KR20100000606A - 직교 주파수 분할 다중 시스템에서의 주파수 옵셋 추정장치 및 방법, 직교 주파수 분할 다중 시스템에서의 시간오차 추정 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 OFDM 시스템의 수신기에서 반송파 주파수 옵셋을 추정하는 장치 에 관한 것으로, 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정 장치는,

역고속 푸리에 트랜스폼으로 변조된 신호를 복조하기 위한 고속 푸리에 트랜스폼 복조기;

상기 고속 푸리에 트랜스폼으로부터의 출력과 훈련심벌 사이의 상관값을 계산하기 위한 상관값 계산 모듈;

상기 상관값 계산 모듈에 동기 위상 범위를 제공하기 위한 동기 위상 범위 입력 모듈;

주파수 옵셋 추정을 위한 문턱값을 계산하기 위한 문턱값 계산 모듈; 및

상기 상관값 계산 모듈로부터 계산된 상관값과 상기 문턱값 계산 모듈로부터 계산된 문턱값을 비교하기 위한 비교 계산 모듈을 포함한다.

OFDM, FFT, 주파수 옵셋, 상관값, 문턱값, 동기화, 시간 오차

Description

직교 주파수 분할 다중 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 장치 및 방법, 직교 주파수 분할 다중 시스템에서의 시간 오차 추정 방법{Apparatus and Method for Frequency Offset Estimation in OFDM System, and Method for time offset Estimation}

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 시스템(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 OFDM이라고 함)의 수신기에 관한 것으로, 특히 OFDM 시스템의 수신기에서 반송파 주파수 옵셋을 추정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

또한, 본 발명은 주파수 옵셋이 추정 및 보상된 후 잔류 시간 오차를 추정하는 방법에 대해서도 기술한다.

일반적으로 직교 주파수 분할 다중 방식(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기술은 디지털 오디오 방송(DAB: Digital Audio Broadcasting)과 디지털 텔레비전, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network) 그리고 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송기술에 광범위하게 사용되고 있다. 상기 직교 주파수 분할 다중 방식은 전송하려는 데이터를 다수 개의 부반송파(Sub-Carrier)를 가지고 여러 개의 데이터로 나누어 변조한 후 병렬로 전송하는 다중 반송파 기술이다.

그러나 OFDM 방식은 하드웨어(hardware)적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform) 기술과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform) 기술을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다.

상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중 방식(Frequency Division Multiplexing: FDM)과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 부반송파간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 갖는다.

최근 이러한 장점이 대두되어 무선 비동기 전송 모드와 같은 고속 데이터 전송시 상기 OFDM 방식을 이용한 OFDM 방식/시분할 다중 접속 방식(OFDM/TDMA) 시스템 및 OFDM 방식/코드 분할 다중 접속 방식(OFDM/CDMA) 시스템 등의 다양한 구현 기술이 제안되고 있다.

그러나, OFDM 방식은 주파수 옵셋에 매우 민감하여, 주파수 옵셋이 존재할 경우 부반송파간의 직교성을 파괴하여 간섭을 유발함으로써 심각한 성능 저하를 발생시키는 문제점이 있다.

이와 같은 OFDM 전송방식에서, OFDM 심벌간 간섭을 방지하기 위해 연속된 심벌 사이에 채널의 최대지연확산보다 긴 보호구간(guard interval)을 삽입하는 기술이 널리 사용되고 있다. 여기서, OFDM 심벌주기는 실제 데이터가 전송되는 유효심벌주기와 보호구간의 합이 되며, 수신단에서는 보호구간을 제거한 후 유효심벌주기 동안의 데이터를 취하여 복조를 수행한다. 보호구간에는 부반송파의 지연에 의해 발생할 수 있는 직교성의 파괴를 방지하기 위해 유효심벌구간에서 마지막 구간의 신호를 복사하여 삽입하는 순환전치 형식을 취하게 되며, 이때 삽입되는 부분을 CP(cyclic prefix)라 한다. 이와 같은 시스템의 예로서 유럽 형 DAB(digital audio broadcasting) 시스템과 한국의 지상파 DMB(digital multimedia broadcasting), 와이브로(Wibro) 등이 있다.

또한, K. Bang, N. Cho, Hjun, K. Kim, H.Park, and D.Hong에 의한 IEEE Trans. Commun., vol 49, pp. 1320-1324, Aug.2001호에는 시간 오차에 강인하여 효과적인 주파수 옵셋 추정 기법이 제안되어 있다.

상기 문헌에는 시간 오차가 없다는 가정하에서 이루어진 종래의 주파수 옵셋 추정과는 달리 시간 오차에 강인한 주파수 옵셋 기술을 사용함으로써 추정 정확도 가 높은 기술이 개시되어 있지만, 주파수 옵셋의 범위가 증가함에 따라 연산량이 급격히 증가하는 단점이 있다.

따라서, 본 발명은 시간 오차가 존재하는 경우에도 높은 정확도로 주파수 옵셋을 추정할 수 있으며, 기존의 추정 기술에 비해 복잡도가 낮은 OFDM 주파수 옵셋 추정 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다. 또한 잔류 시간 오차를 추정할 수 있는 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명은 동기 위상 범위(coherence hase bandwidth:CPB)와, 문턱값(threshold)를 이용한 주파수 옵셋 추정 기술을 제공한다.

보다 구체적으로, 본 발명에 따른 제1 양태에서는,

역고속 푸리에 트랜스폼으로 변조된 신호를 복조하기 위한 고속 푸리에 트랜스폼 복조기;

상기 고속 푸리에 트랜스폼으로부터의 출력과 훈련심벌 사이의 상관값을 계산하기 위한 상관값 계산 모듈;

상기 상관값 계산 모듈에 동기 위상 범위를 제공하기 위한 동기 위상 범위 입력 모듈;

주파수 옵셋 추정을 위한 문턱값을 계산하기 위한 문턱값 계산 모듈; 및

상기 상관값 계산 모듈로부터 계산된 상관값과 상기 문턱값 계산 모듈로부터 계산된 문턱값을 비교하기 위한 비교 계산 모듈을 포함하는 OFDM 시스템에서 수신기의 주파수 옵셋 추정 장치를 제공한다.

또한, 본 발명에 따른 제2 양태로서,

역고속 푸리에 트랜스폼으로 변조된 신호를 수신하는 단계;

상기 수신된 신호를 고속 푸리에 트랜스폼으로 변환하여 출력하는 단계;

동기 위상 범위를 적용하여 상기 고속 푸리에 트랜스폼으로부터의 출력과 훈련심벌 사이의 상관값을 계산하는 단계;

주파수 옵셋 추정을 위한 문턱값을 계산하는 단계;

상기 상관값과 상기 문턱값을 비교하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 주파수 옵셋 추정 방법이 제공된다.

또한, 본 발명에 따르면, 상기 주파수 옵셋 추정 및 보상후에, 상기 주파수 옵셋이 제거된 신호로부터 위상을 취하는 단계; 및 상기 취득된 위상들 간의 차이값을 계산하는 단계; 상기 위상들간 차이값의 평균을 이용하여 시간 오차를 취득하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 시간 오차 추정 방법이 더 제공된다.

전술한 바와 같은 본 발명의 양태에 따르면, 시간 오차가 존재하는 경우에도 높은 정확도로 주파수 옵셋을 추정할 수 있으며, 기존의 추정 기술에 비해 복잡도가 낮은 OFDM 주파수 옵셋 추정 방법 및 장치를 제공할 수 있다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 도면을 참조하여 상세히 설명하도록 한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 OFDM의 처리 동작을 이해하는데 필요한 부분에 대해서만 설명하고, 그 이외의 부분은 본 발명의 요지를 흐트리는 것을 방지하기 위해 상세한 설명은 생략하도록 한다.

도 1은 통상의 OFDM에 사용되는 수신 신호의 전체적인 동기화 과정을 나타내는 블록도이다.

통상적으로 OFDM의 수신 신호는 시간 동기화와 함께 주파수 동기화를 거쳐야만 한다. 통상적으로 시간 동기화가 이루어진 후, 주파수 동기화가 이루어지는데, 주파수 동기화에서의 주파수 옵셋은 부반송파간 간격을 기준으로 하여 제거하며, 주파수 옵셋을 부반송파간 간격으로 나누어 정수부와 소수부로 표현가능하다.

여기서 정수부에 해당하는 주파수 옵셋을 제거하는 과정을 대략적 주파수 동기(Coarse Frequency Synchronization)으로 알려져 있고, 소수부에 해당하는 주파수 옵셋 과정은 대략적 주파수 동기 후에 남아 있는 잔류 주파수 옵셋을 제거하는 과정으로 미세 주파수 동기(Fine Frequency Synchronization)로 알려져 있다. 그러나, 이러한 정수부와 소수부 주파수 옵셋의 추정 순서는 상호 바뀔 수도 있다는 것은 자명하다.

본 발명은 상기 도 1에서 빗금으로 나타낸 바와 같은 정수부 주파수 옵셋을 추정하는 기술에 관한 것으로, 미세 주파수 동기화 처리는 기 설명한 바와 같이 공지된 기술에 해당하는 본 발명의 요지를 흐리게 할 우려가 있은 바 이에 대한 상세한 설명은 생략하며, 이하에는 정수부 주파수 옵셋에 대한 설명만을 기술한다.

도 2는 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정 장치(200)를 개략적으로 도시한 블록도 이다.

도 2에 도시된 바와 같이, 역고속 푸리에 트랜스폼(미도시)을 통해 생성된 OFDM 심벌은, 고속 푸리에 트랜스폼(100)을 통해 복조된 후, 상관값 계산 모듈(201)로 입력된다.

상관값 처리 모듈(201)에서는 동기 위상 범위부(CPB부:203)로부터 입력된 CPB값과 순환 이동값 d를 이용하여 상관값이 계산된다. 순환 이동값 d는 예상되는 주파수 옵셋을 순차적으로 나타내는 값으로, d와 실제 주파수 옵셋값이 같은 경우에는 큰 상관값을 가지게 된다.

또한, 문턱값 계산 모듈(204)에서는 최소 상관값 Cm을 이용하여 문턱값

가 계산되고, 이어서 비교 계산 모듈(202)에서는 상기 계산된 상관값과 문턱값을 비교하여 상관값이 문턱값 보다 작으면 순환 이동기(미도시)를 통해 d 만큼 위상을 이동시켜 상관값이 문턱값 보다 크게 될 때까지 이 과정을 반복하게 된다.

만일 비교 계산 모듈(202)에서 상관값이 문턱값보다 크다고 판정되면, 이때의 d 값을 주파수 옵셋 추정값으로 하여 주파수 옵셋 보상기(미도시)로 입력한다.

또한, 본 발명은 시간 옵셋(오차)이 존재하는 상황에서 강인한 주파수 옵셋 추정 기술을 포함하지만, 실제 데이터 복조시를 고려하면, 잔류 시간 옵셋도 추정하여 보상해야만 낮은 에러율을 보장할 수 있다. 따라서 도 2에서 주파수 옵셋 추정과정 이후에 주파수 옵셋을 보상하며, 그 이후에 다시 잔류 시간 옵셋 추정과 보상 과정이 뒤따르게 된다.

이하에는 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정 과정을 보다 상세하게 설명하도록 한다.

통상적인 OFDM 심벌은 역고속 푸리에 트랜스폼(Inverse Fast Fourier Transform)을 통해 생성되며, 다음의 수학식 1과 같이 표현된다.

수학식 1

여기서 S_l은 l 번째 부반송파(subcarrier)를 통해 전송되는 PSK(phase shift keying) 혹은 QAM(quadrature amplitude modulation) 데이터이며, N은 역고속 푸리에 변환의 크기이고, n=0,1,2,3,...,N-1 이다.

시간 오차를 가진 전송 심벌은 다음의 수학식 2와 같이 표현된다.

수학식 2

여기서

와δ는 각각 부반송파 간격 1/N에 의해 정규화된 주파수 옵셋과 시간 오차를 나타낸다. w_n은 평균이 0인 가산적 백색 가우시안 잡음(additive white Gaussian noise:AWGN)이다.

이어서, 데이터를 복조하기 위해서 수신 심벌은, FFT를 거치게 되며, k번째 출력 R_k는 다음의 수학식 3으로 표현된다.

수학식 3

여기서, W_k는 w_n의 고속 푸리에 변환 출력이다. 훈련 심벌을 이용한 주파수 옵셋 추정을 고려하면, 주파수 옵셋

의 추정값

은 다음과 같이 얻어진다.

수학식 4

여기서 Z_k는 훈련 심벌이며, d는 순환 이동 값, (·)_N은 N으로 나눈 나머지이다. 주파수 옵셋이 올바르게 추정되었다고 가정하면(d=

인 경우), 수학식 4에서

에 의해 정규화된 상관값은 다음의 수학식 5로 표현된다.

수학식 5

수학식 5를 시간 오차의 함수로 나타내면 도 3과 같다. 도 3에서 도시되어 있듯, 주파수 옵셋 추정에 사용되는 상관값은 시간 오차의 변화에 매우 민감하게 반응된다. 이는 주파수 옵셋이 정확히 추정되었더라도 시간 오차가 존재할 경우에는 상관값이 큰폭으로 줄어드는 것을 의미한다.

주파수 옵셋 추정에서 시간 오차의 영향을 완화시키기 위하여 상관값이 단조 증가하는 범위를 고려해 보면, 다음의 수학식 6과 같은 동기 위상 범위로 표현된다.

수학식 6

여기서

는 최대 허용 가능한 시간 오차이다. 전술한 수학식 5와 수학식 6을 이용하면, 주파수 옵셋 추정을 위한 상관값 C를 얻을 수 있으며, 이는 아래의 수학식 7과 같다.

수학식 7

여기서 K=N/CPB이다.

도 3는

일 때, 수학식 7의 상관값을 시간 오차 δ의 함수로 나타낸 도면이다. 도 3에 도시된 바와 같이, 시간 오차가 변하는 상황에서도 상관값은 상대적으로 변화가 적음을 알 수 있다. 본 발명에서는 초기값 d를 이용하여 상관값을 먼저 계산하고, 주어진 문턱값과 비교한다. 상관값이 문턱값을 초과하면,

의 추정값이 되는 d가 결정된다.

상관값이 문턱값을 넘지 못할 경우에는, 고속 푸리에 변환 결과를 d만큼 주기적으로 변화시키면서 위 과정이 반복된다. 본 발명은 도 4에 도시한 바와 같은 주파수 옵셋 추정 과정을 실시한다. 이하에는 문턱값

을 구하기 위한 과정을 설명한다.

전술한 수학식 7에서, 하나의 동기 위상 범위만 계산한다고 하면 다음과 같은 수학식 8이 얻어진다.

수학식 8

상기 수학식 8에서 가산적 화이트 가우시안 잡음(AWGN)을 무시하고, d=

으로 가정하면,

는 다음의 수학식 9로 표현된다.

수학식 9

여기서

는

일 때 최소값

을 가진다(

는 시스템에서 미리 정한 최대 허용가능한 시간 오차). 따라서,

는 수학식 10과 같이 구해진다.

수학식 10

다음으로, C의 최소값 C_min은 다음의 수학식 11과 같이 구해진다.

수학식 11

다음으로, 문턱값

는 수학식 11의 결과를 이용하여 다음의 수학식 12와 같이 얻어질 수 있다.

수학식 12

전술한 설명에서, 본 발명은 시간 오차가 있는 것으로 가정하였으므로, 잔류 시간 오차를 추정하는 과정이 필요하다. 본 발명의 주파수 옵셋 추정 기법은 시간 오차에 강인한 특성을 지니므로, 제안한 기법을 통해 주파수 옵셋이 보정된 OFDM 심벌을 이용해서 시간 오차를 추정하게 된다면 비교적 정확한 추정값을 얻을 수 있다.

주파수 옵셋이 완벽하게 추정되었다고 가정하면, k번째 고속 푸리에 변환의 결과는 하기의 수학식 13과 같이 얻어진다.

수학식 13

여기서, Hk는 채널의 주파수 응답을 나타낸다. 수신된 심벌과 훈련 심벌의 상관값의 편각은 다음의 수학식 14와 같이 얻어진다.

수학식 14

여기서 ∠(·)는 복소수의 편각 연산자이다. 채널이 한 심벌 주기 동안 변하지 않는다고 가정하면, 시간 오차는 다음의 수학식 15와 같이 추정될 수 있다.

수학식 15

여기서

이며, k=1, 2,..,N-1 이고, E{·}은 추정값을 정확도를 높이기 위해 사용된 평균값을 의미한다.

도 1은 OFDM 시스템에서의 전체 동기화 과정을 개략적으로 도시한 블록도.

도 2는 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정 장치를 개략적으로 도시한 블록도.

도 3은 주파수 옵셋 추정에 사용되는 상관값과 시간 오차의 관계를 도시한 그래프.

도 4는 동기 위상 범위를 적용하였을 때의 주파수 옵셋 추정에 사용되는 상관값과 시간 오차의 관계를 도시한 그래프.

Claims (14)

1. 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 주파수 옵셋 추정 장치로서,

   역고속 푸리에 트랜스폼으로 변조된 신호를 복조하기 위한 고속 푸리에 트랜스폼 복조기;

   상기 고속 푸리에 트랜스폼으로부터의 출력과 훈련심벌 사이의 상관값을 계산하기 위한 상관값 계산 모듈;

   상기 상관값 계산 모듈에 동기 위상 범위를 제공하기 위한 동기 위상 범위 입력 모듈;

   주파수 옵셋 추정을 위한 문턱값을 계산하기 위한 문턱값 계산 모듈; 및

   상기 상관값 계산 모듈로부터 계산된 상관값과 상기 문턱값 계산 모듈로부터 계산된 문턱값을 비교하기 위한 비교 계산 모듈을 포함하는 것을 특징으로 하는

   직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 주파수 옵셋 추정 장치.
2. 제1항에 있어서,

   상기 상관값 계산 모듈에서의 상관값은, 하기의 수학식:

   

   에 의해 계산되고,

   상기 문턱값 계산 모듈에서의 문턱값은 하기의 수학식:

   

   에 의해 계산되며,

   여기서, k는 고속 푸리에 트랜스폼 출력 중 k번째 출력값, Z_k는 k번째 훈련 심볼값, CPB는 상기 동기 위상 범위 입력 모듈로부터의 입력값, d는 순환 이동값인 것을 특징으로 하는

   직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 주파수 옵셋 추정 장치.
3. 제2항에 있어서,

   상기 동기 위상 범위 입력 모듈에서 입력되는 동기 위상 범위는 하기의 수학식:

   

   에 의해 계산되고, 여기서 δ^t는 시스템에서 허용하는 최대 시간 오차인 것을 특징으로 하는

   직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 주파수 옵셋 추정 장치.
4. 제2항에 있어서,

   상기 상관값이 상기 문턱값 이하인 경우에는 상기 상관값은 d 순환 이동되어 재계산되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 주파수 옵셋 추정 장치.
5. 제4항에 있어서,

   상기 상관값이 상기 문턱값 보다 큰 경우, 상기 주파수 옵셋의 추정값으로서 d가 결정되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 주파수 옵셋 추정 장치.
6. 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 주파수 옵셋 추정 방법으로서,

   역고속 푸리에 트랜스폼으로 변조된 신호를 수신하는 단계;

   상기 수신된 신호를 고속 푸리에 트랜스폼으로 변환하여 출력하는 단계;

   동기 위상 범위를 적용하여 상기 고속 푸리에 트랜스폼으로부터의 출력과 훈련심벌 사이의 상관값을 계산하는 단계;

   주파수 옵셋 추정을 위한 문턱값을 계산하는 단계;

   상기 상관값과 상기 문턱값을 비교하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는

   직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 주파수 옵셋 추정 방법.
7. 제6항에 있어서,

   상기 상관값은, 하기의 수학식:

   

   에 의해 계산되고,

   상기 문턱값은 하기의 수학식:

   

   에 의해 계산되며,

   여기서, k는 고속 푸리에 트랜스폼에 의한 k번째 출력값, Z_k는 k번째 훈련 심볼값, CPB는 동기 위상 범위값, d는 순환 이동 값인 것을 특징으로 하는

   직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 주파수 옵셋 추정 방법.
8. 제7항에 있어서,

   상기 동기 위상 범위는 하기의 수학식:

   

   에 의해 계산되고,

   여기서 δ^t는 시스템에서 허용하는 최대 시간 오차인 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 주파수 옵셋 추정 방법.
9. 제7항에 있어서,

   상기 상관값이 상기 문턱값 이하인 경우에는 상기 상관값은 d 만큼 순환 이동되어 재계산되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 주파수 옵셋 추정 방법.
10. 제9항에 있어서,

    상기 상관값이 상기 문턱값 보다 큰 경우, 상기 주파수 옵셋의 추정값으로서 d가 결정되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 주파수 옵셋 추정 방법.
11. 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 시간 오차 추정 방법으로서,

    주파수 옵셋이 제거된 신호를 생성하는 단계;

    상기 주파수 옵셋이 제거된 신호로부터 위상을 취하는 단계; 및

    상기 취득된 위상들 간의 차이값을 계산하는 단계;

    상기 위상들간 차이값의 평균을 이용하여 시간 오차를 취득하는 단계

    를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 시간 오차 추정 방법.
12. 제11항에 있어서,

    상기 취득된 위상들 간의 차이값을 계산하는 단계는,

    상기 주파수 옵셋이 제거된 신호의 수신 심벌과 훈련 심벌 사이의 상관값의 편각의 차이값의 계산에 의해 얻어지는 것을 특징으로 하는

    직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 시간 오차 추정 방법.
13. 제12항에 있어서,

    상기 편각은 이하의 수학식:

    

    에 의해 얻어지며,

    여기서, Hk는 k번째 채널 주파수 응답, Rk는 k번째 고속 푸리에 변환 출력, ∠()는 복소수 편각 연산자인 것을 특징으로 하는

    직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 시간 오차 추정 방법.
14. 제13항에 있어서,

    상기 위상들간 차이값의 평균을 이용하여 시간 오차를 취득하는 단계는,

    채널이 하나의 심볼 주기간 변하지 않는다는 가정하에서, 하기의 수학식:

    

    에 의해 취득되는 것을 특징으로 하는

    직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신기의 시간 오차 추정 방법.

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