KR100376803B1

KR100376803B1 - 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상장치 및 방법

Info

Publication number: KR100376803B1
Application number: KR10-2000-0057326A
Authority: KR
Inventors: 서재현; 한동석
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2000-09-29
Filing date: 2000-09-29
Publication date: 2003-03-19
Anticipated expiration: 2020-09-29
Also published as: DE60126454D1; DE60126454T2; SG114486A1; EP1195961A2; EP1195961B1; CN1346186A; KR20020025473A; CN100477565C; BR0101688A; EP1195961A3; BRPI0101688B1

Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 연속되는 심벌간 상관값을 이용하여 주파수 동기를 획득하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치에 있어서, 수신 데이터를 고속푸리에변환하여 복조된 심벌을 설정 주기 지연하고, 상기 설정주기 지연한 시점에서 현재 복조된 심벌을 상기 지연된 심벌과 상관하는 상관부와, 상기 상관값을 설정 파일럿 위치값과 비교하고, 상기 파일럿 위치에 일치하는 상관값을 추출하는 파일럿 위치 검출부와, 상기 추출된 상관값이 설정 최대값에 도달할 경우 그 값을 주파수 옵셋으로 추정하여 상기 추정된 주파수 옵셋만큼 파일럿 데이터를 위상 천이시키는 주파수 옵셋 보상부로 구성된다.

Description

직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치 및 방법{APPARATUS FOR COMPENSATING FREQUENCY OFFSET AND METHOD THEREOF IN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING SYSTEM}

일반적으로 직교 주파수 분할 다중 방식(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기술은 디지털 오디오 방송(DAB: Digital Audio Broadcasting)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network) 그리고 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 상기 직교 주파수 분할 다중 방식은 전송하려는 데이터를 다수 개의 부반송파(Sub-Carrier)를 가지고 여러 개의 데이터로 나누어 변조한 후 병렬로 전송하는 다중 반송파 기술이다.

그러나 상기 직교 주파수 분할 다중 방식은 하드웨어(hardware)적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform) 기술과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform) 기술을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다. 상기 직교 주파수 분할 다중 방식은 종래의 주파수 분할 다중 방식(FDM: Frequency Division Multiplexing)과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 부반송파간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 갖는다. 최근 이러한 장점이 대두되어 무선 비동기 전송 모드와 같은 고속 데이터 전송시 상기 직교주파수 분할 다중 방식을 이용한 직교 주파수 분할 다중 방식/시분할 다중 접속 방식(OFDM/TDMA) 시스템 및 직교주파수 분할 다중 방식/코드 분할 다중 접속 방식(OFDM/CDMA) 시스템 등의 다양한 구현 기술이 제안되고 있다.

일반적으로 상기 직교주파수 분할 다중 방식을 이용한 전송 시스템에서는 채널 특성에 의하여 도플러 현상이 발생하거나 수신기의 동조기가 불안정할 경우 송신 주파수와 수신 주파수의 동기화가 이루어지지 않는 경우가 발생한다. 그래서, 송·수신기의 국부 발진기간, 즉 반송파간의 동조가 이루어지지 않으면 주파수 옵셋(Frequency Offset)이 발생하게 되고, 상기 주파수 옵셋은 수신신호의 위상(phase)을 변화시켜서 부반송파간의 직교성(Orthogonality)을 잃어버리게 하고, 그로 인해 시스템의 복호 성능을 저하시킨다. 이러한 경우 작은 주파수 옵셋도 수신 시스템의 성능을 떨어뜨리는 심각한 원인이 된다. 그러므로 직교주파수 분할 다중 방식을 이용한 전송시스템에서 부반송파간의 직교성을 유지시키는 주파수 동기 기술의 구현은 필수적이다.

통상적으로 이러한 수신기 주파수 옵셋은 부반송파간 간격을 기준으로 하여 제거하며, 상기 주파수 옵셋을 부반송파간 간격으로 나누어 정수부와 소수부로 표현가능하다. 여기서, 상기 정수부에 해당하는 초기 주파수 옵셋을 제거하는 과정이 대략적 주파수 동기(Coarse Frequency Synchronization)이며, 상기 소수부에 해당하는, 즉 상기 대략적 주파수 동기 후에 남아 있는 잔류 주파수 옵셋을 제거하는 과정이 미세주파수 동기(Fine Frequency Synchronization)이다.

그런데, 상기 대략적 주파수 동기 과정에서 주파수 동기를 획득하기 위해서는 다수번의 정수부 주파수 옵셋에 대한 보상 과정이 선행되어야만 하기 때문에 대략적 주파수 동기를 획득하는데 많은 시간이 소요되었었다.

또한, 상기 미세 주파수 동기 과정에 있어서 상기 소수부가 상기 부반송파간 간격의 1/2에 해당할 때, 일 예로 상기 부반송파간 간격이 1KHz일 경우 상기 소수부가 그 절반에 해당할 경우 상기 정수부의 주파수 옵셋 추정시 오류 발생 및 소수부의 주파수 옵셋에 대한 보상과정이 선행되어 주파수 동기를 획득하는데 장시간이 소요되는 문제점이 있었다.

따라서, 본 발명의 목적은 주파수 동기 획득에 소요되는 시간 및 보상 과정을 단축시키는 주파수 옵셋 보상 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1견지에 따른 장치는; 수신 데이터를 고속푸리에변환하여 복조된 심벌을 설정 주기 지연하고, 상기 설정주기 지연한 시점에서 현재 복조된 심벌을 상기 지연된 심벌과 상관하는 상관부와, 상기 상관값을 설정 파일럿 위치값과 비교하고, 상기 파일럿 위치에 일치하는 상관값을 추출하는 파일럿 위치 검출부와, 상기 추출된 상관값이 설정 최대값에 도달할 경우 그 값을 주파수 옵셋으로 추정하여 상기 추정된 주파수 옵셋만큼 파일럿 데이터를 위상 천이시키는 주파수 옵셋 보상부로 구성됨을 특징으로 한다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2견지에 따른 장치는; 수신 데이터를 고속푸리에변환하여 복조된 심벌을 설정 주기 지연하고, 상기 설정주기 지연한 시점에서 현재 복조된 심벌을 상기 지연된 심벌과 상관하는 상관부와, 상기 상관값을 설정 파일럿 위치값과 비교하여, 상기 파일럿 위치에 일치하는 상관값을 추출하는 파일럿 위치 검출부와, 상기 추출된 상관값 중 최대 상관값을 검출하고, 상기 최대 상관값과 인접한 상관값들을 미리 설정된 임계값과 비교하여 주파수 옵셋을 추정하고, 상기 추정된 주파수 옵셋만큼 파일럿 데이터를 위상 천이시키는 주파수 옵셋 보상부로 구성됨을 특징으로 한다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제3견지에 따른 방법은; 수신 데이터를 고속 푸리에 변환하여 복조된 심벌을 설정 주기 지연하고, 상기 설정주기 지연한 시점에서 현재 복조된 심벌을 상기 지연된 심벌과 상관하는 제1과정과, 상기 상관값을 설정 파일럿 위치값을 가지고 비교하여, 상기 파일럿 위치에 일치하는 상관값을 추출하는 제2과정과, 상기 추출된 상관값이 설정 최대값에 도달할 경우 그 값을 주파수 옵셋으로 추정하여 상기 추정된 주파수 옵셋만큼 파일럿 데이터를 위상 천이시키는 제3과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제4견지에 따른 방법은; 수신 데이터를 고속푸리에변환하여 복조된 심벌을 설정 주기 지연하고, 상기 설정주기 지연한 시점에서 현재 복조된 심벌을 상기 지연된 심벌과 상관하는 제1과정과, 상기 상관값을 설정 파일럿 위치값과 비교하여, 상기 파일럿 위치에 일치하는 상관값을 추출하는 제2과정과, 상기 추출된 상관값 중 최대 상관값을 검출하고, 상기 최대 상관값과 인접한 상관값들을 미리 설정된 임계값과 비교하여 주파수 옵셋을 추정하고, 상기 추정된 주파수 옵셋만큼 파일럿 데이터를 위상 천이시키는 제3과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.

도 1은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템 송신기 구조를 도시한 블록도

도 2는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템 수신기 구조를 도시한 블록도

도 3은 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 신호 프레임 구조를 도시한 도면

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 옵셋 보상 장치를 도시한 블록도

도 5a - 도 5b는 도 4의 고속 푸리에 변환기 출력을 도시한 도면

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 대략적 주파수 동기 획득시 파일럿 상관값 출력을 도시한 도면

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 미세 주파수 동기시 파일럿 상관값 출력을 도시한 도면

도 8은 소수부 주파수 옵셋에 따른 최대 상관값과 인접 상관값 중 큰 상관값과의 비를 나타낸 그래프를 도시한 도면

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

도 1은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 직교주파수 분할 다중 방식 시스템의 송신기 구조를 도시한 블록도이다. 상기 도 1에 도시되어 있는 직교주파수 분할 다중 방식 시스템은 코드 분할 다중 접속 시스템과 결합된 경우를 설명하고 있다. 확산기(111)는 직교부호(Orthogonal Code) 및 PN(Pseudorandom Noise) 확산 시퀀스를 이용하여 송신 데이터(Tx Data)를 확산하여 출력한다. 여기서, 상기 각각의 직교 부호 및 확산 시퀀스들에 대한 정보는 상기 송신기와 동일하게 수신기에서 인식하고 있다. 상기 확산기(111)에서 확산된 각 송신 데이터들은 가산기(113)로 출력된다. 상기 가산기(113)는 상기 확산기(111)에서 출력한 확산송신 데이터들을 입력하고 그 입력된 각각의 데이터들을 가산하여 직/병렬 변환기(Serial to Parallel Convertor)(115)로 출력한다. 여기서, 상기 가산기(113)에서 출력한 직렬 신호를 d(k)라 칭하기로 한다. 상기 직/병렬 변환기(115)는 상기 가산기(113)에서 출력한 신호 d(k)를 입력하여 소정 개수, 예를 들어 N개의 병렬 데이터로 변환한 후 역 고속 푸리에 변환기(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)(117)로 출력한다. 여기서, 상기 직/병렬 변환기(115)에서 출력한 신호를 d_in(k)라고 칭하기로 하고, 상기 병렬 데이터 d_in(k)의 심벌길이(Symbol Length)는 상기 직렬데이터 d(k) 심벌길이의 N배로 확장된다. 상기 역 고속 푸리에 변환기(117)는 상기 직/병렬변환기(115)에서 출력한 병렬데이터 d_in(k)를 입력하여 N개의 부반송파(sub-carrier)로 변조한 다음 그 변조된 데이터 d_on(n)를 출력한다. 즉 상기 병렬데이터 d_in(k)를 각 부반송파의 위상과 진폭에 대응한 한 개의 복소수(Complex)로 변환하여 주파수 스펙트럼(frequency spectrum)상에서 각각의 부 반송파로 할당한 후, 이 주파수 스펙트럼상의 복소수 데이터를 시간 스펙트럼(time spectrum)으로 역 고속 푸리에변환을 수행함으로써 소정개수의, 즉 N개의 부반송파로 변조하여 그 변조된 데이터 d_on(n)를 출력하게 되는 것이다. 이때, 상기 변조된 데이터 d_on(n)는 하기의 수학식 1과 같이 표현 가능하다.

( 단, n = 1, 2, 3, 4, ..., N 일 경우)

상기 역 고속 푸리에 변환부(117)에서 출력한 데이터 d_on(n)는 병/직렬 변환기(Parallel to Serial Convertor)(119)로 입력된다. 상기 병/직렬변환기(119)는 상기 입력된 병렬데이터 d_on(n)를 직렬변환하여 그 직렬변환된 데이터 d_s(n)를 보호구간 삽입기(121)로 출력한다. 상기 보호구간 삽입기(Guard Interval Insertion)(121)는 상기 병/직렬변환기(119)에서 출력한 직렬데이터 d_s(n)을 입력한 후 보호구간(Guard Interval)을 삽입하여 출력한다. 이때, 상기 보호구간은 전송채널에 의해 심벌 상호간의 간섭(ISI: Intersymbol Interference)이 발생할 경우 상기 직교 주파수 분할 다중 방식의 다수 부반송파간의 직교성(Orthogonality)이 유지될 수 있도록 전송심벌간에 삽입하여 채널에 발생하는 심벌상호간의 간섭을 흡수하기 위한 구간이다.

상기 보호구간 삽입기(121)에서 출력한 보호구간이 삽입된 데이터는 디지털/아날로그 변환기(D/A Convertor)(123)로 입력되어 기저대역(baseband)신호인 아날로그 신호로 변환한 d_s(t)를 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(123)에서 출력한 d_s(t)는 믹서(Mixer)(125)로 출력된다. 상기 믹서(125)는 상기 디지털/아날로그 변환기(123)에서 출력한 d_s(t)와 주파수 합성기(frequency synthesizer)(127)에서 출력한 합성 반송파 주파수를 믹싱하여 실제로 전송되는 전송데이터 P(t)를 출력한다. 이때, 출력되는 전송데이터 P(t)는 하기의 수학식 2와 같이 표현가능하다.

P(t) = d_s(t)e(jWct)

상기 수학식 2에서 Wc 합성 반송파 주파수이다. 이렇게 합성 반송파 주파수와 믹싱된 전송 데이터 P(t)는 송신필터(129)에서 기저대역 신호로 필터링되어 송신된다.

상기 도 1에서 설명한 바와 같이 전송 데이터 P(t)가 전송되면 에어(Air)상에서 발생된 백색 가우시안 잡음(Aditive White Gaussian noise) 등을 포함하여 수신기로 수신되는 것이다.

이하 상기 수신기 구조를 도 2를 참조하여 설명하기로 한다.

도 2는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 직교주파수 분할 다중 방식 시스템의 송신기 구조를 도시한 블록도이다.

상기 도 1에서 설명한 바와 같이 송신기에서 전송한 데이터는 에어상에서 백색 가우시안 잡음 등이 포함된 반송파로 수신기에 수신된다. 상기 수신기로 수신된 반송파 신호는 곱셈기(211)로 입력한다. 상기 곱셈기(211)는 주파수 합성기(213)에서 합성한 소정의 국부 발진 주파수와 상기 수신 반송파를 믹싱하여 중간주파수(IF: Intermediate Frequency)로 다운 컨버팅(Down converting)하여 저역대역통과필터(LPF: Low Pass Filter)(215)로 출력한다. 상기 저역대역 통과 필터(215)는 상기 곱셈기(211)에서 출력한 중간주파수 신호를 필터링한 후 아날로그/디지털 변환기(ADC: Analog to Digital Converter)(217)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기는 상기 곱셈기(211)에서 출력한 중간 주파수 신호를 일정 주기로 샘플링하여 디지털 신호의 형태로 변환한 후 보호구간제거기(Guard Interval Remove)(219)로 출력한다. 상기 보호구간 제거기(219)는 상기 수신된 수신데이터로부터 보호구간(Guard Interval)을 제거하여 직/병렬 변환기(S/P Converter)(221)로 출력한다. 상기 직/병렬 변환기(221)는 상기 보호구간 제거된 수신 데이터를 병렬변환하여 고속 푸리에 변환기(FFT: Fast Fourier Transform)(223)로 출력한다. 상기 고속 푸리에 변환기(223)는 상기 병렬변환된 다수개의 데이터들을 입력하여 각각 다수개의 부반송파로 OFDM 복조를 수행한 후 병렬의 심벌 데이터를 병/직렬 변환기(P/S Converter)(225)로 출력한다. 상기 병/직렬 변환기(225)는 상기 병렬로 입력되는 각 심벌 데이터를 가산하여 직렬 심벌 데이터로 변환하여 역확산기(227)로 출력한다. 상기 역확산기(227)는 상기 직렬의 심벌 데이터를 입력받아 역확산하여 원래의 수신데이터를 복원하여 출력한다.

상기 도 2에서 설명한 바와 같은 수신기 구조는 부반송파간 주파수 동기를 획득하는 것이 중요하며, 상기 주파수 동기를 획득해야지만이 부반송파간 직교성을 유지하여 정확한 신호를 복호하는 것이 가능하다. 상기 주파수 동기를 위한 본 발명의 실시예에 따른 주파수 옵셋 보상 장치는 하기에서 설명하기로 한다.

한편, 상기 도 1내지 도 2에서 설명한 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템에 적용되는 프레임 구조를 도 3을 참조하여 설명하기로 한다.

상기 도 3에 도시된 바와 같이 상기 직교주파수분할다중방식 시스템에 적용되는 프레임(frame)(300)은 12개의 심벌(symbol)로 이루어지며, 상기 12개의 심벌중 Null 심벌은 상기 직교 주파수 분할 다중 방식 프레임의 시작을 나타내는 심벌이며, Sync1, Sync 2 심벌은 동기 심벌이며, 데이터 심벌1(301), 데이터 심벌2, ......, 데이터 심벌 9는 실제 전송하고자 하는 데이터를 나타내는 심벌이다. 이때, 상기 데이터 심벌, 예를 들어 데이터 심벌1(301)은 도시되어 있는 바와 같이 소정개수, 예를 들어 256개의 데이터로 구현되며, 그 데이터 채널중 특정개수, 예를 들어 10개의 파일럿(pilot) 데이터가 삽입되어 전송된다. 그래서, 수신기 측에서 상기 데이터심벌내의 파일럿 데이터를 가지고 위상측정하여 부반송파간 주파수 옵셋을 보상하게 되는 것이다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 옵셋 보상 장치를 도시한 블록도이다.

먼저, 상기 도 2에서 설명한 바와 같이 수신기로 신호가 수신된 후 고속 푸리에 변환기(223)를 통과하면 다수개의 부반송파로 OFDM 복조된 심벌들로 출력된다. 물론 여기서, 상기 OFDM 복조된 신호들은 상기 도 3에서 도시한 바와 같다.

여기서, 상기 고속 푸리에 변환기(223)에서 출력되는 신호들을 S_n,k라고 표현하기로 하며, 상기 n은 심벌 번호, 상기 k는 부반송파 번호로서 소정개수, 예를 들어 K개의 부반송파로 구성되는 경우의 조건을 만족한다. 이렇게, 상기 고속 푸리에 변환기(223)에서 출력된 심벌을 지연기(411)에서 한 심벌 주기만큼 지연시키고, 상기 지연기(411)는 상기 한 심벌 주기만큼 지연한 심벌을 상관기(Correlation)(413)로 출력한다. 상기 상관기(413)는 상기 지연기(411)에서한 심벌만큼 지연된 심벌과 상기 고속 푸리에 변환기(223)에서 현재 출력되는 심벌을 상관시켜 파일럿 위치 검출기(415)로 출력한다.

여기서, 상기 상관기(413)에서 출력한 상관값, 일 예로 n번째 심벌과 n+1번째 심벌간이 상관값은 하기 수학식 3과 같이 표현가능하다.

그리고, 파일럿 데이터의 위치 정보는 하기 수학식 4와 같이 표현가능하다.

여기서, 상기 P_m는 파일럿 데이터가 존재하는 부반송파 번호, 상기 m은 주파수 옵셋의 정수부로서의 범위를 가지며, L은 한 개의 데이터 심벌이 포함하고 있는 파일럿 개수를 나타내고, pi는 상기 송신기에서 전송한 i번째 파일럿의 부반송파 번호를 나타내며,의 범위를 가진다.

일 예로, 상기 M=20일 때 주파수 옵셋의 정수부를까지 추정할 수 있고, 그 추정방법은 하기 수학식 5에 따른다.

상기 수학식 5에서 상기 주파수 옵셋의 정수부 추정는 상기 상관값 C_m이 최대값을 가질 때, 즉 파일럿 데이터의 상관값이 최대가 될때의 m 값이 되며, 이출력값이 파일럿 위치 검출기(415)의 출력값이 된다. 상기 파일럿 위치 검출기(415)가 상기 상관값이 최대가 되는 파일럿을 검출하기 위해 파일럿 검출기(417)에서 파일럿 위치를 쉬프트(SHIFT)시켜 변화시켜 가면서 검출하는 것이다. 이렇게 파일럿 위치 검출기(415)에서 검출한 파일럿 상관값은 파일럿 상관값 축적부(419)에 축적되고, 상기 파일럿 상관값 축적부(419)는 상기 파일럿 검출기(415)에서 출력한 파일럿 상관값을 축적한다. 상기 파일럿 상관값 축적부(419)에서 축적하는 상관값이 상기 설명한 C_m이며, 상기 축적된 파일럿 상관값 C_m은 주파수 옵셋 추정기(421)로 출력된다. 상기 주파수 옵셋 추정기(421)는 상기 수학식 5에 따라 주파수 옵셋의 정수부 추정값을 주파수 옵셋 보상기(423)로 출력한다. 상기 주파수 옵셋 보상기(423)는 상기 주파수 옵셋 추정기(421)에서 출력한 주파수 옵셋의 정수부 추정값을 보상한다.

여기서, 상기 도 4에서 설명한 정수부 주파수 옵셋 보상 과정을 하기 도 5a-도5b 및 도 6을 일 예로 들어 설명하기로 한다.

상기 도 5a - 도 5b는 도 4의 고속 푸리에 변환기 출력을 도시한 도면이다. 먼저, 상기 도 5a에 도시된 바와 같이, 상기 고속 푸리에 변환기(223)에서 출력되는 신호들을 주파수 영역(frequency domain)에서 표현한 도면으로서, 특히 정수부 주파수 옵셋이 0일 경우를 도시한다. 부반송파 번호가 8, 22, ... , (p₁= 8, p₂= 22, ...)의 위치에 파일럿 데이터가 존재하고 나머지 심벌 구간에는 실제 데이터가존재한다. 이때 P₀=[8+0,22+0,..... ]가 파일럿의 위치와 일치하여 상기 m=0일 때 최대값을 가진다.

다음으로 상기 도 5b에 도시된 바와 같이 주파수 옵셋 m=1일 경우를 살펴보면, 상기 주파수 옵셋 m=0일 경우와는 달리 P₀=[8 + 0,22 + 0, .... ]는 파일럿의 위치와 일치하지 않는다. 즉 주파수 옵셋 m=1이기 때문에 P₁=[8+1,22+1,...]가 파일럿의 위치와 일치하여 상기 m=1일 때 최대값을 가지므로 주파수 옵셋의 정수배 추정값은 1이 되는 것이다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 대략적 주파수 동기 획득시 파일럿 상관값 출력을 도시한 도면이다.

상기 도 6은 상기 파일럿 상관값 축적부(419)의 출력을 도시한다. 서로 다른 데이터, 즉 상기 도 6에 도시된 바와 같이 원형으로 표시된 데이터와 삼각형으로 표시된 데이터간의 상관값의 최대값이 상호 일치한다. 즉, 연속한 두 심벌의 경우 상기 원형의 데이터를 n번째 심벌로, 상기 삼각형의 데이터를 n+1번째 심벌일 때 상기 서로 다른 두 심벌을 상관시켜 그 상관값에 미리 설정되어 있는 파일럿 데이터를 가지고 상관시켜 파일럿 상관값을 계산하고, 그에 따라 파일럿 위치를 검출한다. 이렇게 상관된 파일럿 상관값은 파일럿 상관값 축적부(419)에 누적되고 상기 누적된 상관값이 최대에 이를 때 해당 주파수 옵셋을 추정하는 것이 가능한 것이다. 그래서, 상기 도 6에 도시한 바와 같이 주파수 옵셋이 0일 경우 연속된 심벌간의 상관값이 최대로 일치하여 주파수 옵셋을 정확하게 추정하는 것이 가능한 것이다.

상기 설명에서는 대략적 주파수 동기, 즉 주파수 옵셋의 정수부분에 대한 추정 및 보상과정을 설명하였으며, 본 발명의 실시예에 따른 미세 주파수 동기, 즉 주파수 옵셋의 소수부분에 대한 추정 및 보상과정을 설명하기로 한다.

상기에서 설명한 바와 같이 대략적 주파수 동기를 획득한 후, 즉 부반송파 간격의 정수배에 해당하는 주파수 옵셋을 추정하여 보상한 후 미세 주파수 동기, 즉 부반송파 간격의 소수배에 해당하는 주파수 옵셋을 추정하는 과정을 거친다. 여기서, 상기 도 4에 도시한 파일럿 상관값 축적부(419)의 축적 상관값을 도 7을 가지고 설명하기로 한다.

상기 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 미세 주파수 동기시 파일럿 상관값 출력을 도시한 도면으로서, 특히 주파수 옵셋이 부반송파 간격의 1/2에 해당하는 경우의 주파수 영역의 출력 그래프를 도시하고 있다. 상기 도 7에 도시되어 있는 바와 같이 주파수 옵셋이 부반송파 간격의 1/2에 해당하는 경우 연속된 두 데이터(도시된 원형 데이터와 삼각형 데이터)간 상관값의 최대값이 서로 일치하지 않고, 그 이유는 상기 주파수 옵셋이 부반송파 간격의 1/2에 해당할 경우 주파수 옵셋을 정확하게 추정하는 것이 난이하기 때문이다.

이를 상기 도 4를 참조하여 설명하면,

파일럿 상관값 축적부(419)의 출력 상관값 C_m()의 개수와 동일하다. 상기 상관값들 중 최대값을 가지는 상관값 C_MAX를 하기와 같이 표현가능하다.

C_MAX= max(C_m)

상기 최대값을 가지는 상관값 C_MAX가 C_m이라고 가정할 때, 상기 최대 상관값 C_m과 그 인접 상관값들, 즉 C_m-1과 C_m+1의 값을 이용하면 최종 주파수 옵셋 추정이 가능하며, 이를 수학식으로 표현하면 하기 수학식 6과 같이 표현가능하다.

(단, C_m-1C_m+1이고, 일 경우)

(단, C_m-1<C_m+1이고, 일 경우)

(단, C_m-1C_m+1이고, 일 경우와, C_m-1<C_m+1이고, 일 경우를 제외한 모든 경우)

상기 수학식 6에서 상기 임계값, 즉 THRESHOLD 값을 결정하기 위해 주파수 옵셋 추정값의 소수부 주파수 옵셋을 -0.5Hz에서 +0.5Hz까지 0.1Hz간격으로 증가시키면서의 값을 시뮬레이션하여 검출한다. 상기 시뮬레이션에 따른 소수부 주파수 옵셋에 따른 최대 상관값과 인접 상관값 중 큰 상관값과의 비를 나타낸 그래프가 도 8에 도시되어 있다.

상기 도 8에서 동일 주파수 옵셋에서 삼각형으로 표시된 값들은 각각의 시뮬레이션에서 최대 상관값과 인접 상관값 중 큰 상관값과의 비를 나타내며, 실선으로연결된 원으로 표시된 값들은 각 소수부 주파수 옵셋이 존재할 경우 삼각형 값들을 평균값을 나타낸다. 상기 도 8에 도시된 시뮬레이션 결과로는 상기 문턱값, 즉 THRESHOLD 값을 0.5로 설정할 경우 주파수 옵셋 추정의 소수부가일 경우 보상 후 정규화된 주파수 옵셋을 +- 0.1Hz 내로 보상이 가능하다.

상술한 바와 같은 본 발명은, 연속되는 두 심벌을 상관시켜 그 상관값을 가지고 정수부 주파수 옵셋 추정, 즉 대략적 주파수 동기와 소수부 주파수 옵셋 추정, 즉 미세 주파수 동기를 획득하는 것이 가능하다는 이점을 가진다.

따라서, 상기 대략적 주파수 동기 과정에서 주파수 동기를 획득하기 위해서는 연속되는 두 심벌간의 상관값만을 가지고 주파수 옵셋에 대한 보상이 가능하여 대략적 주파수 동기를 획득하는데 소요되는 시간을 단축 가능하다는 이점을 가진다.

또한, 상기 미세 주파수 동기 과정에 있어서 상기 소수부가 상기 부반송파간 간격의 1/2에 해당할 경우에도, 주파수 옵셋을 보상하기 위한 계산 및 보상 과정이 간단해져 미세 주파수 동기를 획득하는데 소요되는 시간을 단축 가능하다는 이점을 가진다.

Claims

직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치에 있어서,

수신 데이터를 고속 푸리에 변환하여 복조된 심벌을 설정 주기 지연하고, 상기 설정주기 지연한 시점에서 현재 복조된 심벌을 상기 지연된 심벌과 상관하는 상관부와,

상기 상관값을 설정 파일럿 위치값과 비교하고, 상기 파일럿 위치에 일치하는 상관값을 추출하는 파일럿 위치 검출부와,

상기 추출된 상관값이 설정 최대값에 도달할 경우 그 값을 주파수 옵셋으로 추정하여 상기 추정된 주파수 옵셋만큼 파일럿 데이터를 위상 천이시키는 주파수 옵셋 보상부로 구성됨을 특징으로 하는 직교주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치.
제1항에 있어서,

상기 상관부는 상기 복조된 심벌을 설정주기 지연하는 지연기와,

상기 현재 복조된 심벌과 상기 지연기에서 출력되는 심벌을 상관시키는 상관기로 구성됨을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치.
제1항에 있어서,

상기 설정주기는 한 심벌 주기임을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치.
제1항에 있어서,

상기 파일럿 위치 검출부는;

상기 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 송신기에서 전송하는 파일럿 데이터 및 그 위치정보를 저장하고, 상기 파일럿 데이터 위치를 소정 제어에 따라 변환시키는 파일럿 위치 변환기와,

상기 파일럿 위치 변환기에서 제공하는 파일럿 위치에 따라 상기 상관부의 출력값의 해당 상관값을 검출하는 파일럿 위치 검출기로 구성됨을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치.
제1항에 있어서,

상기 주파수 옵셋 보상부는;

상기 추출된 상관값을 누적하는 누적기와,

상기 누적기의 누적 상관값이 설정값에 도달할 경우 그 누적 상관값의 최대값을 주파수 옵셋 추정값으로 추정하는 주파수 옵셋 추정기와.

상기 주파수 옵셋 추정기에서 추정된 주파수 옵셋을 가지고 상기 파일럿 데이터의 위상을 천이시키는 주파수 옵셋 보상기로 구성됨을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치.
제1항에 있어서,

상기 주파수 옵셋 추정은 최대 상기 직교주파수 분할 다중 방식 시스템의 부반송파의 개수의 2배 횟수까지 추정 가능함을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치.
직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치에 있어서,

수신 데이터를 고속 푸리에 변환하여 복조된 심벌을 설정 주기 지연하고, 상기 설정주기 지연한 시점에서 현재 복조된 심벌을 상기 지연된 심벌과 상관하는 상관부와,

상기 상관값을 설정 파일럿 위치값과 비교하여, 상기 파일럿 위치에 일치하는 상관값을 추출하는 파일럿 위치 검출부와,

상기 추출된 상관값 중 최대 상관값을 검출하고, 상기 최대 상관값과 인접한 상관값들을 미리 설정된 임계값과 비교하여 주파수 옵셋을 추정하고, 상기 추정된주파수 옵셋만큼 파일럿 데이터를 위상 천이시키는 주파수 옵셋 보상부로 구성됨을 특징으로 하는 직교주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치.
제7항에 있어서,

상기 상관부는 상기 복조된 심벌을 설정주기 지연하는 지연기와,

상기 현재 복조된 심벌과 상기 지연기에서 출력되는 심벌을 상관시키는 상관기로 구성됨을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치.
제7항에 있어서,

상기 설정주기는 한 심벌 주기임을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치.
제7항에 있어서,

상기 파일럿 위치 검출부는;

상기 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 송신기에서 전송하는 파일럿 데이터 및 그 위치정보를 저장하고, 상기 파일럿 데이터 위치를 소정 제어에 따라 변환시키는 파일럿 위치 변환기와,

상기 파일럿 위치 변환기에서 제공하는 파일럿 위치에 따라 상기 상관부의 출력값의 해당 상관값을 검출하는 파일럿 위치 검출기로 구성됨을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치.
제7항에 있어서,

상기 주파수 옵셋 보상부는;

상기 추출된 상관값을 누적하는 누적기와,

상기 누적기의 누적 상관값 중 최대값을 검출하고, 상기 검출된 최대값의 인접된 상관값들을 미리 설정된 임계값과 비교하여 주파수 옵셋을 추정하는 주파수 옵셋 추정기와,

상기 주파수 옵셋 추정기에서 추정된 주파수 옵셋을 가지고 상기 파일럿 데이터의 위상을 천이시키는 주파수 옵셋 보상기로 구성됨을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치.
제11항에 있어서,

상기 주파수 옵셋 추정기는 하기 수학식 7에 의거하여 주파수 옵셋을 추정함을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치.

(단, C_m-1C_m+1이고, 일 경우)

(단, C_m-1<C_m+1이고, 일 경우)

(단, C_m-1C_m+1이고, 일 경우와, C_m-1<C_m+1이고, 일 경우를 제외한 모든 경우)

상기 수학식 7에서, 상기 C_MAX는 최대 상관값이며,은 주파수 옵셋 추정값임
제12항에 있어서,

상기 임계값 THRESHOLD 값은 0.5임을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치.
제7항에 있어서,

상기 주파수 옵셋 추정은 대략적 주파수 동기를 획득한 상태에서 수행됨을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 장치.
직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법에 있어서,

수신 데이터를 고속 푸리에 변환하여 복조된 심벌을 설정 주기 지연하고, 상기 설정주기 지연한 시점에서 현재 복조된 심벌을 상기 지연된 심벌과 상관하는 제1과정과,

상기 상관값을 설정 파일럿 위치값을 가지고 비교하여, 상기 파일럿 위치에 일치하는 상관값을 추출하는 제2과정과,

상기 추출된 상관값이 설정 최대값에 도달할 경우 그 값을 주파수 옵셋으로 추정하여 상기 추정된 주파수 옵셋만큼 파일럿 데이터를 위상 천이시키는 제3과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법.
제15항에 있어서,

상기 제1과정은;

상기 복조된 심벌을 설정주기 지연하는 과정과,

상기 현재 복조된 심벌과 상기 지연 출력되는 심벌을 상관시키는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법.
제15항에 있어서,

상기 설정주기는 한 심벌 주기임을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법.
제15항에 있어서,

상기 제2과정은;

상기 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 송신기에서 전송하는 파일럿 데이터 및 그 위치정보를 저장하고, 상기 파일럿 데이터 위치를 소정 제어에 따라 변환시키는 과정과,

상기 변환 발생되는 파일럿 위치에 따라 상기 상관값의 해당 상관값을 검출하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법.
제15항에 있어서,

상기 제3과정은;

상기 추출된 상관값을 누적하는 과정과,

상기 누적된 상관값이 설정값에 도달할 경우 그 누적 상관값의 최대값을 주파수 옵셋 추정값으로 추정하는 과정과,

상기 추정된 주파수 옵셋을 가지고 상기 파일럿 데이터의 위상을 천이시키는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법.
제15항에 있어서,

상기 주파수 옵셋 추정은 최대 상기 직교주파수 분할 다중 방식 시스템의 부반송파의 개수의 2배 횟수까지 추정 가능함을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법.
직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법에 있어서,

수신 데이터를 고속 푸리에 변환하여 복조된 심벌을 설정 주기 지연하고, 상기 설정주기 지연한 시점에서 현재 복조된 심벌을 상기 지연된 심벌과 상관하는 제1과정과,

상기 상관값을 설정 파일럿 위치값과 비교하여, 상기 파일럿 위치에 일치하는 상관값을 추출하는 제2과정과,

상기 추출된 상관값 중 최대 상관값을 검출하고, 상기 최대 상관값과 인접한 상관값들을 미리 설정된 임계값과 비교하여 주파수 옵셋을 추정하고, 상기 추정된주파수 옵셋만큼 파일럿 데이터를 위상 천이시키는 제3과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법.
제21항에 있어서,

상기 제1과정은;

상기 복조된 심벌을 설정주기 지연하는 과정과,

상기 현재 복조된 심벌과 상기 지연 출력되는 심벌을 상관시키는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법.
제21항에 있어서,

상기 설정주기는 한 심벌 주기임을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법.
제21항에 있어서,

상기 제2과정은;

상기 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 송신기에서 전송하는 파일럿 데이터 및 그 위치정보를 저장하고, 상기 파일럿 데이터 위치를 소정 제어에 따라 변환시키는 과정과,

상기 변환되는 파일럿 위치에 따라 상기 상관값의 해당 상관값을 검출하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법.
제21항에 있어서,

상기 제3과정은;

상기 추출된 상관값을 누적하는 과정과,

상기 누적 상관값 중 최대값을 검출하고, 상기 검출된 최대값의 인접된 상관값들을 미리 설정된 임계값과 비교하여 주파수 옵셋을 추정하는 과정과,

상기 추정된 주파수 옵셋을 가지고 상기 파일럿 데이터의 위상을 천이시키는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법.
제25항에 있어서,

상기 주파수 옵셋 추정은 하기 수학식 8에 의거하여 수행됨을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법.

(단, C_m-1C_m+1이고, 일 경우)

(단, C_m-1<C_m+1이고, 일 경우)

(단, C_m-1C_m+1이고, 일 경우와, C_m-1<C_m+1이고, 일 경우를 제외한 모든 경우)

상기 수학식 8에서, 상기 C_MAX는 최대 상관값이며,은 주파수 옵셋 추정값임
제26항에 있어서,

상기 임계값 THRESHOLD 값은 0.5임을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법.
제21항에 있어서,

상기 주파수 옵셋 추정은 대략적 주파수 동기를 획득한 상태에서 수행됨을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 방식 시스템의 주파수 옵셋 보상 방법.