45 ”System Controllern” (SC) måste ha läsaccess, för upptäckt av synkroniseringslåsning och av övervakningsskäl, till register som håller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapproximeringen.

För att hantera den inledande utjämningen av pilotbärvågen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvàgen och skriva till utjämningsparameterminnet.

Ett kompensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och måste vara skrivbart från SC:n. Detta används på NT-sidan.

De detekterade BSI-händelsesignalerna, för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som avbrottsinmatningar (interrupt inputs).

Alternativt kan pilotbärvågen àterhämtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslàsning av en samplingsklockoscillator_ Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvàgsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvàgorna, beroende på ortogonaliteten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.

Ramlängden och längden på de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en àterkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet på ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är viktigt att VCXO:n har mycket låg fasstörning, eftersom återkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sådan störning.

N U 20 IQ UI E 506 634 46 Ett diskret multitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler pà N bärvágor (här använder vi N=1024 bärvàgor). Denna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transformering genom användning av ”Inverse (IFFT).

N st bärvàgorna av en FFT.

Fast Fourier Transform” I mottagaren demoduleras de I modemet, utförs FFT och IFFT av (radix) 16, i olika faser. Denna process visas som beskrivs här, samma enhet, med användning av samma bas eller 32 ”kärnor” (cores), schematiskt i Figur 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder pà 2048 reella, utför denna enhet en FFT, eller 1024 komplexa värden.

IFFT, samt addering av cykliskt prefix.

För varje ram skalning, omskalning (descaling), FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTs och arbetar med ett minimum pà 16 bit aritmetik.

(NT), synkronisering mellan ingàngsramstarten och IFFT- För nätterminalsidan, finns det ett krav på utgàngsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvàgorna). Sändaren skall kunna starta sändningen av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad ”timing advance”. bör tillhandahållas före IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella En skalning (scaling) koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingångsvärdena fràn symbolmappern (SM). Koefficienterna är pá 16 bit vardera.

Koefficientminnet består av tvâ banker av samma storlek (l6x1024 bit). Den ena banken används medan den andra uppdateras. Omkoppling (switchingf möjliggörs genom ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.

(J: 20 h.) UI 506 634 47 Efter FFT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit.

En exponent (som resulterar i en ”post shift") på 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.

Koefficientminnet består av två banker av samma storlek ((l6+4)xlO24 bit). andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- Den ena banken används medan den kommando och verkställes vid nästa BSI.

Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvág som en separat kanal.

Detta cykliska prefix bestär av en repetition av den sista delen av ramen.

Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix pà 128 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje ram att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, 0,l,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sidan har en storlek på 384 ord (16 bit) och de FIFO:n som har gränssnitt mot T1-chips har en storlek pà 448 ord (32 bit). 506 634 h) Un 48 En annan DMT-teknik som inte använder ”Fourir transformation” är ”Discrete Wavelet Multi-tone Transform” (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL standardiseringskommittê som avslog den.

Den precision som behövs i denna teknik beror på det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av de analoga komponenterna (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero på klockhastighetsdifferenser och den mängd ”timing advance" som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar.

Kanalvärdeberäkning utförs med en "beslutsinriktad” (decision directed) metod, eftersom alla dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens på kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet.

Grundprincipen för ”beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. I ett visst skede av denna process är kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas på samma sätt som den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” Un 20 IQ lJl 506 634 49 (inverse) kanalen. Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den resulterande signalen, U, går sedan till en detektor (kvantiserare) vars utdata är Y. Y gàr sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y går också till en ingång (input) pà uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W.

En adaptiv algoritm för värdeberäkning av utjämningsparametrarna (EQ), som använder den utjämnade datan (U) beskrivs genom följande ekvation: och den kvantiserade datan (Y) som indata, som = so, + ” .EQwUkÛ (Yk- Uk) |Uk|2 där p är en positiv konstant (u << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar på insignalerna.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i ekvationen undvikas. Uttrycket u/|UkP har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är dock möjligt att kvantisera detta uttryck på ett logaritmiskt sätt som visas nedan: u/ 'Uk 2 z 2-i::teger(2.log2 fUk| J + integefilogzp) Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av Uk som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) på utdata. 506 654 10 20 I Q Un 30 50 Eftersom uttrycket är en heltalspotens av tvà, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en "barrel shifter”.

Interferensvariansen pà var och en av bärvágorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna frän ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvàgorna, uppfylles detta villkor.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: wm = (i-s) .wk+s. lybuklz Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern s är en liten, positiv konstant (e << 1) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja e bland heltalspotenser av tvâ kommer att vara tillräckligt.

Om ett värde pá S väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensnivàn.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestimatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.

”System Controllern” måste ha både läs- och skriv- access till det minne som håller utjämningsparametrarna.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig UI N 506 634 51 för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden.

Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern.

Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik uppstartsekvens, både för kanal- och interferensvärdeberäkningen_ Under normal exekvering är den beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.

Det är viktigt att u:jämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavägen.

Varje ändring av skalning i sändaren måste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav på speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i mottagaren. (encoder) mappar ett antal bitar till Symbolmappern ett komplext tal (I, Q) som indirekt bestämmer fasen och amplituden hos en bärvàg. Mappningen av alla värden av en viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet på de bitar som sänds på bärvågen. Det antal bitar som sänds på en viss bärvåg bestäms av bitladdningsfaktorn för denna. 506 634 10 20 30 bl Un 52 Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att låta varje punkt flyttas så långt som möjligt från alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara så låg om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellation som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren.

För en given bärvåg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) från fyrkantrutnätkonstellationen (square-grid constellation) baserad på b-bitarna (vbllvbz, _,vLv¿). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation är (vb-i, Vn-z, lvhvz). Till exempel, för b=2 ”etiketteras” de fyra konstellationspunkterna 0, 1, 2, 3 motsvarande (vLv¿) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), respektive.

För jämna värden på b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkten (I, Q) från b-bitarna (vbl'vb 2,___,vLv2) enligt följande. Dela upp V i VI = (vb1,v¿4,_H 'vl) och VQ = (vb2,vb4'___,v0). Tillämpa sedan den omvända Gray-koden på VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2Gra¶(VI) + 1, och Q=2Gray(VQ) + 1.

Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar på I och Q när b = 6.

Innan dessa värden sänds till IFFT:n normaliseras de genom att skiftas så att ”msb” av dessa tal blir ”msb” på utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).

För en given bärvåg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vbl, (Jc 25 35 506 634 53 vbQ,____vLv2). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett vars binära representation är (vbl vbz _H ,vLv2).

Det antas att värdena på I och Q begränsas genom mättnad till området (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas värdena- I = (iisÄ-n, ,i1,io)f Och Q = (q1s,q14, ,q1,qo)f och kombineras sedan till V som V = (gin gqu|giN,gqn'.....), där de övre b-bitarna är gällande.

Det antal bitar varje bärvàg förmedlar beror pà deras (SNR) .

Signal/brusförhàllandet beräknas för varje bärvàg i respektive signal/brusförhàllande mottagaren. Baserat på signal/brusförhállandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvàg. Sålunda bestäms det antal bitar varje bärvàg skall överföra per sänd symbol.

Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell ”Quadrature Amplitude Modulation” (QAM) pá varje bärvàg, med bitladdningsfaktorer varierande från 0-12 bitar.

Antalet bitar som sänds på varje bärvàg kan uttryckas genom: SNRi ) ßi= b¿+ log2(L)= log2(l + (1) T där F, SNR-gapet, beror pà modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende pà de extra bitar som behövs för kodning.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: 506 634 30 35 54 [Qfl (Ps/mf r = ______________ - vd + Ymargin (dB) (2) 3 där Psär den önskade symbolfelfrekvensen,'h är ”kodningsvinsten" (gain of coding) i systemet, flEmn,är systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (1) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet.

Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de stödda faktorerna (0 - 12 bit).

Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tilläts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärväg. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (1) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: E._ 2 i (3) Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvágsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.

Fjärröverhörningen (FEXT) kommer att variera avsevärt i en sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvágsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten pá varje bärväg.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero pà den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: 20 506 634 55 :Wi (4 ) där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.

För varje bärvág beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För energiladdning används n bit för att ge 2” - 1 möjliga faktorer.

Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så at: den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.

Trösklarna beror på L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. Pâ ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att 506 634 20 I\) lJu 56 kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3).

- Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de tvâ första stegen nödvändiga.

Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.

Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror på felmönsterkarakteristiken_ Förväntade felkällor inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) (som inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller två bit per bärvàg. Sannolikheten för ett enstaka bitfel pà en bärvàg är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och sä vidare. Detta beror pà det sätt pà vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).

All kodning beror pà en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving”- blocken. ”simple dead reckoning” att vara tillräckligt, eftersom ett fel i dataflöde förlust av ramsynkronisering, eller felinställning vid I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer (data flow slip) aldrig kan inträffa utan bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart. 20 IQ Un 30 506 654 57 Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.

”Interleaving" bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn pá djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet.

Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgrânser.

Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bitar (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett ”enbitsfel" (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, måste de mest ”felbenägna” (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller några få, av Reed-Solomon-symbolerna.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvágs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” (shared) större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).

Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik_ Faltningskoden skall kombineras med interleaving.

Det är möjligt att använda en "top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t.ex. Fire- koder, för att detektera/korrigera de återstående bitfelen. 506 634 (J: 20 IJ LI: 30 58 Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.

”System Controllern” är baserad på en ”micro controller", eller signalprocessor, beroende på kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICs som utgör modemet.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern âr: - hantering av ”Control Channel Signalling"; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de två datavägarna oberoende av varandra pá samma fysiska kopparkabel, (NU) nättermineringen (NT) på användarsidan. Både sändaren Tx terminerande i nät(verks)enheten på nätsidan, och och mottagaren Rx styrs av System Controllern.

System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna.

Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, på både sändar- och mottagarsidan. 506 634 59 Beräkningarna görs och uppdateringen initieras på den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer på systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten.

System Controllern kan initiera omstart på olika nivåer; till exempel, gå tillbaka till ”idle mode", eller göra en fullständig uppstart.

Styrkanalen är en vald bärvåg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen på bärvágen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.

Protokollet på styrkanalen är delvis baserat på HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av ”flag sequence” och ”bit-stuffing”. En 16-bitars ”frame check sequence” garanterar att varje meddelande mottages korrekt.

”Flag-sequence”, ”bit-stuffing” och ”frame check sequence” hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern.

Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende på storleken på buffrarna på mappnings- och detekteringschipset.

Protokoll på högre nivå kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.

I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23. 506 634 10 20 IJ Un 60 För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande på mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvágen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera ett specifikt mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektorerna.

Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24.

Denna BSI är hårdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.

När systemet är igång kommer synkronisering att finnas mellan upplänksändaren och mottagaren, genom ”base (BSI-U) se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt sync interval uplink" (BSI-D), samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall. och ”base sync interval downlink” SC:n vid NU:n, avbrott för både BSI-U och BSI-D. eller NT:n, kommer att ta emot För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott. Genom att skifta BSI-U med BSI/2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre över BSI-perioden.

Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärvàg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid på sändar- och mottagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI:n ändras vektorn synkront på mottagar- och sändarsidan. 20 lx) V: 30 506 634 61 Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används pà varje bärvàg, hanteras av tvà minnen för mottagning och två minnen för sändning på mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bitars ord för varje bârvàg (l024x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten frán nästa BSI-intervall.

Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan 0 och 12, där O anger en oanvänd bärvág; l-12 anger antalet bitar i 2 för 4QAM, 4 för 16QAM, 10 för 1024 konstellationen (t.ex.

QAM).

Energivektorn håller information om hur bärvågorna skalas/omskalas pà energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel. kommer också att användas Skalningsvektorn (scaling vector) som ett mönster (mask) för annullerade (cancelled) bärvågor.

Skalning av de olika bärvàgorna på sändarsidan hanteras av ett minnesomràde pá FFT-chipset. Minnet består av ett 16-bitars ord för varje bärvág (1024 x 16). Dessa värden multipliceras med vektorn för varje bârvàg i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de två minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall.

Ett motsvarande minne (dubblerat) implementeras pà mottagarsidan för att omskala (rescale) bärvägorna före symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext 506 634 20 k) (J: 62 värde för varje bärvàg (32 bitar/bärvág), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet 0 används för bärvågsannullering.

Utjämningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvârdeberäkningen beräknas av mottagaren.

Beroende pà bärvàgens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvàg - denna bärvåg sänder data enligt det beräknade bitladdningsvärdet och är ”sändarskalad” och "mottagaromskalad”; - annullerad bärvág - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvág; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll.

I bärvàgsmode 1 (CMI) arbetar systemet normalt.

Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.

(CM2) /omskalningsvärdet till O för att urståndsätta (disable) I bärvágsmode 2 sättes energiskalnings- all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvägen är satt ur 20 lx) Un 506 634 63 stànd. För denna bärväg kan ingen kanalvärdeberäkning göras.

I bärvàgsmode 3 (CM3) har mottagaren beräknat en nolla för bitladdningsfaktorn. På sändarsidan betyder detta att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvágsvärdet från synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.

Bärvàgsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.

Basfunktionaliteten för ”startup”-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” start (boot), kommer nu att behandlas.

Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up” är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensnivàn för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.

De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram häller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärvág och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att låta moduleringsmönstret beskrivas genom en ”random sequence” hálles korskorreleringen inom ramen låg, så att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 506 634 10 IJ V1 64 2. Dataram 1, (DFl), förmedlar "random data" pà alla bärvàgor, utom på fyra fördefinierade bärvågor som sänder styrkanalen (CCH) parallellt. Det används vid ”start-up” när CCH-bärvàgen är obestämd och möjliggör för mottagaren att välja den minst störda bärvágen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 3. Dataram 2 (DF2) förmedlar ”random data" på alla bärvágor utom en, som bär styrkanalen (CCH). Den används när CCH-bärvàgen har bestämts, och bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta. 4. Dataram 3 (DF3) förmedlar data och använder bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden.

En bärvåg är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i viloläge fidle mode), kallad start-up-sekvens (SUS= Start-Up Sequence).

SUS kan sammansättas genom att använda de olika som följaktligen kallas SUSl och SUS2. I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för dataramarna, DFl och DF2, kanalvärdeberäkning.

Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar fràn användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".

Mottagaren försöker, pà vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger IQ U| 506 634 65 mottagaren en distinkt indikation pà när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up”-signal.

”Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas på NU-sidan, gär systemet direkt till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) som beskrivs nedan.

Denna del av startproceduren utsätts för ”time out" om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.

Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en ”wake-up”-signal i form av en SUSl. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.

När ”wake-up”-tillståndet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.

Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en ”wake-up”-signal, eller nätet initierar uppsättningen.

Det första steget i uppsättningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUSl- mönstret. NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance” (TA)-inställning, med TA = O, pá CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.

Piloten sänds kontinuerligt.

NT-mottagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan àtertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten pà synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av 506 634 20 30 66 denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvàgorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvåg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = CCH-bärvågen för varje mottaget TA-valmeddelande, O för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) på repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloten med BSI/2 från den inkommande piloten, så att SC-laddningen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen.

Sålunda börjar steg l av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUSl och ett TA-meddelande med TA = 0 i periodiska intervall. Vid mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - återhämta BSI:n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; - välja en CCH; och - avkoda TA-valmeddelandet.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUSl, ett TA =O -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar på ramkorrelering.

Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett ”timing advance”-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- värdet.

Un 20 506 634 67 När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande.

I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende pà att NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, och enheten behöver àterkorrelera. Efter det att ramklockan har àterhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsättningssekvenseni Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA:t, säg X, tillsammans med en SUSl, sänds frán sändarterminalen. som respons till SUSl och TA = 0-meddelandet som Terminalenheten, NT: - tar emot det nya TA-meddelandet; - korrigerar den utgående ramklockan; och - sänder ett kvitto SUSl och TA = X.

Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; 506 634 20 68 - väljer en CCH; och - avkodar meddelandet.

Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH-valet för upplânk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvàgen och sänder ett CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.).

På NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUS1 och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n pá den valda bärvàgen.

CCH-bärvàgen i upplänk har nu konfigurerats. För nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT~ sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta pá en kvittering; och - avsluta CCH-meddelandet.

Terminalenheten: tar emot CCH-valet för upplänken; terminerar SUSI; startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val.

Nätenheten: 20 30 506 634 69 - tar emot CCH-valet för nedlänken; - terminerar SUSl; och startar SUS2; kvitterar varje CCH-val.

Terminalenheten: - sänder den valda CCH:n för nedlänken; - väntar på en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet.

När dessa steg har tagits har modemet nätt viloläge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS-sändning påbörjas.

Den föreliggande uppfinningen avser den synkrona uppdateringen av bitladdningsfaktorer i multibärvågstransmissionssystem. Det exakta sättet på vilket detta uppnås kommer därför nu att skärskádas mera i detalj. Det bör understrykas att den föreliggande uppfinningen inte bara kan användas i MUSIC-system som här beskrivs, utan också i andra multibärvágssystem som använder dynamisk bitladdning.

Vid systemstart konfigureras och etableras styrkanalen, enligt en förutbestämd sekvens, för att garantera att en anslutning etableras. Startproceduren kan beskrivas i tre steg. Dessa steg förutsätter att mottagaren är synkroniserad med sändaren, såsom beskrivits ovan.

Upplänktransceivern är den enhet som är ansvarig för systemets ”beslutsàterkoppling” (decision feedback). 506 634 70 Uppgiften för nedlänktransceivern består därför i att verkställa systemändringar enligt de beslut som tagits i upplänktransceivern, värdeberäkna kanalen och vidarebefordra denna information till upplänktransceivern.

Denna konfiguration väljes för att underlätta central systemdrift i vilken många duplexanslutningar kan emanera från samma punkt (upplänken). Kanalanslutningsarkitekturen visas i Figur 33, i vilken styrkanallänkarna mellan mottagare och sändare inom en transceiver visas, tillsammans med styrkanallänkarna mellan transceivrar. Som tydligt framgår, är arkitekturen symmetrisk mellan upplänk- och nedlänktransceivrar, därför kan man inte särskilja dessa i figuren.

De tre stegen genom vilka en styrkanal etableras kommer nu att beskrivas med speciell hänvisning till Figurerna 34 till 36.

Steg 1: Etablering av en säker styrkanal.

Efter det att mottagaren har synkroniserats med sändaren är det nödvändigt att etablera en styrkanal.

Styrkanalen är, i detta fall, en anslutning från sändaren till mottagaren. I ett duplexsystem kommer denna anslutning att vara en dubbelriktad anslutning (two-way connection) eftersom både upplänktransceivern och nedlänktransceivern innehåller en sändare och en mottagare, se Figur 33.

Etablerandet av denna kanal är ett absolut krav då ytterligare konfiguration är omöjlig utan en anslutning mellan sändaren och mottagaren.

U: k) lJu E b: V: 506 634- 71 I multibärvàgstekniken gör spridning (dispersal) av anslutningen över många bärvågor det naturligt att tilldela en separat bärvàg för styrkanalen.

I ADSL/VDSL-applikationer finns det, före etablerandet av en styrkanal, en uppfatttning om kanalkarakteristik, se ovan. Det är känt, till exempel, att vissa bärvàgor kommer att ge mycket högre SNR än andra. Genom att använda denna information och välja en av dessa bärvágor för styrkanalen, förbättras sannolikheten för att kunna etablera en förbindelse.

Figur 34 visar etablerandet av en initial, eller primär, styrkanal på en högkapacitetsbärvàg. Den valda bärvágen för detta är en förinställd systemparameter.

Under steg l är, eller blir, följande data/information, tillgänglig för både sändaren och mottagaren: - Synkroniseringsramsutseende; - Bärvàg för styrkanalen (initial); och - SNR-värdeberäkning (estimation) för kanalen (grov).

Sändarna i både upplänks- och nedlänkstransceivrarna undergàr/utför följande händelser/processer: - bootning; - kontinuerlig sändning av ramar med slumpmässig data (random data), förutom för bärvágen för styrkanalen; och - sändning av en system-”heartbeat” pà styrkanalen. 506 634 Ul l~) LI: 30 72 Mottagarna i både upplänks- och nedlänkstranceivrarna undergàr/utför följande händelser/processer: - bootning; - initiering av kanalutjämning/-anpassning (equalization) för direkt (straight) utjämning/anpassning; - synkronisering; - efter synkronisering, etablerande av styrkanalen. - vid mottagande av ”heartbeat” betraktas kanalen som etablerad.

Efter det att kanalen har etablerats pá en bärvàg, bestämd på förhand, fortsätter systemet till steg 2. Vid starten av steg 2 har ingen av de andra bârvàgorna konfigurerats, eller avkodats. Under steg 2 omallokeras styrkanalen.

Steg 2 förutsätter att styrkanalen har etablerats enligt steg 1. Detta betyder att sändaren och mottagaren kan utväxla information om styrkanalen baserad på värdebestämningarna gjorda av mottagarna i nedlänk- och upplänkstransceivrarna. Detta innebär att systemet kan flytta styrkanalen till en bärvàg med en SNR som är bättre lämpad för funktionen för denna kanal, dvs en kanal som har en mindre SNR-marginal.

Detta omarrangemang ger en större total bandbredd för användardata eftersom en ”smalbandig” kanal kan väljas som styrkanal. Systemmarginalen för SNR-nivån på denna bärvàg väljes något högre än för de andra bärvàgorna med avsikten UI W Ä N ä 506 634 73 att uppná en mer stabil kanal, dvs den drives under (below) sin fulla databärande kapacitet. Valet av en ny styrkanal illustreras i Figur 35.

Information om den nya styrkanalen sänds via den styrkanal som etablerats i steg 1, och styrkanalanslutningen från steg 1 bryts. Systemet försöker nu att etablera styrkanalen pá den nya bärvágen. Om detta ej har skett inom en förutbestämd tidsperiod, kommer systemet att återgå till steg 1.

Under steg 2 är, eller blir, följande data/information, tillgänglig för både sändaren och mottagaren: Synkroniseringsramutseende; - Bärvág för styrkanalen (primär); - SNR-värdeberäkning (estimation) för kanalen fràn upplänk och nedlänk (uppmätt); och - omallokering av bàrvåg för styrkanalen.

Sändaren i upplänkstransceivern undergár/utför följande händelser/processer: - tar emot information om den uppmätta kanalen fràn upplänk- och nedlänkstransceivrarna. - bestämmer om omallokering av bärvàgen för styrkanalen; - sänder information om den nya styrkanalsbärvàgen till nedlänken; 506 654 UI 30 35 74 - terminerar styrkanalen vid bekräftelse från nedlänken via mottagarupplänken; och - startar ”systemheartbeat” pá den nya bärvágen.

Mottagaren i upplänkstransceivern undergár/utför följande händelser/processer: - mäter kanalkarakteristik och sänder informationen till upplänkssändaren: - utjämnar/anpassar (equalizes) kanalen enligt uppmätta kanaldata; - erhåller kanalvärdeberäkning från nedlänkstransceivern och sänder informationen till upplänkssändaren; - erhåller et: beslut om en ny styrkanalbärvàg för upplänkssändaren; - tar emot bekräftelse från nedlänkssändaren; - terminerar styrkanalen, och - försöker att etablera styrkanalen pà en ny bärvág; om detta ej inträffat inom en tidsperiod, tl, àterstartar systemet steg 1.

När styrkanalen har etablerats pà den nya bärvàgen är systemet klart att fortsätta till det sista steget, steg 3, vilket är konfigureringen av den totala anslutningen.

Steg 3 förutsätter att styrkanalen har omallokerats ~ enligt steg 4. Eftersom sändaren och mottagaren nu kan utväxla information, kan resten av bärvàgorna nu konfigureras och aktiveras. Detta illustreras i Figur 36.

(Ju 10 25 35 506 634 75 Under szeg 3 är, eller blir, följande data/information tillgängliga för bàde sändaren och mottagaren: - syïkroniseringsramutseende; - kanalvärdeberäkningar från upplänk och nedlänk (*;pmätt); - bärvág för styrkanalen; Sändaren i upplänkstransceivern undergár/utför kontinuerlig: följande händelser/processer: - erhåller information om uppmätta kanaler från upplänks- och nedlänksmottagarna; - beslutar om bitladdningen förvarje bärvág; - säïier bitladdningsdiagrammet (konstellation) till nedlànktransceivern; och - ändrar bitladdningsdiagrammet vid bekräftelse från nedlänkstransceivern via upplänkstransceivern.

Mottagaren i upplänkstransceivern undergàr/utför kontinuerlig: följande händelser/processer: - mäter kanalen och sänder information till upplänksmottagaren; - utjämnar/anpassar kanalen enligt uppmätta kazeldata; 506 634 UI 30 76 - erhåller kanalvärdeberäkningar från nedlänkstransceivern och sänder informationen till upplänksmottagaren; - erhåller beslut om nya bitladdningsdiagram; - erhåller bekräftelse från nedlänken; och - uppdaterar bitladdningsdiagrammet.

Multibärvågstransmissionssystemet i den föreliggande uppfinningen använder en speciell referensram för att värdeberäkna kanalens karakteristik, här kallad synkroniseringsram.

Genom att sända en ram med förutbestämt innehåll, som mottagaren kan jämföra, vid detektering, med en referensram, kan mottagaren värdeberäkna kanalens karakteristik, över vilken ramen sänds, i termer av dämpning, fasskiftning och varians.

Beroende på den hastighet som erfordras för kanalvärdebestämningen, sänds dessa ramar mer eller mindre ofta.

Figur 37 visar ett exempel i vilket en synkroniseringsram sänds efter var sjätte användardataram.

Detta basavstánd kan variera från system till system.

Begreppet bassynkroniseringsintervall (BSI; Base Synchronization Interval) kommer nu att tas i betraktande.

Detta definieras som avståndet mellan synkroniseringsramarna under systemstart (steg 2 ovan).

U| 30 634 77 Med hjälp av enkel logik i mottagaren kan BSI beräknas och låsas, så att mottagaren och sändaren håller en lokal referens som indikerar bassynkroniseringsramarna.

Avståndet mellan dessa ramar kan förkortas genom (additional) synkroniseringsramar mellan bassynkroniseringsramarna. införande av en, eller flera, extra Dessa införs i multiplar av avståndet för basintervallet, se Tabell 5. bassynkroniseringsavstàndet är en potens av 2.

Kravet för detta är att En enkelt diagram som illustrerar denna uppdateringsprocess från en bassynkroniseringsram till 7 extra synkrcziseringsramar per basram visas i Figur 38 för ett system :ed BSI=l6.

Bassynkroniseringsintervallet ändras inte genom införandet av extra synkroniseringsramar.

Uppdateringsírekvense: på kanalvärdeberäkningen dubbleras för varje steg som antalet synkroniseringsramar ökas, se kolumn 1 i Tabell 5.

BSI:n ger en referensklocka som kan användas för att initiera ändringar i systemkonfiguration.

Ett sån: kommando avseende systemförändringar sänds genom systemet, fràn mottagaren till sändaren, via styrkanalen. Ett sådant kommando genereras med hjälp av ett "beslutsàterkoppling” (decision feedback) baserat pä kanalinformaïion i mottagaren. En viktig faktor i kommandosignaleringskedjan är de olika exekveringstiderna för olika syszemkomponenter i signalvägen.

En översikt av signalflödet, från mottagaren till sändaren, visas i Figur 39. 506 634 UA 10 h) U| 30 78 När mottagaren har tagit emot ett meddelande om omkonfigurering vid tidpunkt t7, se Figur 39, sänds en bekräftelse. Denna bekräftelse har samma, eller kortare, signaltransittid eftersom den följer samma väg genom systemet som den initierande signalen, men innehåller mindre data.

Omkonfigureringssignalering väljes att starta vid början av ett nytt BSI-intervall för exekvering av rekonfigureringsändringar vid starten av nästa BSI.

Genom att välja BSI>2*Ts1, kommer systemet att verkställa ändringen synkront.

Om bekräftelse inte erhållits före nästa BSI- intervall, kommer ändringen ej att utföras vilket, om bekräftelsen förstörs, leder till nedkoppling (disconnection) av anslutningen. Genom att sända multipla bekräftelser, reduceras sannolikheten för att detta skall inträffa.

Metoden som här beskrivs för uppdatering av bitladdningsfaktorer kan användas i olika typer av DMT- system.

Den föreliggande uppfinningen tillhandahåller ett enkelt och pålitligt sätt uppfylla synkrona uppdateringskrav. Med hjälp av den dynamiska konfigureringen ges större möjligheter att anpassa implementeringen till flera multibärvâgssystem.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, beroende pà den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nättermineringsutrustning. Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt (J.

(Ju 506 634 79 gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket accessnoden är placerad.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt 1-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt 1-ramen finns, bortsett från ramhuvudet och nyttolasten, ett antal informationsfält för hanterings- och styrinformation. Dessa hanterings- och styrfält inkluderar olika larmindikatorer, såsom SDH-larm, t. ex. AIS- (giltig endast om SDH tas hela vägen till kundutrymmena) mätningar av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar pà om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög temperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester pá modemet, för drift och underhàllsàndamàl. 506 654 80 TABELL 1 Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende på duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithastighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bärvàg - uppströms 0-4096 QAM - nedströms O-4096 QAM Antal bärvàgor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvàg 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvág) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz 506 634 81 Bitfelsfrekvens 104 Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCH - bandbredd } bårvåg, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC Sample clk 20 MHz ilOppm Ram clk 20 MHZ/(2Û48+ll2) = 9,19 kHz 506 634 82 TABELL 2 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IPFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHZ Bitladdning Ja, O, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s TABELL 3 506 634 83 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP lO MHZ Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO i25 ppm, 10ppm/V känslighet - DAC 18 bit, område 0-5 V - upplösning 1/100 av en sample 506 634 84 TABELL 4 Bärvàgsmodes Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CMl Data 2 - 12 Ja Ja cMz Nej o Nej 0 CM3 Synk-info O Ja, synk Ja, låg 506 634 85 TABELL 5 Tillägg av extra synkroniseringsramar Steg Avstånd Avstånd Antal extra mellan mellan synk.ramar basramar synk.ramar mellan basramar l BSI BSI O 2 BSI BSI/2 1 3 BSI BSI/4 3 4 BSI BSI/8 7

Claims (35)

506 634 86 PATENTKRAV

1. Ett multibärvàgstransmissionssystem som har en första och en andra transceiver, där var och en av nämnda transceivrar har en mottagare och en sändare, där data sänds mellan nämnda transceivrar genom modulering av nämnda data pá en mångfald av bärvàgor i form av multibitsymboler, där varje bärvàg utgör en kanal, och där antalet bitar per symbol (bitladdningen) varierar mellan kanaler och, inom en kanal, i tiden, så att varje kanal har en associerad bitladdningsparameter, k ä n n e t e c k n a t av att, i drift, nämnda multibärvàgstransmissionssystem är anordnat att synkront uppdatera, vid nämnda första och andra transceivrar, bitladdningsparametrarna associerade med varje kanal genom överföring av data över en styrkanal, av att nämnda styrkanal etableras vid systemstart pà en i nämnda mångfald av bärvägor förutbestämd kanal vars identitet är känd av nämnda första och andra transceivrar, och av att nämnda styrkanal, efter start, ändras frán nämnda förutbestämda kanal till en ytterligare kanal,vald av nämnda första transceiver pà basis av kanalkarakteristik.

2. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a t av att beslut avseende ändringar i bitladdning och val av styrkanal initieras av nämnda första transceiver som sänder kommandosignaler över nämnda styrkanal, av att nämnda andra transceiver verkställer ändringar i bitladdning och val av styrkanalbärvàg, och av att nämnda andra transceiver mäter ändringar i kanalkarakteristik och vidarebefordrar data avseende detta över nämnda styrkanal till nämnda första transceiver.

3. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt patentkrav l, eller 2, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda UI l0 30 506 634 87 multibärvågstransmissionssystem är ett DMT- transmissionssystem.

4. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt antingen patentkrav 1, eller 2, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem är ett DMT~baserat VDSL-system.

5. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt antingen patentkrav 1, eller 2, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem är ett DMT-baserat ADSL-system.

6. Ett multibärvágstransmissionssystem enligt något av patentkraven 3 till 5, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda förutbestämda bärvàg väljes fràn nämnda mångfald av bärvâgor på basis av kanalens SNR-karakteristik så att nämnda styrkanal blir föremål för minimal interferens från störningar.

7. Ett multibärvágstransmissionssystem enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av att, vid aktivering av nämnda multibärvågssystem, nämnda styrkanal etableras med hjälp av en process som omfattar följande tre steg: ~ etablering av nämnda styrkanal på en förutbestämd bärvàg; - överföring av nämnda styrkanal till en bärvág vald av nämnda multibärvàgssystem och ”enabling” av bitladdningsstyrning; och - ”enabling” av alla bärvágor. 506 634 88

8. Ett multibärvágstransmissionssystem enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda steg att etablera nämnda styrkanal inkluderar, i var och en av nämnda första och andra transceivrarna: UI ”bootning” av nämnda sändare; nämnda sändare sänder kontinuerligt ramar i vilka alla bärvágor, förutom nämnda förutbestämda våg, moduleras med slumpmässig data; nämnda sändare sänder en system-"heartbeat"; ”bootning” av nämnda mottagare; nämnda mottagare initierar kanalanutjämning/ -anpassning; syzkronisering av klockor i nämnda första och azira transceiver; och etablerande av nämnda styrkanal pä nämnda förutbestämda bärväg vid mottagande av en "heartbeat”.

9. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt patentkrav 7, eller 8, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda steg att överföra nämnda styrkanal inkluderar, i nämnda första transceiver: 30 mcïtagning av data, av sändaren, avseende uppmätta kanalkarakteristik från mottagare i bàde nämnda första och andra transceivrar; val av en bärväg till vilken nämnda styrkanal skall omallokeras av nämnda sändare; Un 10 lxl Un 30 506 634 89 sändning, av nämnda sändare, av en signal som identifierar nämnda bärväg, till vilken nämnda styrkanal skall omallokeras, till nämnda andra transceiver; vid mottagning av en bekräftelsesignal från nämnda andra transceiver, terminerar nämnda sändare nämnda styrkanal pà nämnda förutbestämda bärvàg; nämnda sändare startar nämnda styrkanal pá den omallokerade bärvàgen vid en ”heartbeat"; nämnda mottagare mäter kanalkarakteristik och sänder data avseende denna till nämnda sändare i nämnda första transceiver; nämnda mottagare utjämnar/anpassar nämnda uppmätta kanal; nämnda mottagare erhåller en kanalvärdeberäkning från den andra transceivern och sänder data avseende denna till nämnda sändare i nämnda första transceiver; nämnda mottagare tar emot data som identifierar bärvàgen för omallokering av nämnda styrkanal; nämnda mottagare :ar emot en bekräftelsesignal frán nämnda andra transceiver; nämnda mottagare terminerar styrkanalen på nämnda förutbestämda bärvàg; 506 654 Uu 90 nämnda mottagare etablerar styrkanalen på den omallokerade bärvàgen; och om nämnda styrkanal inte kan etableras, återgång till nämnda steg, enligt patentkrav 8, att etablera nämnda styrkanal.

10. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt något av patentkraven 7 till 9, k ä n n e t e c k n a t av att 10 nämnda steg och ”enabla” alla bärvågor inkluderar, på en kontinuerlig basis, i nämnda första transceiver att: 30 nämnda sändare erhåller data avseende uppmätta kanaler från mottagare i båda nämnda transceivrarna; nämnda sändare bestämmer bitladdningsparametern för varje bärvåg; nämnda sändare sänder data avseende bitladdningsparametern till nämnda andra transceiver; nämnda sändare ändrar bitladdningsparametern vid bekräftelse från nämnda andra transceiver; mottagaren mäter kanalkarakteristik pà nämnda mångfald av kanaler och sänder data avseende nämnda mätningar till nämnda sändare; mottagaren utjämnar/anpassar nämnda mångfald av kanaler enlig: nämnda uppmätta kanalkarakteristik; Vu 35 506 634 91 - mottagaren erhåller en kanalvärdeberäkning från nämnda andra transceiver för var och en av nämnda mångfald av kanaler; - mottagaren erhåller en ny bitladdningsparameter för var och en av nämnda mångfald av kanaler; - mottagaren erhåller en bekräftelsesignal från nämnda andra transceiver; - mottagaren uppdaterar bitladdningparametrarna för var och en av mångfalden av kanaler.

11. ll. Ett multibärvågstransmissionssystem enligt något av föregående patentkrav, k ä : n e t e c k n a t av att kanalkarakteristik värdeberäknas genom periodisk överföring, av en av nämnda ïransceivrar, av en bassynkroniseringsram som har ett förutbestämt innehåll och jämförelse, i den andra av nämnda transceivrar, av den mottagna synkroniseringsrame: med en referensram.

12. Ett multibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav ll, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda kanalkarakteristik inkluderar dämpning, fasskiftning och varians.

13. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt antingen patentkrav ll, eller 12, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda bassynkroniseringsramar sänds med intervall, BSI, och nämnda BSI låses i nämnda transceivrar och därigenom gör det möjligt för nämnda transceivrar att identifiera en ram som en synkroniseringsram.

14. Ett multibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav 13, k ä n n e t e c k n a t av att extra 506 634 Uu 10 30 92 synkroniseringsramar sänds med intervall mellan nämnda bassynkroniseringsramar.

15. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt något av patentkraven 13 eller 14, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda första transceiver sänder kommandon för systemomkonfigurering vid starten av en BSI, och av att systemomkonfigurering verkställs vid starten av nästa BSI.

16. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt något av patentkraven 13 till 15, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda BSI är större än tvä gånger systemets överföringstid för signaler.

17. I ett multibärvågstransmissionssystem som har en första och en andra transceiver, där var och en av nämnda transceivrar har en sändare och en mottagare, där data sänds mellan nämnda transceivrar genom modulering av nämnda data pá en mångfald av bärvågor i form av multibitsymboler, där var och en av nämnda bärvágor utgör en kanal, och där antalet bitar per symbol (bitladdningen) varierar mellan kanaler och, inom en kanal, i tiden, så att varje kanal har en associerad bitladdningsparameter, en metod att styra nämnda styrkanal, k ä n n e t e c k n a d av: - synkront uppdaterande, vid nämnda första och andra transceivrar, av bitladdningsparametrarna associerade med varje kanal genom överföring av data över styrkanalen; - etablerande av nämnda styrkanal, vid systemstart, pä en i nämnda mångfald av bärvàgor förutbestämd bärvág vars identitet är känd av första och andra transceivrarna; och - efter start, byte av nämnda styrkanal från W 506 93 654 nämnda förutbestämda kanal till en ytterligare kanal, som valts av nämnda första transceiver pá basis av kanalkarakteristik, såsom SNR.

18. En metod enligt patentkrav 17, k ä n n e t e c k n a d av att: - beslut initieras, avseende ändringar i bitladdning och val av styrkanal, i nämnda första transceiver, och sändning av kommandosignaler över nämnda styrkanal; - nämnda andra transceiver verkställer ändringar i bitladdning och val av styrkanalbärvàg; och - nämnda andra transceiver mäter ändringar i kanalkarakteristik och vidarebefordrar data avseende denna över nämnda styrkanal till nämnda första transceiver.

19. k ä n n e t e c k n a d av att nämnda En metod enligt patentkrav 17, eller 18, multibärvàgstransmissionssystem är ett DMT- transmissionsssystem.

20. En metod enligt antingen patentkrav 17, eller k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvágstransmissionssystem är ett DMT-baserat system.

21. En metod enligt antingen patentkrav 17, eller k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem är ett DMT-baserat system.

22. En metod enligt något av patentkraven 19 till l8, VDSL- l8, ADSL- 21, 506 634 94 k ä n n e t e c k n a d av att nämnda förutbestämda bärvág väljes från nämnda mångfald av bärvàgor på basis av SNR- karakteristik för kanalen sà att nämnda styrkanal utsättes för minimal interferens frán brus.

23. En metod enligt något av patentkraven 17 till 22, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda styrkanal etableras, genom aktivering av nämnda multibärvágssystem, med hjälp av en process som omfattar de följande tre stegen: 24. etablering av nämnda styrkanal på en förutbestämd bärväg; överföring av nämnda styrkanal till en bärvåg vald av nämnda multibärvågssystem och enabling av bitladdningsstyrning; och enabling av alla bärvägor.

24. En metod enligt patentkrav 23, k ä n n e t e c k n a d av nämnda steg att etablera nämnda styrkanal inkluderande, i var och en av nämnda första och andra transceivrar: ”bootning” av nämnda sändare; nämnda sändare sänder kontinuerligt ramar i vilka alla bärvágor, förutom nämnda förutbestämda våg, moduleras med slumpmässig data; nämnda sändare sänder en system-"heartbeat”; ”boctning” av nämnda mottagare; nämnda mottagare initerar kanalutjämning/ -anpassning; Uu 10 IJ Un 35 506 634 95 synkronisering av klockor i nämnda första och andra transceiver; och etablerande av nämnda styrkanal pà nämnda förutbestämda bärvàg vid mottagande av ”heartbeat”.

25. En metod enligt något av patentkraven 23, eller 24, k ä n n e t e c k n a d av nämnda steg att överföra nämnda styrkanal inkluderande, i nämnda första transceiver: mottagning av data, av sändaren, avseende uppmätta kanalkarakteristik från mottagare i både nämnda första och andra transceiver; val av en bärvåg till vilken nämnda styrkanal skall omallokeras av nämnda sändare; sändning, av nämnda sändare, av en signal som identifierar nämnda bärvàg, till vilken nämnda styrkanal skall omallokeras, till nämnda andra transceiver; vid mottagning av bekräftelsesignal från nämnda andra transceiver, terminerar nämnda sändare nämnda styrkanal på nämnda förutbestämda bärväg; nämnda sändare startar nämnda styrkanal pá den omallokerade bärvägen vid en ”heartbeat”; nämnda mottagare mäter kanalkarakteristik och sänder data avseende denna till nämnda sändare i nämnda första transceiver; 506 634 UI l0 k) UA 96 nämnda mottagare utjämnar/anpassar nämnda uppmätta kanal; nämnda mottagare erhåller en kanalvärdeberäkning från den andra transceivern och sänder data avseende denna till nämnda sändare i nämnda första transceiver; nämnda mottagare tar emot data som identifierar bärvàgen för omallokering av nämnda styrkanal; nämnda mottagare tar emot en bekräftelsesignal från nämnda andra transceiver; nämnda mottagare terminerar styrkanalen pà nämnda förutbestämda bärvåg; nämnda mottagare etablerar styrkanalen pà den omallokerade bärvàgen; och om nämnda styrkanal inte kan etableras, återgång till nämnda steg, enligt patentkrav 25, att etablera nämnda styrkanal.

26. En metod enligt något av patentkraven 7 till 9, k ä n n e t e c k n a d av nämnda steg att ”enabla” alla bärvàgor inkluderande att, på en kontinuerlig basis, i nämnda första transceiver: 30 - nämnda sändare erhåller data avseende uppmätta kanaler från mottagare i båda nämnda transceivrar; nämnda sändare bestämmer bitladdningsparametern för varje bärväg; Un 10 30 Q.) Lil 506 634 97 - nämnda sändare sänder data avseende bitladdningsparametern till nämnda andra transceiver; - nämnda sändare ändrar bitladdningsparametern vid bekräftelse från nämnda andratransceiver; - mottagaren mäter kanalkarakteristik på nämnda mångfald av kanaler och sänder data avseende nämnda mätningar till nämnda sändare; - mottagaren utjämnar/anpassar nämnda mångfald av kanaler enligt nämnda uppmätta kanalkarakteristik; - mottagaren erhåller en kanalvärdeberäkning från nämnda andra transceiver för var och en av nämnda mångfald av kanaler; - mottagaren erhåller en ny bitladdningsparameter för var och en av nämnda mångfald av kanaler; - mottagaren erhåller en bekräftelsesignal från nämnda andra transceiver; - mottagaren uppdaterar bitladdningparametrarna för var och en av mångfalden av kanaler.

27. En metod enligt något av patentkraven 17 till 26, k ä n n e t e c k n a d av att kanalkarakteristik värdeberäknas genom periodisk Överföring, av en av nämnda transceivrar, av en bassynkroniseringsram som har ett förutbestämt innehåll och jämförelse, i den andra av nämnda transceivrar, av den mottagna synkroniseringsramen med en referensram. 506 634 98

28. En metod enligt patentkrav 27, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kanalkarakteristik inkluderar dämpning, fasskiftning och varians. 5

29. En metod enligt antingen patentkrav 27, eller 28, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda bassynkroniseringsramar sänds med intervall, BSI, och läser nämnda BSI i nämnda transceivrar och därmed gör det möjligt för nämnda transceivrar att identifiera en ram som en 10 synkroniseringsram.

30. En metod enligt patentkrav 29, k ä n n e t e c k n a d av att extra synkroniseringsramar sänds med intervall mellan nämnda bassynkroniseringsramar.

31. En metod enligt antingen patentkrav 29, eller 30, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda första transceiver utsänder kommando för systemrekonfigurering vid starten av en BSI, och verkställer systemrekonfigurering vid starten 20 av nästa BSI.

32. En metod enligt något av patentkraven 29 till 30, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda BSI är större än två gånger systemets överföringstid för signaler.

33. En mottagare, k ä n n e t e c k n a d av att den är anpassad att användas i ett multibärvàgstransmissionssystem enligt nàgot av patentkraven 1 till 17, eller anpassad att implementera metoden enligt något av patentkraven 17 till 30 32.

34. En sändare, k ä n n e t e c k n a d av att den är anpassad att användas i ett multibärvàgstransmissionssystem enligt något av patentkraven 1 till 17, eller anpassad att b: KJ: implementera metoden enligt något av patentkraven 17 till 32. 506 634 99

35. En transceiver, k ä n n e t e c k n a d av att den inkluderar en mottagare enligt patentkrav 33 och en sändare enligt patentkrav 34.