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KR20060093719A - 모바일 단말기에서 자동 전력 제어의 기준 신호 추가적조정 - Google Patents

모바일 단말기에서 자동 전력 제어의 기준 신호 추가적조정 Download PDF

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KR20060093719A
KR20060093719A KR1020067007769A KR20067007769A KR20060093719A KR 20060093719 A KR20060093719 A KR 20060093719A KR 1020067007769 A KR1020067007769 A KR 1020067007769A KR 20067007769 A KR20067007769 A KR 20067007769A KR 20060093719 A KR20060093719 A KR 20060093719A
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KR
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signal
power
ramp
ref
output
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그리고리 이트킨
안드레이 카바노프
Original Assignee
소니 에릭슨 모빌 커뮤니케이션즈 에이비
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Abstract

본 발명은 모바일 송신기의 아날로그 프런트 엔드(analog front end)에 사용되는 자동 전력 제어(APC) 회로 분야에 일반적으로 관련된다. 본 발명은 특히 APC 루프의 기준 신호(V ref )를 추가적으로 조정함으로써 가변 이득 전력 증폭기(105)의 출력 포트에서 전송되는 RF 신호(x(t))의 전력 레벨(P out )을 제어하기 위한 전력 제어 회로(101M, 101N) 및 대응 방법을 언급한다. 그러한 구성에 의해 송신 안테나(110)가 상기 전력 증폭기(105)와 부정합된 경우 진행중인 전화를 해제하지 않도록 하기 위해서 방사 RF 전력(P out )을 증가시킨다. 단말기 안테나에 매우 근접한 서브젝트(subject)가 존재하는 경우, 안테나 부하는 변화하고 증가된 반사 신호가 측정된다. 폐루프에서 이 증가된 반사 신호는 기준 신호(V ref ) - 전송되는 RF 신호(x(t))의 전력(P out )에 대한 공칭 전력 레벨(P out )을 나타냄 - 를 계산하기(S1A) 위해 사용되는 기준 램프 신호(V ramp )와 믹스(mix)되어 방사 전력의 증가를 가져오고 상기 전화가 해제되지 않도록 한다. 기준 램프 신호(V ramp )와 DC 피드백 신호(V PD )의 함수로 기준 신호(V ref )를 계산하는 단계(S1A)는 DC 피드백 신호(V PD )의 처리된 버전(K· G OP · V PD )을 기준 램프 신호(V ramp )로 곱하는 단계(S1a') 및 상기 곱셈 단계(S1a')의 출력 신호(V ramp ·K· G OP · V PD )를 기준 램프 신호(V ramp )와 더하여 이에 의해 상기 기준 신호(V ref )를 산출하는 단계(S1a'')로 구현된다.
전력, 제어, 자동, 기준, 조정, 모바일, 단말기, 안테나

Description

모바일 단말기에서 자동 전력 제어의 기준 신호 추가적 조정{ADDITIONAL REGULATION OF THE REFERENCE SIGNAL OF THE AUTOMATIC POWER CONTROL IN A MOBILE TERMINAL}
본 발명은 일반적으로 예컨대 모바일 송신기의 아날로그 프런트 엔드(analog front end)에 사용되는 자동 전력 제어(APC) 회로 분야에 관한 것이다. 본 발명은 특히 APC 루프의 기준 신호를 추가적으로 조정함으로써 상기 모바일 RF 송신기에 일체화된 가변 이득 전력 증폭기의 출력 포트에서 전송되는 RF 신호의 방사 전력(radiated power) 레벨을 제어하기 위한, 모바일 송신기의 아날로그 프런트 엔드에 일체화된 폐루프 전력 제어 회로 및 대응 방법의 서로 다른 실시예에 관한 것이다.
지난 몇 년간, 무선 통신 장치에 사용되는 고효율 전력 제어 회로에 대한 수요가 증가되어 왔다. 폐루프 전력 제어에 있어서 하나의 주요 과제는 무선 RF 송신기의 아날로그 프런트 엔드에 일체화되는 아날로그 회로를 설계하는 것으로, 상기 회로는 시간 t동안 전송되는 RF 신호 x(t)의 출력 전력 P out 을 제어하기 위해 사용된다. 너무 빠른 램핑(Ramping)은 원하지 않는 RF 스펙트럼의 스프레드(spread)를 가져오고, 너무 느린 램핑은 규정된 시간 제한에 걸리게 된다. 이로 인해, 보 통 무선 RF 송신기의 출력 포트에서 전력 증폭기(PA)에 의해 공급되는 출력 전력 P out 은 외부 제어 전압 V ctrl 에 의해 설정된다. V ctrl 와 P out 사이의 관계는 종종 비선형적이며 온도, 공차(tolerances), 공급 전압, 주파수 및 PA 입력 전압에 의해 영향 받는다. 일부 설계자들은 예컨대 PA 공급 전압의 제어와 같은 비-피드백 개념을 여전히 사용하고 있으나, P out 을 충분히 안정화시키기 위해서는, 전력 제어 루프가 필요하다. 그러한 제어 루프는 일반적으로 RF 검출기와, 기저밴드(baseband) 제어기로부터 입력 신호를 공급받는 루프 증폭기를 포함한다. 통상적인 전력 제어 루프 설계는 적용된 RF 검출기 각각에 있어서 큰 차이를 보이지만, 루프 증폭기는 또한 흥미로운 설계 측면들을 가지고 있다.
전력 제어 루프에 있어서 하나의 중요한 이슈는 동작 범위(dynamic range)이다. GSM 기반 모바일폰에 있어서 최대 안테나 전력은 33dBm이며, 최소 전력 레벨은 5dBm이다. 검출기 동작 범위는 상당히 높아야 하는데, 예를 들어 좋은 성능의 다이오드 검출기가 검출할 수 있는 범위에 비교적 가까운 34dB보다는 높아야 한다. 예컨대 통상적인 TDMA 기반 통신 시스템에서, 전력 증폭기가 "전력-다운(power-down)" 모드 - 이 모드에서 RF 레벨은 잡음 및 크로스 토크(cross talk)에 의해 결정됨 - 에서 시작한다는 점은 큰 동작 범위가 필요한 다른 이유가 된다. GSM 시스템에서 상기 RF 레벨은 약 -48dBm보다 낮을 것이며, 그 결과 70dB 이상의 동작 범위를 갖게 된다. 제어 전압 V ctrl 이 전력 증폭기의 제어 입력에 인가된 경우, 출력 전압 P out 은 증가한다. 그러나 검출기 동작 범위는 유한하기 때문에, 루프는 락 (lock) 되지 않고, 검출기가 반응하는 그 시점에 큰 오버슈트(overshoot)가 발생할 수 있다.
전력 제어 루프 설계를 어렵게 하는 두개의 이슈가 존재한다. 하나는 일부 전력 증폭기들이 매우 빠르지는 않다는 점으로, 제어 입력에서의 계단 입력 △V ctrl 과 그에 따른 출력 전압에서의 변화 △P out 사이에는 상당한 지연이 존재함을 의미한다. 이는 전력 제어 루프의 속도를 제한하고 불안정성을 야기할 수 있다. 둘째는 전력 증폭기 및 많은 검출기가 비선형 회로 요소라는 점이다. 전력 제어 루프가 이상적인 선형 검출기 및 선형 루프 증폭기로 만들어질 때, 이상적 전력 증폭기는 상수의 기울기 dP out /dV ctrl 를 가질 수 있을 것이나, 실제로 dP out /dV ctrl 는 제어 전압 V ctrl 의 함수로서 바이어스 의존적(bias-dependent)인 전체 루프 이득이 되므로, 피드백 시스템의 주파수 보상을 보다 어렵게 만든다. 그러나 한편으로 루프가 안정한 경우, 일부 전력 레벨에 대해서 회로는 너무 느리게 동작할 수도 있을 것이다.
전력 증폭기는 송신되는 RF 신호 x(t)를 전송 안테나의 구동을 위해 필요한 필요 전력 레벨 P out 으로 증폭하는 모바일 송신기의 컴포넌트이다. 대부분의 무선 통신 시스템에서, 전력 증폭기는 가장 큰 전력을 소비하는데, 이는 안테나로 보내져야 하는 필요 전력의 양(출력 전력)이 보통 그 자체로 매우 크기 때문이다. 이것은 전력 증폭기 내에서 소비되는 총 전력을 포함하는 것이 아니며, 단지 안테나를 구동하기 위해 필요 전력량만을 포함한다. 능동 소자(active device) 및 주변 장치 회로에서의 일부 전력 소비가 항상 존재할 것이므로, 전력 증폭기에 의해 소비되는 총 전력은 필연적으로 출력 전력보다 크다. 출력 전력 사양(specification)은 그 자체로도 종종 RF 시스템의 나머지 블럭의 전력 소비보다 크고, 그러한 전력 증폭기의 전력 소비는 지정된 출력 전력보다 높을 것이기 때문에, 전력 증폭기는 분명 시스템의 주된 전력 소비원이다.
변조된 RF 신호 x(t)를 신뢰성 있게 송신하기 위해 필요한 전력 레벨이 종종 비교적 높기 때문에, 전력 증폭기 내에서는 많은 전력 소비가 일어난다. 많은 무선 응용에서, 송신되는 신호가 적절한 전력을 가지는 한 그것으로 충분하고, 이 증폭기에 의해 소비되는 전력량이 크게 문제가 되는 것은 아니다. 그러나, 송신 단계에 충분하지 않은 제한된 양의 에너지만이 이용가능한 상황인 경우, 에너지를 사용할 수 있는 시간의 길이를 최대화하도록 모든 소자에 의한 전력 소비는 최소화되어야 한다.
오늘날 사용되고 있는 상이한 범주의 전력 증폭기 수는 셀 수 없이 많고, 매우 간단한 것에서부터 지나치게 복잡한 것까지 뿐만 아니라, 완전히 선형인 것에서 완전히 비선형인 것에 이르기까지 매우 다양하다. PA 기술에 있어서, "선형" 전력 증폭기는 입력과 출력 사이에 선형 관계를 갖는 증폭기이다. 비록 전력 증폭기가 비선형 방식으로 동작하는(예컨대, FET가 컷오프와 포화 사이에서 스위치하는 경우) 트랜지스터들을 포함할지라도, 그것은 여전히 선형이라고 생각될 수 있다. 비선형 전력 증폭기가 비교적 높은 효율을 갖는 것을 특징으로 하는 반면, 비선형성 은 출력 신호를 스프레드(spread)하는 원인이 된다{상호 변조곱(intermodulation product) 결과 때문, 특히 로컬 오실레이터에 위상 잡음이 많이 존재하여 전력 증폭기로의 입력이 스프레드 되는 것을 야기하는 경우}.
일반적인 전력 증폭기는 몇 개의 직렬의 단(serial stage)들로 구성된다. 보통 각각의 단은 이전 단보다 더 크고 강력하다. 고전력단에 의해 대부분의 대기 전류(quiescent current)가 흐르고, 무선 통신을 위해 필요한 저출력 전력 레벨에서는 고전력단이 필요하지 않기 때문에, 고전력단이 필요하지 않은 경우 그것을 우회하는 수단을 이용하여 에너지 소비를 현저히 감소시킬 수 있다.
무선 전화기는 배터리 전력으로 동작하므로, 전력을 보존하고 배터리 수명을 연장하도록 송신기는 최대한 효율적으로 동작하는 것이 바람직하다. UMTS 표준을 따르는 W-CDMA 시스템들에 대해 이상적으로, 전력 증폭단은 요구되는 동작 범위에서 효율적이며, 선형인 동작을 할 수 있어야 한다. 그러나, 선행 기술은 그 이상적인 동작에 근접하지 못하여, 많은 무선 전화기가 현재 열악한 전력 관리를 하고 있다. 저전력 송신 동안, 불필요한 직렬(cascaded) 증폭단에 의해 전력이 낭비된다. 결과적으로, 사용되지 않는 단을 우회하려는 시도가 이루어졌다.
보통의 동작 조건에서, 통상적인 무선 RF 송신기 장치는 자동 전력 제어(APC) 회로를 사용하여 증폭단의 출력 전력을 제어한다. 대부분의 RF 송신기에서 발견되는 APC 회로는 선형 전력 증폭기에 접속되기 위한 외부 접속부를 갖는다. 최종 전력 증폭기의 출력 포트에서, 변조된 RF 신호의 전력을 검출한 후에, 장시간 동안 최종 출력 전력을 일정하게 유지하기 위해 상기 신호는 DC 전압으로 변환되어 가변 이득 중간 주파수(IF)단으로 피드백 된다. APC 전압 생성이 매우 초기에 이루어지기 때문에, 열 드리프트(thermal drift), 동작 전압 변이 등에 의해 야기되는 이득 드리프트는 회로에 의해 보상되지 않는다. 다른 옵션으로 최종 증폭기의 구동 전력으로부터 APC 전압을 얻고 그것을 RF 트랜시버(RF transceiver)의 외부 APC 입력으로 보내는 것이 있다. 이 이론은 전력 증폭기가 오버드라이브된(overdriven) 때, 트랜시버의 APC 회로에 피드백되는 음전압(negative voltage)을 생산할 것이라는 것이다. 이 전압은, 순차적으로 자동으로 구동 전력(트랜시버의 출력 전력)을 낮추고 오버드라이브된 증폭기로부터의 왜곡을 제한하여, 트랜시버 송신단에서의 이득 제어의 역할을 한다.
도 1a는 RF 신호 생성기를 구현하는 아날로그 회로의 RF 출력 포트(114b')에서, 전력을 안정화하기 위해 사용되는 현재 기술 수준에 따른 통상적 APC 루프(100a)의 블럭도이다. 이 회로는 또한 진폭 변조(AM)를 하기 위해 사용될 수도 있다. 그 것은 주파수 합성 유닛(FSU; 102'), 변조된 RF 출력 신호의 반사파를 광대역 검출기 다이오드(108')로 보내는 전력 분배기(예컨대 방향성 커플러; 106''), 및 그 출력 신호가 전기적으로 제어되는 감쇠기(103')로 보내지는 증폭단(112')(예를 들어, 하이브리드 마이크로파 집적 회로(MIC) 기술을 통해 가변 저항을 구현하는 전류 제어 PIN 다이오드를 포함하는 증폭 변조단)을 포함하고 있다. 상기 RF 신호 생성기가 스위프 주파수(sweep-frequency) 응용에 사용되는 경우, 테스트된 RF 유닛의 입력 포트에서 전력 레벨을 일정하게 유지하기 위해 외부 검출기(도시하지 않음)가 보통 사용된다.
도 1b는 EDGE 기반 통신 환경에서, 무선 통신 장치를 위한 QAM 송신기(100b)의 개략적인 블럭도로서, QAM 송신기(100b)의 송신 안테나(110)에서, RF 출력 신호의 전력 레벨 P out 을 안정화하는데 사용되는 현재 기술 수준의 APC 루프(101)를 포함한다. 그러한 구성에 의하여, 비교단(comparator stage; 112) - RF 출력 신호 x(t){이것의 실제 출력 전력 레벨은 방향성 커플러(106)에 의해 공급되고 광대역 검출기 다이오드(108)에 의해 APC 루프(101)로 피드백된다}의 전력 P out 에 대한 공칭(nominal) 전력 레벨 P ref 를 나타내는 기준 전압 V ref 이 공급됨 - 의 출력 포트는 가변 이득 전력 증폭기(105) - QAM 송신기(100b)의 출력 전력 레벨 P out 을 제어함 - 의 가변 제어 입력 포트에 연결된다.
복소값 아날로그 기저대역 신호 x LP (t){복소 엔벨로프 또는 전송되는 실수 값의 RF 밴드패스(band-pass) 신호 x(t) 의 등가 로우패스(low-pass) 신호)는 다음과 같다.
Figure 112006027999567-PCT00001
- 여기서
Figure 112006027999567-PCT00002
이고,
Figure 112006027999567-PCT00003
는 허수 단위이며,
i(t)는 시간 도메인에서 x LP (t)의 동위상(in-phase; I) 컴포넌트를 의미하고,
q(t)는 시간 도메인에서 x LP (t)의 직교위상(quadrature; Q) 신호를 의미하고,
a(t)는 x(t)의 엔벨로프에 의해 주어진 x LP (t)의 크기 컴포넌트를 의미하고,
Figure 112006027999567-PCT00004
는 x(t)의 위상 컴포넌트이기도 한 x LP (t)의 위상 컴포넌트를 의미함 - .
i(t)와 q(t)는 두개의 변조단(modulator stage; 104a 및 104b) - 정현파 형태의 고주파 캐리어 신호를 제공하는 로컬 오실레이터(102)에 의해 구동됨 - 각각에 의해 기저밴드에서 RF 밴드로 직접 업-컨버트 되는데, 상기 정현파 형태의 캐리어 신호는
Figure 112006027999567-PCT00005
로 표시되며, 여기서 Ac
(
Figure 112006027999567-PCT00006
단위)는 캐리어 신호 c i (t)의 진폭 인자(amplitude factor)이고 f LO (GHz 단위)는 로컬 오실레이터(102)에 의해 공급되는 캐리어 주파수이다. 업-컨버젼 믹서(up-conversion mixer; 104a)의 한 입력 포트에 접속된 힐버트 변환기(Hilbert transformer; 104c)는 캐리어 신호 c i (t)의 90도 위상 시프트를 제공하여, 직교위상(quadrature) 신호 q(t)를 기저대역에서 RF 대역으로 직접 업-컨버젼(direct up-conversion)시키는데 사용되는 캐리어 신호가
Figure 112006027999567-PCT00007
로 주어지도록 한다.
x LP (t)(또는 i(t) 및 q(t) 각각)을 사용하여, 송신되는 변조된 RF 신호 x(t)는
Figure 112006027999567-PCT00008
와 같이 쓸 수 있다.
특정한 거리에 있는 수신기에 도달하기 위해서는 특정한 출력 전력 레벨 P out 이 필요하므로, 획득된 RF 신호 x(t)는 송신되기 전 증폭되어야 한다. 이러한 이유로, 이득-제어 전력 증폭기(105)가 필요하다.
TDMA 기반 통신 시스템의 업링크에서 송신 신호 스트림의 RF 전력의 버스트 성질(bursted nature) 때문에, 무선 RF 송신기의 출력 전력은 각각 적절한 레벨로 램프 업 되거나 상이한 시간 슬롯 사이에 0으로 램프 다운되어, 송신 동안 RF 출력 전력 P out 이 일정하게 하도록 함으로써 상이한 TDMA 채널의 시분할 멀티플렉싱(time-division multiplexing)을 용이하게 한다. 데이터 송신이 시작되기 일정 시간 전, 모바일 단말기는 송신 전력을 0에서 원하는 출력 전력 레벨 P out 으로 증가시킨다. 각각의 시간 슬롯 TS i 의 이 부분을 "램프 업"이라 부른다. 원하는 출력 전력 레벨 P out 에 도달한 후, 데이터 송신이 시작된다. 각각의 시간 슬롯 TS i 의 이 부분을 보통 "유용한 부분(useful part)"이라고 부른다. 그 다음으로, TS i 의 마지막 부분은 "램프 다운"으로 불리운다.
오늘날, QAM 송신기(100b)의 출력 전력 레벨 P out 을 안정화하기 위한 상기 램프-업 및 램프-다운 단계는 도 1b에 도시된 바와 같이 현재 기술 수준에 따른 APC 회로(101)에 의해 구현된다. 그러한 구성에서, 기준 신호 V ref - RF 출력 신호의 전력 P out 과 실제의 출력 전력 레벨 P out 에 대한 공칭(nominal) 전력 레벨 P ref 를 나타냄 - 가 공급되는 비교단(112)의 출력 포트는, 상기 출력 전력 레벨 P out 을 제어하는 가변 이득 전력 증폭기(105)의 이득 제어 입력 포트에 접속된다. 실제의 출력 전력 레벨 P out 은 직접 측정{도 1b에 도시된 바와 같이 P out 의 부분이 방향성 커플러(106')에 의해 커플드 아웃(coupled out)되어 광대역 검출기 다이오드(108)에 의해 APC 루프(101)로 피드백되어 돌아감} 또는 간접 측정{예를 들어, 출력 전력 P out 에 직접 비례하는 전력 증폭기(105)의 공급 전류를 측정함으로써 이루어짐} 중 어느 한가지 방법을 통해 공급된다. 그 다음으로, P out 에 비례하는 측정된 전압 레벨 V PD 은 전력 레벨 P ref 에 비례하는 공칭 전압 레벨 V ref 과 비교된다. 실제의 전력 레벨 P out 이 기준 신호의 전력 레벨 P ref 보다 높은 경우, 가변 이득 전력 증폭기(105)의 이득 G PA 는 P out 을 조정하기 위해 감소한다. 이와 반대로, P out 이 P ref 보다 낮은 경우, G PA 는 P out 을 조정하기 위해 증가한다. "램프-업" 부분 동안 공칭 전력 레벨 P ref 은 증가하고, "램프-다운" 부분 동안에는 감소하며, "유용한" 부분 동안에는 안정하게 유지된다. APC 루프(101)가 출력 전력 레벨 P out 을 기준 신호의 전력 레벨 P ref 에 따라 조정하기 때문에, 출력 전력 P out 은 각각 램프 업 되거나 다운되고, "유용한" 부분 동안 사전정의된 레벨에 머물게 된다.
도 2a는 일체화된 가변 이득 전력 증폭기(105)의 출력 포트에서, 전송되는 변조된 RF 신호 x(t)의 방사 전력 레벨 P out 을 안정화하기 위한 통상적인 폐루프 전력 제어 회로의 원리를 도시한 블럭도로서, 상기 통상적인 폐루프 전력 제어 회로는 현재 기술 수준에 따른 전류 감지 루프(current sense loop; 101M) - 여기서는 간단히 전류 감지 APC루프라고 칭함 - 로 구현된다. 바람직하게는, 이 전류 감지 APC 루프(100M)는 패치 안테나(patch antenna)를 갖춘 모바일 RF 송신기에 사용될 수 있다. 상기 전류 감지 루프(101M)는 기준 신호 V ref - 전송되는 RF 신호 x(t)의 출력 전력 P out 에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 을 나타냄 - 가 공급되는 입력 포트(2), 및 가변 이득 전력 증폭기(105)의 전력 공급 라인에서 전류 센서(204) 기능을 수행하는 낮은 옴 저항 R M 에서의 전압 강하 U RM - 가변 이득 전력 증폭기(105)의 DC 공급 전류 I PA 에 비례함 - 으로부터 유도된 신호가 공급되는 입력 포트(1)를 갖는 마이크로컨트롤러(μC; 202)를 갖추고 있다. 상기 마이크로컨트롤러(202)의 출력 포트에서 전력 제어 신호는 로우-패스-필터링되어 전력 증폭기(105)의 제1 입력 포트(전력 제어 입력 포트)로 보내진다. 또한, 전류 감지 APC 루프(101M)는 상기 기준 신호 V ref 의 기능을 수행하는 기준 램프 신호 V ramp 를 제공하기 위해 사용되는 디지털 신호 처리 수단(201C)을 포함한다.
상기 언급한 전류 감지 APC 루프(200a)의 기술적 구현을 도시한 도 2b와 같이, 상기 마이크로컨트롤러(202)는 상기 전압 강하 U RM 으로부터 유도된 신호를 중폭하는데 사용되는 연산증폭기(113)와, 기준 신호 V ref - 전송되는 RF 신호 x(t)의 출력 전력 P out 에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 을 나타냄 - 가 공급되는 제1 입력 포트 및 증폭된 버전의 신호 - 상기 전압 강하 U RM 으로부터 유도됨 - 가 공급되는 제 2 입력 포트를 갖는 비교단(112'')을 포함한다.
현재 기술 수준의 간략한 설명
US 4,442,407은 전력 증폭기를 위한 2-루프 자동 레벨 제어(ALC) 회로를 언급하고 있다. 그러한 구성에 의하여, RF 증폭기의 최종 단에 인가되는 전력 공급 포텐셜(power supply potential)은 인가된 공급 전압 및 최종 증폭기에 의한 전류의 크기의 가중된 합에 대응하는 신호와 변조 신호의 진폭을 비교하여 유도된 에러 신호에 따라서, 제1 ALC 루프에 의해 변조된다.
US 6,563,385 B2는 동작 조건이 변화하는 경우, 예컨대 다단 변조(multiple modulation) 기술이 사용되고 RF 신호가 존재하지 않는 경우, RF 증폭기의 DC 바이어스를 조정하기 위한 방법 및 장치를 공개하고 있다. 그러한 구성에 의해, 둘 이상의 데이터 변조 기술로 변조된 캐리어 신호를 증폭하기 위해 구성된 RF 증폭기의 최적으로 바이어싱하기 위해서, 증폭되는 신호가 어떻게 변조되는지에 의존하여 바이어스 포인트를 동적으로 설정하는 것이 필요하다.
US 5,603,106은 요소들의 주파수 의존성에 의해 영향 받지 않고, 선택되는 모든 송신 전력 레벨에 대해 조정될 수 있는 송신 전력 제어 회로를 나타낸다. 상기 회로는 제어 데이터 테이블을 포함하고 있으며, 그 테이블 안에 복수의 송신 주파수 값 및 복수의 송신 전력 값에 대한 송신 전력 레벨에 의존하는 모니터 전압의 디지털 데이터를 저장하고 있다.
US 6,070,058은 특정 제한을 초과하는 것을 방지하기 위해 출력 전력을 제어하기 위한 제어 루프를 나타낸다. 출력 전력 제어 시스템은 언제 총 출력 전력이 출력 전력 개시(trigger) 레벨을 초과하는지 결정하고 자동으로 포화 방지 모드로 진입함으로써, 폐루프 전력 제어 레지스터의 변화를 통해 총 출력 전력이 감소하게 된다. 이 발명의 일 실시예에서 출력 검출기 및 출력 비교기는 계속해서 출력 전력을 모니터링하고, 이 발명의 다른 실시예에서 아날로그-투-디지털 변환기는 출력 전력 레벨을 샘플링한다.
EP 1 229 664 A1은 에너지 방사가 높아져서 사용자의 뇌에 손상을 끼칠 수 있는 경우, 사용자에 대한 경고 시스템을 구비한 모바일 단말기와 관계된다.
현재 기술 수준의 단점
위에서 인용된 문서 US 4,442,407, 6,563,385, US 5,603,106 및 US 6,070,058는 서브젝트(subject)가 단말기 안테나로 가까이 올 때, 진행중인 전화(ongoing call)가 해제(release)될 수 있는 문제를 다루지 않는다.
EP 1 229 664 A1에서 송신 안테나의 반사되는 전력이 측정되고 있으나, 상기 문서는 송신되는 RF 신호의 전력 레벨을 자동으로 조정하기 위한 폐루프 제어를 나타내고 있지 않다.
본 발명의 목적
위에서 인용된 현재 기술 수준의 관점에서, 본 발명의 목적은 전송되는 신호의 전력 레벨을 안정화하기 위한 전력 제어 기술 및 대응되는 자동 전력 제어(APC) 회로 - 이 회로는 예를 들어 송신 안테나가 전력 증폭기와 부정합된 경우 진행중인 전화가 해제되지 않도록 방사 전력을 조정할 수 있어야 함 - 를 제공하는 것이다.
앞서 언급한 목적은 독립항에 제시된 특징들에 의해 달성된다. 유리한 특징들이 종속항에 정의된다.
본 발명은 APC 루프의 기준 신호 V ref 를 추가적으로 조정함으로써 상기 모바일 RF 송신기에 일체화된 가변 이득 전력 증폭기의 출력 포트에서 송신되는 변조된 RF 신호 x(t)의 방사 전력 레벨 P out 을 제어하기 위한, 예컨대 모바일 송신기의 아날로그 프런트 엔드에 일체화된 폐루프 전력 제어 회로 및 대응 방법을 제안한다. 그러한 구성에 의해 송신기의 송신 안테나가 상기 전력 증폭기와 부정합된(mismatched) 경우 진행중인 전화가 해제되지 않도록 하기 위해서 방사 RF 전력 P out 이 증가된다. 단말기 안테나에 매우 근접한 서브젝트가 존재하는 경우, 안테나 부하는 변화하고 증가된 반사 신호가 측정된다. 폐루프에서 이 증가된 반사 신호는 기준 신호 V ref - 전송되는 변조된 RF 신호 x(t)의 전력 P out 에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 을 나타냄 - 를 계산하기 위해 사용되는 기준 램프(ramp) 신호 V ramp 와 믹스(mix)되어 방사 전력을 증가시키고 상기 전화가 해제되지 않도록 한다.
본 발명의 유리한 특징, 양태 및 유용한 실시예는 이하의 설명, 첨부된 청구항 및 첨부된 도면으로부터 명백해질 것이다.
도 1a는 RF 신호 생성기의 출력 포트에서 전력 레벨 P out 을 안정화하는데 사용되는 현재 기술 수준에 따른 통상적인 자동 전력 제어(APC) 루프를, 포함하는 아날로그 RF 신호 생성기의 개략적인 블럭도.
도 1b는 QAM 송신기의 출력 포트에서 전력 레벨 P out 을 안정화하는데 사용되 는 현재 기술 수준에 따른 자동 전력 제어(APC) 회로를 갖는 QAM 송신기의 개략적인 블럭도.
도 2a는 현재 기술 수준에 따른 전류 감지 루프(이하 전류 감지 APC 루프로 칭함)로 구현된 통상적인 폐루프 전력 제어 회로의 원리를 도시하는 블럭도.
도 2b는 도 2a에 도시된 전류 감지 APC 루프(Current sense APC loop)의 기술적 구현을 도시한 블럭도.
도 3a는 본 발명에 한 실시예에 따라 제안된 전류 감지 APC 루프의 원리를 도시한 블럭도.
도 3b는 도 3a에 도시된 실시예에 따라 제안된 전류 감지 APC 루프의 디지털 구현을 도시하는 블럭도.
도 3c는 도 3a에 도시된 상기 실시예에 따라 제안된 전류 감지 APC 루프의 아날로그 구현을 도시하는 블럭도.
도 4a 및 4b는 상기 송신기의 송신 안테나가 상기 전력 증폭기와 부정합된(mismatched) 경우 진행중인 전화가 해제되는 것을 방지하기 위해, 본 발명에 따라 무선 통신 장치의 모바일 송신기에 의해 송신되는 변조된 RF 신호 x(t)의 전력 레벨 P out 을 안정화하기 위한 방법을 도시한 두 부분의 흐름도.
도 4c 및 4d는 본 발명의 두 대체 실시예에 따라 전송되는 변조된 RF 신호 x(t)의 RF 전력 P out 에 대한 공칭(nominal) 전력 레벨 P ref 를 나타내는 기준 신호 V ref 를 계산하는 단계를 도시한 도 4a 및 4b의 두 부분의 흐름도.
이하 도 3a-c 및 4a-d에 도시된 본 발명의 상이한 실시예들이 상세하게 설명될 것이다. 도 1a에서 4d까지에서 참조 부호로 지정된 모든 심볼들의 의미는 첨부된 테이블에 나타나 있다.
본 발명의 일 실시예는 송신기에 일체화된 가변 이득 전력 증폭기(105)의 출력 포트에서 송신되는 RF 신호 x(t)의 방사 전력 레벨 P out 을 안정화하는데 사용하기 위해, 도 3a에 도시된 바와 같이 모바일 RF 송신기(300a)의 아날로그 프런트 엔드에 일체화된 두 폐루프 회로(101M 및 101N)로 구성된 폐루프 전력 제어 회로를 언급하고 있다. 상기 전력 제어 회로(101M 및 101N)는 온도 드리프트 dT/dt 또는 배터리 전압 드리프트 dU batt /dt 등에 의해 발생하는 전력 증폭기(105)의 불안정성을 보상하기 위해 전류 감지 루프(101M)를 포함한다. 이 전류 감지 루프(101M)는 기준 신호 V ref - 전송되는 RF 신호 x(t)의 출력 전력 P out 에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 을 나타냄 - 가 공급되는 입력 포트(2), 및 전력 증폭기(105)의 전력 공급 라인에서 전류 센서(204) 기능을 수행하는 낮은 옴 저항 R M 에서의 전압 강하 U RM - 가변 이득 전력 증폭기(105)의 DC 공급 전류 I PA 에 비례함 - 로부터 유도되는 신호가 공급되는 입력 포트(1)를 구비한 집적 마이크로컨트롤러(μC; 202)를 특징으로 한다. 상기 마이크로컨트롤러(202)의 출력 신호는 가변 이득 전력 증폭기(105)의 제1 입력 포트(전력 제어 입력 포트)로 공급된다. 또한, 전력 제어 회로(101M 및 101N) 는 상기 기준 신호 V ref 를 계산하기 위해 사용되는 기준 램프 신호 V ramp 를 제공하기 위해 디지털 신호 처리 수단(201C)을 갖추고 있다. 모바일 RF 송신기(300a, 300b 또는 300c)의 송신 안테나(110)가 상기 전력 증폭기(105)와 부정합된(mismatched) 경우 진행중인 전화가 해제되는 것을 방지하기 위해, 상기 송신기는 전력 제어 루프의 기준 신호 V ref 의 추가적인 조정을 수행하기 위한 수단들, 특히, 전송되는 RF 신호 x(t)의 반사파를 나타내는 DC 피드백 신호 V PD 를 제공하기 위한 전력 증폭기(105)의 출력 포트에서의 방향성 커플러(106') 또는 순환기(106'')와 같은 감결합 수단(decoupling means; 106), DC 피드백 신호 V PD 의 RF 전력을 탐지하기 위한 전력 감지 수단(108), 및 안테나 부정합의 경우 상기 RF 신호 x(t)의 방사 전력 P out 을 증가시키기 위해 상기 DC 피드백 신호 V PD 로부터 유도된 기준 신호 V ref 를 상기 비교단(112'')의 제1 입력 포트로 보내기 위한 피드백 루프(101N)를 포함한다.
상기 언급된 전류 감지 APC 루프(200a)의 디지털 구현(300b) 및 아날로그 그현(300c)을 각각 도시한 도 3b 및 3c에서와 같이, 상기 마이크로컨트롤러(202)는 상기 전압 강하 U RM 으로부터 유도된 신호를 증폭하는데 사용되는 연산증폭기(113)와, 기준 신호 V ref - 전송되는 RF 신호 x(t)의 출력 전력 P out 에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 을 나타냄 - 가 공급되는 제1 입력 포트 및 증폭된 버전의 신호 - 상기 전압 강하 U RM 으로부터 유도됨 - 가 공급되는 제 2 입력 포트를 갖는 비교단(112'')을 포함한다.
본 발명의 중심 사상에 따르면, 상기 피드백 루프(101N)는 탐지된 DC 피드백 신호 V PD 로부터 상기 기준 신호 V ref 를 계산하기 위한 아날로그 및/또는 디지털 신호 처리 수단(301a, 301b, 301b', 301c 및 302)을 포함한다. 도 3a에 도시된 실시예(300a)에 따라 제안된 전류 감지 APC 루프(101M 및 101N)의 아날로그 구현을 나타낸 도 3c에서와 같이, 상기 아날로그 신호 처리 수단은 상기 DC 피드백 신호 V PD 의 증폭되고, 아날로그에서 디지털로 변환되고, 진폭 제한되고 정규화된 버전의 K· G OP ·V PD - 여기서, K는 정규화 인자(V-1 단위)이며 G OP 는 상기 피드백 루프(101N)에서 연산 증폭기(303)의 이득 인자를 나타냄 - 에 기준 램프(ramp) 신호 V ramp 를 곱하는 곱셈기(301b) 뿐만 아니라, 곱셈 요소(301b)의 출력 신호 V ramp ·K· G OP · V PD 를 기준 램프 신호 V ramp 에 더하여, 상기 기준 신호 V ref 를 산출하는데 사용되는 가산 요소(summation element; 301a)를 포함한다. 도 3a에 도시된 실시예에 따라 제안된 전류 감지 APC 루프(101M 및 101N)의 디지털 구현을 나타내는 도 3b에서와 같이, 상기 디지털 신호 처리 수단(210C)은 이득 인자 제어 유닛(301c)에 의해 공급된 이득 인자 χ:= 1 + K· G OP · V PD 에 기준 램프 신호 V ramp 를 곱하여 상기 기준 신호 V ref 를 산출하기 위한 곱셈 요소(301b')를 포함한다.
송신기{300a(300b, 300c)}의 안테나(110)에 근접한 서브젝트(subject)가 존 재하지 않는 경우, 안테나 부하는 공칭(nominal)이고 V PD 는 매우 작아서, χ는 거의 1에 가깝고, 곱셈기(310b)의 출력 신호가 거의 0에 가까우며, V ref 는 V RAMP 과 거의 동일하다. 이와 다르게, 안테나(110)에 근접한 서브젝트가 존재하는 경우, 안테나 부하는 변화하고 V PD 는 증가한다. 연산 증폭기(303)의 이득 인자 G OP 가 0으로 설정되지 않은 경우, χ는 1보다 크고(K 〉0일때), V PD 는 상기 연산 증폭기(303)에 의해 증폭되며, V PD 가 사전정의된 문턱값 V thresh 를 초과하는 경우, V PD 는 제한 레벨 제어 유닛(302)에 의해 진폭-제한된다. 그러므로, 상기 곱셈기(301b)의 출력 신호는 0보다 훨씬 크고, V ref 는 V ramp 에 비교하여볼 때 증가한다. 도 3a에 도시된 바와 같이, K,G OP 및 V thresh 값들은 상기 피드백 루프(101N)를 조정(tune)하기 위하여 제어 유닛(201)에 의해 개별적으로 설정될 수 있다.
도 4a 내지 4d에 도시된 흐름도에 설명된 본 발명의 다른 실시예는 상기 송신기(300a, 300b 또는 300c)의 송신 안테나(110)가 상기 전력 증폭기(105)와 부정합된 경우 진행중인 전화가 해제되는 것을 방지하기 위해, 무선 통신 장치의 모바일 RF 송신기(300a, 300b 또는 300c) 안에 일체화된 가변 이득 전력 증폭기(105)의 출력 포트에서, 송신되는 변조된 RF 신호 x(t)의 전력 레벨 P out 을 안정화하기 위한 방법을 언급한다. 상기 RF 신호 x(t)의 반사파를 나타내는 DC 피드백 신호의 전압 레벨 V PD 를 탐지한 후(S1), RF 출력 신호 x(t)의 출력 전력 P out 에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 을 나타내는 기준 신호 V ref 는 상기 송신기에 일체화된 디지털 신호 처리 수단(201C)에 의해 공급되는 기준 램프 신호 V ramp 및 DC 피드백 신호 V PD 의 함수로서 계산된다(S1A). 그 후, 획득된 기준 신호 V ref 는 전류 감지 루프(101M)의 피드백 체인에 있는 비교단(112'')의 제1 입력 포트로 보내진다(S2). 동시에, 전력 증폭기(105)의 DC 공급 전류 I PA 는, 가변 이득 전력 증폭기(105)의 전력 공급 라인에 위치하고 전류 센서(204)로서 기능하는 낮은-옴 저항 R M 에서 DC 공급 전류 I PA 에 비례하는 전압 강하 U RM 을 감지함으로써 측정된다(S3). 다음으로, 상기 전압 강하 U RM 로부터 유도된 신호는 상기 비교단(112'')의 제2 입력 포트로 공급되고(S4) 상기 기준 신호 V ref 의 전압 레벨과 비교된다(S5). 그 후, 상기 전압 강하 U RM 로부터 유도된 신호와 계산된 기준 신호 V ref 사이의 차이 (U RM - V ref )에 비례하는 신호가 전력 증폭기(105)의 제1 입력 포트(전력 제어 입력 포트)로 공급되어(S6), 가변 이득 전력 증폭기(105)의 제2 입력 포트에서 증폭되기 전, 상기 비교단(112'') 출력 신호와 전송되는 RF 신호 x(t) 사이의 로우-패스-필터링된 차이를 증폭함으로써 실제 전력 레벨 P out 이 조정될 수 있게 된다(S7).
본 발명의 제1 대체 실시예에 따르면, 기준 램프 신호 V ramp 및 앞서 언급한 DC 피드백 신호 신호 V PD - 전송되는 RF 신호 x(t)의 반사파를 나타냄 - 의 함수로 상기 기준 신호 V ref 를 계산하는 단계(S1A)는, DC 피드백 신호 V PD 의 증폭되고, 아날로그에서 디지털로 변환되고, 진폭 제한되며 정규화된 버전의 K· G OP · V PD - 여기서, G OP 는 상기 피드백 루프(101N)에서 연산 증폭기(303)의 이득 인자를 나타내고, K는 정규화 인자(V-1 단위)임 - 를 기준 램프 신호 V ramp 로 곱하고(S1a'), 곱셈 단계(S1a')의 출력 신호 V ramp ·K·G OP ·V PD 을 기준 램프 신호 V ramp 에 더해서 상기 기준 신호
Figure 112006027999567-PCT00009
- 여기서, χ:= 1 + K· G OP · V PD 임 - 를 산출하는 단계(S1a'')에 의해 구현된다.
본 발명의 제2 대체 실시예에 따르면, 상기 계산 단계(S1A)는 방정식 (4b)에 정의되고 이득 인자 제어 유닛(301c)에 의해 공급되는 이득 인자 χ:= 1 + K· G OP · V PD 를 기준 램프 신호 V ramp 에 곱해서 방정식(4a)에 주어진 대로 상기 기준 신호 V ref 를 산출하는 단계(S1b)에 의해 구현된다.
마지막으로, 본 발명의 또다른 실시예는 위에서 설명된 것처럼 폐루프 전력 제어 회로(101M 및 101N)를 포함하는 모바일 RF 송신기(300a, 300b 또는 300c)와 관련된다.
테이블 : 특징 설명 및 그에 대응하는 참조 부호
번호 기술적 특징(시스템 컴포넌트 또는 절차 단계)
100a RF 신호 생성기(100a)의 출력 포트에서 전력 레벨 P out 을 안정화하기 위해 사용되는 현재 기술 수준의 통상적인 자동 전력 제어(APC) 루프 (101S)를 포함하는 아날로그 RF 신호 생성기의 개략적인 블럭도로서, RF 출력 신호 x(t)의 원하는 출력 전력 레벨에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 을 나타내는 기준 신호 V ref 가 공급되는 비교단(112')의 출력 신호가, 상기 출력 전력 레벨 P out 을 제어하는 전기적으로 제어가능한 감쇠기(103')의 제어 입력 포트로 보내지는 것과, 생성기의 실제 출력 전력 레벨 P out 은 방향성 커플러(106')에 의해 공급되고 광대역 검출기 다이오드(108')에 의해 APC 루프(101S)로 피드백 되는 것을 특징으로 함
100b QAM 송신기(100b)의 출력 포트에서 전력 레벨 P out 을 안정화하기 위해 사용되는 현재 기술 수준에 따른 자동 전력 제어(APC) 회로(101)를 갖는 QAM 송신기의 개략적인 블럭도로서, 기준 신호 V ref - 전송되는 변조된 RF 신호 x(t){이것의 실제 출력 전력 레벨은 방향성 커플러(106)에 의해 공급되고 광대역 검출기 다이오드(108)에 의해 APC 루프(101)로 피드백된다}의 출력 전력 P out 에 대한 공칭(nominal) 전력 레벨 P ref 를 나타냄 - 가 공급되는 비교단(112)의 출력 포트는 출력 전력 레벨 P out 을 제어하는 가변 이득 전력 증폭기(105)의 이득 제어 입력 포트에 접속됨
101 QAM 송신기(100b)의 출력 포트에서 전력 레벨 P out 을 안정화하는데 사용되는 현재 기술 수준(도 1b 참조)에 따른 QAM 송신기(100b)의 자동 전력 제어(APC) 루프로서, 기준 신호 V ref - 변조된 RF 신호 x(t)의 출력 전력 P out 에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 을 나타내고, 상기 RF 신호의 실제 출력 전력 레벨 P out 은 방향성 커플러(106')에 의해 공급되고 광대역 검출기 다이오드(108)에 의해 APC 루프(101)로 피드백됨 - 가 공급되는 비교단(112')의 출력 신호가, RF 출력 신호 x(t)의 전력 레벨 P out 을 제어하는 가변 이득 전력 증폭기(105)의 이득 제어 입력 포트에 접속되는 것을 특징으로 함
101S RF 신호 생성기(100a)의 출력 포트에서 전력 레벨 P out 을 안정화하기 위해 사용되는 현재 기술 수준(도 1a참조)에 따른 RF 신호 생성기(100a)의 APC 루프로서, 기준 신호 V ref - 송신되는 변조된 RF 신호 x(t)의 출력 전력 P out 에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 을 나타내고, 상기 RF 신호의 실제 출력 전력 레벨 P out 은 방향성 커플러(106')에 의해 공급되고 광대역 검출기 다이오드(108')에 의해 APC 루프(101S)로 피드백됨 - 가 공급되는 비교단(112')의 출력 신호는, RF 출력 신호 x(t)의 전력 레벨 P out 을 제어하는 전기적으로 제어가능한 감쇠기(103')의 제어 입력 포트로 보내지는 것을 특징으로 함
101M 모바일 송신기 200a(200b) 또는 300a(300b, 300c)의 출력 포트에서 출력 레벨을 안정화하기 위해 사용되는 현재 기술 수준(도 2a,2b 및 3a 내지 3c 참조)에 따른 모바일 송신기 300a(300b, 300c)의 전류 감지(APC) 루프로서, 기준 신호(V ref ) - RF 출력 신호 x(t)의 원하는 출력 전력 레벨에 대한 공칭(nominal) 전력 레벨(P ref )을 나타냄 - 가 공급되는 제1 입력 포트 및 일체화된 가변 전력 증폭기(105)의 전력 공급 라인에 위치하는 전류 센서(204)로 기능하는 낮은 옴 저항 R M 에 에서의 전압 강하 U RM - 가변 이득 전력 증폭기(105)의 DC 공급 전류 I PA 에 비례함 - 로부터 유도되는 신호가 공급되는 제2 입력 포트를 갖는 일체화된 비교단(112'')의 출력 신호는, RF 출력 신호 x(t)의 전력 레벨 P out 을 제어하는 가변 이득 전력 증폭기(105)의 제1 입력 포트(전력 제어 입력 포트)로 보내지는 것을 특징으로 함
101N RF 출력 신호 x(t)의 원하는 출력 전력 레벨에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 을 나타내는 기준 신호 V ref 를 비교단(112'')의 제1 입력 포트로 보내는데 사용되는 피드백 루프로서, 상기 기준 신호 V ref 는 방향성 커플러(106') 또는 순환기(106')의 형태의 전력 센서(106)에 의해 공급되고 광대역 검출기 다이오드(108'')에 의해 감지되는, 송신되는 RF 신호 x(t)의 반사파를 나타내는 DC 피드백 신호 V PD 로부터 계산됨
102 조정가능한 주파수를 가진 정현파 오실레이터 신호 c(t)를 제공하는 QAM 송신기(100b)의 변조단(104)에서의 로컬 오실레이터(LO)
102' 진폭 변조단(103')에 정현파 오실레이터 신호 c(t)를 제공하는 RF 신호 생성기(100a)의 로컬 오실레이터(LO)
103' 예를 들어 하이브리드 마이크로웨이브 집적 회로(MIC) 기술로 가변 저항을 구현하는 전류 제어 PIN 다이오드를 포함하는 진폭 변조단과 같은, RF 신호 생성기(100a)의 전기적으로 제어가능한 감쇠기(attenuator) - 로컬 오실레이터(102')에 의해 공급된 오실레이터 신호의 전력 레벨 P c 를 감쇠하는데 사용됨 -
104 전송되는 신호의 동위상(in-phase; I) 및 직교위상(quadrature; Q) 신호를 기저대역에서 RF 대역으로 직접 업컨버트하기 위한 것으로 로컬 오실레이터(102)에 의해 구동되는 두개의 업-컨버젼 믹서(up-conversion mixer), 업-컨버젼 믹서(104a)의 한 입력 포트에 연결된 90도 위상 시프터(shifter; 104c) 및 두 업-컨버젼 믹서(104a 및 104b)의 RF 출력 신호를 결합하기 위한 가산 요소(104d)를 포함하는 QAM 송신기(100b)의 변조단
104a 전송되는 신호의 직교위상(Q) 신호를 기저대역에서 RF 대역으로 직접 업컨버팅하기 위한 것으로 로컬 오실레이터(102)에 의해 구동되는 변조단(104)의 제1 업컨버젼 믹서
104b 전송되는 신호의 동위상(I) 신호를 기저대역에서 RF 대역으로 직접 업컨버팅하기 위한 것으로 로컬 오실레이터(102)에 의해 구동되는 변조단(104)의 제2 업-컨버젼 믹서
104c 업-컨버젼 믹서(104a)의 한 입력 포트에 접속된 변조단(104)의 90도 위상 시프터(Hibert 변환기)
104d 두 업컨버젼 믹서(104a)의 RF 출력 신호들을 결합하는데 사용되는, 변조단(104)의 가산 요소(summation element)
105 QAM 송신기 100b(모바일 송신기 200a, 200b, 300a, 300b 또는 300c)의 출력 포트에서 전송되는 RF 신호 x(t)의 전력 레벨 P out 을 제어하기 위해 사용되는 가변 이득 전력 증폭기(PA)로서, 그 이득 인자 G PA 는 비교단(112)의 출력 신호{또는 가변 이득 전력 증폭기(105)의 전력 공급 라인에 위치하고 전류 센서(204)로서 기능하는 낮은 옴 저항 R M 에서의 전압 강하 U RM - 비교단(112'')에 의해 공급되는 가변 이득 전력 증폭기(105)의 DC 공급 전류 I PA 에 비례함 - 로부터 유도되는 입력 신호}에 의해 제어됨
106 피드백 루프(101N)의 피드백 체인에 송신되는 RF 신호 x(t)의 반사파를 나타내는 추출된 DC 피드백 신호 V PD 를 제공하는, 방향성 커플러(106') 또는 순환기(106'')로 구현된, 가변 이득 전력 증폭기(105)의 출력 포트에서의 감결합 수단(decoupling mean; RPS)
106' 송신되는 RF 신호 x(t)의 반사파를 나타내는 추출된 DC 피드백 신호 V PD 를 APC 루프 101S(101)에 제공하는, 가변 이득 전력 증폭기(105)의 출력 포트에서의 방향성 커플러
106'' 송신되는 RF 신호 x(t)의 반사파를 나타내는 추출된 DC 피드백 신호 V PD 를 피드백 루프(101N)의 피드백 체인에 제공하는, 가변 이득 전력 증폭기(105)의 출력 포트에서의 순환기
108 상기 DC 피드백 신호 V PD 의 실제 RF 전력 레벨을 탐지하기 위해 사용되는 APC 루프(101)의 피드백 체인의 광대역 탐지기 다이오드
108' 상기 DC 피드백 신호 V PD 의 실제 RF 전력 레벨을 탐지하기 위해 사용되는 APC 루프(101S)의 피드백 체인의 광대역 탐지기 다이오드
108'' 상기 DC 피드백 신호 V PD 의 실제 RF 전력 레벨을 탐지하기 위해 사용되는 피드백 루프(101N)의 피드백 체인의 광대역 탐지기 다이오드
108E 상기 DC 피드백 신호 V PD 의 실제 전력 레벨을 탐지하기 위한 외부의 자동 전력 제어(APC) 탐지기(도시하지 않음)
109' 원하는 출력 전력 레벨의 공칭 값 P ref 에 세기(strenth)가 직접 비례하는 전류 I G 를 생성하기 위한 RF 신호 생성기(100a)의 제어가능한 전류 소스
110 QAM 송신기(100b)의 송신(Tx) 안테나
112 RF 출력 신호의 원하는 출력 전력 레벨에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 을 나타내는 기준 신호 V ref 가 공급되는 QAM 송신기(100b)의 APC 루프(101)에서의 비교단 - 송신기의 실제의 출력 전력 레벨 P out 은 방향성 커플러(106')에 의해 공급되고 광대역 검출기 다이오드(108)에 의해 APC 루프(101)로 피드백됨 - 으로서, 상기 비교단(112)의 출력 신호는 전력 증폭기 105(도 1b 참조)의 이득 제어 입력 포트로 보내짐
112' RF 출력 신호의 원하는 출력 전력 레벨에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 을 나타내는 기준 신호 V ref 가 공급되는 RF 신호 생성기(100a)의 APC 루프(101S)에서의 비교단 - 실제의 출력 전력 레벨 P out 은 방향성 커플러(106')에 의해 공급되고 광대역 검출기 다이오드(108')에 의해 APC 루프(101S)로 피드백됨 - 으로서, 상기 비교단(112')의 출력 신호는 전기적으로 제어가능한 감쇠기 103'(도 1a 참조)의 이득 제어 입력 포트로 보내진다
112'' RF 출력 신호의 원하는 출력 전력 레벨에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 을 나타내는 기준 신호 V ref 가 공급되는 모바일 송신기 300a(300b, 300c)의 APC 루프(101M)의 APC 루프(101M)에서의 비교단으로서, 그 출력 신호는 가변 이득 전력 증폭기 105(도 3a 내지 3c 참조)의 제1 입력 포트(전력 제어 입력 포트)로 보내짐
113 비교단(112'')의 제2 입력 포트로 보내는 신호를 증폭하기 위해 사용되는 연산 증폭기(OP 앰프)로서, 상기 신호는 가변 이득 전력 증폭기(105)의 전력 공급 라인에 위치하는 낮은 옴 저항 R M 에서의 전압 강하 U RM 로부터 유도되고, 상기 전압 강하 U RM 은 전류 센서(204)에 의해 감지된 가변 이득 전력 증폭기(105)의 DC 공급 전류 I PA 에 비례함
114 a' 외부 APC 검출기(180E)를 위한 RF 신호 생성기(100a)의 RF 입력 포트
114 b' RF 신호 생성기(100a)의 RF 출력 포트
200a 현재 기술 수준에 따라 전류 감지 루프로 구현된 통상적인 폐루프 전력 제어 회로(이하 전류 감지 APC 루프라고 불리움)의 원리를 설명하는 블럭도
200b 이러한 전류 감지 APC 루프(200a)의 기술적 구현을 도시하는 블럭도
201 전송되는 RF 신호 x(t)의 원하는 출력 전력 레벨에 대한 공칭 전력 레벨 V ref 를 나타내는 기준 램프 신호 V ramp 를 제공하는 BB DSP(201C)의 기저대역 블럭도
201a BB DSP(201C)의 디지털-투-아날로그 변환기(DAC)
201b BB DSP(201C)의 아날로그-투-디지털 변환기(ADC)
201C 기준 램프 신호 V ramp 및 상기 디지털-투-아날로그 변환기(201)를 제공하기 위한 기저대역 블록을 포함하는 기저대역 디지털 신호 처리기(BB DSP)
202 모바일 송신기 300a(300b 또는 300c)의 APC 루프(101M)에서의 마이크로컨트롤러(μC)로서, 상기 마이크로컨트롤러(202)는 상기 연산 증폭기(113) 및 상기 비교단(112'')를 구현함
203 가변 이득 전력 증폭기(105)의 제1 입력 포트(전력 제어 입력 포트)로 보내지는 비교단(112'')의 출력 신호를 필터링하기 위해 사용되는 로우패스 필터(LPF)
204 낮은 옴 저항 R M 에서 공급 전류 I PA 에 비례하는 전압 강하 U RM 을 감지함으로써 가변 이득 전력 증폭기(105)의 DC 공급 전류 I PA 를 측정하기 위한 낮은 옴 저항 R M - 가변 이득 전력 증폭기(105)의 전력 공급 라인에 위치함 - 으로 구현된 전류 센서
300a 본 발명의 일 실시예에 따라, 제안된 전류 감지 APC루프(101M 및 101N)의 원리를 설명하는 블럭도
300b 상기 실시예 300a에 따라, 제안된 전류 감지 APC루프(101M 및 101N)의 디지털 구현을 도시하는 블럭도
300c 상기 실시예 300a에 따라, 제안된 전류 감지 APC루프(101M 및 101N)의 아날로그 구현을 도시하는 블럭도
301a 곱셈 요소(301b)의 출력 신호{V ramp ·K· G OP · V PD - 여기서, K는 정규화 인자(V-1 단위)임 - }를 기저대역 블록(201)에 의해 생성된 기준 램프 신호(V ramp )에 더하여, 이에 의해 기준 신호
Figure 112006027999567-PCT00010
- 여기서,
Figure 112006027999567-PCT00011
이며 상기 신호는 상기 피드백 루프(101N)의 피드백 체인을 경유하여 APC 루프(101M)로 피드백되는 RF 출력 신호의 원하는 출력 전력 레벨에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 를 나타냄 - 를 산출하는데 사용되는 가산 요소
301b 전송되는 RF 신호 x(t)의 반사파를 나타내는 DC 피드백 신호 V PD 의 증폭되고, 아날로그에서 디지털로 변환되고, 진폭 제한되고 정규화된 버전의 K· G OP · V PD - G OP 는 피드백 루프(101N)에서 연산 증폭기(303)의 이득 인자를 나타내고 K는 정규화 인자(V-1 단위)임 - 을 기준 램프 신호 V ramp 로 곱하기 위해 사용되는 곱셈기
301 b' 이득 인자 제어 유닛(301c)에 의해 공급된 이득 인자 χ:= 1 + K· G OP ·V PD 에 기저대역 블록(201)에 의해 생성된 기준 램프 신호 V ramp 를 곱하기 위해 사용되는 곱셈 요소
301c 상기 이득 인자 χ를 제공하는 BB DSP(201C)의 이득 인자 제어 유닛
302 송신되는 RF 신호 x(t)의 반사파를 나타내는 증폭된 DC 피드백 신호 V PD 의 진폭을 제한하기 위한 BB DSP(201C)의 제한 레벨 제어 유닛
303 상기 DC 피드백 신호 V PD 를 증폭하기 위해 사용되는 이득 인자 G OP 를 갖는 연산 증폭기(OP 앰프)
400a, 400b 송신기(300a, 300b 또는 300c)의 안테나(110)가 전력 증폭기(105)와 부정합된 경우 진행중인 전화가 해제되는 것을 막기 위해서, 본 발명에 따라 무선 통신 장치의 상기 모바일 송신기(300a, 300b 또는 300c)에 의해 송신되는 변조된 RF 신호 x(t)의 전력 레벨 P out 을 안정화시키기 위한 방법을 설명하는 흐름도의 제1 및 제2 부분
400c 하위단계 S1a' 및 S1a''에 의해 구현된 본 발명의 제1 양태에 따라, 기준 램프 신호 V ramp , 및 전송되는 RF 신호 x(t)의 반사파를 나타내는 앞서 언급된 DC 피드백 신호 V PD 의 함수로서 상기 기준 신호 V ref 를 계산하는 단계(S1A)를 설명하는 도 4a 및 4b의 흐름도 부분
400d 단계 S1b에 의해 구현된 본 발명의 제2 양태에 따라, 기준 램프 신호 V ramp , 및 전송되는 RF 신호 x(t)의 반사파를 나타내는 앞서 언급된 DC 피드백 신호 V PD 의 함수로서 상기 기준 신호 V ref 를 계산하는 단계(S1A)를 설명하는 도 4a 및 4b의 흐름도 부분
S 내부 APC 검출기(108') 또는 외부 APC 검출기(108E)를 선택적으로 택하기 위한 RF 신호 생성기(100a)의 스위치
S1 단계 #1: 전송되는 RF 신호 x(t)의 반사파를 나타내는 DC 피드백 신호의 전압 레벨 V PD 를 탐지
S1A 단계 #1A: RF 출력 신호 x(t)의 출력 전력 P out 에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 을 나타내는 기준 신호 V ref 를, 디지털 신호 처리 수단(201C)에 의해 공급되는 기준 램프 신호 V ramp 및 DC 피드백 신호 V PD 의 함수로서 계산
S1a' 단계 #1a': 전송되는 RF 신호 x(t)를 나타내는 DC 피드백 신호 V PD 의 증폭되고 아날로그에서 디지털로 변환되고 진폭 제한되고 정규화된 버전의 K· G OP · V PD - G OP 는 상기 피드백 신호 V PD 를 증폭하는데 사용되는 연산 증폭기(303)의 이득 인자를 나타내고, K는 정규화 인자(V-1 단위)임 - 를 기저대역 블록(201)에 의해 생성된 기준 램프 신호 V ramp 로 곱함
S1a'' 단계 #1a'': 곱셈 단계(S1a')의 결과 V ramp ·K· G OP · V PD 를 기준 램프 신호 V ramp 와 더하여, 전송되는 RF 신호 x(t) - 신호의 반사파는 상기 피드백 루프(101N)의 피드백 체인을 경유하여 APC 루프(101M)로 피드백됨 - 의 원하는 출력 전력 레벨에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 를 나타내는 기준 신호
Figure 112006027999567-PCT00012
(χ:= 1 + K· G OP · V PD ) 를 산출
S1b 단계 #1b: 이득 인자 제어 유닛(301c)에 의해 공급되는 이득 인자 χ:= 1 + K· G OP · V PD 를 기저대역 블록(201)에 의해 생성된 기준 램프 신호 V ramp 에 곱해서, 전송되는 RF 신호 x(t) - 신호의 반사파는 상기 피드백 루프(101N)의 피드백 체인을 경유하여 APC 루프(101M)로 피드백됨 - 의 원하는 출력 전력 레벨에 대한 공칭 전력 레벨 P ref 를 나타내는 기준 신호
Figure 112006027999567-PCT00013
- G OP 는 연산 증폭기(303)의 이득 인자를 나타내고, K는 정규화 인자(V-1 단위)임 - 를 산출
S2 단계 #2: 획득된 기준 신호 V ref 를 전력 제어 루프(101M)의 피드백 체인에 있는 비교단(112'')의 제1 입력 포트로 보냄
S3 단계 #3: 전력 증폭기(105)의 DC 공급 전류 I PA 를, 가변 이득 전력 증폭기(105)의 전력 공급 라인에 위치하고 전류 센서(204)로서 기능하는 낮은-옴 저항 R M 에서 DC 공급 전류 I PA 에 비례하는 전압 강하 U RM 을 감지함으로써 측정
S4 단계 #4: 이러한 전압 강하 U RM 로부터 유도된 신호를 상기 비교단(112'')의 제2 입력 포트로 보냄
S5 단계 #5: 상기 전압 강하 U RM 로부터 유도된 신호의 전압 레벨을 상기 기준 신호 V ref 의 전압 레벨과 비교
S6 단계 #6: 상기 전압 강하 U RM 로부터 유도된 신호와 계산된 기준 신호 V ref 사이의 차이 (U RM - V ref )에 비례하는 신호를 전력 증폭기(105)의 제1 입력 포트(전력 제어 입력 포트)로 보냄
S7 단계 #7: 가변 이득 전력 증폭기(105)의 제2 입력 포트에서 증폭되기 전, 상기 비교단(112'')과 전송되는 RF 신호 x(t) 사이의 로우-패스-필터링된 차이를 증폭함으로써 실제 전력 레벨 P out 을 조정함

Claims (9)

  1. 가변 이득 전력 증폭기(105)의 출력 포트에서 전송되는 신호(x(t))의 출력 전력 레벨(P out )을 제어하기 위한 전력 제어 회로(101M 및 101N)로서,
    출력 전력(P out )에 대한 공칭(nominal) 전력 레벨(P ref )을 나타내는 기준 신호(V ref )가 공급되는 제1 입력 포트 및 가변 전력 증폭기(105)의 전력 공급 라인에 위치하는 전류 센서(204)로부터 신호가 공급되는 제2 입력 포트를 갖는 일체화된 비교단(112'')을 구비하며 상기 비교단(112'')의 출력 신호는 가변 이득 전력 증폭기(105)의 전력 제어 입력 포트로 공급되는 전류 감지 루프(101M)를 포함하고,
    상기 전송되는 신호(x(t))의 반사파를 나타내는 피드백 신호(V PD )의 전력을 탐지하기 위한 전력 감지 수단(power sensing mean; 108), 및
    송신 안테나(110)가 상기 가변 이득 전력 증폭기(105)와 부정합된(mismatched) 경우 상기 신호(x(t))의 방사 전력(P out )을 증가시키기 위해서 상기 피드백 신호(V PD )와 기준 램프 신호(V ramp )로부터 유도된 상기 기준 신호(V ref )를 상기 비교단(112'')의 제1 입력 포트로 공급하기 위한 피드백 루프(101N)
    를 특징으로 하는 전력 제어 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 피드백 신호(V PD )의 처리된 버전(K· G OP · V PD )을 상기 기준 램프 신호(V ramp )와 곱하기 위한 곱셈기(301b), 및
    상기 곱셈기(301b)의 출력 신호(V ramp ·K· G OP · V PD )를 상기 기준 램프 신호(V ramp )에 더하여 이에 의해 상기 기준 신호(V ref )를 산출하는데 사용되는 가산 요소(summation element; 301a)
    를 포함하는 신호 처리 수단을 특징으로 하는 전력 제어 회로.
  3. 제1항에 있어서,
    이득 인자 제어 유닛(gain factor control unit; 301c)에 의해 공급되는 이득 인자{χ:= 1 + K· G OP · V PD , 여기서 K는 정규화 인자(V-1 단위)이고 G OP 는 상기 피드백 루프(101N)에서 연산 증폭기(303)의 이득 인자를 나타냄}를 기준 램프 신호(V ramp )로 곱하여 이에 의해 상기 기준 신호(V ref )를 산출하는 곱셈 요소(301b')를 포함하는 디지털 신호 처리 수단들(201C)을 특징으로 하는 전력 제어 회로.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    피드백 신호(V PD )를 제공하기 위한 상기 가변 이득 전력 증폭기(105)의 출력 포트에서의 감결합 수단들(decoupling means; 106)을 특징으로 하는 전력 제어 회로.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 감결합 수단들(106)은 방향성 커플러(directional coupler; 106') 또는 순환기(circulator; 106'')로 구현되는 것을 특징으로 하는 전력 제어 회로.
  6. 가변 이득 전력 증폭기(105)의 출력 포트에서 송신되는 신호(x(t))의 전력 레벨(P out )을 안정화하는 방법으로서,
    상기 신호(x(t))의 반사파를 나타내는 피드백 신호의 전압 레벨(V PD )을 탐지하는 단계(S1);
    상기 RF 출력 신호(x(t))의 출력 전력(P out )에 대한 공칭 전력 레벨(P ref )을 나타내는 기준 신호(V ref )를 기준 램프 신호(V ramp ) 및 상기 피드백 신호(V PD )의 함수로서 계산하는 단계(S1A);
    상기 획득된 기준 신호(V ref )를, 전류 감지 루프(101M)의 피드백 체인에 있는 비교단(112'')의 제1 입력 포트로 공급하는 단계(S2);
    상기 가변 이득 전력 증폭기(105)의 DC 공급 전류(I PA )를 나타내는 신호를 상기 비교단(112'')의 제2 입력 포트로 공급하는 단계(S4);
    상기 전압 강하(U RM )로부터 유도된 신호의 전압 레벨을 상기 기준 신호(V ref )의 전압 레벨과 비교하는 단계(S5);
    상기 전압 강하(U RM )로부터 유도된 신호와 상기 계산된 기준 신호(V ref ) 사이의 차이의 함수인 신호가 상기 전력 증폭기(105)의 제1 입력 포트로 보내지는 단계(S6); 및
    상기 가변 이득 전력 증폭기(105)의 제2 입력 포트에서 증폭되기 전, 상기 비교단(112'')과 송신되는 신호(x(t)) 사이의 차이를 증폭함으로써 현재 전력 레벨(P out )을 조정하는 단계(S7)
    를 특징으로 하는 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 기준 신호(V ref )를 계산하는 단계(S1A)는
    상기 피드백 신호(V PD )의 처리된 버전(K· G OP · V PD )을 상기 기준 램프 신호(V ramp )로 곱하는 단계(S1a'); 및
    상기 곱셈 단계(S1a')의 출력 신호(V ramp ·K· G OP · V PD )를 상기 기준 램프 신호(V ramp )와 더하여 상기 기준 신호(V ref )를 산출하는 단계(S1a'')
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 기준 신호(V ref )를 계산하는 단계(S1A)는
    이득 인자 제어 유닛(301c)에 의해 공급된 이득 인자(χ:= 1 + K· G OP · V PD )에 상기 기준 램프 신호(V ramp )를 곱하여 상기 기준 신호(V ref )를 산출하는 단계(S1b)를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 따른 전력 제어 회로(101M 및 101N)를 포함하는 모바일 RF 송신기(300a, 300b 또는 300c)를 특징으로 하는 무선 통신 장치.
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Families Citing this family (76)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
BRPI0412056A (pt) 2003-09-26 2006-08-15 Interdigital Tech Corp determinação de fatores de ganho para potência de comunicação sem fio
US7725086B2 (en) * 2004-12-13 2010-05-25 Infineon Technologies Ag Method and apparatus for controlling a transmitter
US8912908B2 (en) 2005-04-28 2014-12-16 Proteus Digital Health, Inc. Communication system with remote activation
CN103259027A (zh) 2005-04-28 2013-08-21 普罗透斯数字保健公司 药物信息系统
US8802183B2 (en) 2005-04-28 2014-08-12 Proteus Digital Health, Inc. Communication system with enhanced partial power source and method of manufacturing same
US8836513B2 (en) 2006-04-28 2014-09-16 Proteus Digital Health, Inc. Communication system incorporated in an ingestible product
US7917106B2 (en) 2006-02-03 2011-03-29 Quantance, Inc. RF power amplifier controller circuit including calibrated phase control loop
US7761065B2 (en) 2006-02-03 2010-07-20 Quantance, Inc. RF power amplifier controller circuit with compensation for output impedance mismatch
US8032097B2 (en) 2006-02-03 2011-10-04 Quantance, Inc. Amplitude error de-glitching circuit and method of operating
US7933570B2 (en) 2006-02-03 2011-04-26 Quantance, Inc. Power amplifier controller circuit
US7869542B2 (en) 2006-02-03 2011-01-11 Quantance, Inc. Phase error de-glitching circuit and method of operating
US8095090B2 (en) 2006-02-03 2012-01-10 Quantance, Inc. RF power amplifier controller circuit
CN101401261B (zh) 2006-02-03 2012-11-21 匡坦斯公司 功率放大器控制器电路
US7752672B2 (en) * 2006-03-15 2010-07-06 Cisco Technology, Inc. Methods and apparatus for physical layer security of a network communications link
DE102006035663B4 (de) * 2006-07-31 2013-08-08 Intel Mobile Communications GmbH Schaltungsanordnung
DE102006038410B3 (de) * 2006-08-17 2008-01-17 Infineon Technologies Ag Vorrichtung und Verfahren zur Regelung der Ausgangsleistung einer Verstärkerstufe
US8073410B2 (en) 2006-10-30 2011-12-06 Skyworks Solutions, Inc. System and method for closed loop power control calibration
US7738539B2 (en) * 2006-12-01 2010-06-15 Sony Ericsson Mobile Communications Ab Current consumption reduction with low power amplifier
WO2008081632A1 (ja) * 2006-12-27 2008-07-10 Panasonic Corporation ポーラ変調送信装置
US7970433B2 (en) 2007-06-08 2011-06-28 Modu Ltd. SD switch box in a cellular handset
US10027789B2 (en) 2007-02-13 2018-07-17 Google Llc Modular wireless communicator
US8391921B2 (en) 2007-02-13 2013-03-05 Google Inc. Modular wireless communicator
WO2008112578A1 (en) 2007-03-09 2008-09-18 Proteus Biomedical, Inc. In-body device having a deployable antenna
US7970427B2 (en) * 2007-03-20 2011-06-28 Skyworks Solutions, Inc. System and method for dynamically improving call connection
US7941106B2 (en) * 2007-05-10 2011-05-10 Skyworks Solutions, Inc. Systems and methods for controlling local oscillator feed-through
WO2009019541A1 (en) * 2007-08-09 2009-02-12 Freescale Semiconductor, Inc. Wireless communication unit, integrated circuit and method of power control therein
JP4867891B2 (ja) * 2007-10-31 2012-02-01 アイコム株式会社 Ａｍ送信機及びその変調方法
US8145166B2 (en) * 2007-12-20 2012-03-27 Anritsu Company Enhanced programmable automatic level control
EP2099128A1 (en) * 2008-03-03 2009-09-09 Fundación Cetena Power control system in transmitters
US7970364B2 (en) * 2008-05-30 2011-06-28 Infineon Technologies Ag Strategy for using the envelope information within a closed loop power control system
US8412226B2 (en) 2008-06-24 2013-04-02 Google Inc. Mobile phone locator
CN102176862B (zh) 2008-08-13 2014-10-22 普罗透斯数字保健公司 可摄入电路
US8238961B2 (en) 2008-09-03 2012-08-07 Google Inc. Low radiation wireless communicator
CN101764624A (zh) * 2008-12-25 2010-06-30 华为技术有限公司 一种信号衰减方法、单元、装置以及系统
SG10201401867QA (en) 2009-04-28 2014-06-27 Proteus Digital Health Inc Highly Reliable Ingestible Event Markers And Methods For Using The Same
CN101902661B (zh) * 2009-05-27 2013-12-18 华为技术有限公司 供电系统、通信设备和供电控制方法
US8391811B2 (en) * 2009-12-30 2013-03-05 Triquint Semiconductor, Inc. Input-power overload-protection circuit
KR20170121299A (ko) 2010-04-07 2017-11-01 프로테우스 디지털 헬스, 인코포레이티드 소형의 섭취가능한 장치
EP2641434B1 (en) * 2010-11-15 2019-10-09 Nokia Technologies Oy Method and apparatus for adjusting transmitter power level
US8971948B1 (en) * 2010-11-19 2015-03-03 Qualcomm Incorporated Systems and methods for compensating antenna gain imbalance
WO2012071280A2 (en) 2010-11-22 2012-05-31 Proteus Biomedical, Inc. Ingestible device with pharmaceutical product
US10951063B2 (en) * 2011-02-01 2021-03-16 Fu Da Tong Technology Co., Ltd. Supplying-end module of induction type power supply system and signal detection method thereof
US11128180B2 (en) 2011-02-01 2021-09-21 Fu Da Tong Technology Co., Ltd. Method and supplying-end module for detecting receiving-end module
US20120237156A1 (en) * 2011-03-16 2012-09-20 Nokia Siemens Networks Oy Optical modulator, communication system, and communication method
KR101241495B1 (ko) * 2011-06-08 2013-03-11 엘지이노텍 주식회사 무선 전력 송신 장치 및 그의 무선 전력 송신 방법
US8805305B2 (en) * 2011-06-27 2014-08-12 Intel IP Corporation Method and system for power control of a wireless communication device
CN102404057B (zh) * 2011-07-08 2013-10-02 展讯通信（上海）有限公司 提高gsm终端射频发射部分辐射性能的方法
WO2015112603A1 (en) 2014-01-21 2015-07-30 Proteus Digital Health, Inc. Masticable ingestible product and communication system therefor
US9756874B2 (en) 2011-07-11 2017-09-12 Proteus Digital Health, Inc. Masticable ingestible product and communication system therefor
KR101843436B1 (ko) 2011-08-25 2018-03-29 삼성전자주식회사 무선통신시스템에서 전력 소모를 줄이기 위한 장치 및 방법
CN102749954B (zh) * 2012-06-27 2016-05-04 中国电子科技集团公司第四十一研究所 一种基于多维数模混合反馈补偿提高信号源端口功率性能的方法
WO2014018454A1 (en) 2012-07-23 2014-01-30 Proteus Digital Health, Inc. Techniques for manufacturing ingestible event markers comprising an ingestible component
WO2014062674A1 (en) * 2012-10-18 2014-04-24 Proteus Digital Health, Inc. Apparatus, system, and method to adaptively optimize power dissipation and broadcast power in a power source for a communication device
WO2014120669A1 (en) 2013-01-29 2014-08-07 Proteus Digital Health, Inc. Highly-swellable polymeric films and compositions comprising the same
US9326163B2 (en) * 2013-03-13 2016-04-26 Alcatel Lucent Methods and systems for reducing interference in networks
JP5941240B2 (ja) 2013-03-15 2016-06-29 プロテウス デジタル ヘルス， インコーポレイテッド 金属検出器装置、システム、および方法
US9796576B2 (en) 2013-08-30 2017-10-24 Proteus Digital Health, Inc. Container with electronically controlled interlock
KR102102706B1 (ko) 2013-10-01 2020-05-29 삼성전자주식회사 Nfc 장치의 수신기 및 이를 포함하는 nfc 장치
US10084880B2 (en) 2013-11-04 2018-09-25 Proteus Digital Health, Inc. Social media networking based on physiologic information
US9667312B2 (en) * 2015-01-13 2017-05-30 Hughes Network Systems, Llc Radio based automatic level control for linear radio calibration
CN104753479B (zh) * 2015-03-09 2017-12-26 上海东软载波微电子有限公司 射频功率放大器电路及射频发射机
US11051543B2 (en) 2015-07-21 2021-07-06 Otsuka Pharmaceutical Co. Ltd. Alginate on adhesive bilayer laminate film
CN106885929B (zh) * 2015-12-16 2020-11-20 普源精电科技股份有限公司 一种具有双环alc电路的测量装置
KR102477992B1 (ko) 2016-03-25 2022-12-16 에스케이하이닉스 주식회사 픽셀 출력 레벨 제어 장치 및 그를 이용한 씨모스 이미지 센서
US10082565B2 (en) 2016-03-31 2018-09-25 Butterfly Network, Inc. Multilevel bipolar pulser
US9778348B1 (en) 2016-03-31 2017-10-03 Butterfly Network, Inc. Symmetric receiver switch for bipolar pulser
BR112019000861B1 (pt) 2016-07-22 2020-10-27 Proteus Digital Health, Inc dispositivo eletrônico
AU2017348094B2 (en) 2016-10-26 2022-10-13 Otsuka Pharmaceutical Co., Ltd. Methods for manufacturing capsules with ingestible event markers
CN107067759B (zh) * 2017-03-20 2020-12-15 长沙理工大学 一种基于acp的平行交通信号灯实时控制方法
CN107395144B (zh) * 2017-07-05 2020-01-10 唯捷创芯(天津)电子技术股份有限公司 基于功率检测反馈的射频功率放大器、芯片及通信终端
CN108418563A (zh) * 2018-02-23 2018-08-17 深圳飞骧科技有限公司 一种功率放大器的反馈控制电路
CN110896315A (zh) * 2018-09-12 2020-03-20 宁德时代新能源科技股份有限公司 无线射频通信系统
TWI696344B (zh) * 2018-11-16 2020-06-11 財團法人工業技術研究院 線性度改善系統及線性度改善方法
CN115088190A (zh) * 2020-02-14 2022-09-20 株式会社村田制作所 功率放大电路、高频电路以及通信装置
CN111740302B (zh) * 2020-06-12 2022-02-22 苏州中科全象智能科技有限公司 线激光相机激光发生器的激光稳定输出系统及方法
CN113517866B (zh) * 2021-07-07 2024-02-13 广州市迪士普音响科技有限公司 一种运算放大器和运算放大器的反馈式限幅电路

Family Cites Families (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4165493A (en) * 1978-04-17 1979-08-21 Rockwell International Corporation Protected amplifier apparatus
US4442407A (en) * 1982-06-11 1984-04-10 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Two loop automatic level control for power amplifier
JPS59228A (ja) * 1982-06-25 1984-01-05 Mitsubishi Electric Corp 送信電力制御装置
JP2746685B2 (ja) 1989-09-06 1998-05-06 富士通株式会社 送信出力制御回路
US5056109A (en) * 1989-11-07 1991-10-08 Qualcomm, Inc. Method and apparatus for controlling transmission power in a cdma cellular mobile telephone system
US5311143A (en) * 1992-07-02 1994-05-10 Motorola, Inc. RF amplifier bias control method and apparatus
GB2273009A (en) * 1992-11-28 1994-06-01 Motorola Gmbh RF Power amplifier ramp control of power level rise and fall
SE513813C2 (sv) * 1993-02-05 2000-11-06 Ericsson Ge Mobile Communicat Anordning med SAW-filter för duplexöverföring
US5689815A (en) 1995-05-04 1997-11-18 Oki Telecom, Inc. Saturation prevention system for radio telephone with open and closed loop power control systems
US5673001A (en) * 1995-06-07 1997-09-30 Motorola, Inc. Method and apparatus for amplifying a signal
JPH09238037A (ja) * 1996-03-01 1997-09-09 Nec Corp 出力電力制御回路
FI104026B (fi) * 1997-05-14 1999-10-29 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä lähettimen tehon säätämiseksi ja säätöjärjestely
JP3240998B2 (ja) * 1998-07-27 2001-12-25 日本電気株式会社 送信パワー制御回路
US6775525B1 (en) * 1999-10-29 2004-08-10 Renesas Technology Corporation Radio communication apparatus and semiconductor device
FI107478B (fi) * 1999-12-03 2001-08-15 Nokia Networks Oy Digitaalinen ramppigeneraattori, jossa on lähtötehon säädin
JP4183364B2 (ja) * 1999-12-28 2008-11-19 富士通株式会社 歪補償装置
US6307429B1 (en) * 2000-01-12 2001-10-23 National Semiconductor Corporation Extended power ramp table for power amplifier control loop
US6801784B1 (en) * 2000-11-02 2004-10-05 Skyworks Solutions, Inc. Continuous closed-loop power control system including modulation injection in a wireless transceiver power amplifier
DE60137017D1 (de) 2001-01-31 2009-01-29 Sony Deutschland Gmbh Mobiles endgerät für ein drahtloses telekommunikationssystem
US6563385B2 (en) 2001-04-18 2003-05-13 Xicor, Inc. Amplifier bias control circuit
US6879814B2 (en) * 2001-04-27 2005-04-12 Nokia Corporation Power control apparatus, and associated method, for a sending station of a communication system
JP2002176368A (ja) * 2001-07-11 2002-06-21 Nec Corp 送信出力増幅器のバイアス電流最適化制御が可能な送信電力制御装置
US6693488B1 (en) * 2001-09-04 2004-02-17 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for a fast bandwidth switching circuit in a power amplifier control circuit
GB2380880B (en) * 2001-10-10 2004-02-11 Zarlink Semiconductor Ltd A polar loop transmitter
EP1317064A1 (en) * 2001-11-28 2003-06-04 TTPCOM Limited Transmitter RF power control
JP3932259B2 (ja) * 2001-12-12 2007-06-20 株式会社ルネサステクノロジ 高周波電力増幅回路および無線通信用電子部品
JP4237637B2 (ja) * 2002-03-15 2009-03-11 テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） 無線周波出力電力の制御
JP2003298360A (ja) * 2002-03-29 2003-10-17 Hitachi Ltd 高周波増幅器
US6727760B2 (en) * 2002-05-01 2004-04-27 Agilent Technologies, Inc. Output power control system
EP1604456B1 (en) * 2003-03-12 2011-06-15 MediaTek Inc. Closed loop power control of non-constant envelope waveforms using sample/hold
JP4744786B2 (ja) * 2003-04-23 2011-08-10 ルネサスエレクトロニクス株式会社 高周波電力増幅モジュール
US7546098B2 (en) * 2003-05-29 2009-06-09 Analog Devices, Inc. Control system with selective open-loop operation
US7529526B2 (en) * 2004-04-08 2009-05-05 Christopher Brindle Apparatus and method for detecting radio frequency transmission power levels
US7558539B2 (en) * 2005-09-30 2009-07-07 Freescale Semiconductor, Inc. Power control feedback loop for adjusting a magnitude of an output signal
US7570931B2 (en) * 2006-06-02 2009-08-04 Crestcom, Inc. RF transmitter with variably biased RF power amplifier and method therefor

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