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KR101468052B1 - 컨버터의 등가저항 제어방법 및 제어장치 - Google Patents

컨버터의 등가저항 제어방법 및 제어장치 Download PDF

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KR101468052B1
KR101468052B1 KR1020120156186A KR20120156186A KR101468052B1 KR 101468052 B1 KR101468052 B1 KR 101468052B1 KR 1020120156186 A KR1020120156186 A KR 1020120156186A KR 20120156186 A KR20120156186 A KR 20120156186A KR 101468052 B1 KR101468052 B1 KR 101468052B1
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론커우 창
이원 후앙
한시앙 후앙
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매크로블록 인코포레이티드
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Abstract

본 발명은 컨버터의 등가저항 제어방법을 제공한다. 상기 방법은 전원입력신호를 수신하는 단계와, 전압변환모듈이 전압입력신호를 출력신호로 변환하는 컨버터 모드로 동작하면 전압변환모듈의 등가저항을 조절하고 전압변환모듈이 댐퍼 모드 또는 컨버터 모드로 동작하도록 전압레벨 및 전원입력신호의 상태에 따라 제 1 제어신호를 발생하는 단계와, 전압변환모듈이 전압입력신호의 전압레벨 또는 전류레벨을 검출하는 댐퍼 모드로 동작하면 전원입력신호를 출력신호로 변환하기 위해 전압변환모듈이 블리더 모드 또는 컨버터 모드로 동작할 수 있도록 등가저항을 조절하는 단계를 포함한다.

Description

컨버터의 등가저항 제어방법 및 제어장치{METHOD AND APPARATUS FOR CONTROLLING THE EQUIVALENT RESISTANCE OF A CONVERTER}
본 특허출원은 35 U.S.C. 119(a)에 따라 2011년 12월 30일자로 출원된 대만특허출원번호 제100149917호에 대한 우선권을 주장한다.
본 발명은 등가저항 제어기술에 관한 것으로, 보다 상세하게는 컨버터의 등가저항을 제어하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
일반적으로 트라이액(TRIAC)과 역률 캘리브레이터(PFC)를 포함한 구조는 램프, 발광다이오드, 또는 기타 조명 모듈에 대한 조도조절(dimming) 동작을 수행하는데 사용된다. TRIAC이 작은 전도각(conduction angle)에서도 작동하게 하기 위해, 상기 구조는 블리더를 더 포함한다. 이와 같이, TRIAC의 컷오프 현상을 방지하기 위해 TRIAC에 의해 요구되는 유지전류가 관리될 수 있다.
더욱이, 조도조절 동작 동안, 입력신호는 짧은 서지진동(short surge vibration)이 있을 수 있으므로 상기 구조는 짧은 서지진동을 방지하기 위해 댐퍼 및 제어회로를 포함하는 것이 필요하다. 따라서, 추가 블리더 및 댐퍼로 인해 전체 회로와 관련된 제조 단가가 증가될 수 있다. 제조단가 증가 이외에, 짧은 서지진동의 발생을 제한하기 위한 저항 댐퍼로 인해 초과 에너지 손실이 발생하게 된다.
본 발명은 상기 문제를 해결하기 위해, 컨버터의 등가저항을 제어하는 방범 및 장치를 제안한다.
일태양으로, 컨버터의 등가저항 제어방법은 컨버터의 등가저항을 제어하는 전압변환모듈을 갖는 장치에 적용된다. 상기 방법은 전원입력신호를 수신하는 단계와, 전압변환모듈의 등가저항을 조절하고 전압변환모듈이 댐퍼 모드 또는 컨버터 모드로 동작하도록 전압레벨 및 전원입력신호의 상태에 따라 제 1 제어신호를 발생하는 단계와, 전압변환모듈이 컨버터 모드로 동작할 때 전원입력신호를 출력신호로 변환하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 전압변환모듈이 댐퍼 모드로 동작할 때 제 2 제어신호와 조광기의 필요한 유지전류에 따라 전압변환모듈이 블리더 모드 또는 컨버터 모드 중 하나로 동작하게 하는 전압변환모듈의 등가저항을 조절하는 단계를 더 포함한다.
또 다른 태양으로, 컨버터의 등가저항 제어장치는 전원입력신호를 수신하고, 압레벨 또는 전원입력신호의 상태에 따라 제 1 제어신호를 발생하며, 전원입력신호의 전압레벨 또는 전류레벨에 따라 제 2 제어신호를 발생하는 제어모듈; 및 전압변환모듈이 댐퍼 모드 또는 컨버터 모드로 동작하게 제 1 제어신호에 따라 전압변환모듈의 등가저항을 조절하기 위해 제어모듈에 연결된 전압변환모듈을 구비한다. 전압변환모듈이 컨버터 모드로 동작하면, 전압변환모듈은 전원입력신호를 출력신호로 변환된다. 전압변환모듈이 댐퍼 모드로 동작하면, 전압변환모듈의 등가저항은 제 2 제어신호 및 조광기의 필요 유지전류에 따라 조절되며, 이는 전압변환모듈이 블리더 모드 또는 컨버터 모드로 동작하게 한다.
본 발명의 내용에 포함됨.
본 발명은 단지 예시를 위해 하기에 주어지고 본 발명을 제한하지 않는 상세한 설명으로부터 더 완전히 이해될 것이다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 부하 구동회로의 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 전원 입력신호의 파형이다.
도 3은 전압변환모듈이 본 발명의 일실시예에 따라 댐퍼 모드, 블리더 모드 및 컨버터 모드로 동작할 때 전원 입력신호로부터 전압파형 및 전류파형을 도시한 것이다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 역률보정 공진 컨버터 도면이다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 부하 구동회로의 일부를 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 버크-부스트 컨버터 도면이다.
도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 컨버터의 등가저항 제어방법에 대한 흐름도이다.
도 8은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 컨버터의 등가저항 제어방법에 대한 흐름도이다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 부하 구동회로의 블록도이다. 부하구동회로(100)는 TRIAC(110), 정류기(120), 전자기간섭(EMI)필터(130), 및 컨버터의 등가저항을 제어하기 위한 장치(140)를 포함한다. 이 실시예에서, TRIAC(100)은 부하구동회로(100)에 의해 구동되는 조명모듈(예컨대, 도 1에 미도시된 발광다이오드 또는 램프)에 대한 조도조절 동작을 수행하도록 형성될 수 있다. 또 다른 실시예에서, TRIAC(100)은 부하구동회로(100)에서 생략될 수 있다. 즉, 교류전류(AC) 신호(VAC)가 직접 정류기(120)에 입력된다.
정류기(120)는 TRIAC(100)에 연결될 수 있다. TRIAC(100) 및 정류기(120)에 의해 처리될 수 있는 AC 신호(VAC)로 인해 정류된 신호(V1)가 발생될 수 있다. 정류기(120)는 브릿지 정류기일 수 있으나 이에 국한되지 않는다. 정류기(120)에 연결된 EMI 필터(130)는 정류된 신호(V1)를 필터하고 전원 입력신호(VIN)를 발생하는데 사용될 수 있다.
컨버터의 등가저항을 제어하기 위한 장치(140)는 제어모듈(150)과 전압변환모듈(160)을 포함할 수 있다. 제어모듈(150)은 전원 입력신호(VIN)를 수신해 상기 전원 입력신호(VIN)의 상태와 전압레벨에 따라 제어신호(CS1)를 발생하고 신호(VIN)의 전압레벨 또는 전류레벨에 따라 제어신호(CS2)를 발생하는데 사용된다.
제어모듈(150)에 연결된 전압전환모듈(160)은 전압변환모듈(160)이 댐퍼 모드 또는 컨버터 모드에서 동작할 수 있도록 제어신호(CS1)에 따라 전압변환모듈(160)의 등가저항을 조절하는데 사용될 수 있다. 전압변환모듈(160)이 컨버터 모드로 동작할 경우, 전압변환모듈(160)은 전원 입력신호(VIN)를 출력신호(VO)로 전환시킨다.
댐퍼 모드로 동작할 경우, 전압변환모듈(160)은 제어신호(CS2) 및 조광기(dimmer)의 필요한 유지전류에 따라 자신의 등가저항을 조절해, 전압변환모듈(160)이 블리더 모드 또는 컨버터 모드로 동작할 수 있다. 이런 식으로, 장치(140)는 다른 수동 댐퍼 및 블리더 없이도 조절된 전압변환모듈(160)의 등가저항을 가짐으로써 활성 댐퍼, 블리더, 또는 컨버터로서 사용될 수 있다. 따라서, 전체 회로의 제조 단가가 효과적으로 줄어들 수 있다.
이 실시예에서, 제어모듈(150)은 전원입력신호(VIN)의 전압 레벨이 0보다 커지는지를 먼저 검출할 수 있으며, 이는 부하구동회로(100)가 작동하는지를 나타낸다. 그런 후, 제어모듈(150)은 전원입력신호(VIN)가 진동상태 또는 점핑상태에 있는지 여부를 검출한다. 그리고 전원입력신호(VIN)가 진동상태 또는 점핑상태에 있지 않다면, 제어모듈(150)은 예컨대 전압변환모듈(160)을 제어하기 위해 "하이" 레벨의 제어신호(CS1)를 발생하여 컨버터 모드로 동작하고 이에 따라 전원입력신호(VIN)를 출력신호(VO)로 전환한다. 이런 식으로, 부하구동회로(100)는 TRIAC(110)을 포함하지 않는다. 즉, 장치(140)는 실리콘 전력제어 조광기와 함께 사용되지 않는다.
다른 한편으로, 제어모듈(150)이 전원입력신호(VIN)가 진동상태 또는 점핑상태에 있는 것을 검출하면, 제어모듈(150)은 예컨대 전압변환모듈(160)의 등가저항을 조절하기 위해 "로우" 레벨의 제어신호(CS1)를 발생하여 전압변환모듈(160)이 댐퍼 모드로 동작하게 한다. 즉, 전압변환모듈(160)은 댐퍼로서 기능한다. 이런 식으로, 부하구동회로(100)는 TRIAC(110)을 포함한다. 즉, 장치(140)는 실리콘 전력제어 조광기와 함께 사용된다.
예컨대, TRIAC(110) 동작시 EMI 필터(130)에 의해 필터된 전원입력신호(VIN)는 EMI 필터(130)로 인한 링잉효과(ringing effect)와 관련될 수 있다. 링잉효과로 인해 전원입력신호(VIN)는 도 2에 도시된 바와 같이 상하로 진동하거나 흔들릴 수 있다. 도 2에서, 곡선(S1)은 전원입력신호(VIN)의 전류파형 형태를 도시한 것이다. 전압변환모듈(160)의 등가저항을 조절하는 제어모듈(150)로 인해 전압변환모듈(160)이 댐퍼로서 기능해 전원입력신호(VIN)의 진동을 효과적으로 예방한다. 전압변환모듈(160)은 댐퍼로서 이용될 수 있기 때문에, 추가 댐퍼의 설치와 관련된 추가 에너지 소비가 감소될 수 있다.
그런 후, 제어모듈(150)은 전원입력신호(VIN)의 전압레벨 또는 전류레벨이 디폴트 값보다 적은지를 또한 검출하여 전압변환모듈(160)이 블리더 모드 또는 컨버터 모드로 동작하게 제어한다. 전원입력신호(VIN)의 전압레벨 또는 전류레벨이 디폴트 값보다 적으면, 컨트롤 모드(150)는 가령 전압변환모듈(160)의 등가저항을 조절하도록 로우 레벨의 제어신호(CS2)를 발생해 전압변환모듈(160)이 블리더 모드로 동작하게 한다. 예컨대, 전원입력신호(VIN)의 전류는 TRIAC(110)의 유지전류 이상이다. 이와 같이, 전압변환모듈은 블리더로서 역할을 한다.
전압변환모듈(160)이 블리더 모드로 동작한 후, 제어모듈(150)은 각 전원 주기의 초기에 전원입력신호(VIN)가 진동상태 또는 점핑상태에 있는지 여부를 다시 검출하고, 이에 따라 전원입력신호(VIN)에 대한 연속 전환동작을 위해 전압변환모듈(160)의 동작모드(즉, 댐퍼 모드, 블리더 모드, 또는 컨버터 모드)로 스위치할지 여부를 결정한다.
전원입력신호(VIN)의 전압레벨 또는 전류레벨이 디폴트 값보다 더 큰 것으로 검출되면, 제어모듈(150)은 전원입력신호(VIN)가 출력신호(VO)가 되게 전환되도록 전압변환모듈(160)이 컨버터 모드로 동작하게 가령 "하이" 레벨의 제어신호(CS2)를 발생하여 전압변환모듈(160)의 등가저항을 조절한다. 전원입력신호(VIN)의 전류는 대개 TRIAC(110)의 유지전류보다 더 큰 것에 주목할 필요가 있다. 이런 식으로, 전압변환모듈(160)은 연속 동작을 위한 컨버터로서 사용될 수 있다.
전압변환모듈(160)이 컨버터 모드로 동작한 후, 제어모듈(150)은 각 전원 주기의 초기에 전원입력신호(VIN)가 진동상태 또는 점핑상태에 있는지 여부를 다시 검출하고, 이에 따라 전원입력신호(VIN)에 대한 연속 전환동작을 위해 전압변환모듈(160)의 동작모드(즉, 댐퍼 모드, 블리더 모드, 또는 컨버터 모드)로 스위치한다.
상술한 바와 같이, 실시예는 전원입력신호가 진동상태 또는 점핑상태(즉, 전원입력신호(VIN)의 상태)에 있는지 여부에 대한 검출을 토대로 전압변환모듈(160)이 단일모드(즉, 컨버터 모드) 또는 3가지 모드(즉, 댐퍼 모드, 블리더 모드, 또는 컨버터 모드)로 동작할지 여부를 결정할 수 있다.
도 3은 전압변환모듈(160)이 댐퍼 모드, 블리더 모드, 및 컨버터 모드로 동작할 경우 전원입력신호에 대한 전압파형과 전류파형을 도시한 것이다. 도 3에서 곡선(S2)은 전원입력신호(VIN)에 대한 전압파형이고, 도 3에서 곡선(S3)은 동일 전원입력신호(VIN)에 대한 전류파형이다. 도 3에 도시된 바와 같이, 전압변환모듈(160)이 블리더 모드로 동작하면, 전원입력신호(VIN)의 전류는 블리더 전류의 레벨과 같고 유지전류보다 더 큰 레벨로 유지된다. 전압변환모듈(160)이 컨버터 모드로 동작하면, 전원입력신호(VIN)의 전류는 유지전류보다 항상 더 크다. 이런 식으로, TRIAC(110)의 컷오프 효과가 방지될 수 있다. 추가로, 댐퍼 모드로 동작하는 전압변환모듈(160)의 기간은 한 구현에서는 가령 EMI 필터(130)의 공진주기의 1/2로 지속될 수 있다.
이 실시예에서, 전원입력신호(VIN)는 입력전압 및 입력전류를 포함한다. 출력신호(VO)는 정량적 전압 및 정량적 전류를 포함한다.
또한, 전압변환모듈(160)은 버크-부스트 컨버터, 역률보정 공진 컨버터, 벅크 컨버터, 부스트 컨버터, 또는 플라이백 컨버터일 수 있으나 이에 국한되지 않는다.
하기의 예는 당업자가 어떻게 제어모듈(150)이 등가저항을 조절하도록 전압변환모듈(160)을 제어하고 전압변환모듈(160)이 해당 동작모드에서 동작하는지 더 잘 이해하도록 예시되어 있다. 이는 전압변환모듈(160)이 역률보정 공진 컨버터인 것으로 가정한다. 역률보정 공진 컨버터를 또한 역률보정 LC-LC 컨버터라고도 한다.
도 4는 역률보정 공진 컨버터에 대한 도면이다. 역률보정 공진 컨버터(즉, 전압변환모듈(160))은 전력획득회로(410), 에너지 저장 구성요소(420), 에너지 전달회로(430), 다이오드(D3), 커패시터(C1), 및 제어회로(440)를 포함한다. 이들 소자들의 연결 관계가 도 3에 참조될 수 있으며, 여기서는 다시 설명하지 않을 것이다. 전력획득회로(410)는 스위치(SW1), 다이오드(D1 및 D2), 및 인덕터(L1)를 포함한다. 이들 소자의 연결 관계가 도 4에 참조될 수 있으며, 여기서는 다시 설명하지 않을 것이다. 스위치(SW1)는 제어신호(CS3)에 의해 제어된다.
이 실시예에서, 에너지 저장 구성요소(420)는 커패시터(CP)를 포함할 수 있다. 에너지 전달회로(430)는 인덕터(L2), 스위치(SW2), 및 다이오드(D3 및 D5)를 포함한다. 이들 소자의 연결 관계가 도 4에 참조될 수 있으며, 여기서는 다시 설명하지 않을 것이다. 스위치(SW2)는 제어신호(CS4)에 의해 제어된다. 이 실시예에서, 에너지의 전달은 커패시터(CP)가 충전 및 방전됨으로써 구현될 수 있다. 커패시터(CP)에 축적된 전하들은 하기의 수학식 1로 표현된다:
Figure 112012108977795-pat00001
ΔQ는 커패시터(CP)에서의 전하이다. I는 커패시터(CP)를 통해 흐르는 전류이다. Δt는 커패시터(CP)의 충전시간이다. Cp는 커패시터(CP)의 정전용량이다. ΔV는 커패시터(CP)가 충전 또는 방전될 경우 커패시터(CP)에 대한 전압차이다. 더욱이, ΔV는 또한 수학식 2에 나타낸 바와 같이 각 스위치 스위칭주기에서 검출된 입력전압과 같다.
그런 후, 스위치(SW1)가 도전될 경우 커패시터(CP)를 통해 흐르는 평균전류 ISW1,avg(t)는 수학식 4에 나타낸 바와 같이 수학식 1, 2, 및 3에 의해 계산될 수 있다.
Figure 112012108977795-pat00002
Δt=T1이면,
Figure 112012108977795-pat00003
Figure 112012108977795-pat00004
Vpeak는 전원입력신호(VIN)의 피크 전압이다. T1은 스위치(SW1)의 도전시간이다. ISW1(t)은 스위치(SW1)가 도전될 때 커패시터(CP)를 통해 흐르는 전류이다. Cp는 커패시터(CP)의 정전용량이다. TSW는 스위치(SW1)의 스위칭 주기이다.
전압변환모듈(160)의 등가저항은 수학식 5에 나타낸 바와 같이 수학식(4)로부터 추론될 수 있다:
Figure 112012108977795-pat00005
FSW는 스위치 SW1의 스위칭 주파수이다.
전압변환모듈(160)은 EMI 필터(130)가 인덕터(L3) 및 커패시터(C2)를 포함하는 한 저항(Req)으로 간주될 수 있다. 이들 소자들의 연결관계는 도 5를 참조로 할 수 있으며 여기서 다시 설명하지 않을 것이다. 도 5에 따르면, 부하구동회로(100)용 전달함수는 수학식 6으로 나타낼 수 있다:
Figure 112012108977795-pat00006
Figure 112012108977795-pat00007
, 이는 공진 각주파수이다. L은 EMI 필터(130)에서 L3의 인덕턴스 값이다. C는 EMI 필터(130)에서 커패시터(C2)의 정전용량이다. Req는 전압변환모듈(160)의 등가저항이다. 부하구동회로(100)의 Q 팩터는 수학식 7로 계산될 수 있다:
Figure 112012108977795-pat00008
Q=0.5, L=6.8mH, C=47nF이면, 등가저항은 수학식 7에 의해 얻어질 수 있다. 간략히,
Figure 112012108977795-pat00009
따라서, 전압변환모듈(160)이 댐퍼 모드로 동작하도록 하기 위해, 등가저항(Req)은 760Ω과 같게 조절되어야 한다. Cp의 정전용량이 10nF이면, 전압변환모듈(160)에 대한 스위칭 주파수는 수학식 5에 포함된 Req=760Ω을 가짐으로써 얻어질 수 있다. 이와 같이, 스위칭 주파수는
Figure 112012108977795-pat00010
일 수 있다.
실리콘 전력제어 조광기 애플리케이션에서, 전원입력신호(VIN)의 전압레벨이 0보다 크다고 제어모듈(150)이 검출하면, 제어신호(CS1)는 스위칭 주파수가 131.6KHz이도록 제어할 수 있다. 이런 식으로, 전압변환모듈(160)은 댐퍼 모드로 동작할 수 있고, Q 팩터(Q=0.5)가 달성된다. 이에 따라, 전원입력신호(VIN)와 관련된 진동이 줄어들 수 있다.
또한, TRIAC(110)의 유지전류가 20mA이고 TRIAC에 대한 최소 전도각이 10도이며 입력전압(VIN)이 27V이면, 전압변환모듈(160)의 등가저항(Req)이 계산될 수 있으며, 이는
Figure 112012108977795-pat00011
이다. 커패시터(CP)의 정전용량(CP)이 10nF이면, 전압변환모듈(160)이 필요로 하는 스위칭 주파수는 수학식(5)에 Req=1350Ω를 가짐으로써 얻어질 수 있다. 그런 후,
Figure 112012108977795-pat00012
.
제어모듈(150)이 전원입력신호(VIN)의 전압레벨 또는 전류레벨이 디폴트 값보다 낮은 것으로 검출하면, 제어신호(CS2)는 스위칭 주파수를 74.1KHz로 제어할 수 있어, 전압변환모듈(160)이 블리더 모드로 동작할 수 있다.
한편, 전압변환모듈(160)로부터 연속 부하(가령, 조명모듈)에 충분한 양의 전류를 제공하기 위해, 전압변환모듈(160)의 등가저항이 중요해진다. 조명모듈이 7개의 조명 다이오드를 갖고 전류가 200mA이면, 전압변환모듈(160)로부터 출력신호(VO)의 전압은 21V여야 하며 출력신호(VO)의 전력은 4.2W여야 한다.
그러나, 전압변환모듈(160)의 전달효율이 완전히 100%가 아닐 수 있다. 전달효율이 90%이면, 전원입력신호(VIN)의 평균전력 Pin _ avg = 4.67W이고, AC 입력 피크전압신호의 전압은 110V이며, 전원입력신호(VIN)의 실효전압(Vrms)은 77.78V, 즉, Vrms=77.78V이다. 따라서, 전원입력신호(VIN)의 실효전류(Irms)는 0.06A(Irms = Pin_avg/Vrms =0.06)이다. 계산된 Irms를 기초로, 전압변환모듈(160)의 등가저항, 즉, Req=Vrms/Irms =1.3KΩ를 얻을 수 있다.
CP의 정전용량(CP)이 10nF이면, 전압변환모듈(160)이 필요로 하는 스위칭 주파수는 Req=1.3KΩ를 수학식 5에 대입함으로써 구해질 수 있다. 즉,
Figure 112012108977795-pat00013
. 따라서, 제어모듈(150)이 전원입력신호(VIN)의 전압레벨 또는 전류레벨이 디폴트 값보다 더 큰 것을 검출하면, 제어신호(CS2)는 스위칭 주파수가 74.1KHz이게 제어할 수 있어, 전압변환모듈(160)이 컨버터 모드로 동작될 수 있다.
이 실시예에서 전압변환모듈(160)은 역률보정 공진 컨버터에 국한되지 않는다. 다음에 또 다른 예를 설명할 것이다.
전압변환모듈(160)은 도 6에 도시된 바와 같이 버크-부스트 컨버터일 수 있다. 버크-부스트 컨버터(160)는 트랜지스터(M1), 인덕터(L4), 커패시터(C3), 및 다이오드(D6)를 포함한다. 이들 소자들의 연결관계가 도 6에 도시되어 있으며, 따라서 여기서 다시 설명하지 않을 것이다. 도 6에 따르면, 인덕터(L4)를 통해 흐르는 평균전류는 수학식 8에 의해 계산될 수 있다.
Figure 112012108977795-pat00014
ILavg는 인덕터(L4)를 통해 흐르는 평균 전류이다. VIN은 전원입력신호의 전압이다. L은 L4의 인덕턴스 값이다. D는 스위칭 듀티비이다. TSW는 트랜지스터(M1)의 스위칭 주기이다. 그런 후, 전압변환모듈(160)의 평균 저항은 수학식 9에 의해 구해질 수 있다:
Figure 112012108977795-pat00015
따라서, L4의 인덕턴스 값(L)과 스위칭 주기(TSW)를 알면, 제어모듈(150)은 제어신호(CS1 및 CS2)를 이용해 스위칭 듀티비(D)에 해당하는 전압변환모듈(160)의 등가저항을 조절하여, 전압변환모듈(160)이 댐퍼 모드, 블리더 모드, 또는 컨버터 모드로 동작할 수 있다.
또한, 전압변환모듈이 버크 컨버터, 부스트 컨버터, 또는 플라이백 컨번터로 실행되면, 전압변환모듈(160)의 등가저항도 또한 상술한 버크-부스트 컨버터에 사용되는 방법에 의해 계산될 수 있다. 따라서, 버크 컨버터, 부스트 컨버터, 또는 플라이백 컨번터에 의해 실행된 전압변환모듈(160)은 또한 스위칭 듀티비(D)를 조절함으로써 댐퍼 모드, 블리더 모드, 또는 컨버터 모드로 동작할 수 있다.
컨버터의 등가저항을 조절하는 장치(140)는 댐퍼, 블리더, 또는 컨버터로서 역할할 수 있다. 전원입력신호(VIN)의 진동이 효과적으로 억제될 수 있고 추가 에너지 소비 및 회로 사용단가가 줄어들 수 있다.
상기를 기초로, 컨버터의 등가저항을 제어하는 방법이 도 7에 더 소개될 수 있고, 도 7에 이런 방법의 흐름도가 예시되어 있다. 상기 방법은 컨버터의 등가저항을 제어하는 장치에 사용될 수 있고, 상기 장치는 전압변환모듈을 포함한다. 단계 S710에서, 전원입력신호가 수신된다. 단계 S720에서, 전압레벨 및 전원입력신호의 상태에 따라 제 1 제어신호가 발생되어 전압변환모듈의 등가저항을 조절하고 전압변환모듈이 댐퍼 모드 또는 컨버터 모드로 동작하게 한다. 단계 S730에서, 전압변환모듈이 변환모드로 동작하면, 전원입력신호가 해당 출력신호로 변환된다. 단계 S740에서, 상기 방법은 전압변환모듈이 전압변환모듈의 등가저항을 조절하는 댐퍼 모드로 동작할 경우를 더 포함할 수 있다. 단계 S750에서, 전원입력신호의 전압레벨 또는 전류레벨이 제 2 제어신호를 발생하도록 검출되고 상기 신호를 기초로 등가저항이 조광기의 필요한 유지전류를 제공하고 전압변환모듈이 블리더 모드 또는 컨버터 모드로 동작하게 하도록 조절된다.
이 실시예에서, 전원입력신호는 입력전압과 입력전류를 포함한다. 출력신호는 등가전압과 등가전류를 포함한다. 전압변환모듈은 버크-부스트 컨버터, 역률보정 공진 컨버터, 버크 컨버터, 부스트 컨버터 또는 플라이백 컨버터이다.
도 8은 본원의 또 다른 실시예에 따른 컨버터의 등가저항을 제어하는 방법에 대한 흐름도이다. 상기 방법은 컨버터의 등가저항을 제어하는 장치에 사용될 수 있고 상기 장치는 전압변환모듈을 포함한다. 단계 S810에서, 전원입력신호가 수신된다. 단계 S820에서, 상기 방법은 전원입력신호의 전압레벨이 0보다 큰지를 검출하는 단계를 포함한다.
전원입력신호의 전압레벨이 0보다 크지 않으면(가령, 0이면), 상기 방법은 전원입력신호를 수신하기 위해 단계 S810으로 돌아간다. 전원입력신호의 전압레벨이 0보다 크면, 상기 방법은 전원입력신호가 진동상태 또는 점핑상태에 있는지 여부를 결정하기 위해 S830으로 간다.
전원입력신호가 진동상태 또는 점핑상태에 있지 않으면, 상기 방법은 단계 S840으로 가서 전압변환모듈이 컨버터 모드로 동작하게 하는 제 1 제어신호를 발생하여 전원입력신호를 해당 출력신호로 변환시킨다. 전원입력신호가 진동상태 또는 점핑상태에 있으면, 상기 방법은 단계 S850으로 가서 또 다른 제 1 제어신호를 발생하여 전압변환모듈의 등가저항을 조절하고 전압변환모듈이 댐퍼 모드로 동작하게 한다.
단계 S860에서, 상기 방법은 전원입력신호의 전압레벨 또는 전류레벨이 디폴트 값보다 낮은 지를 결정할 수 있다. 전압레벨/전류레벨이 디폴크 값이 낮으면, 상기 방법은 단계 S870으로 가서 제 2 제어신호를 발생해 전압변환모듈의 등가저항을 조절하고 전압변환모듈이 블리더 모드로 동작하게 한다. 전원입력신호의 전류는 블리더 전류로 조절하고 전원입력신호가 출력신호로 변환된다. 전원입력신호의 전류는 TRIAC의 유지전류보다 더 크다.
단계 S870 후에, 상기 방법은 각 전원주기의 초기에 단계 S830으로 돌아가서 전원입력신호에서의 연속 변환동작을 위해 전원입력신호가 진동상태 또는 점핑상태에 있는지를 다시 검출한다.
전원입력신호의 전압레벨 또는 전류레벨이 디폴트 값보다 더 큰 것으로 검출되면, 상기 방법은 단계 S880으로 가서 또 다른 제어신호를 발생하여 전압변환모듈의 등가저항을 조절하고 전압변환모듈이 컨버터 모드로 동작하게 한다. 전원입력신호는 출력신호로 변환되고, 전원입력신호의 전류는 TRIAC의 유지전류보다 더 크다. 단계 S870 및 S880 둘 다 후에, 상기 방법은 라인 싸이클이 끝나는지 결정하라 간다(각각 단계 S882 및 S884). 라인 싸이클이 끝나면, 상기 방법은 각 전원주기의 초기에 S830으로 돌아가서 전원입력신호가 상기 전원입력신호에 대한 연속 변환동작을 위해 진동상태 또는 점핑상태에 있는지 다시 검출한다. 그렇지 않으면, 상기 방법은 단계 S860으로 복귀한다.
이 실시예에서, 전원입력신호는 입력전압 및 입력전류를 포함한다. 출력신호는 등가전압 및 등가전류를 포함한다. 전압변환모듈은 부크-버스트 컨버터, 역률보정 공진 컨버터, 버크 컨버터, 부스트 컨버터, 또는 블라이백 컨버터이다.
컨버터의 등가저항 제어 방법 및 장치는 전원입력신호의 전압레벨 또는 전류레벨을 검출함으로써 전압변환모듈의 등가 저항을 조절하고 따라서 전압변환모듈은 댐퍼 모드, 블리더 모드, 또는 컨버터 모드로 동작하게 제어된다. 이런 식으로, 전압변환모듈이 다른 댐퍼 및 블리더를 설치할 필요 없이 댐퍼, 블리더, 또는 컨버터로 기능할 수 있다. 따라서, 에너지 소비 및 전체 회로의 제조단가가 효과적으로 절감될 수 있다.
100: 부하구동회로
110: TRIAC
120: 정류기
130: 전자기간섭(EMI)필터
140: 컨버터의 등가저항을 제어하기 위한 장치
150: 제어모듈
160: 전압변환모듈
410: 전력획득회로
420: 에너지 저장 구성요소
430: 에너지 전달회로

Claims (12)

  1. 컨버터의 등가저항을 제어하는 방법으로서,
    상기 방법은 전압변환모듈을 포함하는 컨버터의 등가저항을 제어하는 장치에 적용되고,
    전원입력신호를 수신하는 단계;
    전압레벨 및 전원입력신호의 상태에 따라 제 1 제어신호를 발생하는 단계;
    제 1 제어신호에 따라 전압변환모듈이 댐퍼 모드 또는 컨버터 모드로 동작하도록 전압변환모듈의 등가저항을 조절하는 단계;
    컨버터 모드에서 전압변환모듈에 의해 전원입력신호를 출력신호로 변환하는 단계;
    전압변환모듈의 등가저항을 댐퍼 저항으로 설정하고, 댐퍼 모드에서 전압변환모듈에 의해 전원입력신호를 출력신호로 변환하는 단계;
    전압변환모듈이 댐퍼 모드로 동작하는 단계를 마친 후, 제 2 제어신호를 발생하도록 전원입력신호의 전압레벨 또는 전류레벨을 검출하고, 제 2 제어신호에 따라 전압변환모듈이 블리더 모드 또는 컨버터 모드로 동작하도록 등가저항을 조절하는 단계; 및
    블리더 모드에서 전원입력신호의 전류레벨이 유지전류보다 더 크도록, 조광기에 대한 유지전류를 제공하고 블리더 모드에서 전압변환모듈에 의해 전원입력신호를 출력신호로 변환하는 단계를 포함하는 컨버터의 등가저항을 제어하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    전압레벨 및 전원입력신호의 상태에 따라 제 1 제어신호를 발생하는 단계와 제 1 제어신호에 따라 전압변환모듈이 댐퍼 모드 또는 컨버터 모드로 동작하도록 전압변환모듈의 등가저항을 조절하는 단계는:
    전원입력신호의 전압레벨이 0보다 큰지 검출하는 단계와,
    전원입력신호의 전압레벨이 0보다 클 때, 전원입력신호가 진동상태 또는 점핑상태에 있는지 검출하는 단계와,
    전원입력신호가 진동상태 또는 점핑상태에 있지 않을 때, 전압변환모듈이 컨버터 모드로 동작하도록 제 1 로직 레벨에서 제 1 제어신호를 발생하여 전압변환모듈의 등가저항을 조절하는 단계와,
    전원입력신호가 진동상태 또는 점핑상태에 있을 때, 전압변환모듈이 댐퍼 모드로 동작하도록 제 2 로직 레벨에서 제 1 제어신호를 발생하여 전압변환모듈의 등가저항을 조절하는 단계를 더 포함하며,
    제 1 로직 레벨은 제 2 로직 레벨과 다른, 컨버터의 등가저항을 제어하는 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    제 2 제어신호를 발생하도록 전원입력신호의 전압레벨 또는 전류레벨을 검출하고, 제 2 제어신호에 따라 전압변환모듈이 블리더 모드 또는 컨버터 모드로 동작하도록 등가저항을 조절하는 단계는:
    전원입력신호의 전압레벨 또는 전류레벨이 디폴트 값보다 낮은지 검출하는 단계;
    전원입력신호의 전압레벨 또는 전류레벨이 디폴트 값보다 낮을 때, 전압변환모듈이 블리더 모드로 동작하도록 제 3 로직 레벨에서 제 2 제어신호를 발생하여 전압변환모듈의 등가저항을 조절하는 단계; 및
    전원입력신호의 전압레벨 또는 전류레벨이 디폴트 값보다 높을 때,
    전압변환모듈이 컨버터 모드로 동작하도록 제 4 로직 레벨에서 제 2 제어신호를 발생하여 전압변환모듈의 등가저항을 조절하는 단계를 더 포함하며,
    제 3 로직 레벨은 제 4 로직 레벨과 다른, 컨버터의 등가저항을 제어하는 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    전원입력신호는 입력전압 및 입력전류를 포함하는 컨버터의 등가저항을 제어하는 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    출력신호는 정량적 전압 및 정량적 전류를 포함하는 컨버터의 등가저항을 제어하는 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    전압변환모듈은 버크-부스트 컨버터, 역률보정 공진 컨버터, 버크 컨버터, 부스트 컨버터 또는 플라이백 컨버터인 컨버터의 등가저항을 제어하는 방법.
  7. 전원입력신호를 수신하고, 전압레벨 또는 전원입력신호의 상태에 따라 제 1 제어신호를 발생하며, 전원입력신호의 전압레벨 또는 전류레벨에 따라 제 2 제어신호를 발생하는 제어모듈; 및
    제어모듈에 연결된 전압변환모듈을 구비하며,
    전압변환모듈의 등가저항이 제 1 제어신호에 따라 조절될 때, 전압변환모듈은 댐퍼 모드 또는 컨버터 모드로 동작하고,
    컨버터 모드에서 전압변환모듈은 전원입력신호를 출력신호로 변환하는데 사용되며,
    댐퍼 모드에서, 전압변환모듈의 등가저항은 댐퍼 저항으로 설정되고 전압변환모듈은 전원입력신호를 출력신호로 변환하는데 사용되고,
    전압변환모듈이 댐퍼 모드에서의 동작을 마친 후, 전압변환모듈의 등가저항은 제 2 제어신호에 따라 조절된 후 전압변환모듈은 블리더 모드 또는 컨버터 모드에서 동작하며,
    블리더 모드에서 전압변환모듈은 조광기에 대한 유지전류를 제공하고 블리더 모드에서 전류레벨이 유지전류보다 더 크도록 전원입력신호를 출력신호로 변환하는, 컨버터의 등가저항 제어장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    제어모듈은 전원입력신호의 전압레벨이 0보다 큰지 검출하는데 사용되고,
    전원입력신호가 0보다 클 때, 제어모듈은 전원입력신호가 진동상태 또는 점핑상태에 있는지 검출하며,
    전원입력신호가 진동상태 또는 점핑상태에 있지 않을 때, 제어모듈은 전압변환모듈이 컨버터 모드로 동작하도록 제 1 로직 레벨에서 제 1 제어신호를 발생하고,
    전원입력신호가 진동상태 또는 점핑상태에 있을 때, 제어모듈은 전압변환모듈이 댐퍼 모드로 동작하도록 제 2 로직 레벨에서 제 1 제어신호를 발생하는, 컨버터의 등가저항 제어장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    제어모듈은 전원입력신호의 전압레벨 또는 전류레벨이 디폴트 값보다 낮은지 검출하는데 사용되고,
    전원입력신호의 전압레벨 또는 전류레벨이 디폴트 값보다 낮으면, 제어모듈은 제 3 로직 레벨에서 제 2 제어신호를 발생해 전압변환모듈의 등가저항을 조절하고 전압변환모듈이 블리더 모드로 동작하게 하며,
    블리더 모드에서, 전원입력신호의 전류레벨이 블리더 전류와 같게 조절되고 전원입력신호는 출력신호로 전환되며,
    전압레벨 또는 전류레벨이 디폴트 값보다 높으면, 제어모듈은 제 4 로직 레벨에서 제 2 제어신호를 발생해 전압변환모듈의 등가저항을 조절하고 전압변환모듈이 컨버터 모드로 동작하게 하는, 컨버터의 등가저항 제어장치.
  10. 제 7 항에 있어서,
    전원입력신호는 입력전압 및 입력전류를 포함하는 컨버터의 등가저항 제어장치.
  11. 제 7 항에 있어서,
    출력신호는 등가 전압 및 등가 전류를 포함하는 컨버터의 등가저항 제어장치.
  12. 제 7 항에 있어서,
    전압변환모듈은 버크-부스트 컨버터, 역률보정 공진 컨버터, 버크 컨버터, 부스트 컨버터 또는 플라이백 컨버터인 컨버터의 등가저항 제어장치.
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