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KR101340112B1 - 고체 촬상 장치, 고체 촬상 장치의 구동 방법 및 촬상 장치 - Google Patents

고체 촬상 장치, 고체 촬상 장치의 구동 방법 및 촬상 장치 Download PDF

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KR101340112B1
KR101340112B1 KR1020060105001A KR20060105001A KR101340112B1 KR 101340112 B1 KR101340112 B1 KR 101340112B1 KR 1020060105001 A KR1020060105001 A KR 1020060105001A KR 20060105001 A KR20060105001 A KR 20060105001A KR 101340112 B1 KR101340112 B1 KR 101340112B1
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KR
South Korea
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signal
charge
transfer gate
photoelectric conversion
transfer
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유스께 오이께
아쯔시 도다
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소니 주식회사
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Publication date
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Abstract

광 신호를 신호 전하로 변환하는 광전 변환 소자와 상기 광전 변환 소자에서 광전 변환된 신호 전하를 전송하는 전송 게이트를 포함하는 단위 화소가 행렬 형상으로 2차원 배치되어 이루어지는 화소 어레이부와, 상기 전송 게이트의 제어 전극에 복수의 제1 제어 전압을 순차적으로 공급하는 공급 전압 제어 수단과, 상기 복수의 제1 제어 전압이 순차적으로 공급되었을 때에 상기 전송 게이트에 의해 전송되는 신호 전하를 2회 이상 판독하기 위해 구동하는 구동 수단을 포함하는 고체 촬상 장치가 제공된다.
고체 촬상 장치, 구동 수단, 신호 전하, 전송 게이트, 광전 변환 소자

Description

고체 촬상 장치, 고체 촬상 장치의 구동 방법 및 촬상 장치{SOLID-STATE IMAGING DEVICE, METHOD OF DRIVING SOLID-STATE IMAGING DEVICE AND IMAGING APPARATUS}
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 CMOS 이미지 센서의 구성을 나타내는 시스템 구성도이다.
도 2는 공급 전압 제어 회로의 회로구성의 일례를 도시하는 회로도이다.
도 3은 공급 전압 제어 회로의 입출력의 타이밍 관계를 나타내는 타이밍차트이다.
도 4는 통상의 판독 경우인 4a와, 고 S/N과 넓은 다이내믹 레인지화를 도모하는 경우인 4b의 각 동작을 설명하기 위한 타이밍차트이다.
도 5는 전송 트랜지스터의 제어 전극에 복수의 전압을 선택적으로 공급했을 경우의 화소 내에 있어서의 전위의 일례를 나타내는 전위 도면이다．
도 6은 입사광이 약할 때의 전위 변화 예를 나타내는 전위 도면이다．
도 7은 입사광이 강할 때의 전위 변화 예를 나타내는 전위 도면이다．
도 8은 제2 전송 후 임계값 변동이 삭제되는 이유를 설명한 도이다.
도 9는 노광 시간과 수광부 축적 전자수와의 관계를 나타내는 도면이다．
도 10은 포화 전자수 Qs가 8800e-인 포토다이오드에 있어서 전송 트랜지스터 의 제어 전극에 공급 전압 Vtrg과, 해당 전압 Vtrg를 공급했을 경우의 포토다이오드에서 유지되어 있는 전자수의 실험 결과를 나타내는 도면이다．
도 11은 전송 트랜지스터의 제어 전극에 공급하는 전압의 공급 타이밍에 대한 다른 예를 나타내는 타이밍차트이다.
도 12는 전송 트랜지스터의 제어 전극에 공급하는 전압의 공급 타이밍에 대한 또 다른 예를 나타내는 타이밍차트이다.
도 13은 고 S/Ｎ화 및 넓은 다이내믹 레인지화의 설명도이다.
도 14는 소정의 조건에서의 실험 결과를 나타내는 도면이다．
도 15는 상기 실험에서 입사광 강도를 나타내는 총 발생 전자수와, 각 중간 전송 및 최후의 완전 전송에 의해 출력으로서 전송된 전자수의 관계를 나타내는 도면이다.
도 16a, 16b는 단위 화소의 다른 회로예를 도시하는 회로도이다.
도 17은 3 트랜지스터 구성의 화소 회로를 이용했을 경우의 동작예를 나타내는 타이밍차트이다.
도 18은 완전 전송기간 및 전자 셔터 기간에 있어서의 전위관계 및 상세한 타이밍 관계를 나타내는 타이밍차트이다.
도 19는 중간 전송기간에 있어서의 전위관계 및 상세한 타이밍 관계를 나타내는 타이밍차트이다.
도 20a-20f는 각 타이밍에서의 전위 관계를 나타내는 전위 도면이다．
도 21a-21d는 중간 전송에 있어서의 전위 도면이다．
도 22는 중간 전송에 있어서의 입사광 강도와 신호 전하와의 대응 관계를 나타내는 도면이다.
도 23은 본 발명의 어플리케이션에 따른 동작예 1을 나타내는 타이밍차트이다.
도 24는 동작예 1의 경우의 중간 전송기간에 있어서의 전위관계 및 상세한 타이밍 관계를 나타내는 타이밍차트이다.
도 25는 동작예 1의 경우의 완전 전송기간 및 전자 셔터 기간에 있어서의 전위관계 및 상세한 타이밍 관계를 나타내는 타이밍차트이다.
도 26은 본 발명의 어플리케이션에 따른 동작예 2를 나타내는 타이밍차트이다.
도 27은 동작예 2의 경우의 중간 전송기간 및 전자 셔터 기간에 있어서의 전위관계 및 상세한 타이밍 관계를 나타내는 타이밍차트이다.
도 28은 본 발명의 어플리케이션에 따른 동작예 3을 나타내는 타이밍차트이다.
도 29는 본 발명의 어플리케이션에 따른 동작예 4를 나타내는 타이밍차트이다.
도 30은 강제 포화 동작의 타이밍차트이다.
도 31a-31d는 중간전송을 수반하는 판독에 있어서의 전위 도면이다．
도 32a-32e는 강제 포화 동작 및 중간전송에 있어서의 전위 도면이다．
도 33은 화소의 고정 패턴 노이즈의 보상 기능을 갖는 시스템 구성을 도시하 는 블록도이다.
도 34는 CCD이미지 센서에 적용했을 경우의 예를 나타내는 전위 도면이다.
도 35는 본 발명의 변형예 1의 개념도이다.
도 36은 백열등 스펙트럼의 예를 도시하는 도면이다.
도 37은 본 발명의 변형예 2의 개념도이다.
도 38은 본 발명의 변형예 3의 개념도이다.
도 39는 본 발명에 따른 촬상 장치의 구성의 일례를 도시하는 블록도이다.
도 40은 화소의 회로 구성의 일례를 도시하는 회로도이다.
도 41은 비특허문헌 1에 기재된 종래 기술에서의 전위 도면이다．
도 42는 비특허문헌 1에 기재된 종래 기술에서의 입사광 강도와 출력 전자수의 관계를 나타내는 도면이다.
〈도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명〉
10…CMOS 이미지 센서, 11…화소 어레이부, 12…수직주사 회로, 13…공급 전압제어 회로, 14…전압공급 회로, 15…타이밍 발생 회로, 16…컬럼 회로, 17…수평주사 회로, 18…컬럼 신호선택 회로, 20…단위화소, 21,31…포토다이오드, 22…전송 트랜지스터, 23…리세트 트랜지스터, 24…증폭 트랜지스터, 25…선택 트랜지스터, 26…FD(플로팅 디퓨전)부, 32…전송 게이트, 33…수직CCD, 35…저감도의 화소, 36…고감도의 화소, 37…적외광 컷오프 필터, 50…디지털 신호처리 회로
[비특허문헌1] IEEE　International　Solid-State　Circuits　Conference　(ISSCC) 2005,pp.354, Feb. 2005.
<관련 출원의 상호 참조>
본 발명은 2005년 10월 28일자 및 2006년 4월 28일자로 각각 일본 특허청에 출원된 일본 특허 출원 JP 2005-313755 및 JP 2006-124699에 대한 요지를 포함하며, 그 전체 내용은 참조로서 결합된다.
본 발명은, 고체 촬상 장치, 고체 촬상 장치의 구동 방법 및 촬상 장치에 관한 것이다．
최근，비디오　카메라나 디지털 스틸카메라 등의 응용에 적합한 고체촬상 장치로서 알려진 CCD(Charge　Coupled　Device) 이미지 센서나 증폭형의 이미지 센서는, 고감도에서의 화소수의 증가나 이미지 사이즈의 축소에 의한 화소 사이즈의 미세화가 진행하고 있다. 한편，일반적으로, CCD 이미지 센서나 CMOS(Complementary Metal　Oxide　Semiconductor) 이미지 센서와 같은 고체 촬상 장치는, 옥내나 야외, 대낮이나 야간과 같은 다양한 환경 하에서 사용되는 경향이 있어, 외광의 변화 등에 따라서, 광전변환 소자에 있어서의 전하 축적기간을 제어함으로써 노광 시간을 조정하고, 감도를 최적값으로 하는 전자 셔터 동작 등이 필요해지는 것이 많다.
그런데，CMOS 이미지 센서에서，그 다이내믹 레인지를 확대하는 방법으로서, 전자 셔터를 고속으로 절환하여 노광 시간을 조정하는 방법, 고속으로 복수의 프레임을 촬영해 서로 겹치게 하는 방법, 수광부의 광전 변환 특성을 대수응답으로 하는 방법 등이 알려져 있다.
그러나，밝은 부분과 어두운 부분이 혼재하는 것 같은 콘트라스트가 높은 촬영 씬(scene)에 대하여, 전자 셔터를 고속으로 절환하는 방법에서는，특히 어두운 부분, 즉 저조도 씬에서 충분한 노광 시간을 확보할 수 없기 때문에, S/N이 열화 해지고 화질이 떨어진다. 고속으로 복수의 프레임을 촬영해 서로 겹치게 하는 방법은, 단순하게 전자 셔터를 절환하는 방법과 비교할 때, 화상의 겹침에 의해 S/N을 개선 할 수 있지만, 복수의 프레임에 대응한 판독 횟수분만큼 판독의 노이즈가 누적되기 때문에, 역시 저조도 씬에서는 S/N이 열화한다.
대수응답 특성에 의해 다이내믹 레인지를 확대하는 방법은 효과적이지만, 서브 임계 영역에서 동작하는 트랜지스터의 임계값의 변동에 의한 고정 패턴 노이즈가 특히 저조도 영역에서 현저하게 된다. 예를 들면, 실내에서 창문 쪽의 인물을 촬영할 때, 감도를 인물에 맞추면 창의 경치가 하얗게 포화해버려 재현할 수 없다. 감도를 창의 경치에 맞추면, 인물이 어둡게 촬영되어, 신호 레벨을 충분히 확보하기 어렵기 때문에 S/N이 낮아지고, 촬영 후에 증폭해도 높은 화질을 얻을 수는 없다.
즉, 어떤 촬영에서，이미지 센서 상의 입사광이 적은 화소에서는 긴 노광 시간으로 높은 Ｓ/N을 실현하고, 입사광이 많은 화소에서는 포화를 회피하여 확대된 다이내믹 레인지화가 필요하다.
종래, 저조도한 화소에서는 통상의 동작과 거의 동등한 고 Ｓ/N을 실현하고, 고조도한 화소에서는 다이내믹 레인지를 확대하는 방법으로서, 비특허문헌 1에 기재된 기술이 알려져 있는다. 구체적으로는，도 40에 도시한 바와 같이 포토다이오드(101), 전송 트랜지스터(102), 리세트 트랜지스터(103), 증폭 트랜지스터(104) 및 선택 트랜지스터(105)를 가지는 화소(100)가 행렬 형상으로 배치되어 이루어진 증폭형 이미지 센서에서，전송 트랜지스터(102)를 턴오프할 때, 전자가 어느 레벨 이상 축적되어 있다면, 제어 전극에 인가하는 전압을, 통상과 같이 완전한 오프로 하는 레벨이 아닌, 잉여분을 FD부(106)에 오버플로우하게 하는 레벨 Vtrg로 설정한다.
포토다이오드(101)에 전자가 축적되고, 레벨 Vtrg을 초과할 때, 서브 임계 영역에서 FD부(106)에 누설이 시작된다. 이 누설이 서브 임계 영역에서 동작하기 때문에, 포토다이오드(101)에 잔류하는 전자수는 대수응답이 된다.
도 41에 도시한 바와 같이 기간 t0에서 리세트 동작후, 전송 트랜지스터(102)의 제어 전극에 전압 Vtrg을 인가한 채 축적을 실행한다. 축적 전자수가 적은 기간 t1의 상태에서는，포토다이오드(101)에 전자가 모두 유지되어 있지만, 축적 전자수가 Vtrg의 레벨을 초과하면, 기간 t2에서 도시된 바와 같이 FD부(106)로 전자가 누설을 시작한다.
전자가 서브 임계 영역에서 누설하고 있기 때문에, 축적을 지속적으로(t3) 했을 경우라도 입사광 강도에 대한 대수특성으로 전자가 축적된다. 기간 t4에서 FD부(106)에 오버플로우된 전자를 리세트하고, 완전전송에 의해 포토다이오드(101)에 유지되어 있는 전자 모두를 판독한다. 이때 입사광 강도와 출력 전자수의 관계를 도 42에 나타낸다. 전압 Vtrg에 의해 설정된 선형 영역의 상한 Qlinear를 초과하는 강도를 갖는 입사광인 경우, 대수응답으로 출력 전자수가 결정된다.
그러나，비특허문헌 1에 기재된 종래 기술에서는，124ｄB의 다이내믹 레인지 가 실현된 취지가 보고되어 있지만, 고 S/N을 실현되는 선형영역의 포화 레벨이, 보고에서는 통상의 포화 레벨 Qs의 반 이하로 되어 있다. 또한，대수응답에 의해 매우 넓은 다이내믹 레인지를 실현하고 있지만, 임계값 변동 등을 받기 쉬운 대수응답 회로가 있기 때문에，선형영역의 고정 패턴 노이즈가 0.8mV일 때, 임계값 변동에 대한 삭제 동작을 실행한 후에도 대수영역에서 5mV 라고 하는 큰 고정 패턴 노이즈가 넓은 다이내믹 레인지 영역에 남는다.
따라서，본 발명은, 저조도에서 통상 포화 레벨을 좁히는 일없이 선형 또한 고 S/N에서의 신호취득을 가능하게 함과 함께，통상 포화 레벨 이상의 입사광에 대하여도 선형영역에서 양호한 Ｓ/N을 실현하면서 다이내믹 레인지를 확대할 수 있는 고체 촬상 장치, 고체 촬상 장치의 구동 방법 및 촬상 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 입사광을 수광하고 신호 전하를 발생하도록구성된 광전 변환부와 해당 광전 변환부로부터 신호 전하를 판독하는 전송 게이트, 및 전송 게이트로부터 판독된 신호를 저장하는 저장부를 포함하는 단위 화소가 배열된 촬상 영역을 포함하는 고체 촬상 장치가 제공된다. 여기서, 전송 게이트는 불완전한 전송에 의해 저장부로 제1 신호 전하를 판독하고, 제1 신호 전하는 저장부로부터 인출되며, 불완전한 전송시 광전 변환부에 남겨진 제2 전하는 광전 변환부에서의 불완전한 전송 이후 입사한 광에 의해 발생된 제3 전하에 부가되고, 제2 전하 및 제3 전하를 부가함에 의해 얻어진 전하는 전송 게이트에 의해 저장부로 판 독된다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 입사광을 수광하고 신호 전하를 발생하도록 구성된 광전 변환부와 해당 광전 변환부로부터 신호 전하를 판독하는 전송 게이트, 및 전송 게이트로부터 판독된 신호를 저장하는 저장부를 포함하는 단위 화소가 배열된 촬상 영역을 포함하는 고체 촬상 장치와, 고체 촬상 장치를 제어하는 제어 소자를 포함하는 촬상 장치가 제공된다. 여기서, 제어 소자는 제어 신호를 고체 촬상 장치에 제공하며, 전송 게이트는 제어 신호에 기초하여 발생된 펄스로 구동되고, 전송 게이트는 불완전한 전송에 의해 저장부로 제1 신호 전하를 판독하고, 제1 신호 전하는 저장부로부터 인출되며, 불완전한 전송시 광전 변환부에 남겨진 제2 전하는 광전 변환부에서의 불완전한 전송 이후 입사한 광에 의해 발생된 제3 전하에 부가되고, 제2 전하 및 제3 전하를 부가함에 의해 얻어진 전하는 전송 게이트에 의해 저장부로 판독된다.
(실시예)
이하, 본 발명의 실시예에 대해서 도면을 참조해서 상세히 설명한다.
도 1은, 본 발명의 일 실시예에 따른 고체 촬상 장치, 예를 들면 CMOS 이미지 센서의 구성을 나타내는 시스템 구성도이다.
도 1에 도시한 바와 같이 본 실시예에 따른 CMOS 이미지 센서(10)는, 광전변환 소자를 포함하는 단위화소(이하, 단순히 "화소"라고 언급될 수도 있다)(20)가 행렬 형태로 2차원 배치되어 이루어지는 화소 어레이부(11) 외에 추가로，그 주변회로로서 수직주사 회로(12), 공급 전압제어 회로(13), 전압공급 회로(14), 타이밍 발생 회로(TG)(15), 복수의 컬럼 회로(16), 수평주사 회로(17) 및 컬럼 신호선택 회로(18)를 가지는 구성으로 되고 있다.
화소 어레이부(11)의 화소(20)의 행렬 배열에서, 열마다 수직신호선(111)이 배치되고, 행마다 구동 제어 선, 예를 들면 전송 제어 선(112), 리세트 제어 선(113) 및 선택 제어 선(114)이 배치되어 있다. 또한，단위화소(20) 각각에, 리세트 전압 Vrst를 공급하는 리세트 선(115)이 배치되어 있다.
(단위 화소)
도 1에는, 단위화소(20)의 회로 구성의 일례가 나타내져 있다. 본 회로예에 따른 단위화소(20)는, 광전변환 소자, 예를 들면 포토다이오드(21) 외에 추가로，예를 들면 전송 트랜지스터(22), 리세트 트랜지스터(23), 증폭 트랜지스터(24) 및 선택 트랜지스터(25)의 4개의 트랜지스터를 가지는 화소 회로를 가진다. 이 경우, 이들 트랜지스터(22∼25)로서, 예를 들면 N채널의 MOS 트랜지스터가 이용된다.
전송 트랜지스터(22)은, 특허 청구의 범위에 있어서의 전송 게이트에 상당하고, 포토다이오드(21)의 캐소드 전극과 전하전압 변환부인 FD부(플로팅 디퓨전부)(26)사이에 접속되어, 포토다이오드(21)로 광전 변환된다. 포토다이오드(21)에 의해 광전 변환되고 전송 트랜지스터(22)에 축적된 신호 전하(여기서는，전자)를, 게이트 전극(제어 전극)에 전송 펄스 TRG이 공급되는 것에 의해 FD부(26)에 전송한다.
리세트 트랜지스터(23)는, 리세트 선(115)에 드레인 전극이, FD부(26)에 소스 전극이 각각 접속되어, 포토다이오드(21)로부터 FD부(26)로의 신호 전하의 전송 에 앞서, 게이트 전극에 리세트 펄스 RST가 공급되는 것에 의해 FD부(26)의 전위를 리세트 전압 Vrst으로 리세트한다.
증폭 트랜지스터(24)은, FD부(26)에 게이트 전극이, 화소전원 Vdd에 드레인 전극이 각각 접속되어, 리세트 트랜지스터(23)에 의해 리세트된 후의 FD부(26)의 전위를 리세트 레벨로서 출력하고, 또한 전송 트랜지스터(22)에 의해 신호 전하가 전송된 후의 FD부(26)의 전위를 신호 레벨로서 출력한다.
선택 트랜지스터(25)는, 예를 들면, 드레인 전극이 증폭 트랜지스터(24)의 소스 전극에, 소스 전극이 수직신호선(111)에 각각 접속되어, 게이트 전극에 선택 펄스 SEL이 공급되는 것에 의해 온 상태로 되고, 화소(20)를 선택 상태로 해서 증폭 트랜지스터(24)로부터 출력되는 신호를 수직 신호선(111)에 출력한다.
또한，선택 트랜지스터(25)에 대해서는, 화소전원 Vdd와 증폭 트랜지스터(24)의 드레인 전극과의 사이에 접속한 구성을 채용하는 것도 가능하다.
수직주사 회로(12)는, 시프트 레지스터 혹은 어드레스 디코더 등으로 구성되어, 리세트 펄스 RST, 전송 펄스 TRG 및 선택 펄스 SEL등을 적당히 발생시켜, 화소 어레이부(11)의 각 화소(20)를 전자 셔터행과 판독행 각각에 대해서 행 별로 수직방향(상하방향)에 주사한다. 전자 셔터행에 대하여는 그 행의 화소(20)의 신호를 소거하기 위한 전자 셔터 동작을 행함과 함께， 판독행에 대하여는 그 행의 화소(20)의 신호 판독을 행하기 위한 판독 동작을 행한다.
여기에서는，도시를 생략하지만, 수직주사 회로(12)는, 화소(20)를 행단위의 순으로 선택하면서, 판독행의 각 화소(20)의 신호를 판독하는 판독 동작을 행하기 위한 판독 주사계와, 해당 판독 주사계에 의한 판독 주사보다 셔터 속도에 대응한 시간분만큼 이전에 동일한 행(전자 셔터행)에 대하여 전자 셔터 동작을 행하기 위한 전자 셔터 주사계를 가지는 구성으로 되고 있다.
그 후, 전자 셔터 주사계에 의한 셔터 주사에 의해 포토다이오드(21)에서 불필요한 전하가 리세트된 타이밍으로부터, 판독 주사계에 의한 판독 주사에 의해 화소(20)의 신호가 판독되는 타이밍까지의 기간이, 화소(20)에 있어서의 신호 전하의 축적 기간(노광 기간)이 된다. 즉, 전자 셔터 동작은, 포토다이오드(21)에 축적된 신호전하의 리세트(소거)를 행하고, 그 리세트 후 새롭게 신호 전하의 축적을 시작하는 동작이다.
공급 전압제어 회로(13)는, 단위화소(20)내의 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극(제어 전극)에 공급(인가)하는 제어 전압을 제어한다. 이 공급 전압제어 회로(13)의 구체적인 구성에 대해서는 후술한다.
전압공급 회로(14)는, 공급 전압제어 회로(13)에 대하여 전압값이 상이한 복수의 전압(제어 전압), 구체적으로는，화소전원 Vdd의 전압 레벨인 고레벨(이하, "H"레벨이라고 언급한다)의 전압과, 접지 레벨인 저레벨(이하, "L"레벨이라고 언급한다) 사이의 중간위치의 전압(이하, "중간전압"이라고 언급하는 경우도 있다)을 공급한다. 여기에, 중간 위치의 전압(중간전압)은, 포토다이오드(21)에 축적된 전하의 일부를 유지한 채, 남은 축적 전하를 부분적으로 FD부(26)에 전송할 수 있는 전압이다.
타이밍 발생 회로(TG)(15)는, 공급 전압제어 회로(13)가 전송 트랜지스 터(22)의 게이트 전극에 제어 전압을 공급할 때의 타이밍을 결정하는 타이밍 신호PTRG1, PTRG2, PTRG3(도 2 참조)을 발생한다.
컬럼 회로(16)은, 예컨대 화소 어레이부(11)의 화소열 마다, 즉 화소열에 대하여 일대일의 대응 관계를 가지고 배치되어, 수직주사 회로(12)에 의한 수직주사에 의해 선택된 판독행의 각 화소(20)로부터 수직 신호선(111)을 통과시켜서 출력되는 신호에 대하여 소정의 신호처리를 행함과 함께，신호 처리 후의 화소 신호를 일시적으로 유지한다.
컬럼 회로(16)로서는, 수직 신호선(111)을 통과시켜서 출력되는 신호를 샘플 홀드(sample hold)하는 샘플홀드 회로를 포함하는 회로 구성과, 샘플홀드 회로를 포함하고，CDS(Correlated　Double　Sampling;상관 이중 샘플링)처리에 의해, 리세트 노이즈나 증폭 트랜지스터(24)의 임계값 격차 등의 화소 고유의 고정 패턴 노이즈를 제거하는 노이즈 제거 회로를 포함하는 회로 구성 등이 이용된다. 단，이들은 일례에 지나치지 않고, 이것에 한정되나 것은 아니다. 예를 들면, 컬럼 회로(16)에 A/D(아날로그/디지털)변환 기능을 갖게 하고, 신호 레벨을 디지털 신호에서 출력하는 구성을 채용하는 것도 가능하다.
수평주사 회로(17)는, 시프트 레지스터 혹은 어드레스 디코더(address decoder) 등을 포함하며, 화소 어레이부(11)의 화소 열 마다 배치된 컬럼 회로(16)를 순차적으로 수평주사한다. 컬럼 신호선택 회로(18)는, 수평선택 스위치나 수평신호선 등을 포함하며, 컬럼 회로(16)에 일시적으로 유지되어 있는 화소의 신호를, 수평주사 회로(17)에 의한 수평주사에 동기화해서 순차적으로 출력한다.
또한，수직 신호선(111)의 각 일단에는, 정전류원(19)이 접속되어 있다. 정전류원(19) 대신에, 예를 들면 바이어스된 트랜지스터를 이용하는 것도 가능하다. 또한，수직주사 회로(12), 타이밍 발생 회로(15), 컬럼 회로(16) 및 수평주사 회로(17) 등의 동작의 기준이 되는 타이밍 신호나 제어 신호는, 도시하지 않는 타이밍 제어 회로에서 생성된다.
(공급 전압제어 회로)
공급 전압제어 회로(13)는, 수직주사 회로(12)에 의해 선택 주사된 행을 구동하는 어드레스 신호 ADR를 입력으로 하여 전압공급 회로(14)로부터 공급되는 복수의 제1 제어 전압, 예를 들면 4개의 전압 Vtrg1, Vtrg2, Vtrg3, Vtrg4(Vtrg1>Vtrg2>Vtrg3>Vtrg4)중 하나를, 타이밍 발생 회로(15)로부터 공급되는 타이밍 신호 PTRG1, PTRG2, PTRG3에 기초하여 선택해서 단위화소(20) 내의 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급한다.
도 ２는, 공급 전압제어 회로(13)의 구성의 일례를 도시하는 회로도이다. 도 2에 도시한 바와 같이 본 예에 따른 공급 전압제어 회로(13)는, 4개의 전압(중간전압) Vtrg1, Vtrg2, Vtrg3, Vtrg4에 대응한 4개의 회로 블록(131∼134)과, 3 입력의 NOR회로(135)를 가지는 구성으로 되고 있다. 회로 블록(131∼134)에는, 수직주사 회로(12)로부터 어드레스 신호 ADR가 공통으로 공급된다. NOR회로(135)에는, 전압공급 회로(14)로부터 타이밍 신호 PTRG1, PTRG2, PTRG3이 3 입력으로서 공급된다.
회로 블록(131)은, 어드레스 신호 ADR와 타이밍 신호 PTRG1을 2 입력으로 하 는 NAND 회로(1311), 레벨 시프터(1312) 및 P채널의 구동 트랜지스터(1313)를 포함하여, 논리 회로부의 전원전압보다도 높은 전압 Vtrg1을 선택해서 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급한다.
회로 블록(132)은, 어드레스 신호 ADR와 타이밍 신호 PTRG2를 2 입력으로 하는 AND회로(1321) 및 P채널의 구동 트랜지스터(1322)를 포함하여, 논리 회로부의 전원전압과 같은 혹은 그것보다도 낮게, 그리고 접지 전압보다도 PMOS 트랜지스터의 임계값이상 높은 전압 Vtrg2을 선택해서 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급한다.
회로 블록(133)은, 어드레스 신호 ADR와 타이밍 신호 PTRG3를 2 입력으로 하는 NAND 회로(1331) 및 N 채널의 구동 트랜지스터(1332)를 포함하여, 논리 회로부의 접지 전압과 같은 혹은 그것보다도 높게, 그리고 전원전압보다도 NMOS 트랜지스터의 임계값이상 낮은 전압 Vtrg4을 선택해서 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급한다.
회로 블록(134)은, 어드레스 신호 ADR와 NOR 회로(135)의 출력 신호를 2 입력으로 하는 AND 회로(1341), 어드레스 신호 ADR를 일(부정) 입력으로 하여 AND회로(1341)의 출력 신호를 다른 입력으로 하는 OR회로(1342), 레벨 시프터(1343) 및 N채널의 구동 트랜지스터(1344)를 포함하여, 접지 전압보다도 낮은 전압 Vtrg4을 선택해서 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급한다.
회로 블록(134)에서는，전송 트랜지스터(22)를 오프하기 위한 전압으로서, 접지 전압보다도 낮은 전압, 예를 들면 -1.0V를 공급하기 위해, NOR 회로(135)의 작용에 의해 다른 회로 블록(131,132,133)과는 배타적으로 동작하는 회로 구성을 가진다.
도 3에서는, 공급 전압제어 회로(13)의 입출력의 타이밍 관계를 나타낸다. 전송 트랜지스터(22)의 게이트 전극에 공급하는 전압을 Vtrg1, Vtrg2, Vtrg3, Vtrg4이라고 했을 경우에，어드레스 신호 ADR에 의해 행이 선택되었을 때에, 타이밍 신호 PTRG1, PTRG2, PTRG3에 의해, 각각에 대응하는 전압 Vtrg1, Vtrg2, Vtrg3을 공급하고, 다른 행에는 전압 Vtrg4을 공급한다.
계속해서, 상기 구성의 본 실시예에 따른 CMOS 이미지 센서(10)의 동작에 대해서, 도 ４의 타이밍차트를 이용하여 설명한다. 도 4에서，4a는 통상의 판독인 경우, 4b는 고 S/N과 넓은 다이내믹 레인지화를 도모할 경우의 각 동작의 타이밍 관계를 나타내고 있다.
도 １에 나타난 화소 회로 구성을 포함하는 단위화소(20)가 행렬 형상으로 배치되어 이루어진 CMOS 이미지 센서(10)에서는，일반적으로, 도4a에 도시한 바와 같이 기간 t1에서 전송 펄스 TRG 및 리세트 펄스 RST가 함께 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 포토다이오드(21) 및 FD부(26)를 리세트하고, 기간 t2에서 수광한 광을 전자로 광전 변환하여, 포토다이오드(21)에 축적한다. 또한，기간 t2의 후반 절반부분 내의 기간 t4에서 리세트 펄스 RST가 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 FD부(26)를 리세트하고, 다음으로, 선택 펄스 SEL이 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 FD부(26)의 전위를 리세트 레벨로서 판독하고, 그 후, 기간 t3에서 전송 펄스 TRG이 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 포토다이오드(21)에 축 적된 전자를 FD부(26)에 전송하고, 다음으로 선택 펄스 SEL이 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 FD부(26)의 전위를 기간 t5에서 신호 레벨로서 판독한다.
전술한 통상의 판독 동작에 대하여, 본 발명에서는，고 S/Ｎ화와 넓은 다이내믹 레인지화를 도모하는 것을 목적으로 하여, 광전 변환에 의해 전자를 축적하는 축적 기간(노광 기간)에서，복수의 제어 전압을 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극(게이트 전극)에 순차적으로 공급하고, 그때 전송 트랜지스터(22)에 의해 전송되는 신호전하를 2회 이상 판독한다.
구체적으로는，도 ４b에 도시한 바와 같이 기간 t10에서 전송 펄스 TRG 및 리세트 펄스 RST가 함께 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 포토다이오드(21) 및 FD부(26)를 리세트하고, 기간 t11에서 수광한 광을 전자에 광전변환하고, 포토다이오드(21)에 축적한다. 다음으로, 기간 t11의 후반 절반 부분의 기간 t12에서 리세트 펄스 RST가 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 FD부(26)를 리세트하고, 다음으로 선택 펄스 SEL이 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 FD부(26)의 전위를 리세트 레벨로서 판독한다.
다음으로，기간 t13에서 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 전압 Vtrg1을 공급하고, 입사광 강도에 의해 결정되는 포토다이오드(21)의 축적 전자량에 따라서 부분적으로 FD부(26)에 전송한다. 기간 t14에서는，선택 펄스 SEL이 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 전송된 전자량에 따른 FD부(26)의 전위를 신호 레벨로서 판독하고, 필요에 따라, 기간 t12에서 판독한 리세트 레벨을 이용하고, 예를 들면 컬럼 회로(16)에 있어서 노이즈 삭제 처리를 행한다.
기간 t15에서는 계속적으로 축적 동작을 실행하고, 기간 t16에서 리세트 펄스 RST가 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 다시 FD부(26)를 리세트하고, 다음으로 선택 펄스 SEL이 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 리세트 레벨을 판독한다. 또한，기간 t17에서 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 전압 Vtrg2을 공급하고, 기간 t13에서 전송되지 않고 포토다이오드(21)에 남은 전자와 기간 t15에서 축적된 전자와의 합 중，전압 Vtrg2에 의한 전송 트랜지스터(22)의 전위를 초과한 분이 FD부(26)에 전송되어, 기간 t18에서 선택 펄스 SEL이 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 FD부(26)의 전위가 신호 레벨로서 판독된다.
기간 t19에서 기간 t22 동안，전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 전압을 Vtrg3을 공급하는 전술한 같은 동작을 반복해서 실행한다. 또한，기간 t11에서 기간 t14까지의 동작을, 전송 트랜지스터(22)로의 공급 전압을 바꾸면서 1회 혹은 복수 회 실행한다. 그리고，기간 t23에서의 노광 후, 기간 t24에서 리세트 펄스 RST가 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 다시 리세트 동작을 행하고, 선택 펄스 SEL이 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 리세트 레벨을 판독하고, 다음으로 기간 t25에서는 전송 펄스 TRG이 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 전송 트랜지스터(22)를 완전하게 온 상태로 해서 FD부(26)에 완전전송을 실행하고, 기간 t26에서 선택 펄스 SEL이 “H”레벨이 되는 것을 허용함에 의해 신호 레벨을 판독한다.
전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 전압 Vtrg1, Vtrg2, Vtrg3을 공급했을 경우의 화소 내에 있어서의 전위의 일례를 도 5에 나타낸다. 포토다이오드(21)에 축적된 전자수가 많고, 전압 Vtrg1에 의한 전위Φtrgi를 초과하는 경우에는, 포토다이오드(21)에 축적된 전자는 부분적으로 FD부(26)에 전송된다.
도 6은, 입사광이 약할 경우에, 전압 Vtrg이 단계적으로 공급되었을 경우의 전위 변화 예를 나타내는 전위 도면이다． 포토다이오드(21)에 축적된 전자가 적은 경우에는, 전송 트랜지스터(22)의 전위 Φtrgi를 초과하는 일이 없기 때문에, 광전변환에서 발생한 전자는 포토다이오드(21)에 유지되어, 최후의 완전전송에서 FD부(26)에 전송되어서 신호 레벨로서 판독된다.
한편， 도 7에 도시한 바와 같이 입사광이 강할 때는, 전위 Φtrgi를 초과한 전자가 FD부(26)에 전송되어, 신호 레벨로서 순차 판독된다. 이에 의해， 저조도에서는 신호의 열화 없게 충분한 노광 시간을 거쳐서 완전전송에서 판독하는 것이 가능해지고, 고조도에서는 잉여분을 단계적으로 판독하여, 최종적으로 넓은 다이내믹 레인지의 합성 화상을 작성할 수 있다．
또한，도 6 및 도 ７에 있어서의 각 동작 기간 t10∼t26과, 도 4a의 타이밍차트에 있어서의 각 동작 기간 t10∼t26과는 각각 대응하고 있다.
전술한 바와 같이, 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 복수의 전압 Vtrg1, Vtrg2, Vtrg3을 단계적으로 공급하고, 잉여전자를 복수 회 FD부(26)에 전송했을 경우, 2회째 이후의 전송에서는 임계값 변동이 삭제된다. 이것은 이하의 이유에 기인한다．
도 8에 도시한 바와 같이 1회째의 전송에서 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 전압 Vtrg1을 인가했을 경우의 전송 트랜지스터(22)의 전위를 φtrg1, 포토다이오드(21)의 전하 축적 전의 전위를 φhad0, 포토다이오드(21)에 유지되는 전자수 를 QHAD1, FD부(26)에 오버플로우된 전자수를 QFD1, 전자수 QHAD1을 유지하고 있을 때의 포토다이오드(21)의 전위를 φhad1이라고 한다. 입사광 강도에 비례해서 포토다이오드(21)로 발생하는 광전류를 Ipd라고 해서 1 회째의 전송까지의 노광 시간을 ΔT, 포토다이오드(21)의 용량을 Cpd와 하면，QHAD1 및 QFD1은 이하의 식으로 나타낸다.
여기서, Vth는 전송 트랜지스터(22)의 임계값이며, ΔVth는 전송 트랜지스터(22)의 임계값 변동이다.
노광을 계속해서 ΔT시간 노광하고, 광전류를 축적한 후에 다른 전압 Vtrg2을 인가한 2회째의 전송에서는，마찬가지로 전송 트랜지스터22의 전위를 φtrg2, 포토다이오드(21)에 유지되는 전자수를 QHAD2, FD부(26)에 오버플로우된 전자수를 QFD2, 전자수QHAD2을 유지하고 있을 때의 포토다이오드(21)의 전위를 φhad2과 하면，이하의 식으로 나타낸다.
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따라서, 2회째의 전송 이후，FD부(26)에 중간전송된 전자수는, 입사광 강도, 즉 발생한 광전류량과, 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 인가된 전압 Vtrg2과 직전에 인가된 전압 Vtrg1과의 차에서 결정되고, 전송 트랜지스터(22)의 임계값 격차 ΔVth의 영향을 저감하는 것이 가능하다. 또한，각각의 타이밍에서 전송 트랜지스터(22)를 통해서 전송되는 전자수는 상관을 가지기 때문에, 전위를 초과한 전자수에 의해 전송기간 내에 전부 전송할 수 없는 잔류 전자수도 상관을 갖고，2회째 이후에서는 잔류 전자에 의한 변동도 저감된다.
전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 공급하는 전압 Vtrg의 레벨은 다음과 같이 결정한다.
도 9에 도시한 바와 같이 포토다이오드(21)의 축적 전자수는 입사광량이 일정한 경우, 노광 시간에 비례해서 증가한다. 예를 들면, 초당 30프레임이면 1/30 초, 초당 60프레임이면 1/60초라고 한 기준으로 되는 노광 시간 Ts에서 포화 전자수 Qs에 도달하는 입사광 강도를 가정하고, 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 전압 Vtrg을 공급하는 타이밍 Ti에 있어서의, 축적 전자수 Nei를 추정한다. 타이밍Ti에 있어서의 공급 전압 Vtrgi는, 축적 전자수 Nei를 포토다이오드(21)에 유지할 수 있는 전압으로서 설정한다.
도 10에는, 포화 전자수 Qs가 8800e-인 포토다이오드(21)에서 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극으로의 공급 전압 Vtrg과, 해당 전압 Vtrg을 공급했을 경우의 포토다이오드(21)에 유지되어 있는 전자수의 실험 결과가 나타낸다.
이 경우, 타이밍 T1, T2, T3에서의 공급 전압은, 도 9에 있어서의 축적 전자수 Ｎe1, Ｎe2, Ｎe3으로부터, 전압 Vtrg1, Vtrg2, Vtrg3이 된다. 실제로 공급한 전압은, 포토다이오드(21)로부터 FD부(26)로의 열확산 등에 의한 누설을 방지하는 마진으로서, 전송 트랜지스터(22)가 N채널 MOS 트랜지스터이면 수 100mV 낮은 전압, P채널 MOS 트랜지스터이면 수 100mV 높은 전압을 인가하는 것이 보다 바람직하다.
도 11에는, 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 공급하는 전압의 공급 타이밍에 대한 다른 예가 나타난다.
다른 예에서는，완전전송까지의 노광 시간의 1/4의 타이밍에서 전압 Vtrg1을, 3/4의 타이밍에서 전압 Vtrg3을 공급한다. 각각의 전압 Vtrg1, Vtrg3을 결정하는 방법은 상기의 경우와 마찬가지이다.
이에 따라, 전압 Vtrg1, Vtrg3의 공급의 간격을 제어하여, 입사광 강도에 대한 중간전송의 전자수의 관계, 즉 감도를 제어할 수 있다． 즉, 각각의 중간전송 실행 간격을 복수로 허용하여, 복수의 감도에서 넓은 다이내믹 레인지화를 할 수가 있어，넓은 다이내믹 레인지 영역 속에서도 광 강도가 비교적 약한 부분에서의 Ｓ/N을 비교적 높게 설정할 수 있다．
예를 들면, 도 11에 도시한 바와 같이 1회째 중간전송까지의 노광 시간(t31)을 전체의 4분의 1로서, 1회째의 중간전송으로부터 2회째의 중간전송까지의 노광 시간(t35)을 전체의 2분의 1로 하면，1회째의 전송에서는 입사광 강도에 대한 판독 전자수의 감도는 4분의 1이 되고, 다이내믹 레인지 확대에 공헌한다.
한편，2회째의 전송에서는，감도는 2분의 1이 되고, 다이내믹 레인지는 1회째의 전송보다도 좁지만, 통상의 약 2배의 영역까지는 1회째의 전송에 의한 영역보다도 높은 Ｓ/N을 실현된다. 또한，최후의 완전전송에서는，입사광 강도에 대하여 통상의 1배, 즉 동등한 감도와 다이내믹 레인지를 실현하고 있어, 넓은 다이내믹 레인지화에 의한 저조도영역에서의 화질 열화를 회피한다.
도 12에는, 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 공급하는 전압의 공급 타이밍에 대한 또 다른 예가 나타난다.
본 예에서는，복수 회 공급되는 전압 Vtrgi의 임의인 1회 혹은 복수 회에서，전송된 신호 레벨의 판독을 실행하지 않고 리세트 동작을 실행한다. 이 동작은, 선택 신호를 액티브라고 하지 않고 전송 후 바로 리세트 동작으로 이동하는 것으로 실현된다. 이 동작에 의해, 상술한 바와 같이 임계값 변동에 의한 전송 전자수의 변동이 감소한 신호를 얻을 경우, 변동이 큰 1회의 전송에 있어서의 판독 동작을 생략할 수 있다．
또한，판독 동작을 실행하지 않음에 의해, CMOS 이미지 센서(10)의 프레임 레이트 보다도 짧은 전송 간격으로 하는 것이 가능하기 때문에, 다이내믹 레인지 확대에 공헌할 수 있다. 예를 들면, 도 12에서는，완전전송까지의 노광 시간의 1/8의 타이밍에서 전압 Vtrg1을 공급하고, 신호 레벨을 판독하지 않고 리세트가 수행된다. 1/4의 타이밍에서 전압 Vtrg2을 공급하고, 신호 레벨을 판독한다. 다음으로，3/4의 타이밍에서 전압 Vtrg3을 공급하고, 신호 레벨을 판독하며, 마지막으로 완전전송에서 신호 레벨을 판독하고 있다.
합계 3회 실행되는 판독 동작 중，전압 Vtrg2에 의해 전송된 1회째 판독에서는，1/8의 노광 시간에 상당하는 출력을 얻을 수 있기 때문에, 최대 약 8배의 다이내믹 레인지를 확보할 수 있고, 직전의 전압 Vtrg1에 의한 전송에서 임계값 변동이 저감된다. 전압 Vtrg3에 의한 2회째 판독에서는，전송 간격이 1/2로 되기 때문에，포화 레벨의 약 2배의 다이내믹 레인지에서, 1회째 판독보다도 높은 Ｓ/N의 신호를 얻을 수 있다.
본 예에서는，다이내믹 레인지를 약 8배 확대하고 있지만, 판독의 속도는 통상의 4배로 충분하다. 마찬가지로, 전압 Vtrg1의 공급 타이밍을 전압 Vtrg2의 공급 타이밍에 근접하게 허용함에 의해, 다이내믹 레인지를 확대하는 것이 가능하게 된다. 또한，도 12의 예와 같이, 도 4a의 동작 외에 추가로，전송 혹은 신호 레벨의 판독 직후에 리세트 동작을 실행하고, FD부(26)의 전자를 미리 리세트하는 것이 가능하다.
복수회의 중간전송에 의해 얻을 수 있은 신호는, 도 13에 도시한 바와 같이 미리 설정된 포화 레벨에서 클리핑(clipping)하여 가산한 것으로 연속적인 입출력 특성을 얻는다. 예를 들면, 도 13에서는，i회째의 판독인 통상 노광에서의 완전전송후, 신호는 통상 포화 레벨까지 고 S/N에서 출력되고, 그 전의 ｉ-1회째의 전송에서는 노광 시간을 2분의 1로 하여 중간전송함에 의해 약 2배의 다이내믹 레인지를, i-2회째의 전송에서는 노광 시간을 8분의 1로 하여 중간전송함에 의해 약 8배의 다이내믹 레인지를 가능하게 한다. 각각의 포화 레벨 근방의 포인트에서 신호를 클리핑하고 서로 더하여, 연속적인 특성을 얻을 수 있다.
이러한 클리핑 및 가산에 의해 고 S/Ｎ화 및 넓은 다이내믹 레인지화를 가능하게 하는 처리는, 예를 들면 CMOS 이미지 센서(10)의 후단에 설치되는 신호처리 회로(도시 생략)에서，복수회 판독된 화상을 저장해 두는 프레임 메모리를 이용함으로써 실행되게 된다.
단，이 처리예는 단지 일례에 해당하며, 복수 회 판독된 화상이 보존되어 있으면, 퍼스널 컴퓨터 등으로 처리하는 것도 가능하며, 또 프레임 메모리를 CMOS 이미지 센서(10) 위에 실장하여, 해당 이미지 센서(10)에서 처리해서 최종 화상만을 출력하는 구성을 채용하는 것도 가능하다.
도 14에 실험 결과를 나타낸다. 이 실험에서는，도 12의 타이밍차트에서，전압 Vtrg1을 0.6V, 전압 Vtrg2을 1.1V, 전압 Vtrg3을 1.3V로서 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 공급했다.
도 14에서는，포토다이오드(21)의 리세트로부터 완전전송까지의 노광 시간이 약 16ms인 경우에, 최초의 전압 Vtrg1에 의한 중간전송을 포토다이오드(21)의 리세트로부터 2ｍs후, 2회째의 전압 Vtrg2에 의한 중간전송을 4ｍs후, 3회째의 중간전송을 12ｍs후에 실행했을 때에, 포토다이오드(21)에 남아 있는 전자수를 나타내고 있다.
도 14에서，t1, t2, t3, t4가 노광 기간, t2, t4, t6이 전송기간이다. 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 전압 Vtrg을 인가하고 있는 시간은 100ns이다. 그래프(40∼51)은, 각각 16ms 동안에 포토다이오드(21)에서 발생한 총전자수를 350e-, 1200e-, 2200e-, 4400e-, 6600e-, 8800e-, 11000e-, 17500e-, 25000e-, 35000e-, 44000e-, 53000e-이 되게 하는 강도를 갖는 광이 포토다이오드(21)에 입사하는 조건을 나타낸다. 전송기간은 전송이 평형 상태에 근접하도록 충분한 시간으로 하는 것이 바람직하며, 100ns 이상으로 하는 것이 보다 바람직하다.
도 15는, 상기 실험에서의 입사광 강도를 나타내는 총발생 전자수와, 각 중간전송 및 최후의 완전전송에서 출력으로서 전송된 전자수의 관계를 나타내는 도면이다. 도 15에서，그래프(60)는, 전압 Vtrg1에 의해 전송된 전자수를 나타내며, 에러 바는 전송 트랜지스터(22)의 임계값이 ±50mV 변동될 때의 값이다.
1회째 전송에서는, 임계값 변동에 의한 전송 전자수의 변동이 크지만, 2회째의 전압 Vtrg2에 의한 전송 결과(61)에서는 전자수의 변동이 저감된다. 3회째의 전압 Vtrg3에 의한 전송 결과(62)는, 전압 Vtrg2에 의한 전송보다도 전송기간이 길기 때문에 감도가 높게, 구배(gradient)가 커지고 있다. 완전전송에 의한 결과(63)는, 저조도에 있어서 중간전송을 행하지 않는 통상의 전송과 같은 Ｓ/N을 가 지고 있다. 결과(61, 62)는, 각각 결과(63)의 1/2배, 1/8배의 구배를 가지고, 전송 타이밍의 제어에 의해 감도 제어 및 넓은 다이내믹 레인지화가 실현되고 있는 것을 확인할 수 있다. 결과(63)는 상기 특성 합성의 방법에 의해 얻을 수 있은 넓은 다이내믹 레인지 특성이다. 저조도에서의 높은 Ｓ/N과, 선형특성에서의 넓은 다이내믹 레인지화를 달성하고 있다．
전술한 바와 같이, 예를 들면, 포토다이오드(21) 및 해당 포토다이오드(21)로 광전 변환된 신호 전하를 전송하는 전송 트랜지스터(22)를 포함하는 단위화소(20)가 행렬 형상으로 2차원 배치되어 이루어진 CMOS 이미지 센서(10)에서，전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 복수의 제1 제어 전압을 공급 전압제어 회로(13)로부터 순차적으로 공급하고, 그때에 전송 트랜지스터(22)에 의해 전송되는 신호 전하를 2회 이상 판독하는 구동을 수직주사 회로(12)에 의해 행함으로써, 저조도에서 통상 포화 레벨을 좁히는 일없이 선형 또한 고 S/N에서의 신호취득을 가능하게 함과 함께，통상 포화 레벨 이상의 입사광에 대하여도 선형 영역에서의 양호한 Ｓ/N을 실현하면서 다이내믹 레인지를 확대할 수 있다.
이에 따라，옥내나 야외, 대낮이나 야간과 같은 다양한 환경 하에서의 외광의 변화에 대하여, 저조도 씬에서는 S/N의 높은 고화질 화상을 취득하는 것이 가능하게 됨과 함께，고조도 씬에서는 포화가 적은 고화질 화상을 선형 응답에 의해 취득할 수 있다. 더욱이, 저조도와 고조도가 혼재하는 고 콘트라스트 씬에서도, 저조도부분에서는 고 S/N을 유지한 채 고조도 부분의 포화를 회피할 수 있다．
이에 따라, 고감도화를 목적으로서 통상의 화소배열 중에 감도의 높은 화소 를 배치한 경우에도, 고감도 화소에 노광 시간을 맞춰서 통상 화소의 Ｓ/N을 열화 시킬 필요는 없고, 통상 화소의 적정 노광에 맞춰서 고감도 화소의 고 S/N 화상을 얻을 수 있고, 연속단에서 고화질화의 처리에 이점이 된다.
또한，상기 실시예에서는，선택 트랜지스터(25)를 포함하는 단위화소(20)(도 1 참조)가 행렬 형상으로 배치되어 이루어진 CMOS 이미지 센서에 적용한 경우에 대해 설명했지만, 본 발명은 이 적용 예에 한정되는 것은 아니다.
즉, 본 발명에 따른 CMOS 이미지 센서(10)에서는，FD부(26)에 전송한 전자가, 전송 직후의 판독 동작의 유무에 상관없이 다음의 노광 기간의 전에 리세트할 수 있으므로, 선택 트랜지스터(25)를 포함하지 않는 단위화소가 행렬 형상으로 배치되어 이루어진 CMOS 이미지 센서에도 마찬가지로 적용가능하다.
구체적으로는，도 16a에 도시한 바와 같이 포토다이오드(21) 외에 추가로，전송 트랜지스터(22), 리세트 트랜지스터(23) 및 증폭 트랜지스터(24)의 3개의 트랜지스터를 갖고，리세트 트랜지스터(23)를 통해서 FD부(26)의 전위를 증폭 트랜지스터(24)의 임계값보다도 낮은 전위, 즉 선택 전원 전위 SELVDD를 설정해서 단위화소를 비선택 상태로 하는 화소 회로의 단위 화소를 갖는 CMOS 이미지 센서에 대하여도 마찬가지로 적용가능하다.
또한，도 16b에 도시한 바와 같이 포토다이오드(21) 외에 추가로，전송 트랜지스터(22), 리세트 트랜지스터(23) 및 증폭 트랜지스터(24)의 3개의 트랜지스터와, 1개의 스위치 트랜지스터(27)를 가지는 화소 회로에 있어서도 마찬가지로 적용가능하다. 이 화소 회로에서는，리세트 전압 Vrst를 수직신호 선(111)으로부터 선 택적으로 공급되는 구성으로 되고 있기 때문에, 리세트 트랜지스터(23)가 FD부(26)(증폭 트랜지스터(24)의 게이트 전극)와 수직 신호선(111) 사이에 접속됨과 함께，수직신호선(111)에는 스위치 펄스 SW에 의해 온 상태로 되는 스위치 트랜지스터(27)를 통해서 선택적으로 리세트 전압 Vrst가 공급된다.
또한，증폭 트랜지스터(24)를 복수의 단위 화소 사이에서 공유하는 화소 구조에 대해서도, 같은 이유로 적용가능하다.
도 16a에 도시된 3 트랜지스터 구성의 화소 회로의 단위 화소를 갖는 CMOS 이미지 센서인 경우의 동작에 대해, 도 17의 타이밍차트를 이용하여 설명한다.
이전 프레임의 완전전송과 판독의 기간 T4 후에, 기간 T1에서 전자 셔터에 의해 포토다이오드(21)와 FD부(26)에서의 신호 전하가 비게 된다. 그리고，노광과 광전 변환에 의해 발생한 전하(여기에서는，전자)를 포토다이오드(21)에 축적한다. 중간전송 이전에, 기간 T2에서 중간전압(도 4의 전압 Vtrg1에 상당)을 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 인가하고, 입사 광량이 큰 화소에서 발생한 신호 전하를 부분적으로 FD부(26)에 전송한다. 이때, FD부(26)에 전송된 전하는 판독하지 않고 리세트한다.
기간 T3에서 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 기간 T2와 같은, 혹은 다른 중간전압을 인가하며, 입사 광량이 큰 화소에서 발생한 신호 전하를 부분적으로 FD부(26)에 전송한다. 이때，FD부(26)에 전송된 신호 전하가 판독된다. 노광을 계속하고, 기간 T4에서는 전송 트랜지스터(22)를 완전하게 온시켜서, 포토다이오드(21)에 축적된 모든 신호 전하가 FD부(26)에 전송되고, 해당 FD부(26)로부터 판 독된다.
기간 T4에서，중간전압의 인가에 의해 전송이 발생하지 않는 입사광량이 작은 화소에서는，신호 전하가 감소하지 않고 축적되기 때문에, 고 S/N으로 신호를 판독할 수 있다. 한편，입사 광량이 큰 화소에서는，신호 전하가 포화해버리지만, 중간전압의 인가에 의한 중간전송에 의해 신호로서 판독된다.
도 18에서는, 완전 전송기간 T4 및 전자 셔터 기간 T1에서, 포토다이오드(PD)(21)와 FD부(26)의 전위관계, 및 선택 전원 전위 SELVDD, 리세트 펄스 RST 및 전송 펄스 TRG의 상세한 타이밍 관계를 나타낸다.
선택 전원 전위 SELVDD가 “H”레벨의 상태에 있을 때, 기간 t0에서 리세트 펄스 RST가 “H”레벨이 되고, 리세트 트랜지스터(23)가 온 상태로 되는 것에 의해 FD부(26)를 리세트하고, 기간 t1에서 FD부(26)의 전위를 리세트 레벨로서 증폭 트랜지스터(24)를 통해서 판독한다. 기간 t2에서는 전송 펄스TRG이 “H”레벨이 되는 것에 의해 포토다이오드(21)의 신호 전하를 FD부(26)에 전송하고, 기간 t3에서 FD부(26)의 전위를 신호 레벨로서 증폭 트랜지스터(24)를 통해서 판독한다.
기간 t4에서, 리세트 펄스 RST가 “H”레벨이 되고, 리세트 트랜지스터(23)이 온 상태로 되는 것에 의해 FD부(26)를 리세트하고, 전자 셔터로서 동작한다. 기간 t5에서는，선택 전원 전위SELVDD가 “L”레벨이 되고, FD부(26)의 전위를 증폭 트랜지스터(24)의 임계값보다도 낮은 전위로 허용함에 의해, 해당 증폭 트랜지스터(24)가 오프되어 화소를 비선택 상태로 한다.
도 19에서는, 중간 전송기간 T2, T3에 있어서의 포토다이오드(21)와 FD 부(26)의 전위관계 및 선택 전원 전위 SELVDD, 리세트 펄스 RST 및 전송 펄스 TRG의 상세한 타이밍 관계를 나타낸다.
기간 t0에서, 리세트 펄스 RST가 “H”레벨이 되고, 리세트 트랜지스터(23)이 온 상태로 되는 것에 의해 FD부(26)를 리세트한다. 기간 T3의 경우에는, 기간 t1에서 FD부(26)의 전위를 리세트 레벨로서 증폭 트랜지스터(24)를 통해서 판독한다. 기간 T2의 경우에는 판독 동작에 대해서는 실행하지 않아도 좋다. 기간 t2에서, 임의인 전압 Vfg를 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 인가하고, 중간전송을 실행한다. 임의의 전압Vfg에 있어서, 기간 T2인 경우를 Vfg0, 기간 T3인 경우를 Vfg1이라고 한다.
입사 광량이 적을 때, 파선으로 도시한 바와 같이 포토다이오드(21)의 전압은 높아지고, FD부(26)로의 전송은 발생하지 않는다． 한편，입사 광량이 많을 때, 실선에서 도시한 바와 같이 포토다이오드(21)의 전압은 낮아져, 전송 트랜지스터(22)의 게이트 아래의 전위를 초과한 신호 전하가 FD부(26)에 부분적으로 전송된다. 기간 T3의 경우에는, 기간 t3로 FD부(26)의 전위를 신호 레벨로서 증폭 트랜지스터(24)를 통해서 판독한다. 기간 T2의 경우에는, 판독 동작은 실행하지 않아도 좋다.
기간 t4에서, 리세트 펄스 RST가 “H” 레벨로 되고, 리세트 트랜지스터(23)가 온 상태로 되는 것에 의해 FD부(26)만을 리세트하고, 기간 t5에서 선택 전원 전위 SELVDD가 “L”레벨이 되고, FD부(26)의 전위를 증폭 트랜지스터(24)의 임계값보다도 낮은 전위로 함에 의해, 해당 증폭 트랜지스터(24)가 오프해서 화소를 비선 택 상태로 한다.
도 20a-20f에는, 각 타이밍에서의 전위 관계가 나타난다. 도 20a는 완전 전송과 판독의 기간 T4에 있어서의 기간 t4에서의 전자 셔터 동작시의 포텐셜 도면이다. 이 전자 셔터 동작에서는, 포토다이오드(21) 및 FD부(26)에 축적된 전하를 선택 전원 전위 SELVDD에 소출(swept away)한다.
도 20b는, 기간 T2, T3, T4에 있어서의 기간 t0에서의 리세트 동작후의 포텐셜 도면이다. 이 리세트 동작후에, 입사광 강도의 대소에 의해, 노광에 의한 전하의 축적이 발생한다.
도 20c는, 중간 전송 기간 T2, T3에 있어서의 기간 t2에서의 중간 전송 동작 시의 포텐셜 도면이다. 이 중간 전송 동작에서는, 전송 트랜지스터(22)의 게이트 아래의 포텐셜이, 해당 전송 트랜지스터(22)의 온 상태와 오프 상태간 상태로 되는 전압을 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 인가하면, 입사광 강도가 작은 경우에는 축적 전하가 적기 때문 전송이 발생하지 않고, 입사광 강도가 강할 경우만 포토다이오드(21)의 포텐셜이 전송 트랜지스터(22)의 게이트 아래의 포텐셜을 상회하기 때문에, FD부(26)에 전하의 전송이 발생한다.
도 20d는, 기간 T4에 있어서의 기간 t2, 즉 포토다이오드(21)에 축적한 전하를 모두 판독하는 완전 전송을 행하기 위해 전송 트랜지스터(22)를 온 상태로 했을 때의 포텐셜 도면이다. 도 20e는, 기간 T3, T4에 있어서의 기간 t3, 즉 신호를 판독하기 위해 완전 전송후에 전송 트랜지스터(22)를 오프 상태로 했을 때의 포텐셜 도면이다. 도 20f는, 기간 T1, T2, T3에 있어서의 기간 t5, 즉 FD부(26)의 전위를 증폭 트랜지스터(24)의 임계값 이하라고 하기 위해 화소의 비 선택 동작을 실행했을 때의 포텐셜 도면이다．
화소 어레이부에서, 수광부인 포토다이오드(21)의 포텐셜 형상이 화소마다 균일하지 않을 경우, 중간 전압의 인가에 의해 포토다이오드(21)에 유지되는 전자수가 상이하다. 이에 의해, 중간 전압의 인가를 수반하는 판독에 의해 얻을 수 있는 고조도 영역에서의 출력 신호가, 포토다이오드(21)의 포텐셜 형상의 변동에 의존하는 고정 패턴 노이즈를 갖고, 화질을 열화시킬 우려가 있다.
여기서, 예를 들면, 도 21a 내지 21d에 도시한 바와 같이 포토다이오드(PD)(21)에 전하Qi0이 축적되어 있는 도 21a의 상태로부터, 전압 Vfg0을 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 인가함으로써 전하 Qi0의 일부를 소출했을 때에, 포토다이오드(21)에 전하 Q0만 남아 있는 도 21b의 상태가 될 경우를 생각한다.
도 21b의 상태로부터 또한 전하 Qi1이 축적된 도 21c의 상태에 대하여, 전압 Vfg1을 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 인가하는 것으로, 전하 Q0+Q1을 포토다이오드(21)에 남기고, 전하 Qfg1을 FD부(26)에 전송해서 신호로서 판독할 수 있다(도 21d의 상태).
도 22에 도시한 바와 같이 상태 도21b의 상태로부터 도 21c의 상태에서 축적한 전하 Qi1은 입사광 강도에 비례하고 있다. 도 21d의 상태에서 전송된 신호 전하 Qfg1로부터 입사광 강도, 즉 밝기를 얻기 위해서는, 전압 Vfg0 및 전압 Vfg1로 결정하는 전하 Q1을 얻을 필요가 있다. 그러나, 화소마다 포토다이오드(21)의 포텐셜 형상이 동일하지 않을 경우, 전하 Q1이 화소마다 변동을 갖고 있기 때문에, 전하 Qfg1로부터 얻을 수 있는 화상에 고정 패턴 노이즈가 포함되게 된다.
[응용예]
전술한 포토다이오드(21)의 포텐셜 형상의 변동에 의존하는 고정 패턴 노이즈를 보정하기 위해서 이루어진 것이, 이하에 설명하는 응용예다.
(동작예1)
도 23은, 본 발명의 응용예에 따른 동작예 1을 나타내는 타이밍차트다. 이 동작예 1은, 도 16a에 도시하는 3 트랜지스터 구성의 화소 회로의 단위 화소를 갖는 CMOS이미지 센서인 경우의 동작예다.
우선, 전 프레임에서의 판독 후, 기간 S1로 포토다이오드(21)을 전하(전자 혹은 정공)으로 채운다. 다음으로, 기간 S2로 전압 Vfg1을 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 인가하고, 중간 전송을 행하고 나서 리세트 한다. 다음으로, 기간 S3에 전압 Vfg0을 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 인가하고, 중간 전송을 행하고나서 신호를 판독한다. 마지막으로, 기간 S4로 완전 전송을 가서 신호를 판독하고, 기간 S5에서 셔터 동작을 행한다.
도 24에, 중간 전송 기간 S2, S3에 있어서의 포토다이오드(21)과 FD부(26)의 전위 관계 및 선택 전원 전위 SELVDD, 리세트 펄스 RST 및 전송 펄스 TRG의 상세한 타이밍 관계를 나타낸다.
기간 t0로 리세트 펄스 RST가 “H”레벨이 되고, 리세트 트랜지스터(23)이 온 상태로 되는 것에 의해 FD부(26)을 리세트 한다. 기간 S3의 경우에는, 기간 t1로 FD부(26)의 전위를 리세트 레벨로서 증폭 트랜지스터(24)을 통해서 판독한다. 기간 S2의 경우에는 판독 동작에 대해서는 실행하지 않아도 좋다. 기간 t2로 임의인 전압 Vfg를 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 인가하고, 중간 전송을 실행한다. 임의의 전압 Vfg에 대해서는, 기간 S2인 경우를 Vfg1, 기간 S3인 경우를 Vfg0라고 한다. 여기에서, Vfg0과 Vfg1은 동일한 전압값이여도 상관없다.
입사광량이 적을 때, 파선으로 도시한 바와 같이 포토다이오드(21)의 전압은 높아지고 있어, FD부(26)에의 전송은 발생하지 않는다. 한편, 입사광량이 많을 때, 실선에서 도시한 바와 같이 포토다이오드(21)의 전압은 낮아져, 전송 트랜지스터(22)의 게이트 아래의 포텐셜을 초과한 신호 전하가 FD부(26)에 부분적으로 전송된다. 기간 S3의 경우에는, 기간 t3로 FD부(26)의 전위를 신호 레벨로서 증폭 트랜지스터(24)를 통해서 판독한다. 기간 S2의 경우에는, 판독 동작은 실행하지 않아도 좋다.
기간 t4에서, 리세트 펄스 RST가“H”레벨로 되고, 리세트 트랜지스터(23)가 온 상태로 되는 것에 의해 FD부(26)만을 리세트하고, 기간 t5로 선택 전원 전위 SELVDD가“L”레벨이 되고, FD부(26)의 전위를 증폭 트랜지스터(24)의 임계값보다도 낮은 전위로 하는 것으로, 해당 증폭 트랜지스터(24)가 오프해서 화소를 비 선택 상태로 한다.
도 25에, 완전 전송 기간 S4 및 전자 셔터 기간 S5에 있어서의 포토다이오드(21)과 FD부(26)의 전위 관계 및 선택 전원 전위 SELVDD, 리세트 펄스 RST 및 전송 펄스 TRG의 상세한 타이밍 관계를 나타낸다.
선택 전원 전위 SELVDD가“H”레벨의 상태에 있을 때, 기간 t0로 리세트 펄 스 RST가“H”레벨이 되고, 리세트 트랜지스터(23)이 온 상태로 되는 것에 의해 FD부(26)을 리세트하고, 기간 t1로 FD부(26)의 전위를 리세트 레벨로서 증폭 트랜지스터(24)를 통해서 판독한다. 기간 t2에서는 전송 펄스 TRG가“H”레벨이 되는 것에 의해 포토다이오드(21)의 신호 전하를 FD부(26)에 전송하고, 기간 t3로 FD부(26)의 전위를 신호 레벨로서 증폭 트랜지스터(24)을 통해서 판독한다.
기간 t4에서, 리세트 펄스 RST가“H”레벨이 되고, 리세트 트랜지스터(23)이 온 상태로 되는 것에 의해 FD부(26)을 리세트하고, 전자 셔터의 동작을 한다. 기간 t5에서는, 선택 전원 전위 SELVDD가“L”레벨이 되고, FD부(26)의 전위를 증폭 트랜지스터(24)의 임계값보다도 낮은 전위로 하는 것으로, 해당 증폭 트랜지스터(24)가 오프해서 화소를 비선택 상태로 한다.
(동작예 2)
도 26은, 본 발명의 응용예에 따른 동작예 2을 나타내는 타이밍차트다. 이 동작예 2도, 3 트랜지스터 구성의 화소 회로의 단위 화소를 갖는 CMOS이미지 센서 인 경우의 동작예다.
동작예 2는, 동작예 1에 있어서의 최후의 완전 전송의 판독을 생략한 동작예가 되고 있어, 최후의 완전 전송의 판독을 생략함으로써, 동작예 1인 경우에 비교하여, 포토다이오드(21)의 포텐셜 형상의 변동에 의존하는 고정 패턴 노이즈를 보정하는 보정 신호를 얻기 위한 일련의 처리에 필요로 하는 시간을 단축할 수 있다. 복수의 전압 중 하나 혹은 모두를, 전송 트랜지스터(22)를 완전하게 오프 상태로 하는 전압 이외의 전압으로 설정하는 것으로, 완전 전송의 판독을 생략할 수 있다.
도 27에, 동작예 2인 경우의 중간 전송 기간 S3′및 전자 셔터 기간 S5에 있어서의 포토다이오드(21)과 FD부(26)의 전위 관계 및 선택 전원 전위 SELVDD, 리세트 펄스 RST 및 전송 펄스 TRG의 상세한 타이밍 관계를 나타낸다. 동작예 2에서는, 도 27의 타이밍차트에 도시한 바와 같이 전자 셔터 기간 S5의 셔터 동작과 비 선택화 동작을 중간 판독 이후에 실행한다.
(동작예3)
도 28은, 본 발명의 응용예에 따른 동작예 3을 나타내는 타이밍차트다. 이 동작예 3도, 3 트랜지스터 구성의 화소 회로의 단위 화소를 갖는 CMOS이미지 센서 인 경우의 동작예다.
동작예 3은, 기간 S1의 강제 포화 동작, 기간 S2의 중간 전송 동작, 기간 S3의 중간 전송과 판독 동작의 각 간격을 짧게 한 동작예가 되고 있어, 기간 S1, S2, S3의 각 간격을 짧게 함으로써, 동작예 1인 경우에 비교하여, 입사광이나 암전류의 영향을 저감할 수 있다．
(동작예4)
도 29는, 본 발명의 응용예에 따른 동작예 4를 나타내는 타이밍차트다. 이 동작예 4도, 3 트랜지스터 구성의 화소 회로의 단위 화소를 갖는 CMOS이미지 센서 인 경우의 동작예다.
동작예 4는, 중간 전송에 의한 신호의 판독을 계속해서 복수회 실행하는 동작예가 되고 있어, 복수의 전압을 낮은 전압으로부터 순으로 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 인가하는 것에 의해, 각각의 전압에 대응한 보정량의 보정 신호를 얻을 수 있다.
이상 설명한 동작예 1∼4에 있어서의 포토다이오드(21)의 강제 포화 동작의 타이밍 관계를 도 30에 나타낸다. 또한，도 30에서, 기간 S1이 강제 포화 동작의 타이밍 관계를 나타내고 있다.
FD부(26)의 초기 전압인 부분의 리세트 전압(여기에서는，선택 전원 전위SELVDD)을 포화시의 포토다이오드(21)의 전압 상당으로 하고, 전송 펄스 TRG와 리세트 펄스 TRS를“H”레벨로 함으로써 전송 트랜지스터(22)와 리세트 트랜지스터(23)을 온 상태로 한다. 이에 의해，포토다이오드(21)은 포화 상태와 같이 전하가 유지된 상태로 된다. 즉, FD부(전송 용량)(26)의 전위를, 포토 다이오드(21)은 포화 상태에 있어서의 전위로서 전송 트랜지스터(22)를 온 상태로 하는 것으로, 포토다이오드(21)을 전위 혹은 정공으로 채운다.
전술한 바와 같이, 포토다이오드(21)을 전하(전자 혹은 정공)으로 채우고 나서, 복수의 중간 전압(제2 제어 전압)을 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 순차 인가해서 부분적인 전송을 실행한다. 즉, 포토다이오드(21)에 축적된 전하의 일부를 유지한 채, 남은 축적 전하를 부분적으로 FD부(26)에 전송함으로써, 하나 혹은 모든 중간 전압에 의해 전송된 신호 전하를 전압 신호로서 취득할 수 있다. 이 전압 신호는, 포토다이오드(21)의 포텐셜 형상의 변동 성분을 포함한 것이 되고 있어, 해당 포텐셜 형상의 변동에 의존하는 고정 패턴 노이즈를 보정하기 위한 보정 신호가 된다.
또한, 전술한 동작예 4의 설명으로부터 분명한 바와 같이, 복수의 중간 전 압(제2 제어 전압)의 인가 순서는, 화상 취득시에 인가하는 복수의 제어 전압(제2 제어 전압)의 인가 순서의 역이 된다. 즉, 화상 취득시에, 복수의 제어 전압을 높은 전압으로부터 순서대로 인가하면, 복수의 중간 전압을 낮은 전압으로부터 순서대로 인가하는 것으로, 포토다이오드(21)의 포텐셜 형상의 변동에 의존하는 고정 패턴 노이즈를 보정하기 위한 보정 신호를 취득할 수 있다．
(보정 신호를 얻을 수 있는 원리)
다음으로, 포토다이오드(21)의 포텐셜 형상의 변동에 의존하는 고정 패턴 노이즈를 보정 하기 위한 보정 신호를 얻을 수 있는 원리에 대해서 설명한다.
도 31a 내지 31d는, 중간 전송을 수반하는 판독에 있어서의 포텐셜 도면이다. 도 31a 내지 31d에서，도 31a는 중간 전송 기간 S2에 있어서의 기간 t1의 포텐셜을, 도 31b은 중간 전송 기간 S2에 있어서의 기간t2의 포텐셜을, 도 31c는 중간 전송 기간 S3에 있어서의 기간t1의 포텐셜을, 도 31c는 중간 전송 기간 S3에 있어서의 기간 t2의 포텐셜을 각각 나타내고 있다.
S2-t1 기간(도 31a)로 포토다이오드(21)에 축적되어 있는 전하 Qi0은, S2-t2기간(도 31b)로 전송 트랜지스터(22)에 전압 Vfg0을 인가하는 것으로, 부분적으로 FD부(26)에 전송되어, 전하 Q0만 포토다이오드(21)에 남는다. FD부(26)에 전송되었던 전하Qfg0는 리세트된다.
여기로, 전하 Q0는 인가된 전압 Vfg0에 의해 제어되지만, 해당 전하 Q0에는 전송 트랜지스터(22)의 특성 변동(임계값 변동)에 의한 전하수의 변동ΔＱvth와, 포텐셜 형상의 변동에 의한 전하수의 변동ΔＱpot0이, 화소마다의 고정 패턴 노이 즈로서 포함된다. 그리고, 전하 Q0은, 전하 Q0의 평균값을 Ｑhad0으로 하면, 다음 수학식 1에서 나타낸다.
Figure 112006078250620-pat00003
…… (1)
기간 S3의 판독에서는, 기간 S2로부터의 노광 기간 동안에 광전 변환에 의해 발생한 전하 Ｑi1이 포토다이오드(21)에 가해지고, 해당 포토다이오드(21)에 (Qi1 + Q0)되는 전하가 유지되는 상태로 된다. 이 상태에서, 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 중간 전압 Vfg1을 인가하는 것으로, 전하 Qi1의 일부가 FD부(26)에 전송된다. 이때, 전하 Qi1의 남은 전하를 Q1으로 하면, 포토다이오드(21)에는 (Q0 + Q1)가 되는 전하가 유지된다.
전하(Q0+Q1)에 있어서도, 전송 트랜지스터(22)의 임계값 변동에 기인하는 전하수의 변동ΔＱvth가 포함되고, 전하Q1에 대하여 포텐셜 형상의 변동에 기인하는 전하수의 변동ΔＱpot1이 포함된다. 여기에서, 전하 Q1의 평균값을 Ｑhad1이라고 하면,
Figure 112006078250620-pat00004
……（2)
로 나타낼 수 있다.
여기에서, 전하 Q1은,
Figure 112006078250620-pat00005
…… (3)이다.
판독되는 신호, 즉 FD부(26)에 전송된 전하 Qfg1은,
Figure 112006078250620-pat00006
… (4)
가 된다.
이 식(4)로부터 알 수 있는 바와 같이, 화소의 특성 변동으로서 포텐셜 형상의 변동에 기인하는 전하수의 변동ΔＱpot1을 캔슬할 필요가 있다．
도 32a 내지 32e는, 강제 포화 동작 및 중간 전송에 있어서의 포텐셜 도면이다. 도 32a 내지 32e에서，도 32a는 강제 포화 기간 S1에 있어서의 기간t4의 포텐셜을, 도 32b는 강제 포화 기간 S1에 있어서의 기간t5의 포텐셜을, 도 32c는 중간 전송 기간 S2에 있어서의 기간t2의 포텐셜을, 도 32d는 중간 전송 기간 S3에 있어서의 기간 t2의 포텐셜을, 도 32e는 중간 전송 기간 S4에 있어서의 기간t2의 포텐셜을 각각 나타내고 있다.
S1-t4기간(도 32a)로 포토다이오드(21)을 강제적으로 포화 상태라고 해서 S1-t5기간(도 32b)로 포화 전자수 Ｑs0이 포토다이오드(21)에 유지된 상태로 한다. 기간(도 32c)에서는, 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 전압 Vfg1을 인가하는 것으로, 수학식 2에서 나타내는 전하 (Q0 + Q1)을 포토다이오드(21)에 유지할 수 있다. FD부(26)에 전송된 전하는 리세트한다.
S3-t3기간에서는, 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 전압 Vfg0을 인가하면, 수학식 1에서 나타내는 전하 Q0이 포토다이오드(21)에 유지되어, 남은 전하Q1이 FD부(26)에 전송되어, 신호로서 판독된다. 전하 Q1은 수학식 3에서 나타내기 위해서, 화소의 특성 변동으로서 고정 패턴 노이즈가 되고, 화질을 열화시키는 항 ΔＱpot1에 의한 오프셋 값을 얻을 수 있다.
계속해서 완전 전송을 S4-t2기간으로 실행했을 경우에는, 수학식 1의 전하 Q0이 신호로서 판독되기 위해서, (ΔＱpot0 + ΔＱvth)의 오프셋 값도 얻는 것이 가능하다. 이 신호를 판독하면, 전송 트랜지스터(22)의 임계값 변동에 의한 고정 패턴 노이즈를 제거하는 것도 가능하다.
(고정 패턴 노이즈의 보정)
도 1에 나타내는 CMOS이미지 센서(10)로부터는, 입사광량에 의존하는 전하(량)Qi1을 포함한 전하 Qfg1이 신호로서 판독된다. 중간 전송에 의해 남은 전하 Q1의 평균값 Ｑhad1은 중간 전압 Vfg1에 의해 제어할 수 있는 값이지만, 포텐셜 형상의 변동에 기인하는 전하수의 변동ΔＱpot1은 화소의 고정 패턴 노이즈로서 화질을 열화시킨다.
따라서, 전술한 보정 신호(보정 값)을 취득하는 방법에 의해 수학식 3의 전하 Q1을 얻는다. 그리고, 이 전하 Q1과 전하 Ｑfg1과의 합을 잡는 연산 처리를 행하면, 다음식 (5)의 연산 결과를 얻을 수 있다.
Figure 112006078250620-pat00007
…… (5)
포텐셜 형상의 변동에 기인하는 전하수의 변동 ΔＱpot1이 제거되어, 입사광량에 의존하는 전하 Ｑi1만을 얻을 수 있게 된다.
즉, 식 (5)의 가산 처리를 행함으로써, 전술한 취득 방법에 의해 얻은 보정 신호를 이용해서 포토다이오드(21)의 포텐셜 형상의 변동에 기인하는 전하수의 변동 ΔＱpot1이 캔슬되어, 입사광량을 나타내는 전하Ｑi1을 얻을 수 있는 것이기 때문에, 고정 패턴 노이즈의 저감에 의해 촬상 화상의 화질을 향상할 수 있다.
식 (5)의 가산 처리는, 도 33에 도시한 바와 같이 CMOS이미지 센서(10)의 후단에 설치되는 디지털 신호처리 회로(50)에서 실행된다. 여기에서는, CMOS이미지 센서(10)로부터 촬상 신호가 디지털 신호로 출력되는 것으로 한다. 디지털 신호처리 회로(50)은, 예를 들면 프레임 메모리를 갖고, 전술한 취득 방법에 의해 화소 개개에 대해서 취득된 보정 신호를 화소마다 프레임 메모리에 저장해 놓고, 통상의 촬상시에 해당 프레임 메모리에 저장되어 있는 보정 신호를 이용해서 화소마다, 수광부(포토다이오드)의 포텐셜 형상의 변동에 의존하는 고정 패턴 노이즈를 보정 하기 위해, 식(5)의 가산 처리를 실행한다.
보정 신호의 취득에 대해서는, 제조 단계에 있어서 취득 처리를 한번 실행하고, 각 화소의 보정 신호를 고정치로서 불휘발성 메모리에 저장해 두는 방법이나, 시스템 전원의 투입시에 취득 처리를 한번 실행하고, 각 화소의 보정 신호를 고정치로서 프레임 메모리에 저장하는 방법이나, 수 프레임 기간이나 몇십 프레임 기간등의 일정 기간마다 취득 처리를 반복해서 실행하고, 할 때마다 프레임 메모리에 저장하고 있는 보정 신호를 갱신하는 방법이나, 프레임마다 취득 처리를 반복해서 실행하고, 프레임 메모리에 저장하고 있는 보정 신호를 갱신하는 방법등이 생각된다. 보정 신호의 취득이 많아지는 정도, 경시 변화등에 수반하는 고정 패턴 노이즈에 대해서 확실하게 보정할 수 있는 이점이 있다.
전술한 바와 같이, 포토다이오드(21)을 전하로 채우고 나서, 복수의 중간 전압(제2 제어 전압)을 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 순차 인가해서 부분적인 전송을 실행하고, 하나 혹은 모든 중간 전압에 의한 전송에서 얻을 수 있는 신호 전하를 판독하고, 해당 신호 전하를 보정함으로서, 통상 촬상시에 복수의 제어 전압을 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 순차적으로 인가함으로써 얻을 수 있는 화상의 고정 패턴 노이즈의 제거에 이용함으로써, 다음과 같은 작용 효과를 얻을 수 있다. 즉, 다이내믹 레인지화 되었을 때의 고조도에 있어서의 출력 신호에서, 포토다이오드(21)의 포텐셜 형상의 변동, 혹은 전송 트랜지스터(22)의 임계값 변동의 한쪽 혹은 양방에 의해 발생하는 화상의 고정 패턴 노이즈를 제거할 수 있기 위해서, 촬상 화상의 고화질화를 도모할 수 있다.
또한, 본 실시 형태에서는, 전술한 취득 방법에 의해 얻은 보정 신호를, 복수의 제어 전압을 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 순차적으로 인가함으로써 얻을 수 있는 촬상 신호에 대하여 적용하는 경우를 예로 들어서 설명했지만, 이 적용 예에 한정되는 것은 아니다.
이상 설명한 실시 형태 및 그 응용예에서는, CMOS 이미지 센서에 적용했을 경우를 예로 들어서 설명했지만, 본 발명은 CMOS 이미지 센서에의 적용에 한정되는 것은 아니고, 증폭형의 고체 촬상 장치 전반에, 그 위에 광전 변환 소자로부터의 신호 전하의 판독 부분에 관한 발명인 것부터, CCD 이미지 센서에 대표되는 전하 전송형의 고체 촬상 장치에도 마찬가지로 적용가능하다.
도 34a 및 34b에, CCD 이미지 센서에 적용했을 경우의 예를 나타낸다. CCD 이미지 센서에서는, 광전 변환 소자인 포토다이오드(수광부)(31)로 광전 변환되어, 여기에 축적된 신호 전하는, 전송 게이트(판독 게이트)(32)에 의해 수직 CCD(수직 전송부)(33)에 전송되어, 해당 수직 CCD(33)에 의한 수직 전송에 의해 판독되게 된다. 이 CCD 이미지 센서에서, 전송 게이트(32)에 전술한 제어 전압 Vtrg을 인가하는 것으로, 수직 CCD(33)에 전송하는 전자량을 제어할 수 있다．
입사광이 약할 때(도 34a)는, 광전 변환된 전자량이 적기 때문에, 전송 게이트(32)에 제어 전압 Vtrg을 인가해도, 포토다이오드(31)의 축적 전자는, 전송 게이트(32) 아래의 포텐셜을 초과할 수 없고 포토다이오드(31)내에 유지된다. 한편, 입사광이 강할 때(도 34b)은, 광전 변환된 전자량이 많기 때문에, 전송 게이트(32)에 제어 전압 Vtrg을 인가하는 것으로, 포토다이오드(31)의 축적 전자는, 전송 게이트(32) 아래의 포텐셜을 초과해서 수직 CCD(33)에 부분적으로 전송된다.
그리고, CMOS이미지 센서인 경우로 같은 제어 타이밍에서 제어 전압 Vtrg을 인가하는 것으로, CMOS이미지 센서인 경우와 마찬가지로, 저조도에서의 신호 전하를 유지한 채, 고조도에 있어서 중간 전송에 의한 신호 취득을 실행할 수 있다.
[변형예]
이상 설명한 실시 형태에서는, 화소 어레이부(11)의 전화소(20)에 대하여, 전송 트랜지스터(22)의 제어 전극에 복수의 제어 전압을 순차적으로 공급하고, 그 때에 전송 트랜지스터(22)에 의해 전송되는 신호 전하를 2회 이상 판독하는 구동을 행한다고 했지만, 본 발명은 해당 구동을 전화소(20)에 대하여 행하는 적용 예에 한정되는 것은 아니다. 다른 적용예에 대해서, 이하에 변형예 1, 2, 3로서 설명한다.
(변형예1)
도 35는, 본 발명의 변형예1의 개념도다. 본 변형예 1에서는，R(적), G(녹), B(청)의 원색 필터나, Cy(시안), Mg(마젠타), Ye(황색)의 보색 필터등의 색투과 필터를 화소위로 배치해서 컬러 화상을 취득하는 고체 촬상 장치에서, 색 투과 필터를 갖지 않고, 색 투과 필터를 갖는 화소(35)보다도 고감도의 화소(36)를 부분적으로 마련하여, 이 고감도의 화소(36)에 대하여, 전송 트랜지스터의 제어 전극에 복수의 제어 전압을 순차적으로 공급하고, 이때에 전송 트랜지스터에 의해 전송된 신호전하를 2회 이상 판독하는 구동을 행하는 것을 특징으로 한다.
도 36은, 백열등의 스펙트럼의 예를 도시하는 도면이다. 일반적으로, 백열 등은, 도 20의 특성 W와 같이, 적외광을 많이 암시하는 파장 영역이 널리, 청, 녹, 빨간색 투과 필터를 통과하면, 특성 B, G, R와 같이 강도가 감쇠한다. 따라서, 색투과 필터를 갖지 않는 고감도의 화소(36)는 넓은 파장 영역의 광을 수광하기 위해, 색투과 필터를 갖는 화소(35)의 몇배의 감도를 가지고 있다.
따라서, 색투과 필터를 갖는 저감도의 화소(35)와 색투과 필터를 갖지 않는 고감도의 화소(36)가 혼재하는 고체 촬상 장치에서, 고감도의 화소(36)에 대하여, 전송 트랜지스터의 제어 전극에 복수의 제어 전압을 순차적으로 공급하고, 그 때에 전송 트랜지스터에 의해 전송되는 신호 전하를 2회 이상 판독하는 구동을 행함으로써, 색투과 필터를 갖는 화소(35)에 있어서의 고 S/N을 유지하면서, 고감도의 화소(36)에 있어서 통상 레벨을 초과했을 경우라도 신호를 취득할 수 있다.
여기로, 색투과 필터를 갖지 않는 고감도의 화소(36)에 있어서 취득한 신호는 엣지가 선명하다. 따라서, 일례로서, 색투과 필터를 갖지 않는 고감도의 화소 (36)에 있어서 취득한 신호를, 색투과 필터를 갖는 저감도의 화소(35)에 있어서 취득한 신호에 반영시킴으로써, 엣지의 선명한 촬상 화상을 얻을 수 있다.
(변형예2)
도 37은, 본 발명의 변형예 2의 개념도다. 본 변형예 2에서는, 색투과 필터를 갖는 저감도의 화소(35)와 색투과 필터를 갖지 않는 고감도의 화소(36)가 혼재하는 점에서 변형예 1과 마찬가지지만, 변형예 1에서는 고감도의 화소(36)을 부분적으로 설치하고 있는 것에 대해서, 고감도의 화소(36)을 행 단위에서 설치하고 있는 점에서 상위하고 있다.
고감도의 화소(36)가 산재하고 있는 변형예 1에서는，행 단위로 선택 주사가 행해짐으로써, 저감도의 화소(35)와 고감도의 화소(36)을 구별해서 구동할 수는 없다. 이것에 대하여, 고감도의 화소(36)이 행 단위에서 존재하는 변형예 2에서는，저감도의 화소(35)와 고감도의 화소(36)를 구별해서 행 단위에서 선택 구동할 수 있다. 바꾸어 말하면, 고감도의 화소(36)의 행을 단독으로 선택 구동할 수 있다.
고감도의 화소(36)의 행을 단독으로 선택 구동하기 위해서는, 도 1의 수직 주사 회로(12)에서, 색 투과 필터를 갖는 저감도의 화소(35)의 행을 선택 주사하는 주사계와, 색 투과 필터를 갖지 않는 고감도의 화소(36)의 행을 선택 주사하는 주사계를 설치하고, 각 주사계에 의해 따로 따로 주사를 행하도록 하면 된다.
따라서, 고감도의 화소(36)의 행을 단독으로 선택 구동이 가능한 것에 의해, 고감도의 화소(36)에 대하여, 전송 트랜지스터의 제어 전극에 복수의 제어 전압을 순차적으로 공급하고, 그 때에 전송 트랜지스터에 의해 전송되는 신호 전하를 2회 이상 판독하는 구동을 고속 동작에서 행하는 한편, 저감도의 화소(35)에 대해서는 통상의 판독 동작을 저속에서 행할 수 있기 때문에, 저감도의 화소(35)에 대하여도 고감도의 화소(36)와 마찬가지로 고속 동작을 행하지 않음을 얻지 않는 변형예 1과 비교하여, 저감도의 화소(35)에 대한 구동을 저속에서 할 수 있는 분만 소비 전력을 저감할 수 있는 이점이 있다.
(변형예3)
도 38은, 본 발명의 변형예 3의 개념도다. 변형예 3에서는, 예를 들면 변형예 2의 화소 배열에서, 색 투과 필터를 갖지 않는 고감도의 화소(36)이외의 화소상, 즉 색투과 필터를 갖는 저감도의 화소(35)위로 적외광 컷 필터(37)을 화소 단위에서 배치한 것을 특징으로 한다.
저감도의 화소(35)위로 적외광 컷 필터(37)을 화소 단위에서 배치하기 위해서는, 예를 들면, 저감도의 화소(35)위로 유전 다층막을 적층함으로써 형성할 수 있다. 또한, 일반적으로 촬상 장치의 전단에 배치되는 적외광 컷 필터를, 고감도의 화소(36)에 대해서는 보다 장파장의 적외광을 차단하는 필터로 하는 것으로, 저감도의 화소(35)위로 적외광 컷 필터(37)을 배치할 수 있다.
따라서, 저감도의 화소(35)위로 적외광 컷 필터(37)을 배치하는 것으로, 고감도의 화소(36)로 적외광도 수광해 해당 화소(36)을 더욱 고감도화 할 수 있기 때문에, 통상의 색투과 필터를 가지는 저감도의 화소(35)의 신호를 열화시키지 않고, 고감도의 화소(36)에서의 통상 포화 레벨 이상의 신호를 취득할 수 있다.
[적용 예]
전술한 실시 형태(변형예 1∼3을 포함한다)에 따른 CMOS 이미지 센서는, 디지털 스틸 카메라나 비디오　카메라등의 촬상 장치에서, 그 촬상 디바이스(화상입력 디바이스)로서 이용하기 적합한 것이다.
여기에, 촬상 장치는, 촬상 디바이스로서의 고체 촬상 장치, 해당 고체 촬상 장치의 촬상면(수광면)위로 피사체의 상광을 결상시키는 광학계 및 해당 고체 촬상 장치의 신호 처리 회로를 포함하는 카메라 모듈(예를 들면, 휴대 전화등의 전자 기기에 탑재되어서 이용된다), 해당 카메라 모듈을 탑재한 디지털 스틸 카메라나 비디오　카메라 등의 카메라 시스템을 말하는 것이다.
도 39는, 본 발명에 따른 촬상 장치의 구성의 일례를 도시하는 블록도다. 도 39에 도시한 바와 같이 본 예에 따른 촬상 장치는, 렌즈(41)를 포함하는 광학계, 촬상 디바이스(42), 카메라 신호 처리 회로(43)등으로 구성되어 있다.
렌즈(41)은, 피사체로부터의 상광을 촬상 디바이스(42)의 촬상면에 결상한다. 촬상 디바이스(42)은, 렌즈(41)에 의해 촬상면에 결상된 상광을 화소 단위에서 전기 신호로 변환해서 얻을 수 있는 화상 신호를 출력한다. 이 촬상 디바이스(42)로서, 전술한 실시 형태에 따른 CMOS 이미지 센서(10)가 이용된다. 카메라 신호 처리부(43)은, 촬상 디바이스(42)로부터 출력되는 화상 신호에 대하여 여러가지 신호 처리를 행한다.
전술한 바와 같이, 비디오　카메라나 전자 스틸 카메라, 그 밖에 휴대 전화등의 모바일 기기 대상 카메라 모듈등의 촬상 장치에서, 그 촬상 디바이스(42)로서 전술한 실시 형태에 따른 CMOS 이미지 센서(10)를 이용하는 것으로, 해당 CMOS 이미지 센서(10)에서는, 저조도에서 통상 포화 레벨을 좁히는 일없이 선형 또한 고S/N에서의 신호 취득을 가능하게 하는 것과 함께, 통상 포화 레벨 이상의 입사광에 대하여도 선형 영역에서의 양호한 Ｓ/N을 실현하면서 다이내믹 레인지를 확대할 수 있기 위해서, 촬상 화상의 화질을 보다 향상할 수 있는 이점이 있다.
당업자는 부가된 특허청구범위 및 그 균등물에 의한 설계 조건이 및 여러 요소에 따라 다양한 수정, 조합, 서브-조합 및 변경을 수행할 수 있다는 것을 알 수 있다.
본 발명에 따르면, 저조도에서 통상 포화 레벨을 좁히는 일없이 선형 또한 고 S/N에서의 신호취득이 가능하게 됨과 함께, 통상 포화 레벨 이상의 입사광에 대하여도 선형 영역에서의 양호한 Ｓ/N을 실현하면서 다이내믹 레인지를 확대할 수 있기 위해서, 다양한 환경 하에서의 외광의 변화에 대하여, 저조도 씬(scene)에 있어서 S/N의 높은 고화질한 화상을 취득하는 것이 가능하게 됨과 함께, 고조도 씬에 있어서 포화가 적은 화상을 선형 응답에 의한 고화질에서 취득할 수 있고, 또한 저조도와 고조도가 혼재하는 콘트라스트의 높은 씬에 있어서도, 저조도 부분에서는 고 S/N을 유지한 채 고조도부분의 포화를 회피할 수 있다．

Claims (24)

  1. 삭제
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 고체 촬상 장치로서,
    광 신호를 신호 전하로 변환하는 광전 변환 소자와 상기 광전 변환 소자에서 광전 변환된 신호 전하를 전송하는 전송 게이트를 포함하는 단위 화소가 행렬 형상으로 2차원 배치되어 이루어지는 화소 어레이부와,
    상기 전송 게이트의 제어 전극에 복수의 제1 제어 전압을 순차적으로 공급하는 공급 전압 제어 수단과,
    상기 복수의 제1 제어 전압이 순차적으로 공급되었을 때에 상기 전송 게이트에 의해 전송되는 신호 전하를 2회 이상 판독하기 위해 구동하는 구동 수단을 포함하고,
    상기 구동 수단은, 상기 복수의 제1 제어 전압이 순차적으로 공급되었을 때에 상기 전송 게이트에 의해 전송되는 신호 전하에 대해서, 1회 혹은 복수회 판독하지 않고 리세트하기 위해 구동하는 고체 촬상 장치.
  6. 삭제
  7. 고체 촬상 장치로서,
    광 신호를 신호 전하로 변환하는 광전 변환 소자와 상기 광전 변환 소자에서 광전 변환된 신호 전하를 전송하는 전송 게이트를 포함하는 단위 화소가 행렬 형상으로 2차원 배치되어 이루어지는 화소 어레이부와,
    상기 전송 게이트의 제어 전극에 복수의 제1 제어 전압을 순차적으로 공급하는 공급 전압 제어 수단과,
    상기 복수의 제1 제어 전압이 순차적으로 공급되었을 때에 상기 전송 게이트에 의해 전송되는 신호 전하를 2회 이상 판독하기 위해 구동하는 구동 수단을 포함하고,
    상기 화소 어레이부는, 색투과 필터를 갖지 않고, 색투과 필터를 갖는 화소보다 고감도의 화소를 가지는 고체 촬상 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 고감도의 화소는 행 단위로 배치되어 있고,
    상기 구동 수단은, 상기 고감도의 화소에 대하여 상기 복수의 제1 제어 전압이 순차적으로 공급되었을 때에 상기 전송 게이트에 의해 전송되는 신호 전하를 2회 이상 판독하기 위해 구동하는 고체 촬상 장치.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 색투과 필터를 갖는 화소는 적외광 컷 필터(cut filter)를 포함하고,
    상기 고감도의 화소는 적외광을 포함하는 광신호를 수광하는 고체 촬상 장치.
  10. 고체 촬상 장치로서,
    광 신호를 신호 전하로 변환하는 광전 변환 소자와 상기 광전 변환 소자에서 광전 변환된 신호 전하를 전송하는 전송 게이트를 포함하는 단위 화소가 행렬 형상으로 2차원 배치되어 이루어지는 화소 어레이부와,
    상기 전송 게이트의 제어 전극에 복수의 제1 제어 전압을 순차적으로 공급하는 공급 전압 제어 수단과,
    상기 복수의 제1 제어 전압이 순차적으로 공급되었을 때에 상기 전송 게이트에 의해 전송되는 신호 전하를 2회 이상 판독하기 위해 구동하는 구동 수단과,
    상기 광전 변환 소자를 전자 혹은 정공으로 채운 후, 상기 전송 게이트의 제어 전극에 복수의 제2 제어 전압을 순차 인가하고, 상기 복수의 제2 제어 전압의 하나 또는 모두가 인가될 때, 상기 전송 게이트에 의한 전송에 의해 얻을 수 있는 신호 전하를 판독하기 위해 제어하는 제어 수단을 포함하는 고체 촬상 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 복수의 제2 제어 전압의 하나 또는 모두는, 상기 광전 변환 소자에 축적된 전하의 일부를 유지한 채, 나머지 축적 전하를 상기 전송 게이트에 의해 전송할 수 있는 전압인 고체 촬상 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 복수의 제1 제어 전압을 높은 전압부터 순서대로 인가했을 때, 상기 복수의 제2 제어 전압은 낮은 전압부터 순서대로 인가되는 고체 촬상 장치.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 광전 변환 소자로부터 상기 전송 게이트를 통해서 전하가 전송되는 전송 용량의 전위를, 상기 광전 변환 소자의 포화 상태에 있어서의 전위로서 상기 전송 게이트를 온 상태로 하는 고체 촬상 장치.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 제어 수단에 의한 제어에 의해 얻을 수 있는 신호 전하에 기초하는 신호를 이용함으로써, 상기 구동 수단에 의해 얻을 수 있는 신호 전하에 기초하는 신호에 대하여 화상의 고정 패턴 노이즈를 제거하는 처리를 행하는 신호 처리 수단을 더 포함하는 고체 촬상 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 신호 처리 수단은, 상기 제어 수단에 의한 제어에 의해 얻을 수 있는 신호 전하에 기초하는 신호를, 상기 구동 수단에 의해 얻을 수 있는 신호 전하에 기초하는 신호에 대하여 가산하는 고체 촬상 장치.
  16. 고체 촬상 장치로서,
    광신호를 신호 전하로 변환하는 광전 변환 소자와 상기 광전 변환 소자에서 광전 변환된 신호 전하를 전송하는 전송 게이트를 포함하는 단위 화소가 행렬 형상으로 2차원 배치되어 이루어지는 화소 어레이부와,
    상기 광전 변환 소자를 전자 혹은 정공으로 채운 후, 상기 전송 게이트의 제어 전극에 복수의 전압을 순차 인가하고, 상기 복수의 전압의 하나 또는 모두를 인가시에 상기 전송 게이트에 의한 전송에 의해 얻을 수 있는 신호 전하를 판독하기 위해 제어하는 제어 수단을 구비한 고체 촬상 장치.
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. 광신호를 신호 전하로 변환하는 광전 변환 소자와 상기 광전 변환 소자에서 광전 변환된 신호 전하를 전송하는 전송 게이트를 포함하는 단위 화소가 행렬 형상으로 2차원 배치되어 이루어지는 고체 촬상 장치의 구동 방법으로서,
    상기 전송 게이트의 제어 전극에 복수의 제1 제어 전압을 순차적으로 공급하는 단계와,
    상기 복수의 제1 제어 전압을 순차적으로 공급했을 때에 상기 전송 게이트에 의해 전송되는 제1 신호 전하를 2회 이상 판독하는 단계와,
    상기 광전 변환 소자를 전자 혹은 정공으로 채운 후, 상기 전송 게이트의 제어 전극에 복수의 제2 제어 전압을 순차 인가하고, 상기 복수의 제2 제어 전압의 하나 또는 모두를 인가시에 상기 전송 게이트에 의한 전송에 의해 얻을 수 있는 제2 신호 전하를 판독하는 단계와,
    상기 제2 신호 전하에 기초하는 신호를 이용함으로써, 상기 제1 신호 전하에 기초하는 신호에 대하여 화상의 고정 패턴 노이즈를 제거하는 처리를 수행하는 단계를 포함하는 고체 촬상 장치의 구동 방법.
  20. 삭제
  21. 삭제
  22. 삭제
  23. 고체 촬상 장치로서,
    복수의 화소 각각이 입사광을 수광하고 신호 전하를 생성하도록 구성된 광전 변환부를 포함하는 촬상 영역과,
    상기 광전 변환부로부터 신호 전하를 판독하도록 구성된 전송 게이트와,
    상기 전송 게이트로부터 판독된 신호를 저장하는 저장부를 포함하고,
    상기 전송 게이트는 불완전 전송에 의해 상기 저장부로 제1 신호 전하를 판독하고,
    상기 제1 신호 전하는 상기 저장부로부터 취출되고,
    상기 불완전 전송시에 상기 광전 변환부에 남아 있는 제2 전하는, 상기 광전 변환부에서의 상기 불완전 전송후에 도입되는 광에 의해 생성되는 제3 전하에 가산되고,
    상기 제2 전하 및 제3 전하의 가산에 의해 얻어진 전하는 상기 저장부에 대해 상기 전송 게이트에 의해 판독되는 고체 촬상 장치.
  24. 촬상 장치로서,
    복수의 화소 각각이 입사광을 수광하고 신호 전하를 생성하도록 구성된 광전 변환부를 포함하는 촬상 영역과, 상기 광전 변환부로부터 신호 전하를 판독하도록 구성된 전송 게이트와, 상기 전송 게이트로부터 판독된 신호를 저장하도록 구성된 저장부를 포함하는 고체 촬상 장치와,
    상기 고체 촬상 장치를 제어하는 제어 소자를 포함하고,
    상기 제어 소자는, 상기 고체 촬상 장치에 제어 신호를 공급하고,
    상기 전송 게이트는 상기 제어 신호에 기초하여 생성된 펄스에 의해 구동되고,
    상기 전송 게이트는, 불완전 전송에 의해 상기 저장부로 제1 신호 전하를 판독하고,
    상기 제1 신호 전하는 상기 저장부로부터 취출되고,
    상기 불완전 전송시에 상기 광전 변환부에 남아 있는 제2 전하는, 상기 광전 변환부에서의 상기 불완전 전송후에 도입되는 광에 의해 생성되는 제3 전하에 가산되고,
    상기 제2 전하 및 제3 전하의 가산에 의해 얻어진 전하는 상기 저장부에 대해 상기 전송 게이트에 의해 판독되는 촬상 장치.
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