KR101303776B1 - 효율적인 조합 고조파 변조 방법 - Google Patents
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Abstract
본 발명은 고주파 복원(HFR)을 위한 고조파 변조 방법의 사용하는 오디오 코딩 시스템에 관련된 것이다. 그리고 디지털 효과 프로세서들, 고조파 왜곡의 생성이 프로세스된 신호에 브라이트니스(brightness)를 추가하는 예컨대, 소위 여진기(exciter)에 관한 것이다. 특히, 신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하는 시스템이 설명된다. 시스템은 신호의 저주파 성분으로부터 분석 서브밴드 신호들의 세트를 제공하는 분석 필터 뱅크(501)를 포함한다. 여기서, 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트는 적어도 2개의 분석 서브밴드 신호들을 포함하며, 분석 필터 뱅크(501)는 
의 주파수 레졸루션을 가진다. 시스템은, 변조 차수 P를 이용하여 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 세트를 결정하는 비선형 프로세싱 유닛(502)을 포함한다. 합성 서브밴드 신호들의 세트는 변조 차수 P로부터 유도된 양에 의하여 위상 시프트된 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정된다. 또한, 시스템은 합성 서브밴드 신호들의 세트로부터 신호의 고주파 성분을 생성하며, 
의 주파수 레졸루션을 가지는 합성 필터 뱅크(504)를 더 포함한다. 여기서, F는 레졸루션 팩터이고, F≥1이며, 변조 차수 P는 레졸루션 팩터 F와 다르다.
Description
본 발명은 고조파 왜곡의 생성은 처리된 신호에 밝음을 추가하는 예컨대, 소위 여진기(exciters)로 일컬어지는 디지털 효과 프로세서들 및 고주파 복원(HFR, high frequency reconstruction)을 위한 고조파 변조(harmonic transposition) 방법을 이용하는 오디오 코딩 시스템에 관련된 것으로, 특히, 본 발명은 고주파 복원을 구현하기 위한 저 복잡도 방법에 관한 것이다.
특허 문헌 WO98/57436에서, 변조(transposition)의 개념이 오디오 신호의 저주파 대역으로부터 고주파 대역을 재생성하기 위한 방법으로 정립되었다. 오디오 코딩에서 이 개념을 사용하여 비트레이트가 상당히 절약될 수 있다. HFR 기반의 오디오 코딩 시스템에서, 신호의 저주파 성분으로 나타내어지는 저(낮은) 대역폭 신호는 코어 파형 코더에 제공된다. 그리고 신호의 고주파 성분으로 나타내어지는, 고주파들은 디코더 측에서 고주파 성분의 타겟 스펙트럼 형상을 설명하는 매우 낮은 비트레이트의 추가 사이드 정보 및 신호 변조를 이용하여 재생성된다. 낮은 비트레이트에서, 코어 코딩 신호의 대역폭, 즉, 저대역 신호 또는 저주파 성분은 좁으며(narrow), 이는 지각적으로 편안한 특성을 가지는, 고대역 신호를 생성하기 위해 점점 더 중요해진다. 특허 문서 WO98/57436에 정의된 고조파 변조(harmonic transposition)는, 저(낮은) 교차(크로스 오버, cross over) 주파수를 가지는 상황에서, 즉, 저대역 신호의 로우 업퍼 주파수(low upper frequency)의 상황에서, 복합 음악 소재에 대해 그 수행이 제대로 이루어진다(고조파 변조의 성능이 높다). 고조파 변조의 원리는 주파수 
를 가지는 사인 곡선은 주파수 
를 가지는 사인 곡선에 매핑된다. 여기서, T>1은 변조의 차수를 정의하는 정수, 즉, 변조 차수이다. 이에 대조하여, HFR에 기초한 SSB(single sideband modulation)는 주파수 
를 가지는 사인 곡선을 주파수 
를 가지는 사인 곡선에 매핑한다. 여기서, 
는 고정된 주파수 시프트이다. 전형적으로, 저 대역폭을 가지는 코어 신호, 즉, 로우 업퍼 주파수(low upper frequency)를 가지는 저 대역 신호가 주어진면, 귀에 거슬리는 울리는 인공음이 SSB 변조(transposition)로부터 출력된다. 이는 그러므로, 고조파 변조와 비교했을 때, 불리하게 작용한다.
오디오의 질을 향상시키기 위하여, 그리고, 고대역 신호의 요구되는 대역폭을 합성(synthesize)하기 위하여, 고조파 HFR 방법들은 전형적으로 변조의 몇 가지 차수들을 채택한다. 다른 변조 차수의 복수의 변조를 구현하기 위하여, 종래기술의 해법은 분석 단계 또는 합성 단계 또는 분석 및 합성 단계 모두에서, 복수의 필터 뱅크들을 요구한다. 전형적으로, 다른 필터 뱅크는 각각 다른 변조 차수에 대해 요구된다. 게다가, 코어 파형 코더가 마지막 출력 신호의 샘플링 레이트 보다 낮은 샘플링 레이트에 동작하는 상황에서, 코어 신호를 출력 신호의 샘플링 레이트로 변환하는 것이 추가적으로 요구된다. 그리고 이 코어 신호의 업샘플링은 일반적으로 다른 필터 뱅크를 추가하는 것에 의해 이루어진다. 대체로, 컴퓨터 계산의 복잡도는 다른 변조 차수들의 수가 증가함에 따라 상당히 증가된다.
본 발명의 목적은 신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명은 하나 또는 몇몇 고조파 변조기 및 업샘플러에 의해, 또는, 몇몇 고조파 변조기들에 의한 분석 및 합성 필터 뱅크 쌍의 공유를 가능하게 하는 수단에 의한 고조파 HFR 방법의 복잡도를 감소시키기 위한 방법을 제공한다. 제안된 주파수 도메인 변조는 분석 필터 뱅크로부터의 비선형적으로 수정된 서브밴드 신호들을 합성 필터 뱅크의 선택된 서브밴드에 맹핑하는 것을 포함한다. 서브밴드 신호들에서 비선형 동작은 곱 위상 변조(multiplicative phase modification)를 포함한다. 게다가, 본 발명은 HFR 시스템들의 다양한 저 복잡도 설계를 제공한다.
일 측면에 따르면, 신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위해 구성된 시스템이 설명된다. 이 시스템은 신호의 저주파 성분으로부터 분석 서브밴드 신호들의 세트를 제공하는 분석 필터 뱅크를 포함한다. 여기서, 분석 서브밴드 신호들의 세트는 적어도 2개의 분석 서브밴드 신호들을 포함한다. 분석 필터 뱅크는 
의 주파수 레졸루션을 가질 수 있고, 분석 서브밴드들의 수 
를 가지며, 여기서, 
> 1이고, k는 분석 서브밴드의 인덱스이며, k = 0,..., 
- 1이다. 특히, 분석 필터 뱅크는 매그니튜드 샘플 및 위상 샘플을 포함하는 복소 값의 분석 서브밴드 신호들의 세트를 제공하기 위해 구성된다.
시스템은 변조 차수 P를 이용하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 세트를 결정하기 위한 비선형 프로세싱 유닛을 더 포함할 수 있다. 합성 서브밴드 신호들의 세트는 변조 차수 P로부터 유도된 양(amount)에 의하여 위상 시프트(shift)된 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분을 포함한다. 다른 말로, 합성 서브밴드 신호들의 세트는 변조 차수 P로부터 유도된 양에 의하여 위상 시프트(shift)된 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정될 수 있다. 분석 서브밴드 신호의 위상 시프트는 변조 차수 P로부터 유도된 양에 의한 분석 서브밴드 신호의 위상 샘플을 곱(multiplying)하는 것에 의해 이루어진다. 그런 합성 서브밴드 신호들의 세트는 분석 서브밴드 신호들의 세트의 서브셋 또는 부분에 대응한다. 여기서, 서브밴드 샘플들의 위상들은 변조 차수로부터 유도된 양으로(양에 의해) 곱해진다. 특히, 변조 차수로부터 유도된 양은 변조 차수의 일부가 될 수 있다.
시스템은 합성 서브밴드 신호들의 세트로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 합성 필터 뱅크를 포함할 수 있다. 합성 필터 뱅크(504)는 
의 주파수 레졸루션을 가질 수 있으며, F는 레졸루션 팩터이고, 예컨대, 정수 값이다. 또한, F≥1이다. 그리고 합성 필터 뱅크는 합성 서브밴드들의 수 
를 가지며, 
> 0이며, 여기서, n은 합성 서브밴드의 인덱스이며, n = 0,..., 
- 1이다. 변조 차수 P는 레졸루션 팩터 F와 다를 수 있으며, 분석 필터 뱅크는 분석 시간 진행(analysis time stride) 
을 채택할 수 있고, 합성 필터 뱅크는 합성 시간 진행(synthesis time stride) 
을 채택할 수 있으며, 분석 시간 진행 
및 합성 시간 진행 
은 동일할 수 있다.
비선형 프로세싱 유닛은 변조 차수 P에 의하여 위상 시프트된 분석 서브밴드 신호들의 세트의 분석 서브밴드 신호; 또는, 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터의 분석 서브밴드 신호들의 쌍에 기초하여 합성 서브밴드 신호들의 세트의 합성 서브밴드 신호를 결정하도록 구성될 수 있다. 여기서, P'+P''=P일 때, 분석 서브밴드 신호들의 쌍 중 제1 멤버는 팩터 P'에 의해 위상 시프트 되고, 분석 서브밴드 신호들의 쌍의 제2 멤버는 팩터 P‘’에 의해 위상 시프트 된다. 상술한 동작은 합성 및 분석 서브밴드 신호들의 샘플에서 수행될 수 있다. 다른 말로, 합성 서브밴드 신호의 샘플은, 변조 차수 P에 의하여 위상 시프트된 분석 서브밴드 신호들의 샘플; 또는, 대응하는 분석 서브밴드 신호들의 쌍으로부터 샘플들의 쌍;에 기초하여 결정될 수 있다. 여기서, 샘플들의 쌍의 제1 샘플은 팩터 P'에 의해 위상 시프트되며, 샘플들의 쌍의 제2 샘플은 팩터 P‘’에 의해 위상 시프트된다.
비선형 프로세싱 유닛은 분석 서브밴드 신호들의 세트의 k 번째 분석 서브밴드 신호 및 이웃하는 (k+1)번째 분석 서브밴드 신호의 조합으로부터 합성 서브밴드 신호들의 세트의 n번째 합성 서브밴드 신호를 결정하도록 구성될 수 있다. 특히, 비선형 프로세싱 유닛은 k 번째 분석 서브밴드 신호의 시프트된 위상과 (k+1) 번째 분석 서브밴드 신호의 시프트된 위상의 합(sum)으로, n 번째 합성 서브밴드 신호의 위상을 결정하도록 구성될 수 있다. 대안적으로, 또는, 추가로, 비선형 프로세싱 유닛은 k 번째 분석 서브밴드 신호의 익스포넨셜 적용된(exponentiated) 규모(magnitude)와 (k+1) 번째 분석 서브밴드 신호의 익스포넨셜 적용된 규모의 곱(product)으로, n 번째 합성 서브밴드 신호의 규모를 결정하도록 구성될 수 있다.
합성 서브밴드 인덱스 n을 가지는 합성 서브밴드에 기여하는 상기 분석 서브밴드 신호의 상기 분석 서브밴드 인덱스 k는 표현 
을 줄이(truncating)는 것에 의해 얻어지는 정수로 주어질 수 있다. 그러한 줄이(truncating)는 동작의 나머지 r은 
로 주어질 수 있다. 그러한 경우, 비선형 프로세싱 유닛은 n 번째 합성 서브밴드 신호의 위상을 P(1-r)에 의해 시프트된 k 번째 분석 서브밴드 신호의 위상과 P(r)에 의해 시프트된 이웃하는 (k+1) 번째 분석 서브밴드 신호의 위상의 합(sum)으로 결정하도록 구성될 수 있다. 특히, 비선형 프로세싱 유닛은 n 번째 합성 서브밴드 신호의 위상을 P(1-r)에 의해 곱해진 k 번째 분석 서브밴드 신호의 위상과 P(r)에 의해 곱해진 이웃하는 (k+1) 번째 분석 서브밴드 신호의 위상의 합(sum)으로 결정하도록 구성될 수 있다. 대안적으로, 또는, 추가하여, 비선형 프로세싱 유닛은 n 번째 합성 서브밴드 신호의 규모를 (1-r)에 의해 거듭제곱된 k 번째 분석 서브밴드 신호의 규모와 r에 의해 거듭제곱된 (k+1) 번째 분석 서브밴드 신호의 규모의 곱(product)으로 결정하도록 구성될 수 있다.
실시예에서, 분석 필터 뱅크 및 합성 필터 뱅크는 분석 서브밴드의 중심 주파수가 
로 주어지고, 합성 서브밴드의 중심 주파수가 
로 주어지도록, 짝수로 쌓인다(evenly stacked). 다른 실시예에서, 분석 필터 뱅크 및 합성 필터 뱅크는 분석 서브밴드의 중심 주파수가 
로 주어지고, 합성 서브밴드의 중심 주파수가 
로 주어지도록, 홀수로 쌓이며, 변조 차수 P 및 레졸루션 팩터 F 간의 차이는 짝수이다.
다른 양상에 따르면, 신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템이 설명된다. 시스템은 신호의 저주파 성분으로부터 분석 서브밴드 신호들의 세트를 제공하기 위한 분석 필터 뱅크를 포함할 수 있다. 분석 서브밴드 신호들의 세트는 적어도 2개의 분석 서브밴드 신호들을 포함한다.
시스템은 제1 변조 차수 
를 이용하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 제1 세트를 결정하기 위한 제1 비선형 프로세싱 유닛을 더 포함할 수 있다. 합성 서브밴드 신호들의 제1 세트는 제1 변조 차수 
로부터 유도된 양에 의해 위상 시프트된 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정될 수 있다. 시스템은 또한, 제2 변조 차수 
를 이용하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 제2 세트를 결정하기 위한 제2 비선형 프로세싱 유닛(502)을 포함할 수 있다. 합성 서브밴드 신호들의 제2 세트는 제2 변조 차수 
로부터 유도된 양에 의해 위상 시프트된 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정될 수 있다. 제1 변조 차수 
와 제2 변조 차수 
는 다르다. 제1 및 제2 비선형 프로세싱 유닛은 본 명세서에서 설명되는 양상들 또는 구성들 중 적어도 하나에 따라 구성될 수 있다.
시스템은 합성 서브밴드 신호들의 제1 세트 및 합성 서브밴드 신호들의 제2 세트를 조합하기 위한 조합 유닛을 더 포함할 수 있다. 이러한 조합에 의해, 조합된 합성 서브밴드 신호들의 세트가 생성된다. 그러한 조합은 조합, 예컨대, 추가 및/또는 평균에 의해 수행될 수 있다. 제1 및 제2 세트는 합성 서브밴드 신호들은 동일한 주파수 범위에 대응한다. 달리 말하면, 조합 유닛은 오버랩된 주파수 범위들에 따라, 합성 서브밴드 신호들의 제1 세트 및 제2 세트의 합성 서브밴드 신호들을 중첩하도록 구성될 수 있다. 추가로, 시스템은, 조합된 합성 서브밴드 신호들의 세트로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 합성 필터 뱅크를 포함할 수 있다.
추가 양상에 따르면, 신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템이 설명된다. 시스템은 신호의 저주파 성분으로부터 분석 서브밴드 신호들의 세트를 제공하는 분석 필터 뱅크를 포함할 수 있다. 분석 필터 뱅크는 
의 주파수 레졸루션을 가질 수 있다. 분석 서브밴드 신호들의 세트는 적어도 2개의 분석 서브밴드 신호들을 포함한다. 시스템은 비선형 프로세싱 유닛을 포함할 수 있다. 비선형 프로세싱 유닛은 변조 차수 P를 이용하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터의 주파수 레졸루션 
를 가지는 중간 합성 서브밴드 신호들의 세트를 결정한다. 중간 합성 서브밴드 신호들의 세트는 변조 차수 P에 의해 위상 시프트된 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정된다. 특히, 비선형 프로세싱 유닛은 변조 차수에 의한 복소 분석 서브밴드 신호들의 위상을 곱할 수 있다. 변조 차수 P는 예컨대, 앞서 설명된 변조 차수 P 또는 P1 또는 P2가 될 수 있음을 언급한다.
비선형 프로세싱 유닛은 
의 주파수 레졸루션을 가지는 합성 서브밴드 신호들의 세트의 합성 서브밴드 신호를 결정하기 위해, 하나 이상의 중간 합성 서브밴드 신호들을 보간(interpolate)하도록 구성될 수 있다. F는 레졸루션 팩터이고, F≥1이며, 실시예에서, 둘 이상의 중간 합성 서브밴드 신호들은 보간된다. 상기 변조 차수 P는 상기 레졸루션 팩터 F와 다르다. 시스템은 
의 주파수 레졸루션을 가지는 합성 필터 뱅크를 포함할 수 있다. 합성 필터 뱅크는 합성 서브밴드 신호들의 세트로부터 신호의 고주파 성분을 생성하도록 구성될 수 있다.
본 문헌에 설명된 시스템은 인코딩된 비트 스트림을 신호의 저주파 성분으로 변환하기 위한 코어 디코더를 더 포함할 수 있다. 코어 디코더는 Dolby E, Dolby Digital, AAC 및 HE-AAC 중 어느 하나에 의한 코딩 스킴을 기반으로 하여 동작한다. 시스템은 저주파 성분 및/또는 고주파 성분을 복수의 QMF 서브밴드 신호들로 변환하도록 구성된 QMF 뱅크인 멀티-채널 분석 직각대칭필터(Quadrature Mirror Filter, QMF) 뱅크; 및/또는, QMF 서브밴드 신호들을 수정하기 위한 고주파 복원 프로세싱 모듈; 및/또는, 수정된 QMF 서브밴드 신호들로부터 수정된 고주파 성분을 생성하기 위한 합성 QMF 뱅크를 포함할 수 있다. 시스템은 신호의 저주파 성분의 샘플링 레이트를 감소시키기 위한 분석 필터 뱅크(501)의 업스트림의 다운샘플링 유닛을 포함하며, 샘플링 레이트에 감소에 의해 감소된 샘플링 레이트에서 저주파 성분이 생성된다.
다른 양상에 따르면, 상기 제1 샘플링 주파수에서 신호의 저주파 성분으로부터 상기 제2 샘플링 주파수에서 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템이 설명된다. 특히, 저주파 및 고주파 성분을 포함하는 신호는 제2 샘플링 주파수가 될 수 있다. 제2 샘플링 주파수는 R 배의 제1 샘플링 주파수이며, R ≥ 1이다. 시스템은 저주파 성분으로부터 변조된(modulated) 고주파 성분을 생성하기 위한 T 차의 고주파 변조기를 포함하며, 변조된 고주파 성분은 T 배 높은 고주파 범위로 변조되는 저주파 성분의 스펙트럼 부분에 기초하여 결정되며, 변조된 고주파 성분은 제1 샘플링 주파수에서 팩터 S에 의해 곱해(multiplied)지며, T>1이고, S<R이다. 달리 말하면, 변조된 고주파 성분은 제2 샘플링 주파수보다 낮은 샘플링 주파수에 있다.
특히, 변조된 고주파 성분은 임계적으로(또는 임계에 가깝게) 샘플링된다.
시스템은 변조된 고주파 성분을 적어도 하나의 X QMF 서브밴드들에 매핑하기 위한 QMF 뱅크로 나타내어지는 분석 QMF 뱅크로서, X는 S의 배수이며, 이에 의해 적어도 하나의 QMF 서브밴드 신호를 생성하는 분석 QMF 뱅크; 및/또는, 적어도 하나의 QMF 서브밴드 신호를 수정하기 위한 고주파 복원 모듈; 및 적어도 하나의 수정된 QMF 서브밴드 신호로부터 고주파 성분을 생성하기 위한 합성 QMF 뱅크를 포함할 수 있다. 고조파 변조기는 본 명세서에서 설명된 방법의 단계들 중 적어도 하나를 수행하기 위하여 구성될 수 있고, 그 구성들 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 특히, 고조파 변조기는 신호의 저주파 성분으로부터 분석 서브밴드 신호들을 제공하기 위해 구성되는 분석 필터 뱅크를 포함할 수 있다. 고조파 변조기는 분석 서브밴드 신호들의 세트의 위상을 변경(alter)하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 세트를 결정하기 위한 변조 차수 T와 관련된 비선형 프로세싱 유닛을 포함할 수 있다. 앞서 설명한 바와 같이, 위상의 변경은 분석 서브밴드 신호들의 복소 샘플의 위상을 곱하는 것을 포함한다. 고조파 변조기는 합성 서브밴드 신호들의 세트로부터 신호의 변조된 고주파 성분을 생성하기 위한 합성 필터 뱅크를 포함할 수 있다.
저주파 성분은 대역폭 B를 가질 수 있으며, 고조파 변조기는 주파수 범위 (T-I)*B에서 최대 T*B를 수용하는 합성 서브밴드 신호들의 세트를 생성하도록 구성된다. 그러한 경우, 고조파 변조기는 합성 서브밴드 신호들을 0 주파수 근처에 집중된 기저대역으로 변조하여, 이에 의하여, 변조된 고주파 성분을 생성한다. 그러한 변조는 필터링된 시간 도메인 신호의 다운샘플링 및/또는 연속된 변조에 의해, 그리고, 합성 서브밴드 신호들의 세트를 포함하는 서브밴드 신호들의 세트로부터 생성된 시간 도메인 신호를 고대역통과 필터링하는 것에 의해 수행된다. 대안으로, 또는 추가하여, 그러한 변조는 합성 서브밴드 신호들의 세트로부터 변조된 시간 도메인 신호를 직접 생성하는 것에 의해 수행될 수 있다. 이는 일반 크기 보다 적은 크기의 합성 필터 뱅크를 이용함에 의해 성취될 수 있다. 예를 들면, 만약, 합성 필터 뱅크가 합성 서브밴드 인덱스 k0 내지 k1에 대응하는 (T-1)*B에서 최대 T*B의 주파수 범위 및 일반 크기의 L을 가진다면, 합성 서브밴드 신호들은 k1-ko(<L) 크기 합성 필터 뱅크에서, 즉, L보다 작은 크기 k1-k0를 가지는 합성 필터 뱅크에서, 서브밴드 인덱스들 0 내지 k1-ko에 매핑된다.
시스템은 신호의 저주파 성분으로부터 다운샘플링 팩터 Q에 의해 분할된 상기 제1 샘플링 주파수에서 임계적으로(또는 임계에 가깝게) 다운샘플링된 저주파 성분을 제공하기 위한, 고조파 변조기의 업스트림인 다운샘플링 수단을 포함한다. 그러한 경우, 시스템의 다른 샘플링 주파수들은 다운 샘플링 팩터 Q에 의해 분할 될 수 있다. 특히, 변조된 고주파 성분은 제1 샘플링 주파수에서 팩터 S에 의해 곱해지며, 다운샘플링 팩터 Q에 의해 분할될 수 있다. 분석 QMF 뱅크의 크기 X는 S/Q의 배수일 수 있다.
추가 양상에 따르면, 신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 방법이 설명된다. 이 방법은 
의 주파수 레졸루션을 가지는 분석 필터 뱅크(501)를 이용하여 신호의 저주파 성분으로부터 분석 서브밴드 신호들의 세트를 제공하는 단계를 포함하며, 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트는 적어도 2개의 분석 서브밴드 신호들을 포함한다. 이 방법은 변조 차수 P를 이용하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 세트를 결정하는 단계를 더 포함하며, 합성 서브밴드 신호들의 세트는 변조 차수 P로부터 유도된 양에 의하여 위상 시프트(shift)된 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정된다. 게다가, 이 방법은, 
의 주파수 레졸루션을 가지는 합성 필터 뱅크를 이용하여 상기 합성 서브밴드 신호들의 세트로부터 신호의 고주파 성분을 생성하는 단계를 포함하며, 여기서, F는 레졸루션 팩터이고, F≥1이며, 상기 변조 차수 P는 상기 레졸루션 팩터 F와 다르다.
다른 양상에 따르면, 신호의 저주파 성분으로부터 상기 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 방법이 설명된다. 이 방법은, 상기 신호의 저주파 성분으로부터 분석 서브밴드 신호들의 세트를 제공하는 단계를 포함하며, 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트는 적어도 2개의 분석 서브밴드 신호들을 포함한다. 이 방법은, 제1 변조 차수 를 이용하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 제1 세트를 결정하는 단계를 포함할 수 있으며, 합성 서브밴드 신호들의 제1 세트는 제1 변조 차수 
로부터 유도된 양에 의해 위상 시프트된 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정될 수 있다.
게다가, 이 방법은, 제2 변조 차수 
를 이용하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 제2 세트를 결정하는 단계를 포함하며, 합성 서브밴드 신호들의 제2 세트는 제2 변조 차수 
로부터 유도된 양에 의해 위상 시프트된 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정되며, 제1 변조 차수 
및 제2 변조 차수 
는 다르다. 조합된 합성 서브밴드 신호들의 세트를 생성하기 위하여, 합성 서브밴드 신호들의 제1 세트 및 합성 서브밴드 신호들의 제2 세트는 조합될 수 있다. 신호의 고주파 성분은 조합된 합성 서브밴드 신호들의 세트로부터 생성될 수 있다.
다른 양상에 따르면, 오디오 신호의 저주파 성분으로부터 오디오 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 방법이 설명된다. 이 방법은, 
의 주파수 레졸루션을 가지는 분석 필터 뱅크(501)를 이용하여 신호의 저주파 성분으로부터 분석 서브밴드 신호들의 세트를 제공하는 단계를 포함할 수 있다. 이 방법은, 변조 차수 P를 이용하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터의 주파수 레졸루션 
를 가지는 중간 합성 서브밴드 신호들의 세트를 결정하는 단계를 더 포함하며, 중간 합성 서브밴드 신호들의 세트는 변조 차수 P에 의해 위상 시프트된 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정될 수 있다. 
의 주파수 레졸루션을 가지는 합성 서브밴드 신호들의 세트의 합성 서브밴드 신호를 결정하기 위해, 하나 이상의 중간 합성 서브밴드 신호들이 보간(interpolate)될 수 있다. 여기서, F는 레졸루션 팩터이고, F≥1이다. 여기서, 변조 차수 P2는 주파수 레졸루션 F와 다를 수 있다. 신호의 고주파 성분은 합성 서브밴드 신호들의 세트로부터 생성될 수 있다.
추가 양상에 따르면, 제2 샘플링 주파수는 R 배의 제1 샘플링 주파수이며, R ≥ 1일 때, 상기 제1 샘플링 주파수에서 신호의 저주파 성분으로부터 상기 제2 샘플링 주파수에서 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 방법이 설명된다. 이 방법은 T 차의 고주파 변조를 적용하여, 저주파 성분으로부터 변조된 고주파 성분을 생성하는 단계;를 포함한다. 변조된 고주파 성분은 T 배 높은 고주파 범위로 변조된 저주파 성분의 스펙트럼 부분에 기초하여 결정되며, 변조된 고주파 성분은 제1 샘플링 주파수에서 팩터 S에 의해 곱해(multiplied)지며, T>1이고, S<R인 것을 특징으로 한다.
다른 측면에 따르면, 적어도 하나의 오디오 신호를 포함하는 수신된 신호를 디코딩하기 위한 셋탑 박스가 설명된다. 셋탑 박스는 저주파 성분의 오디오 신호로부터 고주파 성분의 오디오 신호를 생성하기 위한 시스템을 포함한다. 여기서, 시스템은 본 발명의 실시예에서 설명된 방법의 단계들 및 양상들 중 적어도 하나를 수행하기 위한 것이다.
다른 양상에 따르면, 소프트웨어 프로그램이 설명된다. 소프트웨어 프로그램은 컴퓨팅 장치가 동작될 때, 프로세서에서 실행될 수 있고, 컴퓨팅 장치에서 실행될 때, 본 발명의 실시예에서 설명된 방법의 단계들 및 양상들 중 적어도 하나를 수행하기 위한 것이다.
추가 양상에 따르면, 소트프웨어 프로그램을 포함하는 저장 매체가 설명된다. 저장 매체의 소트프웨어 프로그램은 컴퓨팅 장치가 동작될 때, 본 발명의 실시예에서 설명된 방법의 단계들 또는 양상들 중 적어도 하나를 수행하고, 프로세서에서 실행된다.
다른 양상에 따르면, 컴퓨터 프로그램 제품이 설명된다. 컴퓨터 프로그램 제품은 컴퓨팅 장치가 동작될 때, 본 발명의 실시예에서 설명된 방법의 단계들 또는 양상들 중 적어도 하나를 수행하기 위한 실행 가능한 인스트럭션을 포함할 수 있다.
본 명세서에 설명되어진 양상들 및 실시예들은 무작위로 조합될 수 있음을 강조한다. 특히, 시스템의 콘텍스트에 설명되어진 구성들 및 양상들은 또한, 대응하는 방법의 콘텍스트에 적용할 수 있으며, 그리고, 그 역도 마찬가지다. 게다가, 본 명세서의 상세한 설명은 청구범위의 조합들을 포함할 수 있다. 즉, 청구항 및 그들의 기술적 구성들은 어떤 순서 또는 형태로도 조합될 수 있다.
본 발명의 목적은 신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템 및 방법을 제공할 수 있다.
본 발명이 도면에 첨부된 참조 번호와 함께, 예시적인 방법에 의해 설명될 것이나, 이는 본 발명의 사상 또는 범위를 제한하고자 하는 것은 아니다.
도 1은 주파수 도메인(FD, frequency domain) 고조파 변조기의 동작을 도시한다.
도 2는 몇 개의 차수의 고조파 변조기들의 예의 동작을 도시한다.
도 3은 공통 분석 필터 뱅크를 이용하고 몇 차수의 변조를 수행하는 다중 변조기 시스템 또는 다중 고조파 변조기의 구성의 예를 도시한다.
도 4는 공통 합성 필터 뱅크를 이용할 때, 몇 차수의 변조를 이용하여 다중 고조파 변조 시스템의 예시적 구성을 도시한다.
도 5는 하나의 공통 합성 필터 뱅크 및 하나의 공통 분석 필터 뱅크를 포함하며, 몇 차수의 변조를 이용하는 다중 고조파 변조기 시스템의 동작을 도시한다.
도 5b 및 도 5는 도 5에 따른 다중 변조기 스킴에 대해 서브밴드 신호들의 매핑을 위한 예들을 도시한다.
도 6은 HFR 향상된 오디오 코덱에서 몇 차수의 변조를 이용하는 고조파 변조의 어플리케이션을 위한 시나리오의 제1 예를 도시한다.
도 7은 서브샘플링을 포함하는 도 6의 시나리오의 구현의 예를 도시한다.
도 8은 HFR 향상된 오디오 코덱에서 몇 차수의 변조를 이용하는 고조파 변조의 어플리케이션을 위한 시나리오의 제2 예를 도시한다.
도 9는 서브샘플링을 포함하는 도 8의 시나리오의 구현의 예를 도시한다.
도 10은 HFR 향상된 오디오 코덱에서 몇 차수의 변조를 이용하는 고조파 변조의 어플리케이션을 위한 시나리오의 제3 예를 도시한다.
도 11은 서브샘플링을 포함하는 도 10의 시나리오의 구현의 예를 도시한다.
도 12a는 주파수 도메인에서 고조파 변조의 효과의 예를 도시한다.
도 12b 및 도 12c는 오버랩 및 오버랩되지 않은 변조된 신호들을 조합하기 위한 방법들의 예를 도시한다.
도 13은 주파수 도메인에서 신호에 서브샘플링과 조합한 차수 T=2의 고조파 변조의 효과의 예를 도시한다.
도 14는 주파수 도메인에서 신호 상의 서브샘플링과 조합한 차수 T=3의 고조파 변조의 효과의 예를 도시한다.
도 15는 주파수 도메인에서 신호 상의 서브샘플링과 조합한 차수 T=P의 고조파 변조의 효과의 예를 도시한다(오버랩하지 않는 경우).
도 16은 주파수 도메인에서 신호 상의 서브샘플링과 조합한 차수 T=P의 고조파 변조의 효과의 예를 도시한다(오버랩한 경우).
도 17은 최대로 데시메이트된(decimated), 즉, 임계적으로 샘플링된 변조기 빌딩 블록의 레이아웃의 예를 도시한다.
도 1은 주파수 도메인(FD, frequency domain) 고조파 변조기의 동작을 도시한다.
도 2는 몇 개의 차수의 고조파 변조기들의 예의 동작을 도시한다.
도 3은 공통 분석 필터 뱅크를 이용하고 몇 차수의 변조를 수행하는 다중 변조기 시스템 또는 다중 고조파 변조기의 구성의 예를 도시한다.
도 4는 공통 합성 필터 뱅크를 이용할 때, 몇 차수의 변조를 이용하여 다중 고조파 변조 시스템의 예시적 구성을 도시한다.
도 5는 하나의 공통 합성 필터 뱅크 및 하나의 공통 분석 필터 뱅크를 포함하며, 몇 차수의 변조를 이용하는 다중 고조파 변조기 시스템의 동작을 도시한다.
도 5b 및 도 5는 도 5에 따른 다중 변조기 스킴에 대해 서브밴드 신호들의 매핑을 위한 예들을 도시한다.
도 6은 HFR 향상된 오디오 코덱에서 몇 차수의 변조를 이용하는 고조파 변조의 어플리케이션을 위한 시나리오의 제1 예를 도시한다.
도 7은 서브샘플링을 포함하는 도 6의 시나리오의 구현의 예를 도시한다.
도 8은 HFR 향상된 오디오 코덱에서 몇 차수의 변조를 이용하는 고조파 변조의 어플리케이션을 위한 시나리오의 제2 예를 도시한다.
도 9는 서브샘플링을 포함하는 도 8의 시나리오의 구현의 예를 도시한다.
도 10은 HFR 향상된 오디오 코덱에서 몇 차수의 변조를 이용하는 고조파 변조의 어플리케이션을 위한 시나리오의 제3 예를 도시한다.
도 11은 서브샘플링을 포함하는 도 10의 시나리오의 구현의 예를 도시한다.
도 12a는 주파수 도메인에서 고조파 변조의 효과의 예를 도시한다.
도 12b 및 도 12c는 오버랩 및 오버랩되지 않은 변조된 신호들을 조합하기 위한 방법들의 예를 도시한다.
도 13은 주파수 도메인에서 신호에 서브샘플링과 조합한 차수 T=2의 고조파 변조의 효과의 예를 도시한다.
도 14는 주파수 도메인에서 신호 상의 서브샘플링과 조합한 차수 T=3의 고조파 변조의 효과의 예를 도시한다.
도 15는 주파수 도메인에서 신호 상의 서브샘플링과 조합한 차수 T=P의 고조파 변조의 효과의 예를 도시한다(오버랩하지 않는 경우).
도 16은 주파수 도메인에서 신호 상의 서브샘플링과 조합한 차수 T=P의 고조파 변조의 효과의 예를 도시한다(오버랩한 경우).
도 17은 최대로 데시메이트된(decimated), 즉, 임계적으로 샘플링된 변조기 빌딩 블록의 레이아웃의 예를 도시한다.
아래에 설명된 실시예들은 단지 효과적인 합성 고조파 변조(transposition, 특별히 다른 명시를 하지 않는 한 “변조하다”, “변조기” 등으로 기술된 용어의 변조의 의미는 “transposition”이며, "modulate" 등의 다른 의미인 경우 영어를 병기하여 표기하였음)를 위한 본 발명의 원리에 대한 기술이다. 본 문헌에 설명된 상세한 설명들에 대해 변경 및 수정을 가할 수 있음은 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에게 당연한 것으로 이해되어야 한다. 그러므로 본 발명의 권리범위는 본 문헌의 실시예의 설명 및 기술의 방법으로 제공되는 상세한 설명에 의한 것이 아니라 첨부된 청구범위에 의하여 제한되어야 할 것이다.
도 1은 주파수 도메인(FD, frequency domain) 고조파 변조기(transposer, 100)의 동작을 도시한다. 기본적인 형식에서, T 번째 순서 고조파 트랜스포저는 이론적으로 입력 신호의 모든 신호 성분을 T 배의 고주파로 시프트(shift)시키는 하나의 유닛이다. 주파수 도메인에서, 그러한 변환을 구현하기 위하여, 분석 필터 뱅크(또는 변환, 101)는 입력 신호를 시간 도메인에서 주파수 도메인으로 변환시키고, 복소(complex) 서브밴드들 또는 서브밴드 신호들을 출력한다. 이 출력들은 또한, 분석 서브밴들 또는 분석 서브밴드 신호들로 불린다. 분석 서브밴드 신호들은 선택된 변조 순서 T에 따라 위상 및/또는 진폭을 변경하는 비선형 프로세싱(102)에 제공된다. 전형적으로, 비선형 프로세싱은 입력 서브밴드 신호들의 수와 동일한 서브밴드 신호들의 수를 출력한다. 즉, 분석 서브밴드 신호들의 수와 동일한 수를 출력한다. 하지만, 개선된 비선형 프로세싱의 콘텍스트(context)에서, 입력 서브밴드 신호들과다른 서브밴드 신호들의 수를 출력하는 것이 제안되었다. 특히, 2개의 입력 서브밴드 신호들이 하나의 출력 서브밴드 신호를 생성하기 위하여 비선형 방식으로 처리될 수 있다. 이는 그 윤곽을 아래에서 상세하게 더 서술될 것이다. 합성 서브밴드들 또는 합성 서브밴드 신호들로 불려지는, 수정된 서브밴드들 또는 서브밴드 신호들은 서브밴드 신호들을 주파수 도메인에서 시간 도메인으로 변환하고, 변조된 시간 도메인 신호를 출력하는 합성 필터 뱅크(또는 변환, 103)에 (입력으로) 제공된다.
전형적으로 각 필터 뱅크는 헤르쯔(Hertz) 단위로 측정되는 물리 주파수 리졸루션 및 초(second)단위로 측정되는 시간 진행 파라미터(time stride parameter)를 가진다. 이 두 개의 파라미터, 즉, 주파수 레졸루션 및 시간 진행은 선택된 샘플링 레이트가 주어지는 필터 뱅크의 이산-시간 파라미터를 정의한다. 분석 및 합성 필터 뱅크의 물리 시간 진행 파라미터들(physical time stride parameters), 예, 시간 단위(예, 초)로 측정되는 시간 진행 파라미터와 동일한 것을 선택하는 것에 의해, 변조기(100)의 출력 신호는 입력 신호와 동일한 샘플링 레이트를 가지는 것을 얻을 수 있다. 게다가, 비선형 프로세싱(102)을 생략하는 것에 의해, 출력에서 입력 신호를 완벽하게 복원한 것을 얻을 수 있다. 이는 분석 및 필터 뱅크의 조심스러운 설계가 요구된다. 한편, 출력 샘플링 레이트가 입력 샘플링 레이트와 다른 것으로 선택되면, 샘플링 레이트 전환이 이루어질 수 있다. 동작의 이 모드는, 예컨대, 요구되는 출력 대역폭이 입력 샘플링 레이트의 절반 보다 큰 신호 변조를 적용했을 때, 즉, 요구된 출력 대역폭이 입력 신호의 나이키스트(Nyqvist) 주파수를 초과하였을 때, 필요하다,
도 2는 몇 개의 다른 순서(차수)의 고조파 변조기들(201-1, ..., 201-P)을 포함하는 다중 변조기 또는 다중 변조기 시스템(200)의 동작을 도시한다. 변조된 입력 신호는 개별 변조기들(201-1, 201-2, ..., 201-P)의 뱅크를 거쳐 간다. 개별 변조기들(201-1, 201-2, ..., 201-P)은 도 1의 콘텍스트에서 개략적으로 설명한 입력 신호의 고조파 변조를 수행한다. 개별 변조기들(201-1, 201-2, ..., 201-P) 각각은 다른 변조 순서(차수) T의 고조파 변조를 수행한다. 예에 따르면, 변조기(201-1)는 차수 T=1의 변조를 수행할 수 있고, 변조기(201-2)는 차수 T=2의 변조를 수행할 수 있고, ... , 그리고, 변조기(201-P)는 차수 T=P의 변조를 수행할 수 있다. 그 컨트리뷰션들, 즉, 개별 변조기들(201-1, 201-2, ..., 201-P)의 출력 신호들은 합성된 변조기 출력을 생산하기 위해, 조합기(202)에서 합쳐(summed)질 수 있다.
변조기들(201-1, 201-2, ..., 201-P)은 도 1에서 설명된 것과 같은 분석 및 합성 필터 뱅크를 요구한다. 게다가, 각 변조기들(201-1, 201-2, ..., 201-P)의 일반적인 구현은 전형적으로 다른 양들에 의해 처리된 입력 신호의 샘플링 레이트를 변경할 수 있다. 예에 따르면, 변조기(201-P)의 출력 신호의 샘플링 레이트는 변조기(201-P)에 대한 입력 신호의 샘플링 레이트 보다 P 배 높을 수 있다. 이는 변조기(201-P) 내에서 사용되는 P의 대역폭 확장 팩터에 기인한다. 즉, 분석 필터 뱅크보다 P 배의 서브밴드 채널들을 가지는 합성 필터 뱅크의 사용에 기인한다. 이렇게 함에 의하여, 샘플링 레이트 및 나이키스트 주파수는 팩터 P에 의하여 증가된다. 결과에 따라, 개별 시간 도메인 신호들은 조합기(202)에서 다른 출력 신호들을 합성하는 것을 허용하기 위하여, 다시 샘플링되는 것이 요구될 수 있다. 시간 도메인 신호들을 다시 샘플링하는 것은 각 변조기(201-1, 201-2, ... , 201-P)에 대해 입력 신호 또는 출력 신호에서 수행될 수 있다.
도 3은 공통 분석 필터 뱅크(301)를 이용하고 몇 차수의 변조를 수행하는 다중 변조기 시스템(300) 또는 다중 고조파 변조기의 구성의 예를 도시한다. 다중 변조기(300)의 설계를 위한 시작 포인트는 도 2의 개별 변조기들(201-1, 201-2, ... , 201-P)을 설계하는 것이 될 수 있다. 모든 변조기들(201-1, 201-2, ... , 201-P)의 분석 필터 뱅크들(도면 부호, 도 1의 101)은 동일하며, 단일 분석 필터 뱅크(301)로 대신할 수 있다. 결과적으로, 시간 도메인 입력 신호는 주파수 도메인 서브밴드 신호들의 단일 세트, 즉, 분석 서브밴드 신호들의 단일 세트로 변환된다. 이러한 서브밴드 신호들은 다른 차수의 변조를 위해, 다른 비선형 프로세싱 유닛(301-1, 302-2, ... , 302-P)에 제공된다. 앞서, 도 1의 콘텍스트에서, 개요를 서술한 바와 같이, 비선형 프로세싱은 서브밴드 신호들의 위상 및/또는 진폭의 수정을 포함한다. 이 수정은 다른 차수의 변조와 다르다. 결과적으로, 다르게 수정된 서브밴드 신호들 또는 서브밴드들은 다른 비선형 프로세싱(301-1, 302-2, ... , 302-P)에 대응하여, 다른 합성 필터 뱅크들(303-1, 303-2, ... , 303-P)에 제공된다. 결과에 따르면, P(개의) 다르게 변조된 시간 도메인 출력 신호들이 얻어진다. 이는 조합된 변조기의 출력을 생성하기 위하여 조합기(304)에서 조합된 것이다.
다른 변조 차수에 대응하는 합성 필터 뱅크들(303-1, 303-2, ... , 303-P)이 다른 샘플링 레이트에서, 예컨대, 다른 각도의 대역폭 확장을 이용하여, 동작한다면, 다른 합성 필터 뱅크들(303-1, 303-2, ... , 303-P)의 시간 도메인 출력 신호들은 P 출력 신호들을 조합기(304)에서 그들이 합쳐지는(summation) 것에 앞서 동일한 시간 그리드에 정렬하기 위하여, 다르게 다시 샘플링되는 것이 필요하다는 것을 언급한다.
도 4는 공통 합성 필터 뱅크(404)를 이용할 때, 몇 차수의 변조를 이용하여 다중 고조파 변조 시스템(400)의 예시적 구성을 도시한다. 그러한 다중 변조기(400)의 설계를 위한 시작 포인트는 도 2의 개별 트랜스포저(201-1, 201-2, ..., 201-P)의 설계가 될 수 있다. 모든 변조기들의 합성 필터 뱅크들은 동일하며, 하나의 합성 필터 뱅크(400)로 대신할 수 있다. 도 3에서 보이는 상황과 같은 유사한 방식에서, 비선형 프로세싱(402-1, 402-2, ..., 402-P)은 각 변조 차수와 다르다. 게다가, 분석 필터 뱅크(402-1, 402-2, ..., 402-P)는 다른 변조 차수들과 다르다. 그런, P(개의) 분석 필터 뱅크들(402-1, 402-2, ..., 402-P)의 세트는 분석 서브밴드 신호들의 P 세트들을 결정한다. 분석 서브밴드 신호들의 P 세트들은 수정된 서브밴드 신호들의 P 세트들을 생성하기 위하여, 대응하는 선형 프로세싱 유닛들(402-1, 402-2, ..., 402-P)에 제공된다. 이러한 서브밴드 신호들의 P 세트들은 조합기(403)에서, 그리고, 주파수 도메인에서 조합되어, 하나의 합성 필터 뱅크(404)의 입력으로 서브밴드 신호들의 조합된 세트를 생성한다. 조합기(403)에서 이 신호의 조합은 다르게 처리된 서브밴드 신호들을 다른 서브밴드 범위에 제공하는 것, 및/또는, 서브밴드 범위들을 오버랩하기 위하여 서브밴드 신호들의 컨트리뷰션(contributions)을 중첩하는 것을 포함한다. 다른 말로, 다른 변조 차수들로 처리된 다른 분석 서브밴드 신호들은 오버랩된 주파수 범위들을 커버(cover)할 수 있다. 그러한 경우에서, 중첩한 컨트리뷰션은 조합될 수 있다. 예컨대, 조합기(403)에 의해 추가 및/또는, 평균을 낼 수 있다. 다중 변조기(400)의 시간 도메인 출력 신호는 공통 합성 필터 뱅크(404)로부터 얻어질 수 있다. 앞서 개요를 서술한 것과 유사한 방식에서, 분석 필터 뱅크들(401-1, 401-2, ..., 401-P)이 다른 샘플링 레이트에서 동작하면, 다른 분석 필터 뱅크들(401-1, 401-2, ..., 401-P)에 대한 시간 도메인 신호 입력은 동일한 시간 그리드에 다른 비선형 프로세싱 유닛들(402-1, 402-2, ..., 402-P)의 출력 신호를 정렬하기 위하여 다시 샘플링되는 것이 필요하다.
도 5는 하나의 공통 합성 필터 뱅크(504) 및 하나의 공통 분석 필터 뱅크(501)을 포함하며, 몇 차수의 변조를 이용하는 다중 고조파 변조기 시스템의 동작을 도시한다. 이 경우에서, 도 2의 개별 변조기(201-1, 201-2, ..., 201-P)는 모든 P 고조파 변조기들의 합성 필터 뱅크들 및 분석 필터 뱅크들 양자 모두는 동일하게 대응하도록 설계된다. 다른 P 고조파 변조기에 대한 동일한 분석 및 합성 필터 뱅크들의 조건이 맞으면, 그러면, 동일한 필터 뱅크들은 단일 분석 필터 뱅크(501) 및 단일 합성 필터 뱅크(504)에 의해 교체된다. 향상된 비선형 프로세싱 유닛(502-1, 502-2, ..., 502-P)은 합성 필터 뱅크(504)의 각각의 서브밴드들에 대해 조합된 입력을 생성하기 위하여, 조합기(503)에서 합성된 다른 컨트리뷰션을 출력한다. 도 4에 설명된 다중 고조파 변조기(400)와 유사하게, 조합기(503)에서 신호 조합은 비선형 프로세싱 유닛들(502-1. 502-2, ..., 502-P)의 다르게 처리된 출력들을 다른 서브밴드 범위에 제공하는 것과, 오버랩된 서브범위 범위들에 다중 기여된 출력들을 중첩하는 것을 포함한다.
앞서 이미 나타낸 것처럼, 비선형 프로세싱(102)은 전형적으로 입력에서 서브밴드의 수에 대응하는 출력에서 서브밴드의 수를 제공한다. 비선형 프로세싱(102)은 근본적인 변조 차수 T에 따라 서브밴드 또는 서브밴드 신호의 위상 및/또는 진폭을 수정한다. 예로, 입력에서 서브밴드는 T 배 높은 주파수의 출력에서 서브밴드로 전환된다. 예컨대, 비선형 프로세싱(102)에 대한 입력에서 서브밴드, 분석 서브밴드 
는 비선형 프로세싱(120)의 출력의 서브 밴드, 예컨대, 분석 서브밴드 
로 변조될 수 있다. 여기서 K는 서브밴드 인덱스 번호이고, 
는 분석 필더 뱅크의 주파수 레졸루션이다. 공통 분석 필터 뱅크들(501) 및 공통 분석 필터 뱅크들(504)의 사용을 허용하기 위하여, 하나 이상의 진보된 프로세싱 유닛들(502-1, 502-2, ..., 502-P)은 입력 서브밴드들의 수와 다른 출력 서브밴드들의 수를 제공하도록 구성된다. 실시예에서, 진보된 프로세싱 유닛들(502-1, 502-2, ..., 502-P)로의 입력 서브밴드들의 수는 출력 서브밴드의 약 F/T 배가 될 수 있다. 여기서, T는 진보된 프로세싱 유닛의 변조 차수 이며, F는 아래에 소개될 필터 뱅크 레졸루션 팩터(factor)이다.
다음에서, 비선형 프로세싱 유닛(502-1, 502-2, ..., 502-P)의 진보된 비선형 프로세싱의 원리들의 개요가 설명될 것이다. 이러한 목적에 따라, 다음을 가정한다.
분석 필터 뱅크 및 합성 필터 뱅크는 동일한 물리 시간 진행 파라미터(physical time stride parameter) 
를 공유한다.
분석 필터 뱅크는 물리 주파수 레졸루션 
를 가진다.
합성 필터 뱅크는 물리 주파수 레졸루션 
를 가진다.
여기서, 레졸루션 팩터 F≥1는 이며, 정수이다. 게다가, 필터 뱅크들은 짝수로 쌓이게(stacked)된다. 즉, 인덱스 0인 서브밴드는 제로(zero) 주파수 주변 중심에 위치된다. 그래서, 분석 필터 뱅크 중심 주파수들은 
으로 주어지고, 여기서, 분석 서브밴드 인덱스는 
이고, 
는 분석 필터 뱅크의 서브밴드의 수이다. 합성 필터 뱅크 중심 주파수들은 
으로 주어지고, 여기서, 합성 서브밴드 인덱스는 
이고, 
는 합성 필터 뱅크의 서브밴드들의 수이다.
도 1에 보인 바와 같은 정수 차수 T≥1의 종래 변조를 수행할 때, 리졸루션 팩터 F는 F=T로 선택되며, 비선형 처리된 분석 서브밴드 K는 동일한 인덱스 n=k를 가지는 합성 서브밴드에 매핑된다. 비선형 프로세싱(102)은 팩터 T에 의해 서브밴드 또는 서브밴드 신호의 위상을 곱(multiply)하는 것을 포함한다. 즉, 필터 뱅크 서브밴드들의 각 샘플에 대해 다음의 수학식 1을 쓸 수 있다.
여기서, 
는 분석 서브밴드 K의 샘플의 위상이며,
레졸루션 팩터 F가 변조 차수 T와 동일하게 선택된다면, 즉, 즉, F=T라면, 합성 필터 뱅크의 주파수 레졸루션, 즉, 
는 변조 차수 T에 따른다. 결과적으로, 분석 또는 합성 단계에서 다른 변조 차수 T에 대해 다른 필터 뱅크를 사용하는 것이 필요하다. 이는 변조 차수 T가 물리 주파수 레졸루션의 몫, 즉, 합성 필터 뱅크의 주파수 레졸루션 
및 분석 필터 뱅크의 주파수 레졸루션의 몫 
을 정의한다는 것에 기인한다.
복수의 다른 변조 차수들 T에 대한 공통 분석 필터 뱅크(501) 및 공통 합성 필터 뱅크(504)를 사용하는 것을 가능하게 하기 위하여, 합성 필터 뱅크(504)의 주파수 레졸루션을 
로 설정하는 것이 제안된다. 즉, 합성 필터 뱅크(504)의 주파수 레졸루션을 변조 차수 T에 독립된 것으로 만드는 것이 제안된다. 그러면, 레졸루션 팩터 F, 즉, 분석 및 합성 필터 뱅크의 물리 주파수 레졸루션의 몫 F가 관계 F=T를 따를 필요가 없을 때, 어떻게 차수 T의 변조를 구현할지에 대한 의문이 생긴다.
앞서, 개요를 설명한 바와 같이, 고조파 변조의 원리는 중심 주파수 
를 가지는 합성 필터 뱅크 서브밴드 n의 입력은 T배 낮은 중심 주파수, 즉, 중심 주파수 
에서 분석 서브밴드로부터 결정된다는 것이다. 분석 서브밴드의 중심 주파수들은 
와 같은 분석 서브밴드 인덱스 K를 통해 식별된다. 분석 서브밴드 인덱스의 중심 주파수에 대한 양자 둘 모두의 표현, 즉, 
및 
이 같을 수 있다. 인덱스 n은 정수 값임을 고려하면, 표현 
은 유리수이다. 이는 정수의 분석 서브밴드 인덱스 K 및 나머지인 
의 합으로 표현될 수 있으며, 다음의 수학식 2와 같다.
이는 수학식 2에 의해 주어진 인덱스를 가지는 서브밴드 k, 또는, 분석 서브밴드로부터, 차수 T의 변조를 이용하여, 합성 서브밴드 인덱스 n을 가지는 합성 서브밴드에 대한 입력을 유도할 수 있음이 규정될 수 있다. 
는 유리수인 관점에서 보면, 나머지 r은 0과 같지 않으며, k+r의 값은 분석 서브밴드 인덱스 보다 크며, 분석 서브밴드 인덱스 k+1 보다 작을 수 있다. 결과적으로, 합성 서브밴드 인덱스 n을 가지는 합성 서브밴드에 대한 입력은 분석 서브밴드 인덱스 k 및 k+1을 가지는 분석 서브밴드로부터, 차수 T의 변조를 이용하여, 유도될 수 있다. 여기서, k는 수학식 2에 의해 주어진다.
상술한 분석의 결과에 따라, 비선형 프로세싱 유닛(502-1, 502-2, ..., 502-P)에서 수행되는 진보된 비선형 프로세싱은 일반적으로, 합성 서브밴드 n에 대한 출력을 제공하기 위하여, 인덱스 k 및 k+1을 가지는 2개의 이웃하는 분석 서브밴드들을 고려하는 단계를 포함한다. 그러므로 변조 차수 T에 대해, 비선형 프로세싱 유닛(502-1, 502-2, ..., 502-P)에 의해 수행된 위상 수정은 선형 보간(interpolation)법에 의해 정의될 수 있다.
여기서, 
는 분석 서브밴드 k의 샘플의 위상이고,
서브밴드 샘플들의 범위를 고려하면, 다음의 기하평균(geometrical mean) 값은 합성 서브밴드 샘플들의 범위의 결정을 위해 선택될 수 있다.
여기서, 
은 합성 서브밴드의 샘플의 범위를 나타내며, 
은 분석 서브밴드의 샘플의 범위를 나타내고, 
는 분석 서브밴드 k+1의 샘플의 범위를 나타낸다.
홀수로 쌓이게(stacked)되는 필터 뱅크의 경우, 분석 필터 뱅크의 중심 주파수는 
이고, 이때, 
이며, 합성 필터 뱅크 중심 주파수는 
로 주어지고, 이때, 
이며, 수학식 2에 대한 대응하는 수학식은 변조된 합성 필터 뱅크 중심 주파수 
및 분석 필터 뱅크 중심 주파수 
의 계산에 의해 유도된다. 정수 인덱스 K 그리고, 나머지 
를 가정하면, 홀수로 쌓이는 필터 뱅크들에 대해 다음의 수학식이 유도된다.
만약, T-F, 즉, 변조 차수 및 레졸루션 팩터 사이의 차가 짝수이면, T(1-r) 및 Tr 양자 모두 정수이고, 수학식 3 및 수학식 4의 보간법이 사용될 수 있다.
합성 서브밴드들에 대한 분석 서브밴드들의 매핑이 도 5b에 도시되었다. 도 5b는 다른 변조 차수들, T=1 내지 T=4에 대한 4개의 도면을 보인다. 각 도면은 소스 빈들(source bins, 510), 즉, 분석 서브밴드들이 어떻게 타겟 빈들(530), 즉, 합성 서브밴드들에 매핑되는지를 설명하기 위한 것이다. 설명을 용이하게 하기 위하여, 레졸루션 팩터 F는 1과 같다고 가정한다. 다른 말로, 도 5b는 수학식 2 및 수학식 3을 이용하여 합성 서브밴드 신호들에 분석 서브밴드 신호들을 매핑하는 것을 도시한다. 도시된 방에서, 분석/합성 필터 뱅크의 예는 F=1이고, 최대 변조 차수 P=4에서, 짝수로 쌓인다.
도시된 바와 같이, 수학식 2는 
와 같이 쓰여질 수 있다. 결과적으로, 변조 차수 T=1에 대해, 인덱스 k를 가지는 분석 서브밴드는 대응하는 합성 서브밴드 n에 매핑되며, 나머지 r은 언제나 0이다. 이는 도 5b에서 보일 수 있다. 여기서, 소스 빈(511)은 1 대 1 대응하여 타겟 빈(531)에 매핑 된다.
변조 차수 T=2인 경우, 나머지 r은 값 0 및 1/2을 취하하고, 소스 빈은 복수의 타겟 빈들에 매핑된다. 관점을 반전하였을 때, 각 타겟 빈(532, 535)은 최대 2개의 소스 빈들로부터 컨트리뷰션을 수신한다고 언급할 수 있다. 이는 도 5b에서 확인할 수 있다. 여기서, 타겟 빈(535)는 소스 빈들(512 및 515)로부터 컨트리뷰션을 수신한다. 하지만, 타겟 빈(532)은 오직 소스 빈(512)으로부터 컨트리뷰션을 수신한다. 타겟 빈(532)가 짝수 인덱스 n(예, n=10)을 갖는다고 가정하면, 수학식 2는 타겟 빈(532)은 인덱스 k=n/2, 즉, k=5를 가지는 k=소스 빈(512)으로부터 컨트리뷰션을 수신하는 것을 특정한다. 이 경우에, 나머지 r은 0이며, 즉, 인덱스 k+1, 즉, k+1=6을 가지는 소스 빈(515)으로부터 어떤 컨트리뷰션도 없다. 이는 홀수 인덱스 n(예, n=11)을 가지는 타겟 빈(535)에 대해 변경된다. 이 경우, 수학식 2는 타겟 빈(535)이 소스 빈(512)(인덱스 k=5) 및 소스 빈(515)(인덱스 k+1=6)으로부터 컨트리뷰션을 수신하는 것을 특정한다. 이는 도 5b에 도시된, 높은 변조 차수 T(예, T=3 및 T=4)에 유사한 방식으로 적용된다.
도 5c에서 유사한 상황, F=2인 경우, 즉, 수학식 2가 
로 쓰여지는 경우에 대해서 설명된다. 변조 차수 T=2일 때, 인덱스 k를 가지는 분석 서브밴드는 대응하는 합성 서브밴드 n에 매핑되며, 나머지 r은 항상 0이다. 이는 도 5c에서 보여지며, 여기서, 소스 빈(521)은 1 대 1로 타겟 빈(541)에 매핑된다.
변조 차수 T=3인 경우, 나머지 r은 값 0, 1/3 및 2/4을 취하며, 소스 빈은 복수의 타겟 빈들에 매핑된다. 관점을 뒤집었을 때, 각 타겟 빈(545)은 최대 2개의소스 빈들로부터 컨트리뷰션을 수신한다. 이를 도 5c에 나타내었다. 여기서, 타겟 빈(545)은 소스 빈(522 및 525)로부터 컨트리뷰션을 수신한다. 타겟 빈(545)이 인덱스, 예컨대, n=8을 가진다고 가정하면, 수학식 2는 k=5 및 r=1/3을 특정한다. 따라서, 타겟 빈(545)은 소스 빈(522)(인덱스 k=5) 및 소스 빈(525)(인덱스 k+1=6)으로부터 컨트리뷰션을 수신한다. 하지만, 인덱스 n=9를 가지는 타겟 빈(546)에 대해, 나머지 r은 0이며, 따라서, 타겟 빈(546)은 오직 소스 빈(525)으로부터 컨트리뷰션을 수신한다. 이는 도 5c에 보인바와 같이, 높은 변조 차수 T(예, T=4)에도 유사한 방식으로 적용된다.
위의 진보된 비선형 프로세싱의 추가 해석이 다음에 설명된다. 진보된 비선형 프로세싱은 주어진 차수 T의 변조와, 변조된 서브밴드 신호들을 공통 합성 필터 뱅크에 의해 정의된 주파수 그리드, 즉, 주파수 그리드 
에 매핑하는 것으로 이해될 수 있다. 이 해석을 설명하기 위하여, 도 5b 또는 5b를 다시 참조한다. 하지만, 이 경우, 소스 빈들(501 또는 520)은 변조 T의 차수를 이용하여 분석 서브밴드들로부터 유도되는 합성 서브밴드들로 고려된다. 이러한 합성 서브밴드들은 
로 주어지는 주파수 그리드를 가진다. 타겟 빈들(530 또는 540)에 의해 주어지는 미리 정의된 주파수 그리드 
상에서 합성 서브밴드 신호를 생성하기 위하여, 소스 빈들(510 또는 520), 즉, 주파수 그리드 
를 가지는 합성 서브밴드들은 미리 정의된 주파수 그리드 
에 매핑되어지는 것이 필요하다. 이는 하나 또는 2개의 소스 빈들(510 또는 520), 즉, 주파수 그리드 
상의 합성 서브밴드 신호들을 보간(interpolating)하는 것에 의하여, 타겟 빈(530 또는 540), 즉, 주파수 그리드(grid) 
상의 합성 서브밴드 신호를 결정하는 것이 가능하다. 바람직한 실시예에서, 선형 보간이 사용된다. 여기서, 보간의 가중치들은 중타겟 빈(530 또는 540)의 중심 주파수 사이의 차이에 반비례하며, 소스 빈(510 또는 520)에 대응한다. 예로, 차이가 0이면, 가중치는 1이고, 차이가 
이면, 가중치는 0이다.
정리하면, 비선형 프로세싱 방법이 설명되었다. 이는 몇몇 분석 서브밴드들의 변조의 수단들에 의하여 합성 서브밴드에 대한 컨트리뷰션을 결정하는 것을 허용한다. 비선형 프로세싱 방법은 다른 변조 차수들에 대한 단일 고통 분석 및 합성 서브밴드 필터 뱅크들을 사용할 수 있게 한다. 이에 의하여, 다중 고조파 변조기들의 컴퓨터 계산의 복잡도를 상당히 감소시킬 수 있다.
다음에서, 다중 고조파 변조기들 또는 다중 고조파 변조기 시스템들의 다양한 실시예들이 설명된다. 본 문헌에 레퍼런스로 참조되는, 예컨대, WO 98/57436에 특정된 SBR(spectral band replication)과 같은, HFR(고주파 복원, high frequency reconstruction)을 채택한 오디오 소스 코딩/디코딩 시스템들에서, 코어 디코더(core decoder), 즉, 오디오 신호의 저주파 성분의 디코더의 전형적인 시나리오는 HFR 모듈 또는 HFR 시스템, 즉, 오디오 신호의 고주파 성분의 복원을 수행하는 모듈 또는 시스템에 시간 도메인 신호를 출력하는 것이다. 저주파 성분은 저주파 성분 및 고주파 성분을 포함하는 원래의 오디오 신호 대역의 절반 보다 낮은 대역을 가진다. 결과적으로, 저주파 성분을 포함하며, 또한, 저주파 대역 신호로 나타내어지는 시간 도메인 신호는 오디오 코딩/디코딩 시스템의 마지막 출력 신호의 샘플링 레이트의 절반으로 샘플링될 수 있다. 이러한 경우, HFR 모듈은 효과적으로, 코어 신호, 즉, 저대역 신호를 코어 신호를 출력 신호에 추가하는 것을 용이하게 하기 위하여, 샘플링 주파수의 2배로 다시 샘플링해야만 한다. 고로, HFR 모듈에 의해 적용된 소위, 대역폭 확장 팩터는 2와 같다.
HFR 생성 신호(HFR generated signal)로 나타낼 수 있는 고주파 성분의 생성 후, HFR 생성 신호는 원래의 신호의 고주파 성분, 즉, 원래의 인코딩된 신호의 고주파 성분에 가능한 가깝게 HFR 생성 신호를 매칭시켜 동적으로 적응된다. 이러한 적응은 전송된 사이드 정보의 수단에 의한 소위, HFR 프로세서에 의해 전형적으로 수행된다. 전송된 사이드 정보는 원래의 신호의 고주파 성분의 스펙트럼 엔벨로프 상의 정보를 포함할 수 있다. 그리고 HFR 생성 신호의 적응은 HFR 생성 신호의 스펙트럼 엔벨로프의 적응을 포함할 수 있다.
전송된 사이드 정보에 따라 HFR 생성 신호의 적응을 수행하기 위하여, HFR 생성 신호는 HFR 생성 신호의 스펙트럼 직각 대칭 필터(Quadrature Mirror Filter, 이하, QMF) 서브밴드 신호들을 연속으로 제공하는 멀티채널 QMF 뱅크에 의해 분석된다. HFR 프로세서는 분석 QMF 뱅크들로부터 얻어지는 스펙트럼 QMF 서브밴드 신호들 상의 HFR 생성 신호의 적응을 수행한다. 결국, 적응된 QMF 서브밴드 신호들은 합성 QMF 뱅크에서 합성된다. 샘플링 주파수의 수정을 수행하기 위하여, 즉, 저대역 신호의 샘플링 주파수로부터 샘플링 주파수를 두 배로 하여 오디오 코딩/디코딩 시스템의 출력 신호의 샘플링 주파수를 만들기 위하여, 분석 QMF 밴드들의 수는 합성 QMF 밴드들의 수와 차이가 있어야 한다. 실시예에서, 분석 QMF 뱅크는 32 QMF 서브밴드 신호들을 생성하고, 합성 QMF 뱅크는 64 QMF 서브밴드들을 처리한다. 이에 의하여, 샘플링 주파수의 두배가 제공된다. 변조기의 분석 및/또는 합성 필터 뱅크들은 전형적으로, 몇 백의 분석 및/또는 합성 서브밴드들임을 언급한다. 이에 의해, QMF 뱅크들 보다 상당한 고주파 레졸루션을 제공한다.
도 6의 HFR 시스템(600)에서 신호의 고주파 성분의 생성을 위한 처리의 예가 도시된다. 전송된 비트스트림은 코어 디코더(601)에서 수신된다. 코어 디코더는 샘플링 주파수 
에서 디코딩 출력 신호(디코딩된 출력 신호)의 저주파 성분을 제공한다. 샘플링 주파수 
에서 저주파 성분은 다른 개별 변조기들(602-2, ..., 602-P)로 입력된다. 여기서, 각 단일 변조기는 도 1에서 설명된 변조 차수 T=2, ..., P에 대응한다. T=1, 2, ..., P에 대한 개별 변조기 신호들은 구분되어 분리된 분석 QMF 뱅크들(603-1, ..., 603-P)의 특정 인스탄스들(instances)에 제공된다. 저주파 성분은 차수 T=1의 변조된 신호로 간주되는 것을 유의하여야 한다. 코어 신호의 리샘플링(resampling), 즉, 샘플링 주파수 
에서 저주파 성분의 리샘플링은 64 채널들 대신 32 채널을 가지는, 다운샘플링된 QMF 뱅크(603-1)를 이용하여 저주파 성분을 필터링하는 것에 의해 이루어진다. 결과로써, 32 QMF 서브밴드 신호들이 생성된다. 여기서, 각 QMF 서브밴드 신호는 샘플링 주파수 
를 가진다.
샘플링 주파수 
신호 상에서 차수 T=2에 의한 변조의 영향이 도 12a에 도시된 주파수 그래프에서 나타난다. 주파수 그래프(1210)는 대역폭 B Hz를 가지는 변조기(602-2)에 대한 입력 신호를 보인다. 입력 신호는 분석 필터 뱅크를 이용하여 분석 서브밴드 신호들로 분할(segmented)된다. 이는 주파수 밴드들(1211)로 분할하는 것에 의해 표현된다. 그리고, 분석 서브밴드 신호들은 T=2 배 고주파 범위로 변조되고, 샘플링 주파수는 두 배로 된다. 주파수 도메인 신호의 결과는 주파수 그래프(1220)에 도시되었다. 여기서, 주파수 그래프(1220)는 주파수 그래프(1210)과 동일한 주파수 스케일을 가진다. 서브밴드들(1211)는 서브밴드들(1221)로 변조되었음을 알 수 있다. 변조 동작은 점선의 화살표에 의해 도시되었다. 게다가, 변조된 서브밴드 신호들의 주기 스펙트럼(1222)은 주파수 그래프(1220)에 도시되었다. 대안적으로, 변조 프로세스는 주파수 그래프(1230)로 설명될 수 있다. 여기서, 주파수 축은 스케일(scaled)된다. 즉, 변조 벡터 T=2에 의하여 곱해진다. 다른 말로, 주파수 그래프(1230)는 주파수 그래프(1220)의 T=2 배 높은 스케일에 대응한다. 서브밴드 세그먼트(1231) 각각은 서브밴드 세그먼트(1211)의 2배의 대역폭들을 가진다. 이는, 신호의 시간 기간(시간 도메인 상의 간격)이 변하지 않는 동안, 입력 신호 보다 T=2 배 높은 샘플링 레이트를 가지는, 즉, 
의 샘플링 레이트를 가지는 변조기(602-2)의 출력 신호를 생성한다.
도 6에서 보인 바와 같이, 그리고, 앞서 개요를 살펴본 바와 같이, 변조 차수 T=2를 가지는 개별 변조기(602-2)의 출력 신호는 
의 샘플링 주파수를 가진다. 샘플링 주파수 
에서 QMF 서브밴드 신호들을 생성하기 위하여, 64 채널들을 가지는 분석 QMF 뱅크(603-2)가 사용될 수 있다. 유사한 방식에서, 변조 차수 T=P인 개별 변조기(602-P)의 출력 신호는 샘플링 주파수 
를 가진다. 샘플링 주파수 
에서 QMF 서브밴드 신호들을 생성하기 위하여, 32P 채널들을 가지는 분석 QMF 뱅크(603-2)가 이용될 수 있다. 다른 말로, 만약, 크기, 즉, 분석 QMF 뱅크들(603-1, ..., 603-P)의 각각에 대한 채널들의 수가 대응하는 변조기(602-2, ..., 602-P)로부터 유래한 신호에 적응된다면, 분석 QMF 뱅크들(603-1, ..., 603-P)의 모든 인스탄스들로부터의 서브밴드 출력들은, 동일한 샘플링 주파수들을 가진다. 샘플링 주파수 
에서 QMF 서브밴드 신호들의 세트들은 HFR 프로세싱 모듈(604)에 제공된다. 여기서, 고주파 성분의 스펙트럼 적응이 전송된 사이드 정보에 따라 수행된다. 마지막으로, 적응된 서브밴드 신호들은 64 채널 인버스(역, inverse) 또는 합성 QMF 뱅크(605)에 의해 시간 도메인 신호로 합성된다. 이에 의하여, 
에서 샘플링된 QMF 서브밴드 신호로부터 샘플링 주파수 
에서 디코딩 출력 신호를 생성한다.
앞서 개요를 서술한 바와 같이, 변조기 모듈들(602-2, ..., 602-P)은 다른 샘플링 레이트들, 즉, 샘플링 레이트들, 
, ..., 
의 시간 도메인 신호들을 생성한다. 변조기 모듈들(602-2, ..., 602-P)의 출력 신호의 리샘플링은 다음의 대응하는 QMF 분석 뱅크들(602-1, ..., 603-P)에서 서브 밴드 채널들을 "삽입(inserting)" 또는 제거함에 의하여 이루어진다. 다른 말로, 변조기들(602-2, ..., 602-P)의 출력 신호들으 리샘플링은 연속된 각각의 분석 QMF 뱅크들(603-1, ..., 603-P) 및 합성 QMF 뱅크(605)에서 QMF 서브밴드들의 다른 수를 사용하는 것에 의해 이루어질 수 있다. 따라서 QMF 뱅크들(602-2, ..., 602-P)로부터의 출력 QMF 서브밴드 신호들은 결국 합성 QMF 뱅크(605)로 전송되어지는 64 채널들에 맞춰지는 것이 필요하다. 이러한 맞춰지는 것 또는 매핑하는 것은 합성 또는 인버스(inverse) QMF 뱅크(605)의 처음 32 채널들, 즉, 32(개의) 저주파 채널들에 32 채널 분석 QMF 뱅크(603-1)로부터 들어오는 32 QMF 서브밴드 신호들을 맵핑 또는 추가하는 것에 의해 이루어진다. 이는, 효과적으로, 팩터 2에 의해 업샘플링시키기 위한 분석 QMF 뱅크(603-1)에 의해 필터링된 신호를 생성한다. 64채널 분석 QMF 뱅크(603-2)로부터 들어오는 모든 서브밴드 신호들은 인버스(역, inverse) QMF 뱅크(605)의 64 채널들에 직접적으로 맵핑 또는 추가된다. 분석 QMF 뱅크(603-2)가 합성 QMF 뱅크(605)와 정확하게 동일한 크기라는 것에 비추어 볼 때, 각각의 변조된 신호는 리샘플링되지(resampled) 않는다. QMF 뱅크들(603-3, ..., 603-P)는 64 서브밴드 신호들을 초과하는 출력 QMF 서브밴드 신호들의 수를 가진다. 그러한 경우, 낮은 64 채널들은 합성 QMF 뱅크(605)의 64 채널들에 매핑되거나, 또는 추가된다. 상위의 남겨진 채널들은 제거될 수 있다. 32P 채널 분석 QMF 뱅크(603-P)의 사용의 출력으로, QMF 뱅크(603-P)에 의해 필터링 된 신호는 팩터 P/2로 다운샘플링 될 것이다. 결국, 변조 차수 P에 따른 이 리샘플링은 동일한 샘플링 주파수를 가지는 모든 변조된 신호들을 생성한다.
다른 말로, 서브밴드 신호들은 변조기 모듈(602-2, ..., 602-P)이 다른 샘플링 레이트의 시간 도메인 신호들을 생성하였을지라도, HFR 프로세싱 모듈(604)에 제공되었을 때, 동일한 샘플링 레이트들을 가지는 것이 요구된다. 이는 분석 QMF 뱅크들(603-3, ..., 603-P)의 다른 크기들을 이용하는 것에 의해 이루어진다. 여기서, 크기는 전형적으로 3271이며, 이때, 변조 팩터 또는 변조 오더 T를 가진다. HFR 프로세싱 모듈(604) 및 합성 QMF 뱅크(605)는 전형적으로, 64 서브밴드 신호들, 즉, 분석 QMF 뱅크의 2배의 크기에서 동작하기 때문에, 이 수를 초과하는 서브밴드 인덱스들을 가지는 분석 QMF 뱅크들(603-3, ..., 603-P)로부터의 모든 서브밴드 신호들은 제거된다. 이는 수행될 수 있다. 왜냐하면, 변조기들(602-2, ..., 602-P)의 출력 신호들은 출력 신호의 나이키스트 주파수 
이상의 주파수 범위를 실제로 커버할 수 있기 때문이다. 남아있는 서브밴드 신호들, 즉, 합성 QMF 뱅크(605)의 서브밴드들에 매핑된 서브밴드 신호들은 변조된 신호들을 오랩핑하는 주파수를 생성하기 위해(아래의 논의될 도 12b 참조), 또는, 어떤 다른 방법, 예컨대, 도 12c에서 설명될 것 처럼(아래에서 논의될 것임), 오버랩핑하지 않은 변조된 신호들을 얻기 위해 추가될 수 있다. 오버랩핑되지 않은 변조된 신호들의 경우, T=1, ..., P일때, 변조 차수 T의 변조기(602-T)는 개별 주파수 범위가 할당된다. 이 범위는 변조기(602-T)가 독점적으로주파수 성분을 생성한 것이다. 실시예에서, 변조기(602-T)의 전용 주파수 범위는 [(T-I)B,TB]가 될 수 있다. 여기서, B는 변조기(602-T)에 대한 입력 신호의 대역폭이다. 그러한 경우, 전용 주파수 범위 외부의 변조기(602-T)의 합성 서브밴드 신호들은 무시되거나, 또는, 제거된다. 다른 측면에서, 변조기(602-T)는 다른 변조기들(602-2, ..., 602-P)의 주파수 성분들이 오버랩된 주파수 성분을 생성할 수 있다. 그러한 경우들에서, 이러한 오버랩핑한 주파수 성분들은 QMF 서브밴드 도메인에서 중첩된다.
앞서 나타낸 바와 같이, 전형적인 실시예에서, 복수의 변조기들(602-2, ..., 602-P)은 HFR 모듈(600)의 출력 신호의 고주파 성분을 생성하기 위하여 사용된다. 변조기들(602-2, ..., 602-P)의 입력 신호, 즉, 출력 신호의 저주파 성분은 B Hz의 대역폭 및 샘플링 레이트 
를 가진다. 그리고, HRF 모듈(600)의 출력 신호는 샘플링 레이트 
를 가진다. 결과적으로, 고주파 성분은 주파수 범위 
를 커버한다. 변조기들(602-2, ..., 602-P) 각각은 고주파 성분에 컨트리뷰션을 제공할 수 있다. 여기서, 컨트리뷰션은 오버랩되거나(overlapping), 및/또는 오버랩되지 않을(non-overlapping) 수 있다. 도 12b는 고주파 성분이 다른 변조기들(602-2, ..., 602-P)의 오버랩된 컨트리뷰션으로부터 생성되는 경우를 도시한다. 주파수 그래프(1241)는 저주파 성분, 즉, 변조기들(602-2, ..., 602-P)에 대한 입력 신호를 도시한다. 주파수 그래프(1242)는 닫힌(hatched) 주파수 범위에 의해 나타내어지는 주파수 범위 [B, 2B]에서, 서브밴드를 포함하는 2차(
order) 변조기(602-2)의 출력 신호를 도시한다. 변조기에 의해 생성되는 주파수 범위 [0,B]는 전형적으로 무시되거나, 제거된다. 왜냐하면, 이 범위는 저주파 입력 신호에 의해 커버되기 때문이다. 이는 백색 주파수(white frequency) 범위에 의해 나타내어진다. 주파수 그래프(1243)는 닫힌(hatched) 주파수 범위에 의해 나타내어지는 주파수 범위 [B, 3B]를 커버하는 3차(
order) 변조기(602-3)의 출력 신호를 도시한다. 유사한 방식에서, 변조기(602-P)는 주파수 그래프(1244)에 보인 주파수 범위 [B,PB]를 커버하는 출력 신호를 생성한다. 결국, 다른 변조기들(602-2, ... , 602-P )의 출력 신호들 및 저주파 성분은 분석 QMF 뱅크들(603-1, ..., 603-P)를 이용하는 QMF 서브밴드들에 매핑되며, 이에 dlm해, QMF 서브밴드들의 P 세트들이 생성된다. 주파수 그래프(1245)에서 보인 바와 같이, 도면번호 1246으로 나타내어지는 주파수 범위 [0, B]를 커버하는 QMF 서브밴드들은 오직 저주파 성분으로부터, 즉, 1차( 
order) 변조로부터 얻어진 신호로부터 컨트리뷰션을 수신한다. 도면 부호 1247에 의해 나타내어지는 주파수 범위 [B,2B]를 커버하는 QMF 서브밴드들은 차수 T=2, ..., P의 변조기들의 출력 신호로부터 컨트리뷰션을 수신한다. 도면번호 1248에 의해 나타내어지며, 주파수 범위 [2B,3B]를 커버하는 QMF 서브밴드들은 차수 T=3, ..., P, 등의 변조기들의 출력 신호로부터 컨트리뷰션을 수신한다. 도면 부호 1249로 나타내며, 주파수 범위 [(P-l)B,PB]를 커버하는 QMF 서브밴들은 차수 T=P의 변조기의 출력 신호로부터 컨트리뷰션을 수신한다.
도 12c는 도 12b와 유사한 시나리오를 도시한다. 하지만, 변조기들(602-2, ..., 602-P)은 그들의 출력 신호들의 주파수 범위들이 오버랩되지 않도록 구성된다. 주파수 그래프(1251)는 저주파 성분을 도시한다. 주파수 그래프(1252)는 주파수 범위 [B,2B]를 커버하는 2차(
order) 변조기들(602-2)의 출력 신호를 도시한다. 주파수 그래프(1253)는 주파수 범위 [2B,3B]를 커버하는 3차(
order) 변조기들(602-3)의 출력 신호를 도시한다. 그리고 주파수 그래프(1254)는 주파수 범위 [(P-l)B,PB]를 커버하는 P차(
order) 변조기들(602-P)의 출력 신호를 도시한다. 저주파 성분 및 변조기들(602-2, ..., 602-P)의 출력 신호들은 각각 QMF 서브밴드들의 P 세트들을 제공하는 분석 QMF 뱅크들603-1, ..., 603-P)에 입력(feed)된다. 전형적으로, 이러한 QMF 서브밴드들은 오버랩한 주파수 범위들의 컨트리뷰션을 포함한다. 이는 주파수 그래프(1255)에 도시된다. 도면번호 1256으로 나타내며, 주파수 범위 [0,B]를 커버하는 QMF 서브밴드들은 오직 저주파 성분, 즉, 1차(
order) 변조로부터 얻어진 신호로부터, 컨트리뷰션을 수신한다. 도면 번호 1257로 나타내며, 주파수 범위 [B,2B]를 커버하는 QMF 서브밴드들은 T=2 차수의 변조기의 출력 신호로부터 컨트리뷰션을 수신한다. 도면 번호 1258로 나타내며, 주파수 범위 [2B,3B]를 커버하는 QMF 서브밴드들은 T=3 등의 차수의 변조기의 출력 신호로부터 컨트리뷰션을 수신한다. 도면 번호 1259로 나타내며, 주파수 범위 [(P-l)B,PB]를 커버하는 QMF 서브밴드들은 T=P 등의 차수의 변조기의 출력 신호로부터 컨트리뷰션을 수신한다.
도 12b 및 도 12c는 변조기들(602-2, ..., 602-P)의 완별하게 오버랩된 출력 신호들 및 변조기들(602-2, ..., 602-P)의 완벽하게 오버랩되지 않은 출력 신호들의 서로 대조되는 시나리오들을 도시한다. 이는 부분적으로 오버랩된 출력 신호들을 가지는 혼합된 시나리오들도 가능함을 언급한다. 게다가, 도 12b 및 도 12c의 2개의 시나리오들은 그들의 출력 신호들의 주파수 범위들이 오버랩되거나, 또는 오버랩되지 않도록 구성된 변조기들(602-2, ..., 602-P)인 시스템들을 설명함을 인지하여야 한다. 이는 변조기들의 스펙트럼 도메인에서 윈도우잉(windowing)을 적용하는 것에 의해 이루어진다. 대안은 도 12b 및 도 12c의 양자 모두의 시나리오들에서, 변조기들(602-2, ..., 602-P)이 적절한 방식으로, 분석 QMF 뱅크들(603-1, ..., 603-P)로부터 얻어진 서브밴드 신호들을 조합하는 것에 의해, QMF 서브밴드 도메인에서 변조된 신호들을 필터링하는 것을 수행하고, 광대역 신호들을 생성하도록 하는 것이다. 예컨대, 오버랩하지 않은 경우, 분석 QMF 뱅크들(603-1, ..., 603-P) 중 하나는 각 변조기 출력 주파수 범위에서, HFR 프로세서(604)에 입력된 서브밴드 신호들에 공헌한다. 오버랩된 경우에 대해, 복수의 서브밴드 신호들은 HFR 프로세서(604)를 입력하기 전에 추가된다.
HRF 시스템(700)에 대해 도 7, 도 13 내지 도 16에 보인바와 같이, HRF 시스템(600)의 신호의 일부 또는 전부는 임계적으로 샘플링(critically sampled, 샘플링 이론에 따라 임계치(최대주파수 성분의 두 배)에 맞게 샘플링)되면, 도 6의 시스템의 더 효과적인 구현을 얻을 수 있다. 이는, 코어 디코더(701)의 출력 신호 및 바람직하게, HRF 시스템(700)의 다른 중간 신호들, 예컨대, 변조기들(702-2, ..., 702-P)의 출력 신호들은 임계적으로 다운샘플링된다는 것을 의미한다. 예를 들면, 코어 디코더(701)의 출력 신호에서 코어 디코딩된 신호는 유리수의 팩터 Q=M1/M2에 의해 다운샘플링된다. 여기서, M1 및 M2는 적합하게 선택된 정수 값들이다. 다운샘플링 팩터 Q는 대역폭 B의 입력 신호를 임계적으로 근접(최대주파수 성분의 두배 이상으로 넘치지 않게)하게 샘플링하도록 하는 가장 큰 팩터가 될 수 있다. 동시에, Q는 QMF 뱅크(703-1)의 크기 (32/Q)는 정수가 되도록 선택될 수 있다. 유리수의 팩터 Q에 의한 다운샘플링은 다운샘플러(706)에서 수행되고, 샘플링 주파수 
에서 출력 신호를 생성한다. 임계적으로 샘플링된 변조된 신호들을 제공하기 위하여, 변조기들(702-2, ..., 702-P)은 바람직하게, 적절한, 즉, HFR 프로세서(704)에 의해 실제 사용되는 주파수 범위인 변조된 신호의 부분을 출력한다. 변조 차수 T의 변조기(702-T)에 대한 적절한 주파수 범위는 오버랩되지 않은 경우, 대역폭 B Hz를 가지는 입력 신호에 대해 범위 [(T-l)B,TB]가 될 수 있다.
이는 다운샘플러(706)으로부터의 출력 및 변조기들(702-2, ..., 702-P)로부터의 출력이 임계적으로 샘플링된다는 것을 의미한다. 2차(
order) 변조기(702-2)의 출력 신호는 다운샘플러(706)의 출력 신호와 동일한 샘플링 주파수 
를 가진다. 하지만, 변조기(transposer, 702-2)는 약 B에서 2B Hz로 변조된 주파수 범위를 합성(synthesizes)함으로, 2차 변조기(702-2)로부터의 신호는 실제로 기저대역(baseband)으로 변조(modulated)되는 
의 대역폭을 가지는 고대역통과(highpass) 신호임에 유의하여야 한다.
예컨대, 변조기(702-P)와 같은, 높은 차수의 변조기들에 대해, 적어도 2개의 시나리오가 가능하다. 제1 시나리오는 변조된 신호들은 오버랩하는 것이다. 즉, 즉, P차(
order) 변조된 신호의 저주파 부분은 차수 P-1(도 12b 참조)의 변조된 신호의 주파수 범위와 오버랩한다. 이 경우, 임계적으로 샘플링된 변조기(702-P)로부터 출력은 샘플링 주파수 
를 가지며, 여기서, 
이다.
S=P-1일 때, P차(Pth order) 변조된 신호의 최상위의 주파수는 여전히 HFR 시스템(700)의 출력 신호의 나이키스트 주파수 
보다 낮다. 그리고 S=2Q-1일 때, P차(
order) 변조된 신호는 HFR 시스템(700)의 출력 신호의 나이키스트 주파수 
에 의해 제한된 대역폭이다. 예컨대, 변조기(702-P)의 출력 신호의 샘플링 주파수는 절대 
보다 크기 않다. 이는 
(저대역 신호의 가장 높은 주파수)로부터 최대 나이키스트 주파수 
의 주파수 간격을 커버하는 신호에 대응한다. 다른 시나리오는 변조된 신호가 오버랩되지 않는 것이다. S=1인 경우, 모든 변조된 신호들은, 인버스 QMF 뱅크(705)의 출력 신호에서, 즉, HFR 시스템(700)의 출력 신호에서(도 12c 참조), 다른 오버랩되지 않은 주파수 범위들을 커버할지라도, 동일한 샘플링 주파수들을 가진다.
대역폭 B Hz를 가지는 코어 디코더(701)의 출력 신호에서 논의된 서브샘플링 또는 다운샘플링의 효과는 도 13 내지 도 16에 도시되었다. 도 13은 코어 디코더(701)의 출력으로부터 변조 차수 T=2의 변조기(702-2)의 출력까지의 신호의 이행을 개략적으로 도시한다. 주파수 그래프(1310)는 대역폭 B Hz를 가지는 코어 디코더(701)의 출력 신호를 나타낸다. 이 신호는 다운샘플러(706)에서 임계적으로 다운샘플링된다. 다운샘플링 팩터 Q는 분석 QMF 밴드(703-1)가 서브밴드들의 정수 32/Q를 가지도록 보장하는 유리수의 값이다. 게다가, 샘플러(706)는 임계적으로 샘플링된 출력 신호, 즉, 샘플링 주파수 
를 가지는 출력 신호를 제공할 수 있다. 이는 코어 디코딩된 신호의 대역폭 B의 2배에 되도록 가깝다. 즉, 
이다. 그러한 임계적 샘플링된 신호는 주파수 그래프(1320)에서 도시된다. 샘플링 주파수 
를 가지는 이 임계 샘플링된 신호는 변조기(702-2)를 통과한다. 여기서, 이는 분석 서브밴드들로 분할(segmented)된다. 이러한 분할된 신호는 주파수 그래프(1330)에 도시된다. 연속해서, 비선형 프로세싱은 분석 서브밴드 신호들에서 수행되며, 이는 T=2 배 높은 주파수 범위 및 샘플링 주파수 
로 분석 서브밴드들을 늘린다. 이는 주파수 그래프(1340)에 도시된다. 이는 대안적으로, 스캐일된 주파수 축을 가지는 주파수 그래프(1330)로 보여질 수 있다. 변조된 서브밴드들의 서브세트는 오직, HFR 프로세싱 모듈(704)에서 전형적으로 고려된다. 적절하게 변조된 서브밴드들은 주파수 범위 [B, 2B]를 커버하는 닫힌(hatched) 서브밴드들로써 주파수 그래프(1340)에 나타낸다. 닫힌 서브밴드들은 변조기 합성 필터 뱅크에서 고려되는 것이 필요할 수 있다. 따라서 적절한 범위는 기저 대역으로 변조(modulated)될 수 있다. 그리고, 신호는 
의 샘플링 주파수에 대해 팩터 2에 의해 다운샘플링될 수 있다. 이는 주파수 그래프(1360)에 도시된다. 여기서, 주파수 범위 [B,2B]를 커버하는 신호는 기저대역 범위 [0,B]로 변조(modulated)된다. 변조된 신호가 실제로 고주파 범위[B,2B]를 커버한다는 것이 도면번호 "B"와 "2B"에 의하여 도시되었다.
(주파수 그래프(1340)에 보인 바와 같은) 변조의 도시된 단계들 및 (주파수 그래프(1360)에 보인 바와 같은) 기저대역으로의 연속된 변조(modulation)는 설명을 위한 목적으로 나타내어진 것임에 유의하여야 한다. 양자 모두의 동작은, 분석 필터 뱅크의 서브밴드의 수의 절반을 가지는 합성 필터 뱅크의 합성 서브밴드들에 (주파수 그래프(1340)에 보인 바와 같은) 닫힌 서브밴드들을 할당하는 것에 의해 수행된다. 그러한 매핑 동작의 결과로써, 기저대역으로 변조(modulated)된, 즉, 0 주파수 근처에 집중된 주파수 그래프(1360)에 보인 출력 신호가 얻어진다. 오버랩하지 않는 시나리오에서, 이는, P차(Pth order) 변조기(702-P)의 출력 신호에 의해 커버될 수 있는 전체 주파수 범위 [0,PB]와, P차(Pth order) 변조기(702-P), 즉, 팩터 P의 출력 신호에 의해 커버되는 실제 주파수 범위 [(P-1)B,PB] 사이의 비율(ratio)에 의해 주어지는 달성할 수 있는 다운샘플링 팩터를 가능하게 하기 위하여, 합성 필터 뱅크 크기는 분석 필터 뱅크에 따라 감소된다.
도 14는 오버랩된 주파수 범위들의 시나리오에서, 코어 디코더(701)로부터 변조 차수 T=1의 변조기(702-3)의 출력까지의 출력 신호의 이행을 개략적으로 도시한다. 주파수 그래프(1410)에서 보인 대역폭 B를 가지는 신호는 다운 샘플러(706)에서 팩터 Q에 의해 다운샘플링되어 주파수 그래프(1420)에서 보인 신호가 생성된다.
주파수 그래프(1430)에서 보인 분석 서브밴드들은 T=3 배 높은 주파수들을 가지는 서브밴드들로 변조된다. 변조된 서브밴드들이 주파수 그래프(1440)에 도시된다. 여기서, 샘플링 레이트는 
에서 
으로 증가된다. 도 13에 대한 설명에서 개요를 설명한 바와 같이, 이는 팩터 3에 의해 주파수 축의 스케일 변경으로 보일 수 있다. 3차 변조기(702-3)의 주파수 범위, 즉, 닫힌 주파수 범위 [B,3B]는 2차 변조기(702-2)의 주파수 범위와 오버랩됨을 이해할 수 있다. 도 13에 대한 유사한 방식에서, 닫혀진 서브밴드들은 감소딘 크기의 합성 필터 뱅크에 제공될 수 있다. 이에 의하여, 닫혀진 서브밴드들로부터 주파수들을 포함하는 신호가 생성된다. 따라서 고대역통과 신호는 다운샘플링 팩터 3/2를 이용하여 기저대역으로 하향 변조(modulated down)된다. 샘플링 주파수 
를 가지는 변조기(702-2)의 임계적으로 샘플링된 출력 신호의 결과는 주파수 그래프(1460)에 도시되었다.
도 13과 유사한 방식에서, 주파수 그래프(1440)에 보인 변조(transposition) 동작 및 주파수 그래프(1460)에 보인 기저 대역으로의 변조(modulation)는 주파수 그래프(1440)의 닫힌 서브밴드들을 감소된 크기의 합성 필터 뱅크의 합성 서브밴드들에 매핑하는 것에 의해 수행된다. 오버랩하는 시나리오에서, P차 변조기(702-p)의 출력 신호에 의해 커버될 수 있는 전체 주파수 범위[0,PB]와, P차 변조기(702-P), 즉, 팩터 P/(P-1)의 출력 신호에 의해 커버되는 실제 주파수 범위 [B,PB] 사이의 비율(ratio)에 의해 주어지는 달성가능하고 다운샘플링된 팩터 가능하게 하기 위하여, 합성 필터 뱅크 크기는 분석 필터 뱅크에 따라 감소된다.
도 15는 변조된 주파수 범위가 T=P-1의 낮은 차수 변조기의 적절한 주파수 범위, 즉, [(P-2)B,(P-1)B]로 오버랩되지 않는 경우, 다운샘플러(706)의 출력으로부터 변조 차수 T=P의 변조기(702-P)의 출력까지의 신호의 이행을 개략적으로 도시한다. 도 13의 콘텍스트에서 그 개요를 설명한 바와 같이, 주파수 그래프(1530)에서 보인 다운샘플링된 신호는 변조기(702-P)에 의하여 변조된다. 적절한 주파수 범위 [(P-1)B,PB]를 커버하는 변조된 서브밴드들은 닫힌 주파수 범위로 주파수 그래프(1540)에 도시된다. 닫힌 주파수 범위에 대응하는 서브밴드들은 감소된 크기의 합성 필터 뱅크에 입력되며, 이에 의하여, 범위 [(P-I)B,PB]에서 주파수들을 포함하는 신호가 생성된다. 이어서, 이 고대역통과 신호는 기저대역으로 변조(modulated)되며, 팩터 P를 이용하여 다운샘플링된다. 결과적으로, 주파수 그래프(1560)에서 보인 변조기(702-P)의 임계적으로 샘플링된 출력 신호가 얻어진다. 변조기(702-P)의 출력 신호는 주파수 범위 [(P-1)B,PB]의 주파수 성분들을 포함한다. 이는 HRF 프로세싱을 위하여 변조기의 출력을 QMF 서브밴들에 매핑할 때, 고려되어진다.
도 16은 변조된 주파수 범위가 낮은 차수, T=2, ..., P-1의 변조기의 적절한 주파수 범위 즉, [B,(P-1)B]로 오버랩되지 않은 경우, 다운샘플러(706)의 출력으로부터 변조 차수 T=P의 변조기(702-P)의 출력으로 신호의 이행을 개략적으로 도시한다. 도 14의 콘텍스트에서 그 개요를 설명한 바와 같이, 주파수 그래프(1630)에 보인 다운샘플링된 신호는 변조기(702-P)에서 변조된다. 주파수 범위 [B,PB]를 커버하는 변조된 서브밴드들은 닫힌 주파수 범위로 주파수 그래프(1640)에 도시된다. 도 14와 유사한 방식에서, 닫힌 서브밴드들은 (P-1)B 아래의 주파수들을 커버함을 알 수 있다. 결국, 닫힌 서브밴드들은 낮은 차수 변조기들(702-2, ..., 702-P-1)의 주파수 범위들과 오버랩한다. 게다가, 닫힌 서브밴드들이 [(P-I)B, PB] 보다 큰 범위를 커버한다는 것에 기인하여, 오직 감소된 다운샘플링 팩터가 사용될 수 있다. 앞서 그 개요를 설명한 바와 같이, P차 변조기(702-P)의 출력 신호에 의해 커버되는 주파수 범위가 [B,(P-l)B]이면, 이 다운샘플링 팩터는 P/(P-1)이다. 결과적으로, 샘플링 주파수 
를 가지는 변조기(702-P)의 다운샘플링된 출력 신호가 얻어진다.
앞서 이미 나타낸 바와 같이, 변조기(706-P) 내의 중간 신호들 , 즉, 현저하게, 주파수 그래프들(1340, 1440, 1540, 1640)에서 보인 신호들은 도 7에서 보인 HFR 시스템에서 제공되는 물리 신호들이 아니다. 이 신호들은 설명하기 위한 목적으로 도시되었으며, 변조기(702-P) 내의 “가상” 신호들로써 보여질 수 있다. 이 신호들은 내포된 다운샘플링의 존재에서 필터링 및 변조의 효과를 보인다.
앞서 개요가 설명된 실시예에서, 코어 디코더(701)로부터의 출력 신호는 HFT 모듈(700)에 입력될 때, 샘플링 레이트 
로 이미 임계적으로 샘플링된 것이다. 이는, 예컨대, 코어 디코더(701)에서 일반 크기보다 작은 합성 변환 크기를 사용하는 것에 의해 성취될 수 있다. 이 시나리오에서, 코어 디코더(701)에서 작은 합성 변환이 사용되며, 구식의(obsolete) 다운샘플러(706)을 사용함으로써, 컴퓨터 계산의 복잡도는 감소된다.
HFR 시스템의 효율을 향상시키기 위한 다른 측정은, 도 3, 도 4 또는 도 6의 콘텍스트에서 개요가 설명된 스킴들 중 하나에 따라 도 6의 개별 변조기들(602-2, ..., 602-P)을 조합하는 것이다. 예를 들면, 다른 변조 차수들 T=2, ..., P에 대해 개별 변조기들(602-2, ..., 602-P)을 사용하는 대신, 다중 변조기 시스템(300, 400, 또는 500)을 사용할 수 있다. 가능한 시나리오가 도 8에 도시되었다. 여기서, 2 보다 크거나 또는 T와 같은 변조 팩터들에 대한 변조기는 다중 변조기(802)로 함께 그룹화된다. 다중 변조기(802)는 도 3 내지 도 5에 관련되어 개요가 설명된 측면들 중 적어도 하나에 의해서 구현될 수 있다. 설명된 예에서, 다중 변조기(802)로부터의 출력은 샘플링 주파수 
, 즉, 다중 변조기(802)에 대한 입력 신호의 샘플링 주파수 보다 2배 높은 샘플링 주파수를 가진다. 다중 변조기(802)의 출력 신호는 64 채널들을 가지는 단일 분석 QMF 뱅크(803-2)에 의해 필터링된다.
도 6의 콘텍스트에 개요를 설명한 바와 같이, 코어 신호의 리샘플링(resampling), 즉, 코어 디코더(801)의 출력 신호의 리샘플링은 32 채널들을 가지는 다운샘플링된 QMF 뱅크(803-1)를 이용하여 신호를 필터링하는 것에 의해 이루어질 수 있다. 이어서, QMF 서브밴드 신호들의 세트들 양자 모두는 샘플링 주파수 
인 QMF 서브밴드 신호들을 가진다. QMF 서브밴드 신호들의 2개의 세트들은 HFT 프로세싱 모듈(804)에 입력되며, 적응된 QMF 서브밴드 신호들은 결국 64 합성 QMF 뱅크(805)에 의해 시간 도메인 신호로 합성(synthesized)된다. 설명된 시나리오에서 다중 변조기(802)는 샘플링 레이트 
의 2배의 변조된 시간 도메인 신호를 생성하는 것에 주목하여야 한다. 도 3, 도 4 및 도 5의 콘텍스트에서 개요가 설명된 바와 같이, 이 변조된 시간 도메인 신호는 다른 변조 팩터들 T의 몇몇 변조된 신호들의 합(sum)이다. 여기서, T는 정수이며, 1 보다 크다. 다중 변조기(802)가 샘플링 주파수 
를 가지는 출력 신호들을 제공함으로, 다중 변조기(802)의 출력 신호는 HFR 모듈(800)의 출력 신호의 높은 주파수 범위, 즉, 최대 범위 
를 커버한다. 여기서, B는 저주파 성분의 대역폭이며, 
는 HRF 모듈(800)의 출력 신호의 나이키스트 주파수이다.
도 7의 콘텍스트에서 개요를 설명한 바와 같이, HFT 시스템(800)의 효율은 시간 도메인 신호들의 서브샘플링(subsampling)의 레벨을 증가시키는 것에 의해, 즉, 바람직하게, 코어 디코더의 출력 및 변조기의 출력에서 임계적인 다운샘플링된 신호들을 제공함에 의해, 더 증가될 수 있다. 이는 도 9에 도시되었다. 여기서, 도 7 및 도 13 내지 도 16의 콘텍스트에 개요가 설명된 이해들이 적용될 수 있다. 코어 디코더(901)의 출력 신호는 다운샘플링 유닛(906)에서, 다운샘플링되며, 샘플링 주파수 
에서 다운샘플링된 신호를 생성한다. 이 신호는 다중 변조기(902) 및 분석 QMF 뱅크(903-1)에 제공된다. 다중 변조기(902)로부터의 출력은 변조 차수들 T=2 내지 T=P를 가지는 신호들의 조합임으로, 다중 변조기(902)의 출력은 샘플링 주파수 
를 가진다. 여기서, 
이다. 변조된 신호는 크기 
의 분석 QMF 뱅크(903-2)에 제공된다. 앞서 개요를 설명한 바와 같은 유사한 방식에서, QMF 서브밴드 신호들의 2개의 세트들은 HFR 프로세서(904)에서 처리되고, 합성 QMF 뱅크(905)로 결국 시간 도메인 신호로 변환된다.
실시예에서, 만약, 다중 변조기가 코어 신호의 변경되지 않은 카피, 즉, 코어 디코더의 출력 신호의 변경되지 않은 카피를 통과하도록 구성된다면, 코어 디코더 신호를 분석하는 QMF 뱅크, 즉, 도 8의 분석 QMF 뱅크(803-1)는 생략될 수 있다. 변조기의 용어에서, 이는 변조 팩터 T=1을 이용하는 변조, 즉, 1차(1st order) 변조와 동치이다. 만약, 1차(1st order) 변조가 도 8의 다중 변조 시스템(802)에 추가된다면, 수정된 HFR 모듈(1000)의 블록도는 도 10에서 보여지는 것으로 설명될 수 있다. 도 10에 보인 바와 같이, 코어 디코더(1001)에 의해 디코딩된 신호는 단지 다중 변조기(1002)에 대한 입력으로 사용된다. 즉, 코어 디코더(1001)에 의해 디코딩된 신호는 HFR 모듈(1000)의 어떤 추가 컴포넌트에 통과되지 않는다. 다중 변조기(1002)는 이의 단일 출력 신호가 샘플링 주파수 
를 가지도록 구성된다. 다른 말로, 다중 변조기(1002)는 두배의 샘플링 레이트의 시간 도메인 신호를 생성한다. 여기서, 시간 도메인 신호는 다른 변조 팩터 T의 몇몇 변조된 신호들의 합이다. 여기서, T는 값 1 내지 P를 취한다. 다중 변조기(1002)로부터의 단일 출력 신호는 64 채널 QMF 뱅크(1003)에 의해 분석된다. 그리고, QMF 서브밴드 신호들은 연속해서 HFR 프로세싱 모듈(1004) 제공된다. 이에, HFR 프로세싱 모듈(1004)은 전송된 사이드 정보를 이용하여 QMF 서브밴드 신호들을 조절한다(적응시킨다). 조절된 QMF 서브밴드 신호들은 결국, 64 채널 합성 QMF 뱅크(1005)에 의해 합성된다.
도 7 및 도 9의 콘텍스트에 설명된 다운샘플링과 유사한 방식에서, HFR 모듈(1000)의 효율은 시간 도메인 신호들의 서브샘플링의 수단에 의해 향상될 수 있다. 그러한 HFT 모듈(1100)이 도 11에 도시되었다. 수신된 비트 스트림은 샘플링 주파수 
에서 시간 도메인 출력 신호를 제공하는 코어 디코더(1101)에 의해 디코딩된다. 이 시간 도메인 출력 신호는 다운샘플링 유닛(1106)을 이용하여 팩터 Q에 의해 다운샘플링 된다. 샘플링 주파수 
에서 다운샘플링된 신호는 다중 변조기(102)를 통과한다. 다중 변조기(1102)로부터의 출력은 샘플링 주파수 
를 가질 수 있다. 이 시간, 하지만, 파라미터 S는 
로 선택된다. 왜냐하면, 변조된 신호는 또한 코어 디코더(1101)의 디모딩되고, 다운샘플링된 출력 신호를 포함하기 때문이다. 다중 변조기(1102)의 출력 신호는 
채널들을 가지는 분석 QMF 뱅크(1103)을 이용하여 QMF 서브밴드 신호들로 분할된다. QMF 서브밴드 신호들은 전송된 사이트 정보를 이용하여 조절(적응)되며, 합성 64 채널 QMF 뱅크(1105)에 의해 연속적으로 통합(merged)된다.
앞서 언급한 바와 같이, 도 8 내지 도 11에서 설명된 다중 변조기들(802, 902, 1002, 및 1102)은 도 3 내지 도 5의 콘텍스트에서 제공되는 구성 중 적어도 하나에 기초한다. 또한, 다중 변조기와 비교된 하위의(장치 레벨의) 컴퓨터 계산의 효율이 도 3 내지 도 5의 것으로 설계된 것일 지라도, 도 2에서 설명된 변조기 구성이 사용될 수 있다. 바람직한 제1 실시예에서, 도 10 및 도 11에서 설명된 HFR 모듈 구성은 도 5의 콘텍스트에서 설명된 다중 변조기와 조합으로 사용될 수 있다. 변조기 분석 서브밴드를 변조기 합성 서브밴드에 예시적으로 매핑하는 것이 도 5b에 도시되었다. 바람직한 제2 실시예에서, 도 8 및 도 9에 도시된 HFR 모듈 구성이 도 5의 콘텍스트에서 설명된 다중 변조기와 조합으로 사용될 수 있다. 이 실시예에서, 변조기 분석 서브밴드를 변조기 합성 서브밴드에 예시적으로 매핑하는 것이 도 5c에 도시되었다.
도 7, 도 9, 도 11 및 도 13 내지 도 16의 콘텍스트에 설명된 예들을 참조하면, 최대로 데시메이션(maximally decimated)되거나, 임계적으로 샘플링된 일반적인 빌딩 블록(구성 요소, building block)인, 변조기는 식별될 수 있다. 그러한 구성 요소(170)가 도 17에 도시되었다. 샘플링 주파수 
의 입력 신호는 먼저, 팩터 Q 다운샘플러(171)에서 처리되고, 변조기 분석 필터 뱅크(172)를 통해 필터링된다. 분석 필터 뱅크는 
의 필터 뱅크 크기 또는 변환 크기, 및 
샘플들의 홉크기(hopsize) 또는 입력 신호 진행(input signal stride)을 가진다. 서브밴드 신호들은 변조 팩터 T를 이용하여, 비선형 프로세싱 유닛(173)에 의해 연속적으로 처리된다. 비선형 프로세싱 유닛(173)은 본 발명에서 설명된 비선형 프로세싱 중 적어도 하나에 의해 구현될 수 있다. 실시예에서, 도 5, 도 5b, 도 5c의 콘텍스트에서 설명된 비선형 프로세싱은 비선형 프로세싱 유닛(173)에서 수행된다. 마지막으로, 서브밴드 신호들은 변조기 합성 필터 뱅크(174)에서 샘플링 주파수 의 시간 도메인 신호로 결합(assembled)된다. 여기서, R은 요구되는 리샘플링 팩터(re-sampling factor)이다. 합성 필터 뱅크는 
의 필터 뱅크 크기 또는 변환 크기, 및 
샘플들의 홉크기(hopsize) 또는 입력 신호 진행(input signal stride)을 가진다.
분석 필터 뱅크(172), 비선형 프로세싱 유닛(173) 및 합성 필터 뱅크(174)를 포함하는 확장 팩터 W는 분석 필터 뱅크에 대한 입력 신호 및 합성 필터 뱅크로부터의 출력 신호의 샘플링 주파수들의 비율(ratio)이며, 다음의 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
필터 뱅크 또는 변환 크기, Na 및 Ns는 다음의 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
그리고, 홉크기 또는 신호 진행, 
및 
는 다음의 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
최대로 데시메이션되거나, 임계적으로 샘플링된 변조기 빌딩 블록(170)은 분석 필터 뱅크(172)에 대한 입력 신호, 또는, 합성 필터 뱅크(174)로부터의 출력, 또는, 양자 모두를 가질 수 있다. 이는 도 7의 HFR 프로세싱 유닛(704)과 같은, 연속된 프로세싱에 대해 관련된 스펙트럼 대역폭을 독자적으로 커버한다. 입력 신호의 임계 샘플링은 다운샘플러(171)에서 입력 신호의 데시메이션에 따른 필터링 및 가능한 변조(modulation)에 의해 얻을 수 있다. 실시예에서, 출력 신호의 임계 샘플링은 예컨대, 수학식 7에 의해 나타내어지는 연속된 프로세싱에 관련된 서브밴드 채널들을 적절하게 커버하기 위하여, 최소 크기의 합성 필터 뱅크(174)에 서브밴드 신호들을 매핑하는 것에 의해 실현될 수 있다. 도 13 내지 도 16은 합성 필터 뱅크로부터의 출력이 관련된 스펙트럼 대역폭을 단독으로 커버하고, 최대로 데시메이션되었을 때의 조건을 도시한다.
복수의 빌딩 블록들(170)이 조합될 수 있으며, 몇몇 변조 차수들의 임계적으로 샘플링된 변조기 시스템이 얻어지도록 구성될 수 있다. 그러한 시스템에서, 빌딩 블록(170)의 하나 이상의 모듈들(171 내지 174)이 빌딩 블록들 간에 다른 변조 차수들을 이용하여 공유될 수 있다. 전형적으로, 도 3의 콘텍스트에서 설명한 바와 같은, 공통 분석 필터 뱅크(301)를 이용하는 시스템은 공통 분석 필터 뱅크(301)에 대한 입력 신호가 최대 입력 신호 대역폭이 요구되는 변조기 빌딩 블록(170)에 대하여, 최대로 데시메이션되었을 때, 합성 필터 뱅크들(303-1, ..., 303-P)로부터 최대로 데시메이션된 출력 신호들을 가질 수 있다. 도 4의 콘텍스트에서 설명된 공통 합성 필터 뱅크(404)를 이용하는 시스템은 분석 필터 뱅크들(401-1, ..., 401-P)에 대해 최대로 데시메이션된 입력 신호를 가질 수 있으며, 또한, 공통 합성 필터 뱅크(404)로부터 최대로 데시메이션된 출력 신호를 가질 수도 있다. 도 2의 콘텍스트에서 설명된 시스템은 바람직하게, 분석 필터 뱅크들에 대한 최대로 데시메이션된 입력 신호 및 합성 필터 뱅크들로부터의 최대로 데시메이션된 출력 신호 양자를 모두 가질 수 있다. 이 경우, 시스템의 구조는 병렬의 복수의 변조기 빌딩 블록(170)이 될 수 있다. 공통 분석 필터 뱅크(501)에 대한 입력 신호가 변조 차수가 최대 입력 신호 대역폭을 요구하는 신호에 대하여 최대로 데이메시션되었을 때, 도 5의 콘텍스트에서 설명된 공통 분석 필터 뱅크(501) 및 공통 합성 필터 뱅크(504) 양자 모두를 이용하는 시스템은, 기본적으로 공통 합성 필터 뱅크(504)로부터 최대로 데시메이션된 출력 신호를 가진다. 이 시스템에 대해, 수학식 7에서 변조 팩터 T는 도 5, 5b 및 도 5c에 대한 콘텍스트에서 설명된 팩터 F로 교체될 수 있다. 상기 시나리오들에서 합산 유닛(도 3의 304 및 도 2의 202)은 변조기 빌딩 블록들 합성 필터 뱅크로부터의 임계적으로 샘플링된 서브밴드 신호들을 처리하고, 조합하도록 구성된다는 점을 강조한다. 실시예에서, 합상 유닛들은 서브밴드 신호들을 조합하거나, 또는 시간 도메인 리샘플링기 위한 수단에 따르는 QMF 분석 필터 뱅크들 및 신호들을 추가하기 위한 수단을 따르는 변조(modulation) 유닛들을 포함한다.
본 문헌에서, 다중 변조 스킴 및 시스템이 설명되어졌으며, 이는 공통 분석 필터 뱅크 및 공통 합성 필터 뱅크를 사용하도록 한다. 공통 분석 및 합성 필터 뱅크의 사용을 가능하게 하기 위하여, 진보된 비선형 프로세싱 스킴이 설명되었다. 이는 다중 분석 서브밴드들에서 합성 서브밴드로 매핑하는 것을 포함한다. 공통 분석 필터 뱅크 및 공통 합성 필터 뱅크의 사용의 결과, 다중 변조 스킴이 종래의 변조 스킴들에 비교했을 때, 감소된 컴퓨터 계산의 복잡도를 가지도록 구현될 수 있다. 다른 말로, 고조파 HFR 방법들의 컴퓨터 계산의 복잡도는 몇 개의 고조파 변조기들에 대한 분석 및 합성 필터 뱅크 쌍의 공유를 가능하게 하는 수단들에 의해, 또는, 업샘플러와 결합된 하나 또는 몇 개의 고조파 변조기들에 의해 굉장히 감소된다.
또한, 다중 변조를 포함하는 HFR 모듈들의 다양한 구성들에 대해서 설명되었다. 개별적으로, 감소된 복잡도에서 HFR 모듈들의 구성들이 설명되었으며, 이는 임계적으로 다운샘플된 신호들을 처리한다. 설명된 방법들 및 시스템들은 다양한 디코딩 장치들에 채택될 수 있다. 예컨대, 멀티미디어 수신기들, 비디오/오디오 셋톱 박스들, 모바일 장치들, 오디오 재생기들, 비디오 재생들 등이 그것이다.
본 명세서에 설명된 고주파 복원 및/또는 변조를 위한 방법들 및 시스템들은 소프트웨어, 펌웨어 및/또는 하드웨어로 구현될 수 있다. 하나 이상의 어느 컴포넌트는 예컨대, DSP(digital signal processor) 또는 마이크로프로세서에서 동작하는 소프트웨어로 구현될 수 있다. 다른 컴포넌트들은 예컨대, 하드웨어 및/또는 어플리케이션 특정 집적 회로로 구현될 수 있다. 설명된 방법들 및 시스템들에 접한 신호들은 RAM(random access memory) 또는 광학 저장 매체와 같은 매체에 저장될 수 있다. 이 신호들은 고주파 네트워크(radio networks), 위성 네트워크, 무선 네트워크 도는 유선 네트워크(예, 인터넷)와 같은 네트워크를 통해 전송될 수 있다. 본 명세서에 설명된 방법들 및 시스템들을 이용하는 전형적인 장치들은 오디오 신호들을 저장 및/또는 랜더링하기 위해 사용되는 휴대용 전자 장치들 또는 다른 소비자 장치이다. 상기 방법들 및 시스템들은 또한, 오디오 신호들(예컨대, 다운로드를 위한 음악 신호들)을 저장하고, 제공하는 컴퓨터 시스템들(예컨대, 인터넷 웹 서버들)에 사용될 수 있다.
101: 분석 필터 뱅크 102: 비선형 프로세싱
103: 합성 필터뱅크 201-1: 변조기 1
201-2: 변조기 2 201-P: 변조기 P
202: 조합기 301: 분석 필터 뱅크
302-1: 프로세싱 1 302-2: 프로세싱 2
302-P: 프로세싱 P 304: 조합기
401-1: 분석 필터 뱅크 1 401-2: 분석 필터 뱅크 2
401-P: 분석 필터 뱅크 P 402-1: 프로세싱 1
402-2: 프로세싱 2 402-P: 프로세싱 P
403: 조합기 404: 합성 필터 뱅크
501: 분석 필터 뱅크 502-1: 진보된 프로세싱 1
502-2: 진보된 프로세싱 2 502-P: 진보된 프로세싱 P
503: 조합기 504: 합성 필터 뱅크
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Claims (30)
- 오디오 신호의 저주파 성분으로부터 오디오 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템에 있어서,
- 오디오 신호의 저주파 성분으로부터 분석 서브밴드 신호들의 세트를 제공하는 분석 필터 뱅크(501)로서, 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트는 적어도 2개의 분석 서브밴드 신호들을 포함하며,의 주파수 레졸루션을 가지는 것을 특징으로 하는 상기 분석 필터 뱅크(501);
- 변조 차수 P를 이용하여 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 세트를 결정하기 위한 비선형 프로세싱 유닛(502);으로서, 상기 합성 서브밴드 신호들의 세트는 변조 차수 P로부터 유도된 양에 의하여 위상 시프트(shift)된 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정되며, 상기 비선형 프로세싱 유닛(502)의 입력에서 분석 서브밴드 신호들의 수와 다른 비선형 프로세싱 유닛(502)의 출력에서 합성 서브밴드 신호들의 수를 결정하는 것을 특징으로 하는 상기 비선형 프로세싱 유닛(502); 및
- 상기 합성 서브밴드 신호들의 세트로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 합성 필터 뱅크(504);로서, 상기 합성 필터 뱅크(504)는의 주파수 레졸루션을 가지며, F는 레졸루션 팩터이고, F≥1이며, 상기 변조 차수 P는 상기 레졸루션 팩터 F와 다른 것을 특징으로 하는 상기 합성 필터 뱅크(504);를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템.
- 제1항에 있어서,
상기 비선형 프로세싱 유닛(502)은
- 변조 차수 P에 의하여 위상 시프트된 분석 서브밴드 신호들의 세트의 분석 서브밴드 신호; 또는,
- P'+P''=P일 때, 분석 서브밴드 신호들의 쌍 중 제1 멤버는 팩터 P'에 의해 위상 시프트 되고, 상기 분석 서브밴드 신호들의 쌍의 제2 멤버는 팩터 P‘’에 의해 위상 시프트 되는, 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 분석 서브밴드 신호들의 쌍;
에 기초하여 합성 서브밴드 신호들의 세트의 합성 서브밴드 신호를 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는
신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제1항에 있어서,
상기 분석 필터 뱅크(501)는 분석 서브밴드들의 수를 가지며,
> 1이고, k는 분석 서브밴드의 인덱스이며, k = 0,...,
- 1이고; 그리고,
상기 합성 필터 뱅크(504)는 합성 서브밴드들의 수를 가지며,
> 0이며, n은 합성 서브밴드의 인덱스이며, n = 0,...,
- 1인 것을 특징으로 하는
신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제3항에 있어서,
상기 비선형 프로세싱 유닛(502)은 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트의 k 번째 분석 서브밴드 신호 및 (k+1) 번째 분석 서브밴드 신호로부터 합성 서브밴드 신호들의 세트의 n 번째 합성 서브밴드 신호를 결정하는 것을 특징으로 하는 신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제4항에 있어서,
상기 비선형 프로세싱 유닛(502)은
상기 k 번째 분석 서브밴드 신호의 시프트된 위상과 상기 (k+1) 번째 분석 서브밴드 신호의 시프트된 위상의 합으로, 상기 n 번째 합성 서브밴드 신호의 위상을 결정하고, 및/또는
상기 k 번째 분석 서브밴드 신호의 익스포넨셜 적용된(exponentiated) 규모(magnitude)와 상기 (k+1) 번째 분석 서브밴드 신호의 익스포넨셜 적용된 규모의 곱(product)으로, 상기 n 번째 합성 서브밴드 신호의 규모를 결정하는
것을 특징으로 하는 신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제5항에 있어서,
합성 서브밴드 인덱스 n을 가지는 합성 서브밴드에 기여하는 상기 분석 서브밴드 신호의 상기 분석 서브밴드 인덱스 K는 표현을 줄이(truncating)는 것에 의해 얻어지는 정수로 주어지고, 나머지 r은
로 주어지는
것을 특징으로 하는 신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제6항에 있어서, 상기 비선형 프로세싱 유닛(502)은
n 번째 합성 서브밴드 신호의 위상을 P(1-r)에 의해 곱해진 k 번째 분석 서브밴드 신호의 위상과 P(r)에 의해 곱해진 (k+1)번째 분석 서브밴드 신호의 위상의 합으로 결정하고, 및/또는,
n 번째 합성 서브밴드 신호의 규모를 (1-r)에 의해 거듭제곱된 k 번째 분석 서브밴드 신호의 규모와 r에 의해 거듭제곱된 (k+1) 번째 분석 서브밴드 신호의 규모의 곱으로 결정하는
것을 특징으로 하는 신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 분석 필터 뱅크(501) 및 상기 합성 필터 뱅크(504)는
분석 서브밴드의 중심 주파수가로 주어지고, 합성 서브밴드의 중심 주파수가
로 주어지도록, 짝수로 쌓이는(evenly stacked) 것을
특징으로 하는 신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
- 상기 분석 필터 뱅크(501) 및 상기 합성 필터 뱅크(504)는 분석 서브밴드의 중심 주파수가로 주어지고, 합성 서브밴드의 중심 주파수가
로 주어지도록, 홀수로 쌓이며,
변조 차수 P 및 레졸루션 팩터 F 간의 차이는 짝수인 것을 특징으로 하는
신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
- 상기 분석 필터 뱅크(501)는 분석 시간 진행(analysis time stride)을 채택하고,
- 상기 합성 필터 뱅크(504)는 합성 시간 진행(synthesis time stride)을 채택하고,
상기 분석 시간 진행및 상기 합성 시간 진행
은 동일한 것을 특징으로 하는
신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제1항에 있어서,
상기 비선형 프로세싱 유닛(512)은
- 상기 변조 차수 P를 이용하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터의 주파수 레졸루션를 가지는 중간 합성 서브밴드 신호들의 세트를 결정하며, 상기 중간 합성 서브밴드 신호들의 세트는 변조 차수 P에 의해 위상 시프트된 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정되고;
-의 주파수 레졸루션을 가지는 상기 합성 서브밴드 신호들의 세트의 상기 합성 서브밴드 신호를 결정하기 위해, 하나 이상의 중간 합성 서브밴드 신호들을 보간(interpolate)하는 것을 특징으로 하는
신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 오디오 신호의 저주파 성분으로부터 상기 오디오 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템에 있어서,
- 상기 신호의 저주파 성분으로부터 분석 서브밴드 신호들의 세트를 제공하기 위한 분석 필터 뱅크(501);로서, 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트는 적어도 2개의 분석 서브밴드 신호들을 포함하는 것을 특징으로 하는 분석 필터 뱅크(501);
- 제1 변조 차수를 이용하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 제1 세트를 결정하기 위한 제1 비선형 프로세싱 유닛(502);으로서, 상기 합성 서브밴드 신호들의 제1 세트는 제1 변조 차수
로부터 유도된 양에 의해 위상 시프트된 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정되는 것을 특징으로 하는, 제1 비선형 프로세싱 유닛(502);
- 제2 변조 차수를 이용하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 제2 세트를 결정하기 위한 제2 비선형 프로세싱 유닛(502);으로서, 상기 합성 서브밴드 신호들의 제2 세트는 제2 변조 차수
로부터 유도된 양에 의해 위상 시프트된 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정되며, 상기 제1 변조 차수
및 상기 제2 변조 차수
는 다른 것을 특징으로 하는, 제2 비선형 프로세싱 유닛(502);
- 합성 서브밴드 신호들의 제1 세트 및 합성 서브밴드 신호들의 제2 세트를 조합하기 위한 조합 유닛(503);으로서, 상기 조합에 의해, 조합된 합성 서브밴드 신호들의 세트를 생성하는 것을 특징으로 하는 조합 유닛(503); 및
- 조합된 합성 서브밴드 신호들의 세트로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 합성 필터 뱅크(504);를 포함하는 것을 특징으로 하는
신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제12항에 있어서,
상기 조합 유닛(503)은
오버랩된 주파수 범위들에 따라, 합성 서브밴드 신호들의 제1 세트 및 제2 세트의 합성 서브밴드 신호들을 중첩하는 것을 특징으로 하는 신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제1항 내지 제7항, 제11항, 제12항 및 제13항 중 어느 한 항에 있어서,
인코딩된 비트 스트림을 신호의 저주파 성분으로 변환하기 위한 코어 디코더(1001);
고주파 성분을 복수의 QMF 서브밴드 신호들로 변환하기 위한 QMF 뱅크인 분석 직각 대칭 필터(Quadrature Mirror Filter, QMF) 뱅크(1003);
QMF 서브밴드 신호들을 수정하기 위한 고주파 복원 프로세싱 모듈(1004); 및
수정된 QMF 서브밴드 신호들로부터 수정된 고주파 성분을 생성하기 위한 합성 QMF 뱅크(1005);를 더 포함하는 것을 특징으로 하는
신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제14항에 있어서,
신호의 저주파 성분의 샘플링 레이트를 감소시키기 위한 분석 필터 뱅크(501)의 업스트림의 다운샘플링 유닛(1106);을 더 포함하며, 샘플링 레이트에 감소에 의해 감소된 샘플링 레이트에서 저주파 성분이 생성되는 것을 특징으로 하는
신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제14항에 있어서,
상기 코어 디코더(1001)는
Dolby E, Dolby Digital, AAC 및 HE-AAC 중 어느 하나에 의한 코딩 스킴에 기반하는 것을 특징으로 하는
신호의 저주파 성분으로부터 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제2 샘플링 주파수는 R 배의 제1 샘플링 주파수이며, R ≥ 1일 때, 상기 제1 샘플링 주파수에서 오디오 신호의 저주파 성분으로부터 상기 제2 샘플링 주파수에서 오디오 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템에 있어서,
저주파 성분으로부터 변조된(modulated) 고주파 성분을 생성하기 위한 T 차의 고조파 변조기(1102);를 포함하며,
상기 변조된 고주파 성분은 T 배 높은 고주파 범위로 변조되는 저주파 성분의 스펙트럼 부분에 기초하여 결정되며, 상기 변조된 고주파 성분은 제1 샘플링 주파수에서 팩터 S에 의해 곱해(multiplied)지며, T>1이고, S<R인 것을 특징으로 하는
신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제17항에 있어서,
변조된 고주파 성분을 적어도 하나의 X QMF 서브밴드들에 매핑하기 위한 QMF 뱅크로 나타내어지는 분석 QMF 뱅크(1103);로서, X는 S의 배수이며, 이에 의해 적어도 하나의 QMF 서브밴드 신호를 생성하는 분석 QMF 뱅크(1103);
적어도 하나의 QMF 서브밴드 신호를 수정하기 위한 고주파 복원 모듈(1104); 및
적어도 하나의 수정된 QMF 서브밴드 신호로부터 고주파 성분을 생성하기 위한 합성 QMF 뱅크(1105);를 더 포함하는 것을 특징으로 하는
신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제17항 또는 제18항에 있어서, 상기 고조파 변조기(1102)는
신호의 저주파 성분으로부터 분석 서브밴드 신호들을 제공하기 위한 분석 필터 뱅크(101);
분석 서브밴드 신호들의 세트의 위상을 변경(alter)하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 세트를 결정하기 위한 변조 차수 T와 관련된 비선형 프로세싱 유닛(102); 및
합성 서브밴드 신호들의 세트로부터 신호의 변조된 고주파 성분을 생성하기 위한 합성 필터 뱅크(103);를 포함하는 것을 특징으로 하는
신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제19항에 있어서,
상기 저주파 성분은 대역폭 B를 가지며,
상기 합성 서브밴드 신호들의 세트는 주파수 범위 (T-1)*B에서 최대 T*B를 수용하며,
상기 고조파 변조기(1102)는 합성 서브밴드 신호들을 0 주파수 근처에 집중된 기저대역으로 변조하여, 변조된 고주파 성분을 생성하는 것을 특징으로 하는
신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제20항에 있어서, 상기 고조파 변조기(1102)는
합성 서브밴드 신호들의 세트를 합성 필터 뱅크(103)의 서브밴드에 매핑하는 것을 특징으로 하는
신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제17항에 있어서,
고조파 변조기(1102)는 제1항 또는 제12항의 시스템을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 제18항에 있어서,
신호의 저주파 성분으로부터 다운샘플링 팩터 Q에 의해 분할된 상기 제1 샘플링 주파수에서 임계적으로 다운샘플링된 저주파 성분을 제공하기 위한, 고조파 변조기(1102)의 업스트림인 다운샘플링 수단(1106);을 더 포함하며,
상기 변조된 고주파 성분은 제1 샘플링 주파수에서 팩터 S에 의해 곱해지며, 다운샘플링 팩터 Q에 의해 분할되며,
X는 S/Q의 배수인 것을 특징으로 하는
신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 시스템. - 오디오 신호의 저주파 성분으로부터 오디오 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 방법에 있어서,
의 주파수 레졸루션을 가지는 분석 필터 뱅크(501)를 이용하여 신호의 저주파 성분으로부터 분석 서브밴드 신호들의 세트를 제공하는 단계;로서, 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트는 적어도 2개의 분석 서브밴드 신호들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 제공하는 단계;
변조 차수 P를 이용하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 세트를 결정하는 단계;로서, 상기 합성 서브밴드 신호들의 세트는 변조 차수 P로부터 유도된 양에 의하여 위상 시프트(shift)된 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정되며, 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 결정되는 상기 합성 서브밴드 신호들의 수는 합성 서브밴드 신호들의 세트를 결정하기 위해 사용되는 분석 서브밴드 신호들의 수와 다른 것을 특징으로 하는, 결정하는 단계;
의 주파수 레졸루션을 가지는 합성 필터 뱅크(504)를 이용하여 상기 합성 서브밴드 신호들의 세트로부터 신호의 고주파 성분을 생성하는 단계;로서, F는 레졸루션 팩터이고, F≥1이며, 상기 변조 차수 P는 상기 레졸루션 팩터 F와 다른 것을 특징으로 하는 새성하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는
신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 방법. - 오디오 신호의 저주파 성분으로부터 상기 오디오 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 방법에 있어서,
- 상기 신호의 저주파 성분으로부터 분석 서브밴드 신호들의 세트를 제공하는 단계;로서, 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트는 적어도 2개의 분석 서브밴드 신호들을 포함하는 것을 특징으로 하는 제공하는 단계;
- 제1 변조 차수를 이용하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 제1 세트를 결정하는 단계;로서, 상기 합성 서브밴드 신호들의 제1 세트는 제1 변조 차수
로부터 유도된 양에 의해 위상 시프트된 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정되는 것을 특징으로 하는, 결정하는 단계;
- 제2 변조 차수를 이용하여 분석 서브밴드 신호들의 세트로부터 합성 서브밴드 신호들의 제2 세트를 결정하는 단계;로서, 상기 합성 서브밴드 신호들의 제2 세트는 제2 변조 차수
로부터 유도된 양에 의해 위상 시프트된 상기 분석 서브밴드 신호들의 세트의 부분에 기초하여 결정되며, 상기 제1 변조 차수
및 상기 제2 변조 차수
는 다른 것을 특징으로 하는, 결정하는 단계;
- 합성 서브밴드 신호들의 제1 세트 및 합성 서브밴드 신호들의 제2 세트를 조합하여, 조합된 합성 서브밴드 신호들의 세트를 생성하는 단계; 및
- 조합된 합성 서브밴드 신호들의 세트로부터 신호의 고주파 성분을 생성하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는
신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 방법. - 제2 샘플링 주파수는 R 배의 제1 샘플링 주파수이며, R ≥ 1일 때, 상기 제1 샘플링 주파수에서 오디오 신호의 저주파 성분으로부터 상기 제2 샘플링 주파수에서 오디오 신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 방법에 있어서,
T 차의 고주파 변조를 적용하여, 저주파 성분으로부터 변조된 고주파 성분을 생성하는 단계;를 포함하며,
상기 변조된 고주파 성분은 T 배 높은 고주파 범위로 변조된 저주파 성분의 스펙트럼 부분에 기초하여 결정되며, 상기 변조된 고주파 성분은 제1 샘플링 주파수에서 팩터 S에 의해 곱해(multiplied)지며, T>1이고, S<R인 것을 특징으로 하는
신호의 고주파 성분을 생성하기 위한 방법. - 적어도 하나의 오디오 신호를 포함하는 수신된 신호를 디코딩하기 위한 셋탑 박스에 있어서,
저주파 성분의 오디오 신호로부터 고주파 성분의 오디오 신호를 생성하기 위한 제1항 또는 제12항에 따른 시스템을 포함하는 것을 특징으로 하는 셋탑 박스. - 삭제
- 컴퓨팅 장치가 동작될 때, 제24항 내지 제26항 중 어느 한 항에 따른 상기 방법의 단계를 수행하고, 프로세서에서 실행되기 위한 소프트웨어 프로그램을 포함하는 저장 매체.
- 삭제
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