JP5761301B2 - 点灯装置および照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、点灯装置および照明器具に関する。

従来、発光素子、例えば発光ダイオード（ＬＥＤ）を点灯させるための各種の点灯装置が知られている。この種の点灯装置は、商用交流電源を整流、平滑して直流電圧を生成するＡＣ−ＤＣ変換回路部と、得られた直流電圧からＬＥＤに最適な電流を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ部を備える。ＡＣ−ＤＣ変換回路部は例えばコンデンサインプット型整流回路、ＤＣ−ＤＣコンバータ部は例えばバックコンバータが用いられる。

現在多くの照明器具においては高力率を要求されるため、コンデンサインプット型整流回路では力率が悪く、高力率の要求を満たすことができない。そこで、例えば特開２０１０−４０４００号公報に開示されているように、昇圧チョッパ形の力率改善回路をＡＣ−ＤＣコンバータとして用いたものが現在広く採用されている。この場合、昇圧チョッパとバックコンバータの２つのコンバータが必要となる。また、例えば特開２０１１−６２０４３号公報に開示されているように、フライバックコンバータを用いて１つのコンバータで力率改善とＬＥＤ電流制御を行う方法も開発されている。

しかしながら、力率改善回路とバックコンバータを組み合わせた２コンバータ方式は部品点数が多くなることから回路基板の大型化、高コスト化を招く問題がある。また、１コンバータで力率改善とＬＥＤ電流制御を行うフライバックコンバータは、部品点数が少なく、回路基板を小型化できるメリットがある。しかしながら、トランスを介して電力変換を行うためトランスの損失が大きく、点灯装置全体として電力変換効率が悪化するという問題がある。

一方、特開２０１１−８２２０４号公報には、ＳＥＰＩＣ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｅｎｄｅｄ Ｐｒｉｍａｒｙ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）回路を用いた点灯装置が開示されている。ＳＥＰＩＣ回路は、コンバータが１つで済む簡単な回路であるとともに、電力変換にトランスを用いなくとも良いので電力変換効率が高いという利点がある。

特開２０１１−８２２０４号公報 特開平１１−２６６５８０号公報 国際公開第０３／０７１６６６号 特開２００６−３４０４３２号公報 特開２０１０−４０４００号公報 特開２０１１−６２０４３号公報

AN1757 APPLICATION NOTE. [online]. ST Microelectronics, [Retrieved from the Internet on 2013-9-27]: <URL: http://www.st.com/st-web-ui/static/active/en/resource/technical/document/application_note/CD00004475.pdf?s_searchtype=keyword>.

実用上、力率改善制御および定電流制御を両立することができるコンバータが必要である。しかしながら、特開２０１１−８２２０４号公報では、点灯装置における制御部の内部構成および制御内容の詳細が明らかではない。本願発明者は、鋭意研究を行うことで、簡単な回路でかつ高効率であるＳＥＰＩＣ回路型のコンバータにおいて、力率改善制御および定電流制御を両立するのに好適な回路構成および制御内容を備えた点灯装置を発明した。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、簡単な回路でかつ高効率に、力率改善制御および定電流制御を行うことができる点灯装置および照明器具を提供することを目的とする。

本発明にかかる点灯装置は、
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
前記整流回路の２つの出力端子間に並列に接続された第１コンデンサと、
一端が前記第１コンデンサの一端に接続された第１インダクタと、
第１端子、第２端子、および前記第１、２端子間をスイッチングする制御端子を備え、前記第１端子が前記第１インダクタの他端に接続し、前記第１インダクタを介して前記第１コンデンサと並列接続したスイッチング素子と、
一端が前記第１端子に接続された第２コンデンサと、
一端が前記第２コンデンサの他端に接続され、前記第２コンデンサを介して前記スイッチング素子と並列接続された第２インダクタと、
一端が前記第２インダクタの一端と前記第２コンデンサの他端の間に接続した整流素子と、
前記整流素子の他端に接続され、前記整流素子を介して前記第２インダクタと並列に接続するとともに、光源と並列に接続すべき第３コンデンサと、
前記スイッチング素子のオン時に前記スイッチング素子に流れ込む前記第１インダクタからの電流および前記第２インダクタからの電流を合計した合計電流のピーク値が前記交流電圧の位相に同期した正弦波状に並ぶように前記スイッチング素子をオンオフ制御するとともに、前記光源に供給する電流が一定値となるように前記スイッチング素子のオン時間を調整する制御部と、
前記第１インダクタに磁気的に結合した過電圧検出巻き線と、
前記制御部に接続し、前記スイッチング素子がオフしたときに前記過電圧検出巻き線に発生する電圧が予め設定された過電圧閾値電圧に達すると、前記制御部に前記スイッチング素子の駆動を停止させる過電圧判定部と、
を備えたことを特徴とする。

本発明にかかる照明器具は、
点灯装置と、
前記点灯装置からの電流を受けて点灯する光源と、
を備え、
前記点灯装置が、
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
前記整流回路の２つの出力端子間に並列に接続された第１コンデンサと、
一端が前記第１コンデンサの一端に接続された第１インダクタと、
第１端子、第２端子、および前記第１、２端子間をスイッチングする制御端子を備え、前記第１端子が前記第１インダクタの他端に接続し、前記第１インダクタを介して前記第１コンデンサと並列接続したスイッチング素子と、
一端が前記第１端子に接続された第２コンデンサと、
一端が前記第２コンデンサの他端に接続され、前記第２コンデンサを介して前記スイッチング素子と並列接続された第２インダクタと、
一端が前記第２インダクタの一端と前記第２コンデンサの他端の間に接続した整流素子と、
前記整流素子の他端に接続され、前記整流素子を介して前記第２インダクタと並列に接続するとともに、前記光源と並列に接続すべき第３コンデンサと、
前記スイッチング素子のオン時に前記スイッチング素子に流れ込む前記第１インダクタからの電流および前記第２インダクタからの電流を合計した合計電流のピーク値が前記交流電圧の位相に同期した正弦波状に並ぶように前記スイッチング素子をオンオフ制御するとともに、前記光源に供給する電流が一定値となるように前記スイッチング素子のオン時間を調整する制御部と、
前記第１インダクタに磁気的に結合した過電圧検出巻き線と、
前記制御部に接続し、前記スイッチング素子がオフしたときに前記過電圧検出巻き線に発生する電圧が予め設定された過電圧閾値電圧に達すると、前記制御部に前記スイッチング素子の駆動を停止させる過電圧判定部と、
を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、簡単な回路でかつ高効率であるＳＥＰＩＣ回路型のコンバータにおいて、スイッチング素子の制御内容を適正化することで力率改善制御および定電流制御を両立することができる。第１インダクタの２次巻き線に出力電圧に比例した電圧が発生することを利用して、過電圧を判定することもできる。

本発明の実施の形態１にかかる点灯装置の回路構成図である。 本発明の実施の形態１にかかる点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態１にかかる点灯装置の力率改善動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態２にかかる点灯装置の回路構成図である。 本発明の実施の形態２にかかる点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態２にかかる点灯装置における過電圧保護回路の変形例を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態２にかかる点灯装置における過電圧保護回路の他の変形例を示す回路構成図である。 本発明の実施の形態２の変形例にかかる点灯装置の回路構成図である。 本発明の実施の形態３にかかる点灯装置の回路構成図である。 本発明の実施の形態３にかかる点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態３にかかる点灯装置の回路構成図である。 本発明の実施の形態３にかかる点灯装置の回路構成図である。 本発明の実施の形態４における照明器具の断面図である。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる点灯装置１００の回路構成図である。点灯装置１００は、交流電源１から電力の供給を受けて光源を点灯させる。点灯装置１００は、整流回路２、コンバータ部３、制御部４を有する。整流回路２は交流電源１から入力した交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する。この直流電圧は平滑されず、交流電源１の２倍の周波数を含むリプル電圧となる。

本実施の形態１においては、光源としてＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）を用いる。

コンバータ部３は、フィルタコンデンサＣ１、第１インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１（例えばＭＯＳＦＥＴ）、直列コンデンサＣ２、第２インダクタＬ２、ダイオードＤ１、出力平滑コンデンサＣ３を備えている。コンバータ部３は、これらの回路素子によって構成されたＳＥＰＩＣ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｅｎｄｅｄ Ｐｒｉｍａｒｙ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）回路を備えている。コンバータ部３の出力には、光源であるＬＥＤ５が接続される。

具体的には、第１インダクタＬ１は、１次巻き線Ｌ１ａと、この１次巻き線Ｌ１ａに磁気的に結合した２次巻き線Ｌ１ｂとを備えている。第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａの一端は、フィルタコンデンサＣ１の一端に接続されている。フィルタコンデンサＣ１の他端は接地されている。

スイッチング素子ＳＷ１は、ドレイン端子、ソース端子、およびこれらの端子間をスイッチングするゲート端子を備えている。スイッチング素子ＳＷ１は、ドレイン端子が第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａの他端に接続し、第１インダクタＬ１を介してフィルタコンデンサＣ１と並列接続している。スイッチング素子ＳＷ１のソース端子はスイッチング電流検出抵抗Ｒ２の一端に接続し、スイッチング電流検出抵抗Ｒ２の他端は接地されている。

直列コンデンサＣ２の一端は、スイッチング素子ＳＷ１のドレイン端子に接続されている。第２インダクタＬ２の一端は、直列コンデンサＣ２の他端に接続されている。第２インダクタＬ２の他端は接地されている。第２インダクタＬ２は、直列コンデンサＣ２を介してスイッチング素子ＳＷ１と並列接続されている。

ダイオードＤ１のアノードが、第２インダクタＬ２の一端と直列コンデンサＣ２の他端の間に接続している。出力平滑コンデンサＣ３の一端は、ダイオードＤ１のカソードに接続している。出力平滑コンデンサＣ３の他端は接地されている。出力平滑コンデンサＣ３は、ダイオードＤ１を介して第２インダクタＬ２と並列に接続している。

コンバータ部３は、制御部４の制御を受けて動作する。コンバータ部３は、整流回路が全波整流した直流電圧をＬＥＤの点灯に適した電流および電圧に変換する。コンバータ部３は、制御部４の制御により入力電流波形を正弦波状で且つ交流入力電圧と同位相となるように動作し、力率改善を行う。

なお、入力電圧分圧抵抗Ｒ１、スイッチング電流検出抵抗Ｒ２、および出力電流検出抵抗Ｒ３は、後述する制御部４がコンバータ部３を駆動制御する際に必要となる制御用信号を取り出すためのものである。これらの抵抗は、コンバータ部３のＳＥＰＩＣ回路としての動作には直接関係しない。

制御部４は、誤差増幅器６、信号増幅器７、乗算器８、第１比較器９、第２比較器１０、駆動信号生成部１１、およびドライバ回路１２を備えている。制御部４は、ＬＥＤ５を流れる電流が所定の電流値になるようにしつつ点灯装置１００の入力電流波形が交流入力電圧と同位相で且つ正弦波となるように、スイッチング素子ＳＷ１を駆動する。

出力電流検出抵抗Ｒ３には、出力電流（ＬＥＤ電流）に比例した電圧信号が発生する。誤差増幅器６は、出力電流検出抵抗Ｒ３に発生する電圧信号と、目標基準電圧Ｅ１を比較し、両者の差に応じた信号を出力する。出力電流検出抵抗Ｒ３に発生する電圧が目標基準電圧Ｅ１より高ければ、誤差増幅器６の出力電圧は低下していく。逆に、出力電流検出抵抗Ｒ３に発生する電圧が目標基準電圧Ｅ１より低ければ、誤差増幅器６の出力電圧は上昇していく。

本実施の形態では、制御部４が信号増幅器７を備えている。出力電流検出抵抗Ｒ３に発生する電圧が小さく、誤差増幅器６の目標基準電圧Ｅ１と比較できない場合は、信号増幅器７を用いて出力電流検出抵抗Ｒ３で発生する電圧を増幅することが好ましい。この場合、誤差増幅器６は目標基準電圧Ｅ１と信号増幅器７の出力電圧を比較することとなる。これは例えば、目標基準電圧Ｅ１が予め内蔵され、パッケージ化された誤差増幅器を用いる場合で、目標基準電圧が固定で外部から変えられない場合に有効な手段である。

なお、目標基準電圧が自由に選択でき、出力電流検出抵抗Ｒ３の発生電圧とマッチングが取れる場合は、信号増幅器７を設けなくともよい。その場合は、出力電流検出抵抗Ｒ３の発生電圧を直接に誤差増幅器６に入力すればよい。

乗算器８は、誤差増幅器６の出力信号と、入力電圧分圧抵抗Ｒ１で発生する電圧信号を入力し、両者を乗算する。入力電圧分圧抵抗Ｒ１で発生する電圧信号は、整流回路２により全波整流された入力電圧を分圧したものである。乗算器８で得られた乗算結果は、制御部４の一部を構成する第１比較器９に基準電圧として入力される。

第１比較器９の他方の入力には、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流を検出するスイッチング電流検出抵抗Ｒ２に発生する信号電圧が入力される。第１比較器９は、スイッチング電流検出抵抗Ｒ２に発生する信号電圧よりも乗算器８の出力信号電圧のほうが高い場合には、ロー信号（例えば０Ｖ）を出力する。また、第１比較器９は、乗算器８の出力信号電圧よりもスイッチング電流検出抵抗Ｒ２に発生する信号電圧の方が高い場合には、ハイ信号（例えば５Ｖ）を出力する。

第２比較器１０の入力には基準電圧Ｅ２が入力され、他方の入力には、２次巻き線Ｌ１ｂが接続される。２次巻き線Ｌ１ｂは、第１インダクタＬ１に設けられ、１次巻き線Ｌ１ａと磁気的に結合している。基準電圧Ｅ２の電圧よりも２次巻き線Ｌ１ｂに発生する電圧の方が高い場合には、第２比較器１０はハイ信号（例えば５Ｖ）を出力する。また、基準電圧Ｅ２の電圧よりも２次巻き線Ｌ１ｂに発生する電圧の方が低い場合には、第２比較器１０はロー信号（例えば０Ｖ）を出力する。

駆動信号生成部１１は、リセット入力端子Ｒ、セット入力端子Ｓ、および出力端子Ｑを備えたフリップフロップ回路である。駆動信号生成部１１のリセット入力端子Ｒには第１比較器９の出力が接続され、セット入力端子Ｓには第２比較器１０の出力が接続される。駆動信号生成部１１はこの第１比較器９と第２比較器１０の出力信号に基づいてスイッチング素子ＳＷ１の駆動信号を生成し、出力端子Ｑから出力する。出力端子Ｑにはスイッチング素子を駆動するドライバ回路１２に接続される。

ドライバ回路１２の出力はスイッチング素子ＳＷ１のゲート端子に接続される。ドライバ回路１２は駆動信号生成部１１の出力信号に基づいてスイッチング素子ＳＷ１を駆動するのに適切な信号とするため適宜信号増幅等を行い、スイッチング素子ＳＷ１を駆動する。

駆動信号生成部１１は、リセット入力端子Ｒにハイ信号が入力されると出力端子Ｑにロー信号を出力し、セット入力端子Ｓにロー信号が入力されると出力端子Ｑにハイ信号が出力されるように設計されている。駆動信号生成部１１は例えば、論理回路（フリップフロップ回路）あるいはマイクロコンピュータ等で構成される。

次に、実施の形態１にかかる点灯装置１００の動作を説明する。

点灯装置１００に交流電源１が印加されると、整流回路２は交流電圧を全波整流し、直流電圧を生成する。フィルタコンデンサＣ１は、スイッチングリプルを除去する目的で設けられたものであり、ここでは全波整流され、電源周波数の２倍の周波数成分で脈動する電圧を平滑するためのものではない。したがってコンバータ部３には正弦波状に脈動する全波整流波形の電圧が印加される。

定常状態におけるコンバータ部３の動作を説明する。スイッチング素子ＳＷ１がオンすると交流電源１は第１インダクタＬ１を介して短絡されるので、電源側から第１インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１の順で電流が流れ、第１インダクタＬ１にエネルギが蓄えられる。このとき、第１インダクタＬ１の電流は増加していく。

また、同時に直列コンデンサＣ２に蓄えられた電圧が第２インダクタＬ２に印加される。このため、直列コンデンサＣ２、スイッチング素子ＳＷ１、第２インダクタＬ２の順に電流が流れ、直列コンデンサＣ２のエネルギが第２インダクタＬ２に蓄えられる。このとき、第２インダクタＬ２の電流は増加していく。

次にスイッチング素子ＳＷ１をオフすると、第１インダクタＬ１に蓄えられたエネルギが放出され、第１インダクタＬ１、直列コンデンサＣ２、ダイオードＤ１、出力平滑コンデンサＣ３の順に電流が流れる。これにより、直列コンデンサＣ２と出力平滑コンデンサＣ３を充電することができる。

また、同時に第２インダクタＬ２に蓄えられたエネルギが放出され、第２インダクタＬ２、ダイオードＤ１、出力平滑コンデンサＣ３の順に電流が流れる。これにより、出力平滑コンデンサＣ３を充電することができる。このように負荷側にエネルギを伝達して、最終的に出力平滑コンデンサＣ３からＬＥＤ５に平滑された直流電流が供給され、ＬＥＤ５が発光する。

次に、図２の波形図を用いて、制御部４の動作を説明する。図２は、本発明の実施の形態１にかかる点灯装置１００の動作を示す波形図である。

（期間ｔ０〜ｔ１）
ここでは、コンバータ部３の動作が定常状態で、制御部４によりスイッチング素子ＳＷ１がオンした状態から説明する。スイッチング素子ＳＷ１がオンしたとき、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流は、第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａに流れる電流と第２インダクタＬ２に流れる電流の合計電流である。

第１インダクタＬ１に流れる電流と第２インダクタＬ２に流れる電流はともに増加していくため、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流も増加していく。このとき、第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａには図１の矢印の方向に電圧ＶＬ１ａが印加され、第１インダクタＬ１の２次巻き線には矢印の方向に電圧ＶＬ１ｂが発生し、第２比較器１０の入力側は負電圧となる。

したがって、第２比較器１０の基準電圧Ｅ２よりも電圧が低くなるため、第２比較器１０の出力はロー信号が出力される状態となる。すなわち駆動信号生成部１１のセット入力端子Ｓにはロー信号が入力される。

また、スイッチング電流検出抵抗Ｒ２より検出される信号電圧は、第１比較器９に入力される乗算器８の出力電圧より低い。このため、第１比較器９の出力にはロー信号が出力される。すなわち駆動信号生成部１１のリセット入力端子Ｒにはロー信号が出力される。

（時刻ｔ１）
スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流が所定の値となり、スイッチング電流検出抵抗Ｒ２により検出される信号電圧が、第１比較器９に入力される乗算器８の出力電圧に達すると第１比較器９はハイ信号を出力する。

（時刻ｔ２）
ハイ信号が駆動信号生成部１１のリセット入力端子Ｒに入力されると、駆動信号生成部１１はこれを受けて出力（Ｑ）にロー信号を出力する。これによりスイッチング素子ＳＷ１のゲートにＯＦＦ信号を入力し、スイッチング素子ＳＷ１の電流を遮断する。

（期間ｔ２〜ｔ３）
スイッチング素子ＳＷ１がオフすると、第１インダクタＬ１に蓄えられたエネルギは、直列コンデンサＣ２及びダイオードＤ１を介して、出力平滑コンデンサＣ３に放出される。同時に、第２インダクタＬ２に蓄えられたエネルギも、ダイオードＤ１を介して出力平滑コンデンサＣ３に放出される。

このとき、第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａに発生する電圧は、スイッチング素子オン時とは逆向きの電圧である。すなわち図１中の矢印とは、逆方向の電圧である。これにより第１インダクタＬ１の２次巻き線に発生する電圧も、図１中の矢印とは逆方向の電圧である。

すなわち第２比較器１０の入力側には正電圧が発生する。このとき、第２比較器１０の基準電圧Ｅ２よりも第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂの発生電圧の方が高くなるので、第２比較器１０の出力からはハイ信号が出力される。すなわち駆動信号生成部１１のセット入力端子Ｓにはハイ信号が入力される。

（期間ｔ３〜ｔ４）
第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２がエネルギを放出するため、ダイオードＤ１を介して負荷側に流れる電流は減少していく。ダイオードＤ１の電流がゼロになると、第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂの電圧ＶＬ１ｂは急速に低下する。

（時刻ｔ４）
第２比較器１０に接続された基準電圧Ｅ２よりも第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂの発生電圧ＶＬ１ｂの方が低くなると、第２比較器は駆動信号生成部１１のセット入力端子Ｓにロー信号を出力する。駆動信号生成部１１はこれを受けて、出力端子Ｑにハイ信号を出力し、再びスイッチング素子ＳＷ１のゲートにオン信号を入力する。これによりスイッチング素子ＳＷ１が導通状態となり、次のスイッチングサイクルに移る。

ここで、力率改善動作及び定電流制御について説明する。図３は、本発明の実施の形態１にかかる点灯装置１００の力率改善動作を示す波形図である。

スイッチング素子ＳＷ１には、第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａに流れる電流と第２インダクタＬ２に流れる電流の合計電流が流れる。実施の形態１では、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流を検出し、乗算器８の出力で決まる基準電圧に達するとスイッチング素子ＳＷ１をオフする。１回のスイッチングサイクルにおいては、スイッチング素子ＳＷ１がオフする時点が、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流のピーク値となる。

直列コンデンサＣ２には、整流回路２による全波整流電圧とほぼ同等の電圧が充電される。一方、図３には、横軸を時間とし縦軸を電流値とする直交座標系グラフにおいて、スイッチング素子ＳＷ１の電流ピーク値が複数個並んでいる様子が示されている。時系列的に並んだ複数の電流ピーク値は、図３に示すように電源電圧に同期させて正弦波状に並ぶように制御される。このようにすることで、第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａに流れる電流および第２インダクタＬ２に流れる電流の合計電流のピーク値も、電源電圧に同期したほぼ正弦波状の波形とすることができる。

第１インダクタＬ１に流れる電流からフィルタコンデンサＣ１によりスイッチングリプルを取り除き、平均化することで、交流電源から流れ込む入力電流をほぼ正弦波状にでき、力率を改善することができる。なお、図１では示していないが、必要に応じて整流回路２の交流入力側にフィルタ回路を追加してもよい。

このようにスイッチング素子ＳＷ１に流れる電流を正弦波状に制御するために、本実施の形態では、交流電圧を全波整流した非平滑の電圧を入力電圧分圧抵抗Ｒ１により分圧した電圧を、乗算器８に入力している。他方、定常状態でほぼ直流電圧となる誤差増幅器６の出力電圧も、乗算器８に入力している。

これら２つの信号を乗算器８により乗算すると電源電圧に比例した正弦波状の波形となる。この正弦波状の波形が第１比較器９の基準電圧となるので、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流のピーク値は、図３に点線で示したように電源電圧に比例する正弦波状の波形となる。このようにして力率を改善することができる。

また、ＬＥＤの順方向電圧は一般的に定電圧に近い特性を示すので、ＬＥＤ５を所定の明るさで安定的に点灯させるためにはコンバータ部３の出力電流が一定となるように定電流フィードバック制御にてコンバータ部３を動作させる必要がある。本実施の形態においては、出力電流検出抵抗Ｒ３により検出した信号を信号増幅器７を介して誤差増幅器６に入力し、誤差増幅器の出力を乗算器８に入力することによりスイッチング素子ＳＷ１の駆動を制御する。これにより力率改善と定電流制御を１つのスイッチング素子で両立する。

先ず、出力電流検出抵抗Ｒ３で検出されて信号増幅器７で増幅された信号が、誤差増幅器の目標基準電圧Ｅ１の電圧よりも小さいと仮定する。これは、ＬＥＤ電流が目標電流値よりも小さい状態を意味する。このとき、誤差増幅器６の出力信号の電圧は上昇していく。すなわち乗算器８に入力される電圧が上昇していくので、乗算器８の出力信号の電圧も上昇する。これは第１比較器９の基準電圧が上昇することになるので、スイッチング素子ＳＷ１の電流ピーク値を増加させる方向に制御が働くことになる。これによりＬＥＤ電流は増加する。

次に、信号増幅器７で増幅した信号が、誤差増幅器６の目標基準電圧Ｅ１よりも大きいと仮定する。これは、ＬＥＤ電流が目標電流値よりも大きい状態を意味する。このとき、誤差増幅器６の出力信号の電圧は低下していく。すなわち乗算器８に入力される電圧が低下していくので、乗算器８の出力信号の電圧も低下する。これは第１比較器９の基準電圧が低下することになるので、スイッチング素子ＳＷ１の電流ピーク値を減少させる方向に制御が働くことになる。これによりＬＥＤ電流は減少する。

このように、本実施の形態では、出力電流検出抵抗Ｒ３により検出した信号を信号増幅器７を介して誤差増幅器６に入力し、誤差増幅器６の出力を乗算器８に入力することにより定電流制御を達成している。信号増幅器７で増幅した信号が目標電流値よりも大きい場合にはスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を上述した電流ピーク値が正弦波状に並ぶ状態を維持したまま減少させることが好ましく、信号増幅器７で増幅した信号が目標電流値よりも小さい場合にはスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を上述した電流ピーク値が正弦波状に並ぶ状態を維持したまま増加させることが好ましい。

なお、力率改善制御と定電流制御を両立するために、定電流制御のフィードバック応答速度は十分に遅くすることが好ましい。すなわち応答速度が速いと誤差増幅器６の出力電圧が安定せず、乗算器８の出力がひずみ、交流電圧の位相に沿ったピーク電流制御ができなくなり、力率改善が行えない可能性がある。そこで、フィードバック制御の応答速度は交流入力周波数の２倍以下とすることが望ましい。すなわち電源電圧の周波数が５０Ｈｚである場合は、フィードバック制御の応答速度を１００Ｈｚ以下とすることが望ましい。

以上のように、実施の形態１にかかる点灯装置１００は、ＳＥＰＩＣ回路において、スイッチング素子ＳＷ１の電流ピーク値を正弦波状として、且つ負荷電流が所望の電流値となるようにスイッチング素子ＳＷ１を制御する。これにより、力率改善制御と定電流制御を１つコンバータで実現でき、部品点数を削減できる。また、電力変換のためにトランスを使用しないので、トランスによる電力変換ロスも削減することができる。これにより回路の小型化、低コスト化が実現でき、且つ高力率、高効率を達成する点灯装置を提供することができる。

なお、実施の形態１にかかる制御部４は、誤差増幅器６、第１比較器９、第２比較器１０、および乗算器８等を用いてハードウェア制御を行うものである。しかしながら本発明はこの構成に限定されるものではない。例えばＡ／Ｄ変換器や割り込み機能、タイマー／カウンタ機能等を有したマイクロコンピュータを用い、ソフトウェア制御により同様の力率改善制御、定電流制御を行う制御部を用いることもできる。

また、実施の形態１における第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２はそれぞれ個別のコア（磁心）に巻き線を巻きつけたものを用いている。しかしながら、本発明はこれに限られるものではない。例えば、一つのコアに第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２の両方を巻きつけた結合インダクタを用いてもよい。結合インダクタを用いれば、コアが１つでよいので、部品点数を削減することができる。

また、本実施の形態においては、光源がＬＥＤ５を用いた場合について説明したが、これに限定されるものではない。光源の発光素子として、例えば有機ＥＬ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）素子を用いてもよい。

なお、本実施の形態で示したスイッチング素子ＳＷ１は半導体スイッチで構成されるものとする。半導体スイッチは例えばＭＯＳＦＥＴやパワートランジスタ（バイポーラトランジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を用いても良い。

スイッチング素子ＳＷ１には第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２の両方の電流が流れ込むため、大きな電流が流れることになる。したがって従来のＳｉ（シリコン）製ＭＯＳＦＥＴ等を使用した場合、オン抵抗が大きいため素子自体の発熱が大きくなる可能性がある。従来のＳｉ（シリコン）製ＭＯＳＦＥＴはジャンクション温度の上昇に従ってオン抵抗も上昇するため、放熱手段が大型化するという問題がある。

そこで、スイッチング素子ＳＷ１が、窒化ガリウムや炭化ケイ素（ＳｉＣ）等のワイドバンドギャップ半導体で形成したスイッチング素子であってもよく、特にＳｉＣで形成したＭＯＳＦＥＴであってもよい。これにより、デバイスの特性としてオン抵抗が小さく、さらにジャンクション温度が上昇してもオン抵抗がほとんど上昇しないため、例えば発熱部品の近くに配置することができ、基板の小型化や低コスト化を図ることができる。また回路効率も向上することができる。

実施の形態２．
図４は、本発明の実施の形態２にかかる点灯装置１１０の回路構成図である。実施の形態１と同様の構成部分は、同一の符号を付して説明を省略する。実施の形態１との違いは、出力電圧の過電圧保護回路３０を設けたことである。

なお、実施の形態１で示した制御部４の内部回路は、図４では省略している。しかしながら、制御部４の内部構成および下記の接続関係については実施の形態１と同様であるものとする。
（接続１）入力電圧分圧抵抗Ｒ１で発生する電圧信号が乗算器８に入力される。
（接続２）２次巻き線Ｌ１ｂが抵抗を介して第２比較器１０の他方の入力に接続される。
（接続３）ドライバ回路１２の出力がスイッチング素子ＳＷ１のゲート端子に接続される。
（接続４）スイッチング電流検出抵抗Ｒ２に発生する信号電圧が第１比較器９の他方の入力に与えられる。
（接続５）出力電流検出抵抗Ｒ３に発生する電圧信号が信号増幅器７で増幅されて誤差増幅器６に入力される。

過電圧保護回路３０は、アノードが第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂに接続する半波整流ダイオードＤ２、ピーク電圧保持用コンデンサＣ４、および過電圧判定回路１３を備えている。第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂは、実施の形態１で述べたスイッチング素子ＳＷ１をオンするためのタイミング検出用と共用している。

第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂには、スイッチング素子ＳＷ１がオンである時は電源電圧（整流後）に比例した電圧が発生し、スイッチング素子ＳＷ１がオフである時は出力電圧に比例した電圧が発生する。このため、スイッチング素子ＳＷ１がオフである時の２次巻き線Ｌ１ｂの電圧を検出すれば、出力電圧を間接的に検出することができる。

半波整流ダイオードＤ２は、スイッチング素子ＳＷ１のオン時とオフ時でそれぞれ発生する電源入力電圧に比例した電圧と出力電圧に比例した電圧から、出力電圧に比例した電圧のみを取り出すことができる。

過電圧判定回路１３は、制御部４と接続している。過電圧判定回路１３には、予め閾値電圧が設定されている。過電圧保護検出電圧が過電圧判定回路１３にて予め設定された閾値電圧に達すると、過電圧判定回路１３はスイッチング素子ＳＷ１の動作を停止させる。これにより、過電圧判定回路１３は、コンバータ部３の出力端子、すなわちＬＥＤ５の接続部分に過電圧が発生していると判断すると、スイッチング素子ＳＷ１の動作を停止することができる。

次に、図５の波形図を用いて、具体的な動作説明を行う。図５は、本発明の実施の形態２にかかる点灯装置１１０の動作を示す波形図である。

図５における「出力電圧」は、コンバータ部３の出力電圧すなわち出力平滑コンデンサＣ３の電圧を示し、「出力電流」は、ＬＥＤ５に供給される電流を示し、「過電圧保護検出電圧」は、ピーク電圧保持用コンデンサＣ４に充電される電圧つまり過電圧判定回路に入力される電圧を示す。図５の「スイッチング素子ゲート信号」は、スイッチング素子ＳＷ１の駆動信号であり、高周波で発振している。

（期間ｔ０〜ｔ１）
図５において、ｔ０〜ｔ１の期間は正常に点灯している状態である。このとき、２次巻き線Ｌ１ｂに発生する電圧は、半波整流ダイオードＤ２により整流され、ピーク電圧保持用コンデンサＣ４に充電される。ピーク電圧保持用コンデンサＣ４は、パルス状の波形となる２次巻き線Ｌ１ｂの電圧のパルスピーク値を保持し、直流化する役割を果たす。このパルスピーク値は、出力電圧に比例する。正常動作時は、この過電圧保護検出電圧が過電圧判定回路１３にて設定された過電圧判定閾値未満となり、コンバータ部３の動作が継続される。

（期間ｔ１〜ｔ２）
次に、図５のｔ１時点において、何らかの原因によりＬＥＤ５が断線故障、あるいはＬＥＤ５が点灯装置１１０から外れたと仮定する。すると、コンバータ部３の出力は無負荷状態となるため、出力電流がゼロとなる。しかしながら実施の形態１で述べた通り、コンバータ部３は定電流制御されるため、所定の電流を流し続けようとして出力電流を増加させる方向に制御が働く。このため出力電圧が急激に上昇する。

（時刻ｔ２）
このまま上昇し続けると、いずれ回路部品に耐圧以上の電圧が印加されてしまう。そこで、過電圧保護検出電圧が過電圧判定回路１３にて予め設定された閾値電圧に達すると、過電圧判定回路１３はスイッチング素子ＳＷ１の動作を停止させる。これにより出力電圧の上昇が停止し、出力平滑コンデンサＣ３の放電により徐々に出力電圧が低下していく。

図６は、本発明の実施の形態２にかかる点灯装置１１０における過電圧保護回路の変形例を示す回路構成図である。スイッチング素子ＳＷ１の動作停止後は２次巻き線からの電圧供給はなくなるが、ピーク電圧保持用コンデンサＣ４に電荷が保持されたままとなる。そこで、図６に示すようにピーク電圧保持用コンデンサＣ４と並列に放電抵抗Ｒ４を設けてもよい。これにより素早くコンデンサの放電を行うことができる。

図７は、本発明の実施の形態２にかかる点灯装置１１０における過電圧保護回路の他の変形例を示す回路構成図である。図７に示すようにピーク電圧保持用コンデンサＣ４と並列にトランジスタ等のスイッチＳＷ２を設け、スイッチング素子ＳＷ１の動作停止後に過電圧判定回路１３がスイッチＳＷ２をオンしてもよい。これにより素早くコンデンサの放電を行うことができる。

抵抗Ｒ５はピーク電圧保持用コンデンサＣ４の放電電流を制限するもので、必要に応じて用いる。また、過電圧検出時は上記のようにスイッチング素子ＳＷ１の動作を停止してもよいが、所定電圧以上に電圧が上昇しないように、ピーク電圧保持用コンデンサＣ４の電圧を用いて定電圧フィードバック制御を実施してもよい。

以上のように、実施の形態２にかかる点灯装置１１０は、出力電圧を第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂから間接的に検出し、過電圧保護回路３０に入力している。

一般的な過電圧保護回路では、出力電圧を検出するために出力端子に分圧抵抗を設け、分圧された電圧が所定閾値に達すると過電圧と判定して動作を停止するか、あるいは所定閾値電圧以上に上昇しないように定電圧制御する。一般的に出力電圧を検出する場合、そのままでは電圧が高く、制御部の耐圧を超えるおそれがあるため、このように分圧抵抗で電圧を低下させて検出する。しかしながらこのような構成は正常点灯中も分圧抵抗に常に出力電圧が印加されるため、分圧抵抗で電力損失が発生し、点灯装置全体として電力変換効率を低下させる問題がある。

この点、実施の形態２にかかる過電圧保護回路３０は、第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂに出力電圧に比例した電圧が発生することを利用する。この電圧は第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａと２次巻き線Ｌ１ｂの巻き数比で決まり、例えば１次巻き線Ｌ１ａの巻き数をＮ１、２次巻き線Ｌ１ｂの巻き数をＮ２、出力電圧をＶｏとすると、２次巻き線に発生する電圧はＶｏ×Ｎ２／Ｎ１で表される。したがって巻き数をＮ１＞Ｎ２と設定することにより検出電圧を低下させることができ、過電圧保護回路３０での電力損失を低減することができる。これにより点灯装置１１０全体として、電力変換効率を向上させることができる。

図８は、本発明の実施の形態２の変形例にかかる点灯装置１２０の回路構成図である。上記の点灯装置１１０においては第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂから出力電圧を検出したのに対し、図８に示す点灯装置１２０は第２インダクタＬ２から出力電圧を検出する。点灯装置１２０では、第２インダクタＬ２の１次巻き線Ｌ２ａに磁気的に結合する２次巻き線Ｌ２ｂが設けられている。

第１インダクタＬ１には、スイッチング素子ＳＷ１がオフしたとき、出力電圧とほぼ同等の電圧が発生する。回路の各部には図８の矢印に示す方向に電圧が発生しており、これよりＶｉｎ＋ＶＬ１ａ−Ｖｃ−Ｖｄ＝Ｖｏの関係が成り立ち、第１インダクタＬ１の発生電圧はＶＬ１ａ＝Ｖｏ＋Ｖｃ−Ｖｉｎ＋Ｖｄとなる。

ここで、ＶｄはダイオードＤ１の順方向電圧であり、ほぼ一定値で微小電圧であるため無視できる。またＶｃは電源電圧Ｖｉｎとほぼ同一電圧が充電されるので、ＶｉｎとＶｃは打ち消し合い、結果的にＶＬ１ａ≒Ｖｏとなる。ここで、厳密には、Ｖｃの電圧は完全にＶｉｎと同一ではなく、直列コンデンサＣ２の容量に応じてスイッチング周波数成分のリプル電圧を含む。

このリプル電圧は例えば調光した場合などの出力電力の変化や電源電圧に応じて異なる値となる。例えば調光を行い、明るさを下げた（暗くした）場合は出力電力が小さくなるため、直列コンデンサＣ２の充放電電流が小さくなるためリプル電圧は小さくなる。逆に、明るさを上げた（明るくした）場合は出力電力が増加するため、直列コンデンサＣ２の充放電電流が大きくなり、リプル電圧は増加する。

リプル電圧が大きくなるとＶｉｎとＶｃの電圧が完全に打ち消されないため、ＶＬ１ａに発生する電圧にリプル電圧分が重畳する。第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂから出力電圧を検出する場合、リプル電圧の影響が大きくなり、出力電圧の検出精度が低下するおそれがある。

これに対し、点灯装置１２０のように第２インダクタＬ２の２次巻き線Ｌ２ｂから出力電圧を検出する場合、スイッチング素子ＳＷ１がオフである時には、ＶＬ２ａ＝Ｖｏ＋Ｖｄとなり、Ｖｃの影響を排除することができる。前述の通りダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｄは無視できるので、図８に示すように第２インダクタＬ２から出力電圧を検出すれば、第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂから出力電圧を検出するよりも高い精度で出力電圧を検出できる。これにより過電圧判定時の出力電圧と通常点灯時の出力電圧との間の差（つまりマージン）を小さくすることができる。このため、コンバータ部３に使用する電子部品の耐電圧を小さくすることができる。

なお、図４では第１インダクタＬ１の１つの２次巻き線Ｌ１ａが、出力電圧検出と、スイッチング素子ＳＷ１をオンするタイミング検出用の信号入力（すなわち図１の第２比較器１０への入力）の両方に用いられている（つまり、共用化されている）。しかしながら、本発明はこれに限られるものではない。下記（変形２−１）〜（変形２−４）の変形が可能である。

（変形２−１）出力電圧検出用の２次巻き線と、スイッチング素子ＳＷ１をオンするタイミング検出用の２次巻き線を、第１インダクタＬ１にそれぞれ個別に設けても良い。

（変形２−２）出力電圧検出は第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂから行い、スイッチング素子ＳＷ１をオンするタイミング検出用の信号入力は第２インダクタＬ２の２次巻き線Ｌ２ｂから行っても良い。

（変形２−３）出力電圧検出とスイッチング素子ＳＷ１をオンするタイミング検出用の信号入力を、第２インダクタＬ２の１つの２次巻き線Ｌ２ｂで行ってもよい。

（変形２−４）出力電圧検出用の２次巻き線と、スイッチング素子ＳＷ１をオンするタイミング検出用の２次巻き線を、第２インダクタＬ２にそれぞれ個別に設けても良い。

実施の形態２では、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２はそれぞれ個別のコア（磁心）に巻き線を巻きつけたものを用いている。しかしながら、本発明はこれに限られるものではない。例えば、一つのコアに第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２の両方の巻き線を巻きつけた結合インダクタを用いてもよい。結合インダクタを用いれば、コアが１つでよいので、部品点数を削減することができる。この場合、第１インダクタＬ１と磁気的に結合する２次巻き線Ｌ１ｂは、第２インダクタＬ２とも磁気的に結合することとなる。

直列コンデンサＣ２のリプル電圧の影響を排除するために第２インダクタＬ２の２次巻き線Ｌ２ｂから出力電圧検出を行う場合には、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２はそれぞれ個別のコア（磁心）に巻き線を巻きつけたものを用いる。

実施の形態３.
図９は本発明の実施の形態３を示す点灯装置１３０の回路図である。上述した実施の形態２と同様に、実施の形態３においても、実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略するとともに実施の形態１で示した制御部４の内部の詳細はここでは省略している。実施の形態１との違いは、制御電源回路４０を設けたことである。制御電源回路４０は、制御部４に電力を供給する制御電源を第２インダクタＬ２の２次巻き線から供給する。

制御電源回路４０は、第２インダクタＬ２に設けられた２次巻き線Ｌ２ｂ、半波整流ダイオードＤ３、制御電源平滑コンデンサＣ１４を備えている。半波整流ダイオードＤ３のアノードとカソードの方向は、スイッチング素子ＳＷ１がオフの時に第２インダクタＬ２の２次巻き線Ｌ２ｂに発生する電圧が制御電源平滑コンデンサＣ１４に充電される向きである。また、スイッチング素子ＳＷ１が起動を開始する前に制御部４に制御電源を供給するために、起動抵抗Ｒ６が設けられている。

図１０は、本発明の実施の形態３にかかる点灯装置１３０の動作を示す波形図である。図９において、交流電源１を投入すると、整流回路２により全波整流されて、全波整流された電圧は起動抵抗Ｒ６に印加される（図１０の時刻ｔ０）。これにより図１０に示すように制御電源平滑コンデンサＣ１４が充電されて、所定電圧に達すると制御部４は動作を開始する（図１０の時刻ｔ１）。

起動抵抗Ｒ６のみでは制御部４を駆動するには供給電力が足りない。このため、制御部４が動作すると制御電源平滑コンデンサＣ１４の電圧は低下する。しかし、スイッチング素子ＳＷ１が駆動を開始することにより今度は第２インダクタＬ２の２次巻き線から電力供給が開始される。このため、制御電源平滑コンデンサＣ１４の電圧は、第２インダクタＬ２の２次巻き線に発生する電圧で決定される電圧まで、再び充電される（図１０の時刻ｔ２）。

本実施の形態では、第２インダクタＬ２の２次巻き線Ｌ２ｂが、制御部４のための制御電源を生成する。実施の形態２でも述べたように、スイッチング素子ＳＷ１がオフである時に、第２インダクタＬ２の２次巻き線Ｌ２ｂにコンバータ部３の出力電圧に比例した電圧が得られ、さらに第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂと比較すると直列コンデンサＣ２のリプル電圧の影響を受けない。このため、第２インダクタＬ２の２次巻き線Ｌ２ｂからは安定した電圧が得られるという利点がある。

ＬＥＤ５は、定電圧特性に近い特性を有するため、調光するためにＬＥＤ電流を変化させても出力電圧の変化は僅かである。したがって調光により出力電流が変化しても第２インダクタＬ２に発生する電圧の変化は僅かであり、制御部４には、負荷変動に対しても安定した電圧が供給される。

以上のように、実施の形態３にかかる点灯装置１３０では、制御部４に供給する電源を出力平滑コンデンサＣ３にダイオードＤ１を介して並列に接続された第２インダクタＬ２の２次巻き線Ｌ２ｂから供給している。このため、電源電圧や直列コンデンサＣ２のリプル電圧の変動などに影響されず、安定した電圧を制御部４に印加することができる。したがって制御部４を安定的に動作させることができる。

なお、本実施の形態においては、第２インダクタＬ２の２次巻き線Ｌ２ｂは、制御電源の供給のみに使用している。しかしながら、本発明はこれに限られるものではない。下記の（変形３−１）または（変形３−２）の変形が可能である。

（変形３−１）２次巻き線Ｌ２ｂから、スイッチング素子ＳＷ１のオン時のタイミング検出用電圧と、制御電源供給用の電圧とを取り出すようにしてもよい。これにより、制御電源供給およびスイッチング素子ＳＷ１をオンする時のタイミング検出用信号入力に、２次巻き線Ｌ２ｂを兼用することができる。

（変形３−２）図９の点灯装置１３０に、実施の形態２で示した過電圧判定回路１３を追加してもよい。この過電圧判定回路１３へ入力すべき過電圧保護用の電圧と、制御電源供給用の電圧とを、２次巻き線Ｌ２ｂから取り出すようにしても良い。これにより、過電圧保護およびスイッチング素子ＳＷ１をオンするタイミング検出用信号入力に、２次巻き線Ｌ２ｂを兼用することができる。

ただし、本発明はこれに限られるものではなく、スイッチング素子ＳＷ１のオン時のタイミング検出用巻き線と、制御電源供給用の巻き線をそれぞれ個別に第２インダクタＬ２に設けても良い。この場合、第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂは不要となる。また、過電圧保護用の２次巻き線とは別に巻き線を設けても良い。

図１１は、本発明の実施の形態３の変形例にかかる点灯装置１４０の回路構成図である。点灯装置１４０は、点灯装置１３０に過電圧判定回路１３を追加したものである。過電圧判定回路１３には、半波整流ダイオードＤ３のカソードと制御電源平滑コンデンサＣ１４の接続点の電圧が入力される。図１１に示すように、スイッチング素子ＳＷ１のオン時のタイミング検出用電圧と、過電圧保護用の電圧と、制御電源供給用の電圧を、全て第２インダクタＬ２の１つの２次巻き線Ｌ２ｂから取り出すようにしてもよい。この場合、第２インダクタＬ２の構造を簡素化できるため低コスト化が可能となる。

図１１に示す点灯装置１４０では、半波整流ダイオードＤ３が、図８の半波整流ダイオードＤ２の役割をも兼ねている。また、制御電源平滑コンデンサＣ１４が、図８のピーク電圧保持用コンデンサＣ４をも兼ねている。半波整流ダイオードＤ３および制御電源平滑コンデンサＣ１４がそれぞれ複数の役割を果たしているので、半波整流ダイオードＤ２、Ｄ３、ピーク電圧保持用コンデンサＣ４、および制御電源平滑コンデンサＣ１４を全て別々に備える回路構成と比較して、同等の機能を確保しつつ部品点数を削減できる。

図１２は、本発明の実施の形態３の変形例にかかる点灯装置１５０の回路構成図である。図１２に示すように、点灯装置１５０は、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２にそれぞれに２次巻き線Ｌ１ｂ、Ｌ２ｂを設けている。第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂはスイッチング素子ＳＷ１のオン時のタイミング検出に用いている。第２インダクタＬ２の２次巻き線Ｌ２ｂは、過電圧保護および制御電源供給という２つの用途に用いられている。

点灯装置１５０では第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２を同一の仕様とする。すなわち同一コア（磁心）、同一ボビンで構成され、巻き線もそれぞれ同一巻き数とする。また、それぞれの２次巻き線Ｌ１ｂ、Ｌ２ｂの巻き数も互いに同一とする。これにより点灯装置１３０は１台につき同一仕様のインダクタを２個使用することになるので、量産効果によりインダクタ１つあたりの価格を抑えることができる。すなわち第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２で互いに異なる仕様のインダクタを使用した場合と比較して、点灯装置１５０は低コスト化されている。

また、図１２に示す点灯装置１５０では、半波整流ダイオードＤ３が、図８の半波整流ダイオードＤ２の役割をも兼ねている。点灯装置１５０では、制御電源平滑コンデンサＣ１４が、図８のピーク電圧保持用コンデンサＣ４の役割をも兼ねている。このように、点灯装置１５０では、半波整流ダイオードＤ３および制御電源平滑コンデンサＣ１４がそれぞれ複数の役割を果たしているので、半波整流ダイオードＤ２、Ｄ３、ピーク電圧保持用コンデンサＣ４、および制御電源平滑コンデンサＣ１４を全て別々に備える回路構成と比較して、同等の機能を確保しつつ部品点数を削減できる。

なお、実施の形態３において直列コンデンサＣ２のリプル電圧の影響を排除するために第２インダクタＬ２の２次巻き線Ｌ２ｂから出力電圧検出を行う場合には、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２はそれぞれ個別のコア（磁心）に巻き線を巻きつけたものを用いる。

実施の形態４.
図１３は、本発明の実施の形態４における照明器具２００の断面図である。照明器具２００は、照明器具本体２０、コネクタ２１、光源基板２２、点灯装置２３を有する。照明器具本体２０は、点灯装置２３などを取り付けるための筺体である。コネクタ２１は、商用電源などの交流電源から電力の供給を受けるための接続部である。光源基板２２はＬＥＤなどの電気的光源を実装した基板である。

点灯装置２３はコネクタ２１、配線２４を介して交流電源からの電力を入力する。点灯装置２３は入力した電力を光源基板２２に供給する電力に変換する。点灯装置２３は配線２５を介して光源基板２２に接続している。点灯装置２３は、変換した電力を光源基板２２に供給する。光源基板２２の光源は、点灯装置２３から供給された電力により点灯する。

点灯装置２３の回路構成は、上述した実施の形態１にかかる点灯装置１００と同じであるものとする。これにより、実施の形態１にかかる点灯装置１００の利点を備えた点灯装置２３および照明器具２００が提供される。

なお、点灯装置２３の回路構成を、実施の形態２または実施の形態３にかかるそれぞれの点灯装置１１０、１２０、１３０、１４０および１５０からなる群から選択した１つの点灯装置と同じものとしてもよい。

実施の形態４にかかる照明器具２００によれば、実施の形態１〜３で述べた点灯装置のいずれか１つを組み込むことで、照明器具の小型化および低コスト化が実現でき、且つ高力率および高効率を達成することができる。

２ 整流回路、３ コンバータ部、４ 制御部、６ 誤差増幅器、７ 信号増幅器、８ 乗算器、９ 第１比較器、１０ 第２比較器、１１ 駆動信号生成部、１２ ドライバ回路、１３ 過電圧判定回路、１３ 過電圧保護回路、２０ 照明器具本体、２１ コネクタ、２２ 光源基板、２３ 点灯装置、２４ 配線、２５ 配線、３０ 過電圧保護回路、４０ 制御電源回路、１００、１１０、１２０、１３０、１４０、１５０ 点灯装置、２００ 照明器具、Ｃ４ ピーク電圧保持用コンデンサ、Ｌ１ 第１インダクタ、Ｌ２ 第２インダクタ、ＳＷ１ スイッチング素子、ＳＷ２ スイッチ

Claims (17)

1. 交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
   前記整流回路の２つの出力端子間に並列に接続された第１コンデンサと、
   一端が前記第１コンデンサの一端に接続された第１インダクタと、
   第１端子、第２端子、および前記第１、２端子間をスイッチングする制御端子を備え、前記第１端子が前記第１インダクタの他端に接続し、前記第１インダクタを介して前記第１コンデンサと並列接続したスイッチング素子と、
   一端が前記第１端子に接続された第２コンデンサと、
   一端が前記第２コンデンサの他端に接続され、前記第２コンデンサを介して前記スイッチング素子と並列接続された第２インダクタと、
   一端が前記第２インダクタの一端と前記第２コンデンサの他端の間に接続した第１整流素子と、
   前記第１整流素子の他端に接続され、前記第１整流素子を介して前記第２インダクタと並列に接続するとともに、光源と並列に接続すべき第３コンデンサと、
   前記スイッチング素子のオン時に前記スイッチング素子に流れ込む前記第１インダクタからの電流および前記第２インダクタからの電流を合計した合計電流のピーク値が前記交流電圧の位相に同期した正弦波状に並ぶように前記スイッチング素子をオンオフ制御するとともに、前記光源に供給する電流が一定値となるように前記スイッチング素子のオン時間を調整する制御部と、
   前記第１インダクタに磁気的に結合した過電圧検出巻き線と、
   前記制御部に接続し、前記スイッチング素子がオフしたときに前記過電圧検出巻き線に発生する電圧が予め設定された過電圧閾値電圧に達すると、前記制御部に前記スイッチング素子の駆動を停止させる過電圧判定部と、
   を備えたことを特徴とする点灯装置。
2. 前記制御部は、前記光源に供給する電流が目標電流値よりも大きい場合には前記スイッチング素子のオン時間を前記ピーク値の正弦波状を維持させたまま減少させ、前記光源に供給する電流が前記目標電流値よりも小さい場合には前記スイッチング素子のオン時間を前記ピーク値の正弦波状を維持させたまま増加させることを特徴とする請求項１に記載の点灯装置。
3. 前記整流回路の直流出力側に発生する電圧に応じた信号を出力する入力電圧検出部と、
   前記光源に流れる電流に応じた信号を出力する光源電流検出部と、
   前記スイッチング素子に流れる電流に応じた信号を出力するスイッチング素子電流検出部と、
   をさらに備え、
   前記制御部は、前記光源電流検出部から出力される信号と前記光源に流れる電流の目標値に対応した信号の差を増幅する誤差増幅器を備え、前記スイッチング素子電流検出部の出力信号が前記誤差増幅器の出力信号と前記入力電圧検出部の出力信号の積で決定する信号レベルに到達すると前記スイッチング素子をオフすることを特徴とする請求項１または２に記載の点灯装置。
4. 前記第１インダクタまたは前記第２インダクタに磁気的に結合したタイミング検出用巻き線を備え、
   前記制御部は、前記スイッチング素子がオフとなった後、前記タイミング検出用巻き線に発生する電圧が所定電圧値以下となると前記スイッチング素子をオンすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の点灯装置。
5. 前記第１インダクタを構成する巻き線と前記第２インダクタを構成する巻き線は、同一磁心に巻きつけられ、前記第１インダクタと前記第２インダクタは磁気的に結合した結合インダクタを構成することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の点灯装置。
6. 交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
   前記整流回路の２つの出力端子間に並列に接続された第１コンデンサと、
   一端が前記第１コンデンサの一端に接続された第１インダクタと、
   第１端子、第２端子、および前記第１、２端子間をスイッチングする制御端子を備え、前記第１端子が前記第１インダクタの他端に接続し、前記第１インダクタを介して前記第１コンデンサと並列接続したスイッチング素子と、
   一端が前記第１端子に接続された第２コンデンサと、
   一端が前記第２コンデンサの他端に接続され、前記第２コンデンサを介して前記スイッチング素子と並列接続された第２インダクタと、
   一端が前記第２インダクタの一端と前記第２コンデンサの他端の間に接続した第１整流素子と、
   前記第１整流素子の他端に接続され、前記第１整流素子を介して前記第２インダクタと並列に接続するとともに、光源と並列に接続すべき第３コンデンサと、
   前記スイッチング素子のオン時に前記スイッチング素子に流れ込む前記第１インダクタからの電流および前記第２インダクタからの電流を合計した合計電流のピーク値が前記交流電圧の位相に同期した正弦波状に並ぶように前記スイッチング素子をオンオフ制御するとともに、前記光源に供給する電流が一定値となるように前記スイッチング素子のオン時間を調整する制御部と、
   前記第１インダクタに磁気的に結合した過電圧検出巻き線と、
   前記制御部に接続し、前記スイッチング素子がオフしたときに前記過電圧検出巻き線に発生する電圧が予め設定された過電圧閾値電圧に達すると、前記過電圧検出巻き線に発生する電圧が前記過電圧閾値電圧に等しくなるように、前記過電圧検出巻き線に発生する電圧と前記過電圧閾値電圧とを比較し、定電圧フィードバック制御を行う過電圧判定部と、
   を備えたことを特徴とする点灯装置。
7. 交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
   前記整流回路の２つの出力端子間に並列に接続された第１コンデンサと、
   一端が前記第１コンデンサの一端に接続された第１インダクタと、
   第１端子、第２端子、および前記第１、２端子間をスイッチングする制御端子を備え、前記第１端子が前記第１インダクタの他端に接続し、前記第１インダクタを介して前記第１コンデンサと並列接続したスイッチング素子と、
   一端が前記第１端子に接続された第２コンデンサと、
   一端が前記第２コンデンサの他端に接続され、前記第２コンデンサを介して前記スイッチング素子と並列接続された第２インダクタと、
   一端が前記第２インダクタの一端と前記第２コンデンサの他端の間に接続した第１整流素子と、
   前記第１整流素子の他端に接続され、前記第１整流素子を介して前記第２インダクタと並列に接続するとともに、光源と並列に接続すべき第３コンデンサと、
   前記スイッチング素子のオン時に前記スイッチング素子に流れ込む前記第１インダクタからの電流および前記第２インダクタからの電流を合計した合計電流のピーク値が前記交流電圧の位相に同期した正弦波状に並ぶように前記スイッチング素子をオンオフ制御するとともに、前記光源に供給する電流が一定値となるように前記スイッチング素子のオン時間を調整する制御部と、
   を備え、
   前記第１インダクタまたは前記第２インダクタに磁気的に結合したタイミング検出用巻き線を備え、
   前記制御部は、前記スイッチング素子がオフとなった後、前記タイミング検出用巻き線に発生する電圧が所定電圧値以下となると前記スイッチング素子をオンし、
   前記タイミング検出用巻き線が、前記第１インダクタに磁気的に結合した１つの巻き線であり、
   前記制御部に接続し、前記スイッチング素子がオフしたときに前記１つの巻き線に発生する電圧が予め設定された電圧に達すると、前記制御部に前記スイッチング素子の駆動を停止させる過電圧判定部を備えることを特徴とする点灯装置。
8. 前記過電圧検出巻き線に直列に接続され、前記スイッチング素子がオフしたときに前記過電圧検出巻き線に発生する電圧が順方向電圧の向きとなるように設けられた第２整流素子と、
   前記第２整流素子で整流された電圧を保持する電圧保持用コンデンサと、
   を備え、
   前記過電圧判定部は、前記電圧保持用コンデンサの電圧を前記過電圧閾値電圧と比較することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の点灯装置。
9. 前記第２インダクタに設けられ前記第２インダクタと磁気的に結合した制御電源供給用巻き線と、
   前記スイッチング素子がオフしたときに前記制御電源供給用巻き線に発生する電圧が順方向電圧となるように設けられた第２整流素子と、
   前記第２整流素子で整流された電圧を平滑する制御電源平滑コンデンサと、
   を備え、
   前記制御電源平滑コンデンサから前記制御部の駆動用電源として前記制御部に電力を供給することを特徴とする請求項１〜４及び６〜８のいずれか１項に記載の点灯装置。
10. 前記第２インダクタに設けられ前記第２インダクタと磁気的に結合した１つの巻き線と、
    前記スイッチング素子がオフしたときに前記１つの巻き線に発生する電圧が順方向電圧となるように設けられた第２整流素子と、
    前記第２整流素子で整流された電圧を平滑する制御電源平滑コンデンサと、
    前記制御部に接続し、前記スイッチング素子がオフしたときに前記１つの巻き線に発生する電圧が予め設定された電圧に達すると、前記制御部に前記スイッチング素子の駆動を停止させる過電圧判定部と、
    を備え、
    前記制御電源平滑コンデンサから前記制御部の駆動用電源として前記制御部に電力を供給することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の点灯装置。
11. 前記第１インダクタまたは前記第２インダクタと磁気的に結合した１つの巻き線と、
    前記スイッチング素子がオフしたときに前記１つの巻き線に発生する電圧が順方向電圧となるように設けられた第２整流素子と、
    前記第２整流素子で整流された電圧を平滑し、かつ前記第２整流素子で整流された電圧を保持する第４コンデンサと、
    前記制御部に接続し、前記スイッチング素子がオフしたときに前記１つの巻き線に発生する電圧が予め設定された過電圧閾値電圧に達すると、前記制御部に前記スイッチング素子の駆動を停止させる過電圧判定部と、
    を備え、
    前記過電圧判定部は、前記第４コンデンサの電圧を前記過電圧閾値電圧と比較し、
    前記第４コンデンサから前記制御部の駆動用電源として前記制御部に電力を供給することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の点灯装置。
12. 前記第２インダクタに設けられ、前記第２インダクタと磁気的に結合した１つの巻き線と、
    前記制御部に接続し、前記スイッチング素子がオフしたときに前記１つの巻き線に発生する電圧が予め設定された電圧に達すると、前記制御部に前記スイッチング素子の駆動を停止させる過電圧判定部と、
    前記スイッチング素子がオフしたときに前記１つの巻き線に発生する電圧が順方向電圧となるように設けられた第２整流素子と、
    前記第２整流素子で整流された電圧を平滑する制御電源平滑コンデンサと、
    を備え、
    前記制御部は、前記スイッチング素子がオフとなった後、前記１つの巻き線に発生する電圧が所定電圧値以下となると前記スイッチング素子をオンし、
    前記制御電源平滑コンデンサから前記制御部の駆動用電源として前記制御部に電力を供給することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の点灯装置。
13. 前記第１インダクタに設けられ、前記第１インダクタと磁気的に結合するタイミング検出用巻き線と、
    前記第２インダクタに設けられ、第２インダクタと磁気的に結合した１つの巻き線である共用２次巻き線と、
    前記制御部に接続し、前記スイッチング素子がオフしたときに前記共用２次巻き線に発生する電圧が予め設定された電圧に達すると、前記制御部に前記スイッチング素子の駆動を停止させる過電圧判定部と、
    前記スイッチング素子がオフしたときに前記共用２次巻き線に発生する電圧が順方向電圧となるように設けられた第２整流素子と、
    前記第２整流素子で整流された電圧を平滑する制御電源平滑コンデンサと、
    を備え、
    前記制御部は、前記スイッチング素子がオフとなった後、前記タイミング検出用巻き線に発生する電圧が所定電圧値以下となると前記スイッチング素子をオンし、
    前記制御電源平滑コンデンサから前記制御部の駆動用電源として前記制御部に電力を供給し、
    前記第１インダクタを構成する巻き線の巻き数と、前記第２インダクタを構成する巻き線の巻き数は等しく、
    前記タイミング検出用巻き線の巻き数と、前記共用２次巻き線の巻き数が等しいことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の点灯装置。
14. 前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体で形成したスイッチング素子を用いたことを特徴とする請求項１〜１３のいずれか１項に記載の点灯装置。
15. 点灯装置と、
    前記点灯装置からの電流を受けて点灯する光源と、
    を備え、
    前記点灯装置が、
    交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
    前記整流回路の２つの出力端子間に並列に接続された第１コンデンサと、
    一端が前記第１コンデンサの一端に接続された第１インダクタと、
    第１端子、第２端子、および前記第１、２端子間をスイッチングする制御端子を備え、前記第１端子が前記第１インダクタの他端に接続し、前記第１インダクタを介して前記第１コンデンサと並列接続したスイッチング素子と、
    一端が前記第１端子に接続された第２コンデンサと、
    一端が前記第２コンデンサの他端に接続され、前記第２コンデンサを介して前記スイッチング素子と並列接続された第２インダクタと、
    一端が前記第２インダクタの一端と前記第２コンデンサの他端の間に接続した整流素子と、
    前記整流素子の他端に接続され、前記整流素子を介して前記第２インダクタと並列に接続するとともに、前記光源と並列に接続すべき第３コンデンサと、
    前記スイッチング素子のオン時に前記スイッチング素子に流れ込む前記第１インダクタからの電流および前記第２インダクタからの電流を合計した合計電流のピーク値が前記交流電圧の位相に同期した正弦波状に並ぶように前記スイッチング素子をオンオフ制御するとともに、前記光源に供給する電流が一定値となるように前記スイッチング素子のオン時間を調整する制御部と、
    前記第１インダクタに磁気的に結合した過電圧検出巻き線と、
    前記制御部に接続し、前記スイッチング素子がオフしたときに前記過電圧検出巻き線に発生する電圧が予め設定された過電圧閾値電圧に達すると、前記制御部に前記スイッチング素子の駆動を停止させる過電圧判定部と、
    を備えたことを特徴とする照明器具。
16. 点灯装置と、
    前記点灯装置からの電流を受けて点灯する光源と、
    を備え、
    前記点灯装置が、
    交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
    前記整流回路の２つの出力端子間に並列に接続された第１コンデンサと、
    一端が前記第１コンデンサの一端に接続された第１インダクタと、
    第１端子、第２端子、および前記第１、２端子間をスイッチングする制御端子を備え、前記第１端子が前記第１インダクタの他端に接続し、前記第１インダクタを介して前記第１コンデンサと並列接続したスイッチング素子と、
    一端が前記第１端子に接続された第２コンデンサと、
    一端が前記第２コンデンサの他端に接続され、前記第２コンデンサを介して前記スイッチング素子と並列接続された第２インダクタと、
    一端が前記第２インダクタの一端と前記第２コンデンサの他端の間に接続した整流素子と、
    前記整流素子の他端に接続され、前記整流素子を介して前記第２インダクタと並列に接続するとともに、前記光源と並列に接続すべき第３コンデンサと、
    前記スイッチング素子のオン時に前記スイッチング素子に流れ込む前記第１インダクタからの電流および前記第２インダクタからの電流を合計した合計電流のピーク値が前記交流電圧の位相に同期した正弦波状に並ぶように前記スイッチング素子をオンオフ制御するとともに、前記光源に供給する電流が一定値となるように前記スイッチング素子のオン時間を調整する制御部と、
    前記第１インダクタに磁気的に結合した過電圧検出巻き線と、
    前記制御部に接続し、前記スイッチング素子がオフしたときに前記過電圧検出巻き線に発生する電圧が予め設定された過電圧閾値電圧に達すると、前記過電圧検出巻き線に発生する電圧が前記過電圧閾値電圧に等しくなるように、前記過電圧検出巻き線に発生する電圧と前記過電圧閾値電圧とを比較し、定電圧フィードバック制御を行う過電圧判定部と、
    を備えたことを特徴とする照明器具。
17. 点灯装置と、
    前記点灯装置からの電流を受けて点灯する光源と、
    を備え、
    前記点灯装置が、
    交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
    前記整流回路の２つの出力端子間に並列に接続された第１コンデンサと、
    一端が前記第１コンデンサの一端に接続された第１インダクタと、
    第１端子、第２端子、および前記第１、２端子間をスイッチングする制御端子を備え、前記第１端子が前記第１インダクタの他端に接続し、前記第１インダクタを介して前記第１コンデンサと並列接続したスイッチング素子と、
    一端が前記第１端子に接続された第２コンデンサと、
    一端が前記第２コンデンサの他端に接続され、前記第２コンデンサを介して前記スイッチング素子と並列接続された第２インダクタと、
    一端が前記第２インダクタの一端と前記第２コンデンサの他端の間に接続した整流素子と、
    前記整流素子の他端に接続され、前記整流素子を介して前記第２インダクタと並列に接続するとともに、前記光源と並列に接続すべき第３コンデンサと、
    前記スイッチング素子のオン時に前記スイッチング素子に流れ込む前記第１インダクタからの電流および前記第２インダクタからの電流を合計した合計電流のピーク値が前記交流電圧の位相に同期した正弦波状に並ぶように前記スイッチング素子をオンオフ制御するとともに、前記光源に供給する電流が一定値となるように前記スイッチング素子のオン時間を調整する制御部と、
    を備え、
    前記点灯装置が、前記第１インダクタまたは前記第２インダクタに磁気的に結合したタイミング検出用巻き線を備え、
    前記制御部は、前記スイッチング素子がオフとなった後、前記タイミング検出用巻き線に発生する電圧が所定電圧値以下となると前記スイッチング素子をオンし、
    前記タイミング検出用巻き線が、前記第１インダクタに磁気的に結合した１つの巻き線であり、
    前記点灯装置が、前記制御部に接続し、前記スイッチング素子がオフしたときに前記１つの巻き線に発生する電圧が予め設定された電圧に達すると、前記制御部に前記スイッチング素子の駆動を停止させる過電圧判定部を備えたことを特徴とする照明器具。

Images