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KR101051322B1 - 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서파일럿 신호 송수신 장치 및 방법 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서파일럿 신호 송수신 장치 및 방법 Download PDF

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KR101051322B1
KR101051322B1 KR1020040069408A KR20040069408A KR101051322B1 KR 101051322 B1 KR101051322 B1 KR 101051322B1 KR 1020040069408 A KR1020040069408 A KR 1020040069408A KR 20040069408 A KR20040069408 A KR 20040069408A KR 101051322 B1 KR101051322 B1 KR 101051322B1
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KR
South Korea
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최승훈
박동식
김재열
장지호
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삼성전자주식회사
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Abstract

본 발명은 셀 식별자로 구분되는 다수의 셀들을 포함하는 통신 시스템에서 상기 셀들 각각을 구분하기 위한 기준 신호를 송신하는 방법에 있어서, 셀 식별자가 입력되면, 블록 코드 생성 행렬을 사용하여 상기 셀 식별자에 상응하는 블록 코드를 생성하는 과정과, 상기 블록 코드를 적어도 하나의 인터리빙 방식을 사용하여 인터리빙함으로써 제1파트 시퀀스를 생성하고, 상기 인터리빙된 블록 코드에 배타적 논리합을 수행하는 과정과, 피크 대 평균 전력 비율 감소를 고려하여 미리 정의된 시퀀스들 중 상기 셀 식별자에 상응하는 제2파트 시퀀스를 선택하는 과정과, 상기 제1파트 시퀀스와 상기 제2파트 시퀀스를 사용하여 주파수 영역의 기준 신호를 생성하는 과정과, 상기 주파수 영역의 기준 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 시간 영역의 기준 신호로 변환하는 과정과, 기준 신호 송신 구간에서 상기 시간 영역의 기준 신호를 송신하는 과정을 포함한다.
Figure R1020040069408
파일럿 심벌, PAPR 시퀀스, 셀 ID, 섹터 ID, 블록 코드, 왈쉬 기저, 마스크 시퀀스, IFHT

Description

직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서 파일럿 신호 송수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING/RECEIVING PILOT SIGNAL IN A COMMUNICATION SYSTEM USING ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING SCHEME}
도 1은 통상적인 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 패턴으로 생성 가능한 모든 기울기들을 개략적으로 도시한 도면
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 파일럿 신호 발생기 내부 구조를 도시한 도면
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 송신기 내부 구조를 도시한 도면
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 수신기 내부 구조를 도시한 도면
도 5는 도 4의 셀 ID/섹터 ID 검출기(419) 내부 구조를 도시한 도면
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 송신기 동작 과정을 도시한 순서도
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 수신기 동작 과정을 도시한 순서도
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 IFFT 수행시 서브 캐리어들과 파일럿 심벌과의 매핑 관계를 개략적으로 도시한 도면
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 시간 영역에서의 파일럿 심벌 구조를 도시한 도면
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 주파수 영역에서의 파일럿 심벌 구조를 도시한 도면
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 기지국 및 섹터를 구분하기 위한 파일럿 신호 송수신 장치 및 방법에 관한 것이다.
차세대 통신 시스템인 4세대(4th Generation; 이하 '4G'라 칭하기로 한다) 통신 시스템에서는 고속의 전송 속도를 가지는 다양한 서비스 품질(Quality of Service; 이하 'QoS' 칭하기로 한다)을 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다. 특히, 현재 4G 통신 시스템에서는 무선 근거리 통신 네트워크(Local Area Network; 이하 'LAN'이라 칭하기로 한다) 시스템 및 무선 도시 지역 네트워크(Metropolitan Area Network; 이하 'MAN'이라 칭하기로 한 다) 시스템과 같은 광대역 무선 접속(BWA: Broadband Wireless Access) 통신 시스템에 이동성(mobility)과 QoS를 보장하는 형태로 고속 서비스를 지원하도록 하는 연구가 활발하게 진행되고 있다.
그래서, 상기 4G 통신 시스템에서는 유·무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 방식으로 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 활발하게 연구하고 있으며, 상기 OFDM 방식은 멀티-캐리어(multi-carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(symbol)열을 병렬로 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM: Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.
상기 4G 통신 시스템이 고속, 고품질의 무선 멀티미디어 서비스를 제공하기 위해서는 광대역의 스펙트럼(spectrum) 자원이 필요하다. 하지만, 광대역 스펙트럼 자원을 사용할 경우에는 다중 경로 전파(multipath propagation)에 따른 무선 전송로 상에서의 페이딩(fading) 영향이 심각해지며, 전송 대역 내에서도 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 따른 영향이 발생한다. 따라서, 고속의 무선 멀티미디어 서비스를 위해서는 부호 분할 다중 접속(CDMA: Code Division Multiple Access, 이하 'CDMA'라 칭하기로 한다) 방식에 비해 주파수 선택적 페이딩에 강인한 OFDM 방식이 더 큰 이득을 가지므로 상기 4G 통신 시스템에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.
그러면 여기서, 상기 OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDM 통신 시 스템'이라 칭하기로 한다)의 송신기와 수신기의 동작을 간략하게 살펴보면 다음과 같다.
상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 입력 데이터는 스크램블러(scrambler), 인코더(encoder), 인터리버(interleaver)를 통해서 서브 캐리어들로 변조된다. 이때, 상기 송신기는 다양한 가변 데이터 레이트(data rate)를 제공하며, 상기 데이터 레이트에 따라서 각기 다른 부호화율(coding rate)과, 인터리빙 크기(interleaving size) 및 변조 방식을 갖게 된다. 통상적으로 상기 인코더는 1/2, 3/4 등의 부호화율을 사용하고, 버스트 에러(burst error)를 방지하기 위한 인터리버의 크기는 OFDM 심벌(symbol)당 부호화된 비트 수(NCBPS: Number of Coded Bits per Symbol)에 따라 결정된다. 또한, 상기 변조 방식은 데이터 레이트에 따라 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식과, 8PSK(Phase Shift Keying) 방식과, 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식과, 64QAM 방식 등이 사용될 수 있다.
한편, 상기한 구성들에 의해 소정 개수의 서브 캐리어들로 변조된 신호는 소정 개수의 파일럿(pilot) 서브 캐리어들과 가산되고, 이는 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)기를 통해 IFFT를 수행하여 하나의 OFDM 심벌로 생성된다. 이후 상기 OFDM 심벌에 다중 경로(multi-path) 채널 환경에서의 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference)을 제거하기 위한 보호 구간(guard interval)이 삽입되고, 상기 보호 구간 신호가 삽입된 OFDM 심벌은 심벌 파형 생성기를 통해 최종적으로 무선 주파수(RF: Radio Frequency) 처리기로 입력된다. 상기 무선 주파수 처리기는 입력된 신호를 무선 주파수 처리하여 송신한다.
여기서, 상기 보호 구간은 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 심벌간 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다. 또한, 상기 보호 구간은 시간 영역(time domain)의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플(sample)들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 'cyclic prefix' 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 'cyclic postfix' 방식으로 삽입된다.
상기에서 설명한 바와 같은 송신기에 대응하는 OFDM 통신 시스템의 수신기에서는 상기 송신기에서 수행한 과정에 대한 역 과정을 수행하며, 또한 동기화 과정이 추가적으로 수행된다.
보다 구체적으로 살펴보면, 먼저, 수신된 OFDM 심벌에 대해서 미리 설정되어 있는 트레이닝 심벌(training symbol)을 이용하여 주파수 오프셋(frequency offset) 및 심벌 오프셋을(symbol offset) 추정하는 과정이 선행되어야 한다. 그 뒤에 보호 구간을 제거한 데이터 심벌이 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)기를 통해 소정 개수의 파일럿 서브 캐리어들이 가산된 소정 개수의 서브 캐리어들로 복원된다. 또한, 실제 무선 채널상에서의 경로 지연 현상을 극복하기 위해 등화기는 수신된 채널 신호에 대한 채널 상태를 추정하여 수신된 채널 신호로부터 실제 무선 채널상에서의 신호 왜곡을 제거한다. 상기 등화기(equalizer)를 통과하여 채널 추정된 데이터는 비트열(bit stream)로 변환되어 디인터리버(de-interleaver)를 통과한 다음, 에러 정정을 위한 디코더(decoder)와 디스크램블러(de-scrambler)를 거쳐서 최종 데이터로 출력된다.
한편, 상기에서 설명한 바와 같이 OFDM 통신 시스템에서 송신기, 예컨대 기지국(BS: Base Station)은 수신기, 예컨대 단말기(MS:Mobile Station)로 파일럿 서브 캐리어 신호들을 송신한다. 상기 기지국은 데이터 서브 캐리어 신호들을 송신함과 동시에 상기 파일럿 서브 캐리어 신호들을 동시에 송신한다. 여기서, 상기 파일럿 서브 캐리어 신호들을 송신하는 이유는 동기 획득(synchronization acquisition)과 채널 추정(channel estimation) 및 기지국 구분을 위해서이다. 즉, 상기 파일럿 서브 캐리어 신호는 일종의 기준 서브 캐리어(reference sub-carrier) 신호이다. 상기 파일럿 서브 캐리어 신호들은 일종의 트레이닝 시퀀스(training sequence)로서 동작하며 송신기와 수신기간 채널 추정을 수행할 수 있도록 한다. 또한, 상기 파일럿 서브 캐리어 신호들을 이용하여 단말기가 단말기 자신이 속한 기지국을 구분할 수 있도록 한다. 상기 파일럿 서브 캐리어 신호들이 송신되는 위치는 송신기와 수신기간에 미리 규약되어 있다. 결과적으로, 상기 파일럿 서브 캐리어 신호들은 일종의 기준 신호(reference signal)로서 동작하게 된다.
그러면 여기서, 상기 파일럿 서브 캐리어 신호들을 사용하여 단말기가 단말기 자신이 속한 기지국을 구분하는 동작에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 기지국은 상기 파일럿 서브 캐리어 신호들이 특정한 패턴, 즉 파일럿 패턴(pilot pattern)을 가지면서도 상기 데이터 서브 캐리어 신호들에 비해서 비교적 높은 송신 전력(transmit power)으로 셀 반경(cell boundary)까지 도달할 수 있 도록 송신한다. 여기서, 상기 기지국이 상기 파일럿 서브 캐리어 신호들을 특정한 파일럿 패턴을 가지면서도 비교적 높은 송신 전력으로 셀 반경까지 도달할 수 있도록 송신하는 이유는 다음과 같다.
먼저, 상기 단말기는 셀(cell)에 진입하였을 때 상기 단말기 자신이 현재 속해 있는 기지국에 대한 어떤 정보도 가지고 있지 않다. 상기 단말기가 단말기 자신이 속해있는 기지국을 검출하기 위해서는 상기 파일럿 서브 캐리어 신호들을 이용해야만 하고, 그래서 상기 기지국은 상기 파일럿 서브 캐리어 신호들을 비교적 높은 송신 전력으로 송신하면서도, 특정한 파일럿 패턴을 가지도록 송신함으로써 상기 단말기가 단말기 자신이 속해있는 기지국을 검출할 수 있도록 한다.
한편, 상기 파일럿 패턴은 기지국에서 송신하는 파일럿 서브 캐리어 신호들이 생성하는 패턴을 의미한다. 즉, 상기 파일럿 패턴은 상기 파일럿 서브 캐리어 신호들의 기울기(slope)와 상기 파일럿 서브 캐리어 신호들이 송신되기 시작하는 시작점(start point)에 의해 결정된다. 그래서, 상기 OFDM 통신 시스템은 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들 각각을 구분하도록 하기 위해 상기 기지국들 각각이 상이한 파일럿 패턴을 가지도록 설계해야만 한다. 또한, 상기 파일럿 패턴은 코히어런스 대역폭(coherence bandwidth)과 코히어런스 시간(coherence time)을 고려해서 생성된다. 그러면 여기서 상기 코히어런스 대역폭과 코히어런스 시간에 대해서 설명하기로 한다.
상기 코히어런스 대역폭은 주파수 영역(frequency domain)에서 채널(channel)이 변하지 않는다고(constant) 가정할 수 있는 최대 대역폭을 나타낸다. 상기 코히어런스 시간은 시간 영역(time domain)에서 채널이 변하지 않는다고 가정할 수 있는 최대 시간을 나타낸다. 이렇게 상기 코히어런스 대역폭과 코히어런스 시간 내에서는 채널이 변하지 않는다고 가정할 수 있기 때문에, 상기 코히어런스 대역폭과 코히어런스 시간 동안에 한 개의 파일럿 서브 캐리어 신호만을 송신해도 동기 획득과 채널 추정 및 기지국 구분 등이 가능하게 된다.
이렇게, 파일럿 서브 캐리어 신호를 한 개만 송신하기 때문에 데이터 서브 캐리어 신호들의 송신을 최대화할 수 있어 시스템 전체 성능을 향상시키게 된다. 결과적으로 파일럿 서브 캐리어 신호를 송신하는 최대 주파수 간격은 코히어런스 대역폭이고, 상기 파일럿 서브 캐리어 신호를 송신하는 최대 시간 간격, 즉 최대 OFDM 심벌 시간 간격은 코히어런스 시간이다.
한편, 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들의 수는 상기 OFDM 통신 시스템의 크기에 따라 가변적이나, 통상적으로 상기 OFDM 통신 시스템의 크기가 커질수록 증가하게 된다. 그러므로 상기 기지국들 각각을 구분하기 위해서는 서로 다른 기울기와 시작점을 가지는 파일럿 패턴들이 상기 기지국들 수만큼 존재해야만 한다. 그러나, 상기 OFDM 통신 시스템에서 시간-주파수 영역(time-frequency domain)에서 파일럿 서브 캐리어 신호를 송신하려면 상기에서 설명한 바와 같이 코히어런스 대역폭과 코히어런스 시간을 고려해야만 하고, 상기 코히어런스 대역폭과 코히어런스 시간을 고려할 경우 상기 서로 다른 기울기와 시작점을 가지는 파일럿 패턴들은 제한적으로 생성된다. 상기 코히어런스 대역폭과 코히어런스 시간을 고려하지 않고 파일럿 패턴을 생성할 경우 서로 다른 기지국을 나타내는 파일럿 패턴들 내의 파일럿 서브 캐리어 신호들이 혼재하게 되고, 이 경우 파일럿 패턴을 사용하여 기지국을 구분하는 것은 불가능하다.
그러면 여기서 도 1을 참조하여 통상적인 OFDM 통신 시스템에서 1개의 파일럿 서브 채널을 사용할 경우 파일럿 패턴에 따른 파일럿 서브 캐리어들이 송신되는 위치에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 1은 통상적인 OFDM 통신 시스템에서 1개의 파일럿 서브 채널을 사용할 경우 파일럿 패턴에 따른 파일럿 서브 캐리어들이 송신되는 위치를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 파일럿 패턴으로 생성 가능한 기울기들과 그 수는, 즉 파일럿 서브 캐리어 신호 송신에 따른 기울기들과 그 수는 코히어런스 대역폭(100)과 코히어런스 시간(110)에 따라 제한된다. 상기 도 1에서 상기 코히어런스 대역폭(110)이 6이고, 코히어런스 시간(110)이 1일 때, 파일럿 패턴의 기울기가 정수라고 가정하면, 상기 조건에서 발생 가능한 파일럿 패턴의 기울기는 s=0(101)부터 s=5(106)까지 6개가 된다. 즉, 상기 조건에서 발생 가능한 파일럿 패턴의 기울기는 0부터 5까지 정수중의 어느 한 정수값이 된다.
이렇게, 발생 가능한 파일럿 패턴의 기울기가 6개라는 것은 상기 조건을 만족하는 OFDM 통신 시스템에서 상기 파일럿 패턴을 사용하여 구분할 수 있는 기지국들의 수가 6개라는 것을 의미한다. 그리고, 상기 도 1에 도시되어 있는 사선 처리된 원(107)은 코히어런스 대역폭(100)만큼 이격되어 있는 파일럿 서브 캐리어 신호를 나타낸 것이다. 결과적으로, 상기 파일럿 패턴의 기울기는 상기 코히어런스 대 역폭(100)으로 제한된다.
결국, 상기에서 설명한 바와 같이 OFDM 통신 시스템에서 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들을 구분하기 위해 사용되는 파일럿 패턴은 코히어런스 대역폭과 코히어런스 시간에 제한되어 발생되므로 그 생성 가능한 패턴수에 제한이 발생한다. 그래서, 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들의 개수가 증가할 경우 생성 가능한 패턴수의 제한으로 인해 구분할 수 있는 기지국들 개수에 제한이 발생한다는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 OFDM 통신 시스템에서 기지국 및 섹터 구분을 위한 파일럿 신호를 송수신하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 OFDM 통신 시스템에서 상호 간섭을 최소화시키는 파일럿 신호를 송수신하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 OFDM 통신 시스템에서 가변 길이를 가지는 파일럿 신호를 송수신하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 OFDM 통신 시스템에서 왈쉬 기저와 마스크 시퀀스를 사용하여 생성한 블록 부호를 사용하여 파일럿 신호를 송수신하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명에서 제안하는 방법은; 셀 식별자로 구분되는 다수의 셀들을 포함하는 통신 시스템에서 상기 셀들 각각을 구분하기 위한 기준 신호를 송신하는 방법에 있어서, 셀 식별자가 입력되면, 블록 코드 생성 행렬을 사용하여 상기 셀 식별자에 상응하는 블록 코드를 생성하는 과정과, 상기 블록 코드를 적어도 하나의 인터리빙 방식을 사용하여 인터리빙함으로써 제1파트 시퀀스를 생성하고, 상기 인터리빙된 블록 코드에 배타적 논리합을 수행하는 과정과, 피크 대 평균 전력 비율 감소를 고려하여 미리 정의된 시퀀스들 중 상기 셀 식별자에 상응하는 제2파트 시퀀스를 선택하는 과정과, 상기 제1파트 시퀀스와 상기 제2파트 시퀀스를 사용하여 주파수 영역의 기준 신호를 생성하는 과정과, 상기 주파수 영역의 기준 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 시간 영역의 기준 신호로 변환하는 과정과, 기준 신호 송신 구간에서 상기 시간 영역의 기준 신호를 송신하는 과정을 포함한다.
본 발명에서 제안하는 장치는; 셀 식별자로 구분되는 다수의 셀들을 포함하는 통신 시스템에서, 상기 셀들 각각을 구분하기 위한 기준 신호를 송신하는 장치에 있어서, 셀 식별자가 입력되면, 블록 코드 생성 행렬을 사용하여 상기 셀 식별자에 상응하는 블록 코드를 생성하는 블록 코드 인코더와, 상기 블록 코드를 적어도 하나의 인터리빙 방식을 사용하여 인터리빙하는 인터리버와, 상기 인터리빙된 블록 코드에 반복된 왈쉬 코드를 배타적 논리합하여 제1파트 시퀀스를 생성하는 가산기와, 상기 제1파트 시퀀스와, 미리 정해진 시퀀스들 중 상기 셀 식별자에 상응하게 선택된 제2파트 시퀀스를 사용하여 주파수 영역의 기준 신호를 생성하는 결합기와, 미리 설정되어 있는 기준 신호 송신 구간에서, 상기 주파수 영역의 기준 신호를 역고속 푸리에 변환하여 시간 영역의 기준 신호로 변환한 후, 상기 시간 영역의 기준 신호를 송신하는 송신기를 포함한다.
본 발명에서 제안하는 다른 방법은; 셀 식별자로 구분되는 다수의 셀들을 포함하는 통신 시스템에서, 상기 다수의 셀들 각각을 구분하기 위한 기준 신호를 수신하는 방법에 있어서, 고속 푸리에 변환된 수신 신호에서 기준 신호를 추출하는 과정과, 상기 기준 신호를 설정 구간 단위로 분할하고, 상기 분할된 신호들과 반복된 왈쉬 코드를 배타적 논리합하는 과정과, 상기 배타적 논리합 된 신호를 적어도 하나의 디인터리빙 방식을 사용하여 디인터리빙하는 과정과, 상기 디인터리빙된 신호를 블록 코드 생성 행렬을 사용하여 서브 블록 신호들로 분할하는 과정과, 상기 서브 블록 신호들 각각에 대해 마스크 시퀀스들 각각을 사용하여 역고속 하다마드 변환을 수행하는 과정과, 상기 역고속 하다마드 변환된 신호들을 결합하여 결합 신호를 생성하는 과정과, 상기 다수개의 셀 별 식별자 각각에 대응하는 결합 신호들 중 최대 상관값을 가지는 블록 코드에 상응하는 셀 식별자를 최종 셀 식별자로 검출하는 과정을 포함한다.
본 발명에서 제안하는 다른 장치는; 셀 식별자로 구분되는 다수의 셀들을 포함하는 통신 시스템에서, 상기 다수의 셀들 각각을 구분하기 위한 기준 신호를 수신하는 장치에 있어서, 수신 신호를 고속 푸리에 변환하는 고속 푸리에 변환기와, 상기 고속 푸리에 변환된 신호에서 기준 신호를 추출하는 기준 신호 추출기와, 상기 기준 신호를 미리 정의된 수의 설정 구간 단위로 분할하고, 상기 분할된 신호들에 반복된 왈쉬 코드를 배타적 논리합하는 가산기와, 상기 배타적 논리합 된 신호를 적어도 하나의 디인터리빙 방식을 사용하여 디인터리빙하는 디인터리버와, 상기 디인터리빙된 신호를 미리 결정된 블록 코드 생성 행렬에 상응하게 서브 블록 신호들로 분할하는 서브 블록 분할기와, 상기 서브 블록 신호들 각각에 대해 마스크 시퀀스들 각각을 사용하여 역고속 하다마드 변환하는 블록 코드 디코더와, 상기 역고속 하다마드 변환된 신호들을 결합하는 결합기와, 상기 다수개의 셀별 식별자 각각에 대응하는 결합 신호들 중 최대 상관값을 가지는 블록 코드에 상응하는 셀 식별자를 최종 셀 식별자로 검출하는 비교 선택기를 포함한다.
본 발명에서 제안하는 또 다른 방법은; 셀 식별자로 구분되는 다수의 셀들을 포함하는 통신 시스템에서, 상기 다수의 셀들 각각을 구분하기 위한 기준 신호를 적어도 하나의 송신 안테나를 통해 송신하는 방법에 있어서, 셀 식별자를 수신하는 과정과, 블록 코드 생성 행렬을 사용하여 상기 셀 식별자에 상응하게 블록 코드를 생성하고, 미리 정의된 왈쉬 코드들 중 상기 셀 식별자에 상응하는 왈쉬 코드를 선택하여 소정 횟수만큼 반복하는 과정과, 상기 블록 코드를 적어도 하나의 인터리빙 방식으로 인터리빙하고, 상기 인터리빙된 블록 코드와 상기 반복된 왈쉬 코드를 배타적 논리합하여 제1파트 시퀀스를 생성하는 과정과, 미리 정의된 시퀀스들 중 상기 셀 식별자에 상응하는 제2파트 시퀀스를 선택하는 과정과, 상기 제1파트 시퀀스와 제2파트 시퀀스를 사용하여 주파수 영역의 기준 신호로 생성하는 과정과, 상기 주파수 영역의 기준 신호를 역고속 푸리에 변환하여 시간 영역의 기준 신호로 변환한 후, 미리 정의된 기준 신호 송신 구간에서, 상기 시간 영역의 기준 신호를 송신하는 과정을 포함한다.
본 발명에서 제안하는 또 다른 방법은; 하나 이상의 송신 안테나를 포함하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 기지국 구분을 위한 파일럿 심볼을 제공하는 방법에 있어서, 파일럿 심볼을 생성하는 과정을 포함하며; 상기 파일럿 심볼은, 셀 구분 특성을 갖는 제1파트 시퀀스와, 파일럿 심볼들 모두에 대해 저감된 피크 대 평균 전력 비율 특성을 갖는 제2파트 시퀀스를 포함함을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 기지국(BS: Base Station) 및 섹터(sector) 구분을 위한 파일럿(pilot) 신호를 송수신하는 방안을 제안한다. 특히, 본 발명은 OFDM 통신 시스템에서 상기 기지국 및 섹터 구분을 수행하면서도, 상호 간섭(interference)을 최소화할 수 있는 파일럿 신호를 한 개 이상의 안테나를 통해서 송수신하는 방안을 제안한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 파일럿 발생기 내부 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 파일럿 신호 발생기(pilot signal generator)는 블록 코드 인코더(blcok code encoder)(201)와, 인터리버(interleaver)(203)와, 왈시 코드 반복기(walsh code repeater)(205)와, 가산기(207)와, 결합기(combiner)(209)를 포함한다.
먼저, 셀(cell) 식별자(ID: Identifier, 이하 'ID'라 칭하기로 한다)는 셀, 즉 기지국(BS: Base Station)을 구분하기 위한 ID로서, 상기 셀 ID는 상기 블록 코드 인코더(201)로 입력된다. 상기 블록 코드 인코더(201)는 상기 셀 ID가 입력됨에 따라 이미 저장하고 있는 생성 행렬(generator matrix) G로부터 상기 셀 ID에 대응하는 코드워드(codeword), 즉 블록 코드를 생성한 후 상기 인터리버(203)로 출력한다. 상기 생성 행렬 G는 상기 셀 ID에 상응하게 생성되는 블록 코드들 각각이 상호간에 명확하게 구분될 수 있도록 생성된다. 상기 생성 행렬 G에 대해서 하기 표 1을 참조하여 설명하기로 한다.
Figure 112004514189512-pat00001
먼저, 상기 생성 행렬 G의 행(row)의 개수가 Nr개이고, 열(column)의 개수가 Nc개라고 가정하면, 상기 생성 행렬 G를 사용하여 생성 가능한 블록 코드의 길이 NG는 상기 생성 행렬 G의 열의 개수인 Nc와 동일하다. 또한, 상기 블록 코드로 생성되는 파일럿 심볼은 최대
Figure 112004514189512-pat00002
개의 셀들을 구별할 수 있다. 상기 생성 행렬 G의 Nc개의 열들을 a개의 서브 블록(sub-block)들로 구분되고, 따라서 상기 a개의 서브 블록들 각각은
Figure 112004514189512-pat00003
의 길이를 갖으며, 상기 길이
Figure 112004514189512-pat00004
가 채널의 코히어런스 대역폭(coherence bandwidth) 미만이 되도록 설계된다. 상기 a개의 서브 블록들 각각은
Figure 112004514189512-pat00005
개의 왈쉬 기저(Walsh basis)들과 n개의 마스크 시퀀스(mask sequence)들 로 구성된다. 여기서, 상기 a개의 서브 블록들 각각을 구성하는 왈쉬 기저들은 모두 동일한 왈쉬 기저들이며, 상기 마스크 시퀀스들의 개수 n은
Figure 112004514189512-pat00006
와 같다. 상기 표 1에서 마스크(p)는 제p마스크 시퀀스를 나타내며, 상기 생성 행렬 G에서 제2서브 블록은 제1서브 블록의 행들이 n-1번 순환 쉬프트(cyclic shift)되어 생성되며, 상기와 같은 방식으로 제m서브 블록은 제1서브 블록의 행들이 n-j번 순환 쉬프트되어 생성된다. 상기 순환 쉬프트 동작은 상기 생성 행렬 G를 사용하여 생성되는 블록 코드의 최소 거리(minimum distance)를 최대화시키는 형태로 수행되는 것이다.
상기 인터리버(203)는 상기 블록 코드 인코더(201)에서 출력하는 신호를 입력하여 미리 설정되어 있는 인터리빙 방식으로 인터리빙한 후 상기 가산기(207)로 출력한다. 여기서, 상기 인터리버(203)가 상기 블록 코드 인코더(201)에서 출력한 신호를 인터리빙하는 이유는 상기 블록 코드 인코더(201)에서 생성하는, 즉 특정 셀 ID에 상응하게 생성하는 블록 코드가 특정 패턴의 숫자열이 자주 반복되는 특징을 가질 경우 피크대 평균 전력비(PAPR: Peak to Average Power Ratio, 이하 'PAPR'이라 칭하기로 한다)가 높게 나타나기 때문이다. 즉, 상기 인터리버(203)는 상기 블록 코드 인코더(201)에서 생성하는 모든 블록 코드들을 인터리빙함으로써 상기 OFDM 통신 시스템의 파일럿 신호의 PAPR 특성이 향상되도록 제어하는 것이다.
그러면 여기서, 상기 인터리버(203)의 내부 구조에 대해서 살펴보면 다음과 같다.
먼저, 상기 인터리버(203)는 내부에 a개의 내부 인터리버들(도시하지 않음)을 구비하며, 상기 생성 행렬 G의 a개의 서브 블록들 각각을 통해 생성되는 신호에 대해서 인터리빙을 수행한다. 즉, 상기 블록 코드 인코더(201)에서 출력하는 블록 코드를 a개의 서브 코드(sub-code)들로 분할하고, 상기 a개의 서브 코드들 각각을 상기 a개의 내부 인터리버들 각각에서 상이하게 인터리빙한다. 상기 인터리버(203)가 상기 블록 코드의 a개의 서브 코드들 각각에 대해서 인터리빙을 수행함으로써 수신기측에서는 왈쉬 기저를 사용하여 역고속 하다마드 변환(IFHT: Inverse Fast Hadamard Transform, 이하 'IFHT'이라 칭하기로 한다)을 사용하여 송신기측에서 송신한 블록 코드에 대응하는 정보 데이터를 복호할 수 있게 된다.
한편, 섹터(sector) ID는 섹터를 구분하기 위한 ID로서, 상기 섹터 ID는 상기 왈시 코드 반복기(205)로 입력된다. 상기 왈시 코드 반복기(205)는 상기 섹터 ID가 입력되면 상기 섹터 ID에 대응하는 왈쉬 코드를 미리 설정한 횟수만큼 반복하여 상기 가산기(207)로 출력한다.
본 발명의 실시예에서는 상기 OFDM 통신 시스템의 파일럿 신호, 일 예로 파일럿 심벌(pilot symbol) 길이가 NP이고, 상기 블록 코드 인코더(201)에서 생성하는 블록 코드의 길이가 NG이고, 상기 왈쉬 코드의 길이를 NW라고 가정하기로 한다. 이러한 경우, 상기 왈쉬 코드 반복기(205)는 상기 섹터 ID에 상응하는 왈쉬 코드를
Figure 112004514189512-pat00007
번 반복하여 출력한다. 여기서, 상기 왈쉬 코드 반복기(205)에서 출력하는 신호의 길이는 상기 인터리버(203)에서 출력하는 신호의 길이 NG와 동일하다.
상기 가산기(207)는 상기 인터리버(203)에서 출력하는 신호와 상기 왈쉬 코드 반복기(205)에서 출력하는 신호를 배타적 논리합(XOR: exclusive OR) 연산하여 상기 결합기(209)로 출력한다.
한편, PAPR 저감 시퀀스는 상기 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 심벌의 PAPR을 저감시키기 위한 시퀀스로서, 상기 PAPR 저감 시퀀스의 길이는 NR이다. 여기서, 상기 PAPR 저감 시퀀스는 상기 OFDM 통신 시스템에서 상기 셀 ID 및 섹터 ID에 상응하게 미리 결정되어 있다고 가정하기로 하며, 상기 PAPR 저감 시퀀스에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 길이 NR의 PAPR 저감 시퀀스는 상기 결합기(209)로 입력되고, 상기 결합기(209)는 상기 가산기(207)에서 출력하는 신호와 상기 PAPR 시퀀스를 해당 서브 캐리어에 할당하여 파일럿 심벌로 생성한 후 출력한다. 여기서, 상기 결합기(209)에서 출력하는 파일럿 심벌의 길이는
Figure 112008090121005-pat00008
이 된다.
상기 도 2에서는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 파일럿 신호 발생기 내부 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 3을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 송신기 내부 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 송신기 내부 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 송신기는 변조기1(modulator)(301)과, 파일럿 신호 발생기(303)와, 변조기2(305)와, 선택기(307)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(309)와, 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)기(311)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(313)와, 보호 구간 삽입기(guard interval inserter)(315)와, 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(317)와, 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(319)를 포함한다.
먼저, 전송하고자 하는 데이터, 즉 정보 데이터 비트들(information data bits)이 발생하면, 상기 정보 데이터 비트는 상기 변조기1(301)로 입력된다. 상기 변조기1(301)은 상기 입력되는 정보 데이터 비트들을 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌로 생성한 후 상기 선택기(307)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 혹은 16-array QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 사용될 수 있다.
또한, 파일럿 신호 즉, 파일럿 심벌을 전송하고자 하면, 상기 파일럿 심벌을 전송하고자 하는 셀 및 섹터의 셀 ID와, 섹터 ID 및 상기 셀 ID와 섹터 ID에 대응하여 미리 설정되어 있는 PAPR 저감 시퀀스가 상기 파일럿 신호 발생기(303)로 입력된다. 상기 파일럿 신호 (303)는 상기 입력되는 셀 ID와, 섹터 ID 및 PAPR 저감 시퀀스를 파일럿 심벌로 생성한 후 상기 변조기2(305)로 출력한다. 여기서, 상기 파일럿 신호 발생기(303)의 내부 구조는 상기 도 2에서 설명한 바와 같다. 상기 변조기(305)는 상기 파일럿 신호 발생기(303)에서 출력하는 신호를 입력하여 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌로 생성한 후 상기 선택기(307)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 방식 등이 사용될 수 있다.
상기 선택기(307)는 상기 송신기가 현재 데이터 심벌(data symbol)을 송신해야하는 데이터 심벌 송신 구간일 경우에는 상기 변조기1(301)에서 출력하는 신호를 상기 직렬/병렬 변환기(309)로 출력되도록 제어하고, 상기 송신기가 현재 파일럿 심벌을 송신해야하는 파일럿 심벌 송신 구간일 경우에는 상기 변조기(305)에서 출력하는 신호를 상기 직렬/병렬 변환기(309)로 출력되도록 제어한다. 상기 직렬/병렬 변환기(309)는 상기 선택기(307)에서 출력하는 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 IFFT기(311)로 출력한다. 상기 IFFT기(311)는 상기 직렬/병렬 변환기(309)에서 출력하는 신호를 입력하여 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(313)로 출력한다.
상기 병렬/직렬 변환기(313)는 상기 IFFT기(311)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(315)로 출력한다. 상기 보호 구간 삽입기(315)는 상기 병렬/직렬 변환기(313)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후, 상기 디지털/아날로그 변환기(317)로 출력한다. 여기서, 상기 보호 구간은 상기 OFDM 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다. 또한, 상기 보호 구간은 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플(sample)들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 'Cyclic Prefix' 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 'Cyclic Postfix' 방식 중 어느 한 방식을 사용하여 삽입된다. 상기 보호 구간 삽입기(315)에서 출력하는 신호가 결과적으로 1개의 OFDM 심벌이 되는 것이다.
상기 디지털/아날로그 변환기(317)는 상기 보호 구간 삽입기(315)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(319)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(319)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(317)에서 출력한 신호를 RF 처리한 후 안테나(antenna)를 통해 송신한다.
상기 도 3에서는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 송신기 내부 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 4를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 수신기 내부 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 수신기 내부 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 4를 참조하면, 상기 수신기는 RF 처리기(401)와, 아날로그/디지털 변환기(analog/digital converter)(403)와, 보호 구간 제거기(guard interval remover)(405)와, 직렬/병렬 변환기(407)와, 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)기(409)와, 병렬/직렬 변환기(411)와, 선택기(413)와, 복조기(de-modulator)1,2(415,417)와, 셀 ID/섹터 ID 검출기(419)를 포함한다.
먼저, 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 송신한 신호는 다중 경로 채널(multipath channel)을 겪고 잡음(noise) 성분이 가산된 형태로 상기 수신기의 안테나를 통해 수신된다. 상기 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(401)로 입력되고, 상기 RF 처리기(401)는 상기 안테나를 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 상기 아날로그/디지털 변환기(403)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(403)는 상기 RF 처리기(301)에서 출력한 아날로그 신호를 디지털 변환한 후 상기 보호 구간 제거기(405)로 출력한다.
상기 보호 구간 제거기(405)는 상기 아날로그/디지털 변환기(403)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(407)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(407)는 상기 보호 구간 제거기(405)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 FFT기(409)로 출력한다. 상기 FFT기(409)는 상기 직렬/병렬 변환기(407)에서 출력한 신호를 N-포인트 FFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(411)로 출력한다.
상기 병렬/직렬 변환기(411)는 상기 FFT기(409)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 선택기(413)로 출력한다. 상기 선택기(413)는 상기 수신기가 현재 데이터 심벌을 수신해야하는 데이터 심벌 수신 구간일 경우에는 상기 FFT기(409)에서 출력하는 신호를 상기 복조기1(415)로 출력되도록 제어하고, 상기 수신기가 현재 파일럿 심벌을 수신해야하는 파일럿 심벌 수신 구간일 경우에는 상기 FFT기(409)에서 출력하는 신호를 상기 복조기2(417)로 출력되도록 제어한다. 상기 복조기1(415)은 상기 FFT기(409)에서 출력하는 신호를 상기 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하게 복조하여 데이터, 즉 정보 데이터 비트들로 복원하여 출력한다.
한편, 상기 복조기2(417)는 상기 FFT기(409)에서 출력하는 신호를 상기 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하게 복조하여 파일럿으로 복원한 후 상기 셀 ID/섹터 ID 검출기(419)로 출력한다. 상기 셀 ID/섹터 ID 검출기(419)는 상기 복조기2(417)에서 출력하는 파일럿 신호를 입력하여 상기 파일럿 신호에 해당하는 셀 ID 및 섹터 ID 검출한다. 여기서, 상기 파일럿 신호는 셀 ID 및 섹터 ID에 상응하게 생성되는 신호로서, 상기 송신기와 수신기간에 상호 규약되어 있다.
상기 도 4에서는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 수신기 내부 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 5를 참조하여 도 4의 셀 ID/섹터 ID 검출기(419) 내부 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 5는 도 4의 셀 ID/섹터 ID 검출기(419) 내부 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 5를 참조하면, 상기 셀 ID/섹터 ID 검출기(419)는 파일럿 추출기(501)와, 왈쉬 코드 반복기(503)와, 가산기(505)와, 디인터리버(de-interleaver) (507)와, 서브 블록 분할기(sub-block segment unit)(509)와, 블록 코드 디코더(block code decoder)(511)와, 결합기(523)와, 비교 선택기(525)로 구성된다. 상기 블록 코드 디코더(511)는 곱셈기(513)와, 마스크 시퀀스 발생기(515)와, IFHT기(517)와, 메모리(memory)(519) 및 제어기(controller)(521)로 포함한다.
먼저, 상기 도 4의 복조기2(417)에서 출력하는 신호는 상기 파일럿 신호 추출기(501)로 입력되고, 상기 파일럿 신호 추출기(501)는 상기 복조기(417)에서 출력한 신호를 입력하여 PAPR 저감 시퀀스를 제거하여 NG개의 심벌을 추출한 후 상기 가산기(505)로 출력한다. 또한, 상기 왈쉬 코드 반복기(503)는 상기 수신기가 구별 가능한 모든 섹터 ID들에 해당하는 왈쉬 코드들을 반복하여 출력하며, 상기 모든 섹터 ID들에 해당하는 왈쉬 코드들중 순차적으로 하나의 왈쉬 코드를 선택한 후 반복하여 상기 가산기(505)로 출력한다.
상기 가산기(505)는 상기 파일럿 신호 추출기(501)에서 출력하는 신호와 상기 왈쉬 코드 반복기(503)에서 출력하는 신호를 배타적 논리합 연산을 수행한 후 디인터리버(507)로 출력한다. 상기 디인터리버(507)는 상기 가산기(505)에서 출력한 신호를 상기 송신기의 파일럿 신호 발생기 내부의 인터리버, 즉 상기 도 2의 인터리버(203)에서 적용한 인터리빙 방식에 상응하는 디인터리빙 방식을 사용하여 디인터리빙한 후 상기 서브 블록 분할기(509)로 출력한다.
상기 서브 블록 분할기(509)는 상기 디인터리버(507)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 표 1에서 설명한 바와 같이 상기 송신기측의 블록 코드 생성 행렬 G와 같은 서브 블록들로 분할하여 출력한다. 즉 a개의 서브 블록들로 분할한 후 순차적으로 상기 블록 코드 디코더(511)로 출력한다. 여기서, 상기 서브 블록 분할기(509)는 상기 디인터리버(507)에서 출력한 신호를 a개의 서브 블록들로 분할하고, 상기 a개의 서브 블록들 각각을 내부 메모리(도시하지 않음)에 저장한 후 상기 a개 의 서브 블록들중 제1서브 블록부터 순차적으로 하여 마지막 서브 블록인 제a서브 블록이 상기 블록 코드 디코더(511)로 출력될 때까지 해당 서브 블록들을 지연시킨다.
상기 서브 블록 분할기(509)에서 출력한 신호는 상기 블록 코드 디코더(511)의 곱셈기(513)로 입력되고, 상기 곱셈기(513)는 상기 마스크 시퀀스 발생기(515)에서 출력한 마스크 시퀀스와 상기 서브 블록 분할기(509)에서 출력한 신호를 곱한 후 상기 IFHT기(517)로 출력한다. 여기서, 상기 마스크 시퀀스 발생기(515)는 상기 제어기(521)의 제어에 따라 상기 송신기측의 블록 코드 생성 행렬 G에서 사용한 마스크 시퀀스들 각각을 순차적으로 발생하여 상기 곱셈기(513)로 출력한다.
상기 IFHT기(517)는 상기 곱셈기(513)에서 출력한 신호를 입력하여 IFHT 연산을 수행한 후 상기 메모리(519)로 출력한다. 상기 메모리(519)는 상기 IFHT기(517)에서 출력한 신호를 저장한 후 다시 상기 제어기(521)로 출력한다. 상기 제어기(521)는 상기 마스크 시퀀스 발생기(515)의 마스크 시퀀스 발생 동작을 제어한다. 또한, 상기 제어기(521)는 상기 마스크 시퀀스 발생기(515)가 상기 송신기측의 블록 코드 생성 행렬 G에서 사용한 모든 마스크 시퀀스들을 생성한 이후에는 상기 메모리(519)에 저장되어 있는 상기 디인터리버(507) 출력 신호의 해당 서브 블록의 상기 마스크 시퀀스들에 해당하는 상기 IFHT기(517)의 출력값을 상기 결합기(523)로 출력하도록 제어한다.
상기 결합기(523)는 상기 제어기(521)에서 출력하는 신호를 저장하며, 즉 상기 제어기(521)에서 상기 디인터리버(507) 출력 신호의 a개의 서브 블록들 각각에 대해서 출력한 신호들을 저장한 후, 상기 송신기측의 블록 코드 생성 행렬 G에 상응하게 상기 IFHT기(517)에서 출력한 출력값들을 결합하여 상기 비교 선택기(525)로 출력한다.
상기 비교 선택기(525)는 상기 모든 셀 ID에 대응하는 블록 코드와, 모든 섹터 ID에 대응하는 왈쉬 코드들에 대해 결합기(523)의 출력 상관값들중 최대값을 가지는 상관값을 선택하고, 상기 선택한 최대 상관값에 해당하는 셀 ID 및 섹터 ID를 최종 셀 ID와 최종 섹터 ID로 검출하여 출력한다.
상기 도 5에서는 도 4의 셀 ID/섹터 ID 검출기(419) 내부 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 6을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 송신기 동작 과정에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 6은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 송신기 동작 과정을 도시한 순서도이다.
상기 도 6에서는 상기 송신기의 파일럿 신호 송신 동작만을 위주로 하여 설명하기로 한다. 상기 도 6을 참조하면, 먼저 611단계에서 상기 송신기는 해당 송신기의 셀 ID와, 섹터 ID 및 PAPR 저감 시퀀스를 사용하여 파일럿 심벌을 생성한 후 613단계로 진행한다. 상기 파일럿 심벌을 생성하는 동작은 상기 도 2에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 613단계에서 상기 송신기는 생성한 파일럿 심벌을 미리 설정되어 있는 변조 방식, 일 예로 BPSK 방식과 같은 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌로 생성한 후 615단계로 진행한다.
상기 615단계에서 상기 송신기는 상기 변조 심벌 변환된 파일럿 심벌을 파일 럿 심벌 구간에서 송신한 후 종료한다. 물론, 상기 도 6에 별도로 도시하지는 않았지만 상기 파일럿 심벌을 송신함에 있어서 주파수 오프셋(frequency offset)을 고려할 수도 있음은 물론이다. 즉, 상기 파일럿 심벌이 시작하는 위치를 셀 및 섹터마다 상이하게 할 수도 있다.
상기 도 6에서는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 송신기 동작 과정에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 7을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 수신기 동작 과정에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 수신기 동작 과정을 도시한 순서도이다.
상기 도 7에서는 상기 수신기의 파일럿 신호 수신 동작만을 위주로 하여 설명하기로 한다. 상기 도 7을 참조하면, 먼저 711단계에서 상기 수신기는 파일럿 심벌 구간에서 파일럿 심벌을 수신한 후 713단계로 진행한다. 여기서, 상기 도 7에 별도로 도시하지는 않았으나 상기 도 6에서 설명한 바와 같이 송신기에서 주파수 오프셋을 고려하여 파일럿 심벌을 송신하였을 경우에는 상기 수신기는 상기 주파수 오프셋에 상응하게 위치를 결정한 후 상기 파일럿 심벌을 수신할 수 있음은 물론이다. 상기 713단계에서 상기 수신기는 상기 파일럿 심벌을 상기 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하게 복조한 후 715단계로 진행한다. 상기 715단계에서 상기 수신기는 상기 복조된 파일럿 심벌을 상기 수신기에서 구별 가능한 모든 셀 ID에 대응하는 블록 코드들과, 모든 섹터 ID에 대응하는 왈쉬 코드들에 대해 상관을 수행한 후, 그중 최대 상관값을 가지는 셀 ID 및 섹터 ID를 상기 송신기의 셀 ID 및 섹터 ID로 검출한 후 종료한다.
상기 도 7에서는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 수신기 동작 과정에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 8을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 IFFT 수행시 서브 캐리어들과 파일럿 심벌과의 매핑 관계에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 8은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 IFFT 수행시 서브 캐리어들과 파일럿 심벌과의 매핑 관계를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 8에서는 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 전체 서브 캐리어들의 개수가 128개이고, 상기 128개의 서브 캐리어들중 실제 사용되는 서브 캐리어들의 개수가 108개일 경우, 즉 -54번 서브 캐리어 내지 -1번 서브 캐리어까지의 54개의 서브 캐리어들과, 1번 서브 캐리어 내지 54번 서브 캐리어까지의 54개의 서브 캐리어들, 즉 총 108개의 서브캐리어들이 사용될 경우를 가정하기로 한다. 상기 도 8에서 IFFT기 입력단 상단의 번호 k는 상기 OFDM 통신 시스템의 서브 캐리어들의 인덱스(index)를 나타낸다. 또한, 0번 서브 캐리어는 IFFT를 수행한 뒤에는 시간 영역에서 상기 파일럿 심벌의 기준점, 즉 시간 영역에서 DC 성분을 나타내기 때문에 상기 0번 서브 캐리어에는 널(null) 데이터가 삽입된다.
또한, 상기 실제 사용되는 108개의 서브 캐리어들과, 상기 0번 서브 캐리어를 제외한 서브 캐리어들, 즉 -55번 서브 캐리어 내지 -64번 서브 캐리어까지의 서브 캐리어들과, 55번 서브 캐리어 내지 63번 서브 캐리어까지의 서브 캐리어들에도 역시 널 데이터가 삽입된다.
여기서, -55번 서브 캐리어 내지 -64번 서브 캐리어까지의 서브 캐리어들과, 55번 서브 캐리어 내지 63번 서브 캐리어까지의 서브 캐리어들에 널 데이터가 삽입되는 이유는 상기 -55번 서브 캐리어 내지 -64번 서브 캐리어까지의 서브 캐리어들과, 55번 서브 캐리어 내지 63번 서브 캐리어까지의 서브 캐리어들이 다른 시스템의 주파수 대역과 인접하여 있으므로 다른 시스템과 영향을 주고받는 간섭을 최소로 하기 위해서이다. 그래서, 주파수 영역의 파일럿 심벌이 IFFT기에 입력되면, 상기 IFFT기는 입력되는 주파수 영역의 파일럿 심벌을 해당 서브 캐리어들에 매핑시켜 IFFT를 수행하여 시간 영역의 파일럿 심벌로 출력한다.
상기 도 8에서는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 IFFT 수행시 서브 캐리어들과 파일럿 심벌과의 매핑 관계에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 9를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 시간 영역에서의 파일럿 심벌 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 9는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 시간 영역에서 파일럿 심벌 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 9를 참조하면, 상기 파일럿 심벌은 pc 길이의, 즉
Figure 112004514189512-pat00009
길이의 심벌이 2번 반복된 형태를 가지며, OFDM 통신 시스템의 특성상 상기에서 설명한 바와 같은 Cyclic Prefix(CP) 방식으로 삽입된 보호 구간 신호가 상기
Figure 112004514189512-pat00010
길이의 심벌이 2번 반복된 형태의 전단에 첨가되어 있다. 여기서, 상기 NFFT는 상기 OFDM 통 신 시스템에서 사용하는 IFFT기/FFT기의 포인트 수를 나타낸다. 즉, 상기 도 8에서도 설명한 바와 같이 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 IFFT기/FFT기의 포인트 수가 128이므로 상기 pc의 길이는 64가 되는 것이다.
상기 도 9에서는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 시간 영역에서 파일럿 심벌 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 10을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 주파수 영역에서의 파일럿 심벌 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 10은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 주파수 영역에서 파일럿 심벌 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 10을 참조하면, 먼저 보호 대역(GB: Guard Band)(1001, 1007), 즉 보호 구간들을 제외한 서브 캐리어 구간은 크게 상관(Correlation) 구간(1003)과, PAPR 구간(1005)으로 분류된다. 상기 상관 구간(1003)은 상관값이 큰 시퀀스, 즉 블록 코드와 왈쉬 코드들을 조합하여 생성한 시퀀스로 구성되며, 상기 PAPR 구간(1005)은 상기 상관 구간(1003)을 구성하는 시퀀스들 각각에 대한 PAPR 저감 시퀀스로 구성된다.
상기 도 10에 도시되어 있는 바와 같이 상기 파일럿 심벌은 제1파트 시퀀스, 즉 상관 구간(1003)에 대응되는 시퀀스와, 제2파트 시퀀스, 즉 PAPR 구간(1005)에 대응되는 시퀀스로 구성된다. 여기서, 상기 상관 구간(1003)에 삽입되는 시퀀스, 즉 상기 도 2의 가산기(207)에서 출력되는 시퀀스를 "상관 시퀀스"라고 칭하기로 한다. 상기 도 5에서 설명한 IFHT기를 이용한 상관값 계산은 상기 상관 구간(1003)에 대해서만 이루어지는 것이다.
상기 도 10에서 C는 길이 48인 블록 코드를 나타내고,
Figure 112004514189512-pat00011
은 길이 48의 인터리빙 방식을 나타내며, 상기
Figure 112004514189512-pat00012
에 상응하게 상기 길이 48인 블록 코드가 인터리빙된다. 또한, 상기 도 10에서
Figure 112004514189512-pat00013
은 왈쉬 코드 마스킹(masking)을 나타낸다.
한편, 상기 파일럿 심벌은 하기 수학식 1과 같은 주파수 영역 시퀀스에 의해 생성된다.
Figure 112004514189512-pat00014
상기 수학식 1에서 IDcell은 셀 ID를 나타내며, s는 섹터 ID를 나타내며, k는 서브 캐리어 인덱스를 나타내며, 상기 Nused는 상기 OFDM 통신 시스템에서 실제 사용되는 서브 캐리어들의 개수, 즉 DC 성분과 보호 구간 성분을 제외한 서브 캐리어들의 개수를 나타낸다. 또한, 본 발명의 실시예에서는 모든 기지국과 섹터의 파일럿 심벌이 동일한 주파수 오프셋을 사용한다고 가정하기로 한다. 상기 수학식 1에 나타낸 바와 같은 주파수 영역의 시퀀스
Figure 112004514189512-pat00015
는 짝수 인덱스를 가지는 서브 캐리 어들에만 상기 수학식 1과 같은 형태로 값이 부여되고 홀수 인덱스를 가지는 서브 캐리어들에는 무조건 0의 값이 부여되므로, IFFT 연산을 수행할 경우 시간 영역에서 동일한 시퀀스가 2회 반복되는 형태를 가지게 된다.
또한, 상기 수학식 1에서
Figure 112004514189512-pat00016
는 파일럿 심벌의 송신 전력 레벨이 상기 파일럿 심벌 구간 이외의 구간, 즉 데이터 심벌 구간에서 송신되는 데이터 심벌의 송신 전력 레벨과 동일한 송신 전력 레벨을 가지도록 하기 위해 설정되는 가중치이며,
Figure 112004514189512-pat00017
은 하기 수학식 2와 같이 정의된다.
Figure 112004514189512-pat00018
상기 수학식 2에서
Figure 112004514189512-pat00019
은
Figure 112004514189512-pat00020
보다 크지 않은 최대 정수를 나타낸다. 상기 수학식 2에서
Figure 112004514189512-pat00021
은 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004514189512-pat00022
상기 수학식 3에서 상기
Figure 112004514189512-pat00023
은 섹터 ID가 s에 해당하는 길이 8인 왈쉬 코드의 반복을 나타낸다. 또한 임의의 십진수 숫자 k(
Figure 112004514189512-pat00024
)가
Figure 112004514189512-pat00025
의 2 진수로 표현되고, b6가 MSB(most significant bit)이고, b0가 LSB(least significant bit)일 경우,
Figure 112004514189512-pat00026
는 행 벡터(row vector)를 나타내며,
Figure 112004514189512-pat00027
이다. 또한, 상기 수학식 3에서
Figure 112004514189512-pat00028
은 블록 코드 생성 행렬
Figure 112004514189512-pat00029
의 제u 열 벡터(column vector)를 나타낸다. 여기서, 상기 블록 코드 생성 행렬 G는 하기 수학식 4에 나타낸 바와 같다.
Figure 112004514189512-pat00030
상기 수학식 4에 나타낸 바와 같이 상기 블록 코드 생성 행렬 G는 길이가 16인 3개의 서브 블록들로 분할되며, 상기 3개의 서브 블록들 각각에서의 왈쉬 기저들의 위치가 점선으로 표시되어 있다. 상기 수학식 4에서 사용된 왈쉬 기저들과 마스크 시퀀스들은 하기 표 2에 나타낸 바와 같다.
Figure 112004514189512-pat00031
한편, 상기 수학식 4에서
Figure 112004514189512-pat00032
는
Figure 112004514189512-pat00033
행벡터와
Figure 112004514189512-pat00034
열벡터(column vector)의 행렬곱(matrix product)을 나타내며, 상기 행렬곱은 스칼라(scalar) 값으로 나타나는데, 이때 사용되는 연산은 modulo 2 덧셈과 곱셈이다. 상기 수학식 4에서
Figure 112004514189512-pat00035
은 상기 도 2에서 설명한 인터리버(203)의 인터리빙 방식을 나타낸다. 상기 인터리빙 방식은 하기 표 3에 나타낸 바와 같다.
Figure 112004514189512-pat00036
즉, 상기 인터리빙 방식
Figure 112004514189512-pat00037
은 상기 길이 48인 블록 코드를 구성하는 48개의 엘리먼트(element)들 각각을 상기 표 3에 나타낸 바와 같은 순서대로 그 위치를 변경(permutation)하는 것이다. 상기 표 3에서 각 숫자들은 상기 블록 코드의 엘리먼트들 각각이 일대일 매핑되는 서브 캐리어들의 인덱스들을 나타낸다.
상기 표 3에 나타낸 인터리빙 방식을 살펴보면 하기 표 4와 같이 길이 16인 인터리빙 방식이 3회 연접(concatenation)되어 있는 것을 알 수 있다.
Figure 112004514189512-pat00038
상기 표 4에서 각 숫자들은 상기 3개의 서브 코드들 각각의 엘리먼트들 각각이 일대일 매핑되는 서브 캐리어들의 인덱스들을 나타낸다.
또한, 상기 수학식 2에서 시퀀스
Figure 112004514189512-pat00039
의 값은 상기 파일럿 심벌의 PAPR을 최소로하는 PAPR 저감 시퀀스로 결정되는 것이다. 상기 셀 ID와 섹터 ID에 대응하는 PAPR 저감 시퀀스와, 상기 셀 ID와 섹터 ID 및 PAPR 저감 시퀀스에 상응하는 파일럿 심벌의 PAPR은 하기 표 5에 나타낸 바와 같다.
Figure 112004514189512-pat00040
한편, 상기에서 설명한 바와 같은 본 발명은 다수개의 안테나를 사용하고, 섹터의 구분이 필요 없는 OFDM 통신 시스템의 파일럿 심벌 생성에도 사용될 수 있다. 즉, 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기, 일 예로 Nt개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 각각의 안테나 예컨대, Nt개의 송신 안테나들 각각을 통해 송신되는 파일럿 심벌은 하기 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004514189512-pat00041
상기 수학식 5에서 상기 n은 송신 안테나의 수를 나타내며, 상기 k는 서브 캐리어 인덱스를 나타내며, 상기
Figure 112004514189512-pat00042
은 하기 수학식 6과 같이 정의된다.
Figure 112008090121005-pat00043
상기 수학식 6에서, 두 개의 시퀀스 R(r)과 T(k)는 송신안테나들의 개수 Nt와 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 FFT 연산의 크기 NFFT에 따라 다르게 정의 되며, 따라서 시퀀스
Figure 112004514189512-pat00044
역시 상기 송신안테나의 개수 Nt와 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 FFT의 크기 NFFT에 따라 다르게 정의된다.
여기서, 상기 송신 안테나들의 개수 Nt와 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 FFT의 크기 NFFT에 따른 시퀀스 R(r)과 T(k) 및
Figure 112004514189512-pat00045
에 대해서 살펴보면 다음과 같다.
먼저, 상기 송신 안테나들의 개수가 2개(Nt=2)이고, 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 FFT의 크기가 128(NFFT=128)일 경우, 상기 R(r)은 하기 수학식 7에 나타낸 바와 같다.
Figure 112004514189512-pat00046
상기 수학식 7에서, 블록 코드 생성 행렬 G는 상기한 수학식 4와 같으며, 인터리빙 방식은 하기 표 6에 나타낸 바와 같다.
Figure 112004514189512-pat00047
한편, 상기 수학식 6의 T(k)는 하기 표 7에 나타낸 바와 같으며, 상기
Figure 112004514189512-pat00048
은 하기 표 8에 16진수로 나타낸 바와 같다.
Figure 112004514189512-pat00049
Figure 112004514189512-pat00050
다음으로, 상기 송신 안테나들의 개수가 3개(Nt=3)이고, 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 FFT의 크기가 128(NFFT=128)일 경우, 상기 R(r)은 하기 수학식 8에 나타낸 바와 같다.
Figure 112004514189512-pat00051
상기 수학식 8에서, 블록 코드 생성 행렬 G는 하기 수학식 9와 같으며, 인터리빙 방식은 하기 표 9에 나타낸 바와 같다.
Figure 112004514189512-pat00052
Figure 112004514189512-pat00053
한편, 상기 수학식 6의 T(k)는 하기 표 10에 나타낸 바와 같으며, 상기
Figure 112004514189512-pat00054
은 하기 표 11에 16진수로 나타낸 바와 같다.
Figure 112004514189512-pat00055
Figure 112004514189512-pat00056
다음으로, 상기 송신 안테나들의 개수가 4개(Nt=4)이고, 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 FFT의 크기가 512(NFFT=512)일 경우, 상기 R(r)은 하기 수학식 10에 나타낸 바와 같다.
Figure 112004514189512-pat00057
상기 수학식 10에서, 블록 코드 생성 행렬 G는 하기 수학식 11과 같으며, 인터리빙 방식은 하기 표 12에 나타낸 바와 같다.
Figure 112004514189512-pat00058
Figure 112004514189512-pat00059
한편, 상기 수학식 6의 T(k)는 하기 표 13에 나타낸 바와 같으며, 상기
Figure 112004514189512-pat00060
은 하기 표 14a 내지 표 14b에 16진수로 나타낸 바와 같다.
Figure 112010082465853-pat00061
Figure 112004514189512-pat00062
Figure 112004514189512-pat00063
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, OFDM 통신 시스템에서 블록 코드와 왈쉬 코드를 사용하여 셀 ID 및 섹터 ID를 구분할 수 있도록 하는 파일럿 심벌을 제공함으로써 상기 OFDM 통신 시스템에서 구분 가능한 셀 ID 및 섹터 ID의 개수를 증가시킬 수 있다는 이점을 가진다. 또한 수신기측에서 IFHT기를 사용하여 파일럿 심벌을 검출하는 것이 가능하여 수신기의 복잡도를 최소화시킬 수 있다는 이점을 가진다. 또한, 상기 블록 코드와 왈쉬 코드 뿐만 아니라 PAPR 저감 시퀀스를 사용하여 파일럿 심벌을 생성함으로써 파일럿 심벌의 PAPR 특성을 향상시킨다는 이점을 가진다.

Claims (82)

  1. 삭제
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 셀 식별자로 구분되는 다수의 셀들을 포함하는 통신 시스템에서 상기 셀들 각각을 구분하기 위한 기준 신호를 송신하는 방법에 있어서,
    셀 식별자가 입력되면, 블록 코드 생성 행렬을 사용하여 상기 셀 식별자에 상응하는 블록 코드를 생성하는 과정과,
    상기 블록 코드를 적어도 하나의 인터리빙 방식을 사용하여 인터리빙함으로써 제1파트 시퀀스를 생성하고, 상기 인터리빙된 블록 코드에 배타적 논리합을 수행하는 과정과,
    피크 대 평균 전력 비율 감소를 고려하여 미리 정의된 시퀀스들 중 상기 셀 식별자에 상응하는 제2파트 시퀀스를 선택하는 과정과,
    상기 제1파트 시퀀스와 상기 제2파트 시퀀스를 사용하여 주파수 영역의 기준 신호를 생성하는 과정과,
    상기 주파수 영역의 기준 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 시간 영역의 기준 신호로 변환하는 과정과,
    기준 신호 송신 구간에서 상기 시간 영역의 기준 신호를 송신하는 과정을 포함하는 기준 신호 송신 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 시간 영역의 기준 신호로 변환하는 과정은,
    N개의 서브 캐리어들 중 직류 성분과 상기 N개의 서브 캐리어들간의 간섭 제거 성분에 대응되는 서브 캐리어들 각각에 널 데이터를 삽입하는 과정과,
    상기 N개의 서브 캐리어들 중 상기 널 데이터가 삽입된 서브 캐리어들 이외의 M개의 서브 캐리어들 각각에 상기 주파수 영역의 기준 신호를 구성하는 엘리먼트들 각각을 삽입하는 과정과,
    상기 엘리먼트들과 상기 M개의 서브 캐리어들을 포함하는 신호에 역고속 푸리에 변환을 수행한 후, 상기 신호를 송신하는 과정을 포함하는 기준 신호 송신 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 주파수 영역의 기준 신호를 구성하는 엘리먼트들 각각을 삽입하는 과정은 상기 셀들과 상기 셀들 각각을 구성하는 섹터들 각각에 대해서 상이하게 설정된 오프셋을 사용하여 수행됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
  8. 삭제
  9. 제6항에 있어서,
    상기 주파수 영역의 기준 신호는 하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00064
    여기서,
    Figure 112010082465853-pat00186
    은 상기 주파수 영역의 기준 신호를 나타내며 IDcell은 상기 셀 식별자를 나타내며, s는 섹터 식별자를 나타내며, k는 서브 캐리어 인덱스를 나타내며, Nused는 서브 캐리어들의 수인 M과 동일한 값이며, NFFT는 역고속 푸리에 변환 동작의 포인트들의 수를 나타내고,
    Figure 112010082465853-pat00187
    은 설정 시퀀스를 나타냄.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 설정 시퀀스는,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00067
    여기서,
    Figure 112010082465853-pat00068
    은
    Figure 112010082465853-pat00069
    보다 크지 않은 최대 정수를 나타내며,
    Figure 112010082465853-pat00070
    은 하기 수학식과 같음.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00071
    여기서,
    Figure 112010082465853-pat00188
    은 상기 섹터 식별자 s에 해당하는 길이 8인 왈쉬 코드가 소정 횟수만큼 반복된 코드를 나타내며, k는 셀 식별자와 1을 합함에 의해서 계산된 값을 나타내고,
    Figure 112010082465853-pat00189
    (단,
    Figure 112010082465853-pat00190
    )는 상기 블록 코드 생성 행렬의 제k 행 벡터를 나타내며,
    Figure 112010082465853-pat00191
    (
    Figure 112010082465853-pat00192
    )은 상기 블록 코드 생성 행렬의 제u 열 벡터를 나타내고, u는 인터리빙 방식
    Figure 112010082465853-pat00221
    에 따른 인터리빙 패턴의 r번째 엘리먼트를 나타내고, R()은 상기 제1파트 시퀀스를 나타내고, T()는 제2파트 시퀀스를 나타냄.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 블록 코드 생성 행렬은,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <수학식>
    Figure 112008090121005-pat00077
  12. 제11항에 있어서,
    상기 Nused가 108일 경우 상기 인터리빙 방식
    Figure 112010082465853-pat00078
    은 하기 표와 같은 방식으로 결정됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    Figure 112010082465853-pat00079
    여기서, 각 숫자들은 상기 블록 코드의 엘리먼트들 각각이 일대일 매핑되는 서브 캐리어들의 인덱스들을 나타냄.
  13. 셀 식별자로 구분되는 다수의 셀들을 포함하는 통신 시스템에서, 상기 셀들 각각을 구분하기 위한 기준 신호를 송신하는 장치에 있어서,
    셀 식별자가 입력되면, 블록 코드 생성 행렬을 사용하여 상기 셀 식별자에 상응하는 블록 코드를 생성하는 블록 코드 인코더와,
    상기 블록 코드를 적어도 하나의 인터리빙 방식을 사용하여 인터리빙하는 인터리버와,
    상기 인터리빙된 블록 코드에 반복된 왈쉬 코드를 배타적 논리합하여 제1파트 시퀀스를 생성하는 가산기와,
    상기 제1파트 시퀀스와, 미리 정해진 시퀀스들 중 상기 셀 식별자에 상응하게 선택된 제2파트 시퀀스를 사용하여 주파수 영역의 기준 신호를 생성하는 결합기와,
    미리 설정되어 있는 기준 신호 송신 구간에서, 상기 주파수 영역의 기준 신호를 역고속 푸리에 변환하여 시간 영역의 기준 신호로 변환한 후, 상기 시간 영역의 기준 신호를 송신하는 송신기를 포함하는 기준 신호 송신 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 블록 코드 생성 행렬은,
    미리 설정된 b개의 서브 블록들을 포함하고, 상기 b개의 서브 블록들 각각은 c개의 왈쉬 기저들과 d개의 마스크 시퀀스들을 포함하고, 상기 b개의 서브 블록들은 상기 블록 코드의 최소 거리를 최대화시키도록 상호간에 순환 쉬프트의 관계를 갖는 제1서브 블록 내지 제b서브 블록을 포함함을 특징으로 하는 기준 신호 송신 장치.
  15. 삭제
  16. 제14항에 있어서,
    상기 인터리버는,
    상기 블록 코드를 b개의 서브 코드들로 분할하고, 상기 b개의 서브 코드들 각각에 대해서 상호간에 상이하게 설정되어 있는 b개의 인터리빙 방식들 각각을 사용하여 인터리빙함을 특징으로 하는 기준 신호 송신 장치.
  17. 제13항에 있어서,
    상기 송신기는;
    N개의 서브 캐리어들 중 직류 성분과 상기 N개의 서브 캐리어들간의 간섭 제거 성분에 대응되는 서브 캐리어들 각각에 널 데이터를 삽입하고, 상기 N개의 서브 캐리어들 중 상기 널 데이터가 삽입된 서브 캐리어들 이외의 M개의 서브 캐리어들 각각에 상기 주파수 영역의 기준 신호를 구성하는 엘리먼트들 각각을 삽입하고, 상기 주파수 영역의 기준 신호를 구성하는 엘리먼트들과 상기 M개의 서브 캐리어들을 포함하는 신호를 역고속 푸리에 변환하는 역고속 푸리에 변환기와,
    상기 역고속 푸리에 변환된 신호를 무선 주파수 처리하여 송신하는 무선 주파수 처리기를 포함함을 특징으로 하는 기준 신호 송신 장치.
  18. 제13항에 있어서,
    상기 송신기는;
    N개의 서브 캐리어들 중 직류 성분과 상기 서브 캐리어들간 간섭 제거 성분에 대응되는 서브 캐리어들 각각에 널 데이터를 삽입하고, 미리 정의된 오프셋을 사용하여 상기 N개의 서브 캐리어들 중 상기 널 데이터가 삽입된 서브 캐리어들 이외의 M개의 서브 캐리어들 각각에 상기 주파수 영역의 기준 신호를 구성하는 엘리먼트들 각각을 삽입하고, 상기 주파수 영역의 기준 신호를 구성하는 엘리먼트들과 M개의 서브 캐리어들을 포함하는 신호를 역고속 푸리에 변환하는 역고속 푸리에 변환기와,
    상기 역고속 푸리에 변환된 신호를 무선 주파수 처리하여 송신하는 무선 주파수 처리기를 포함함을 특징으로 하는 기준 신호 송신 장치.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 오프셋은,
    상기 셀들과 상기 셀들 각각을 구성하는 섹터들 각각에 대해서 상이한 값으로 설정됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 장치.
  20. 제17항에 있어서,
    상기 주파수 영역의 기준 신호는,
    하기 수학식에 의해서 정의됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 장치.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00102
    여기서,
    Figure 112010082465853-pat00103
    은 상기 주파수 영역의 기준 신호를 나타내며 IDcell은 상기 셀 식별자를 나타내며, s는 섹터 식별자를 나타내며, k는 상기 서브 캐리어 인덱스를 나타내며, Nused는 서브 캐리어들의 수인 M과 동일한 값이며,
    Figure 112010082465853-pat00104
    은 설정 시퀀스를 나타냄.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 설정 시퀀스는,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 장치.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00105
    여기서,
    Figure 112010082465853-pat00106
    은
    Figure 112010082465853-pat00107
    보다 크지 않은 최대 정수를 나타내며,
    Figure 112010082465853-pat00108
    은 하기 수학식과 같이 정의됨.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00109
    여기서,
    Figure 112010082465853-pat00110
    은 섹터 식별자 s에 해당하는 길이 8인 왈쉬 코드가 소정 횟수만큼 반복된 코드를 나타내며, k는 셀 식별자와 1을 합함에 의해서 계산된 값을 나타내고,
    Figure 112010082465853-pat00111
    (단,
    Figure 112010082465853-pat00112
    )는 상기 블록 코드의 생성 행렬의 제k행 벡터를 나타내며,
    Figure 112010082465853-pat00113
    (
    Figure 112010082465853-pat00114
    )은 상기 블록 코드 생성 행렬의 제u 열 벡터를 나타내고, u는 인터리빙 방식
    Figure 112010082465853-pat00222
    에 따른 리빙 패턴의 r번째 엘리먼트를 나타내고, R()은 상기 제1파트 시퀀스를 나타내고, T()는 상기 제2파트 시퀀스를 나타냄.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 블록 코드 생성 행렬은,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 장치.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00115
  23. 제22항에 있어서,
    상기 Nused가 108일 경우, 상기
    Figure 112008090121005-pat00116
    은 하기 표와 같은 방식으로 결정됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 장치.
    <표>
    Figure 112008090121005-pat00117
    여기서, 각 숫자들은 상기 블록 코드의 엘리먼트들 각각이 일대일 매핑되는 서브 캐리어의 인덱스를 나타냄.
  24. 셀 식별자로 구분되는 다수의 셀들을 포함하는 통신 시스템에서, 상기 다수의 셀들 각각을 구분하기 위한 기준 신호를 수신하는 방법에 있어서,
    고속 푸리에 변환된 수신 신호에서 기준 신호를 추출하는 과정과,
    상기 기준 신호를 설정 구간 단위로 분할하고, 상기 분할된 신호들과 반복된 왈쉬 코드를 배타적 논리합하는 과정과,
    상기 배타적 논리합 된 신호를 적어도 하나의 디인터리빙 방식을 사용하여 디인터리빙하는 과정과,
    상기 디인터리빙된 신호를 블록 코드 생성 행렬을 사용하여 서브 블록 신호들로 분할하는 과정과,
    상기 서브 블록 신호들 각각에 대해 마스크 시퀀스들 각각을 사용하여 역고속 하다마드 변환을 수행하는 과정과,
    상기 역고속 하다마드 변환된 신호들을 결합하여 결합 신호를 생성하는 과정과,
    상기 다수개의 셀별 식별자 각각에 대응하는 결합 신호들 중 최대 상관값을 가지는 블록 코드에 상응하는 셀 식별자를 최종 셀 식별자로 검출하는 과정을 포함하는 기준 신호 수신 방법.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 기준 신호를 추출하는 과정은;
    N개의 서브 캐리어들 중 직류 성분과 상기 N개의 서브 캐리어들간 간섭 제거 성분에 대응되는 서브 캐리어들 이외의 M개의 서브 캐리어들을 통해 수신된 신호에서 미리 정의된 시퀀스를 제거하는 과정을 포함하는 기준 신호 수신 방법.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 제거하는 과정은,
    상기 셀들과 상기 셀들 각각을 구성하는 섹터들 각각에 대해서 상이하게 설정된 오프셋을 사용하여 수행됨을 특징으로 하는 기준 신호 수신 방법.
  27. 삭제
  28. 제26항에 있어서,
    상기 기준 신호는 주파수 영역에서, 하기 수학식과 같이 정의됨을 특징으로 하는 기준 신호 수신 방법.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00121
    여기서,
    Figure 112010082465853-pat00122
    은 상기 주파수 영역에서의 기준 신호를 나타내며 IDcell은 상기 셀 식별자를 나타내며, s는 섹터 식별자를 나타내며, k는 서브 캐리어 인덱스를 나타내고, NFFT는 FFT 동작의 포인트들의 수를 나타내고, Nused는 서브 캐리어들의 수인 M과 동일한 값이며,
    Figure 112010082465853-pat00123
    은 설정 시퀀스를 나타냄.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 설정 시퀀스는,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 수신 방법.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00124
    여기서,
    Figure 112010082465853-pat00125
    은
    Figure 112010082465853-pat00126
    보다 크지 않은 최대 정수를 나타내며,
    Figure 112010082465853-pat00127
    은 하기 수학식과 같음.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00128
    여기서,
    Figure 112010082465853-pat00129
    은 상기 섹터 식별자 s에 해당하는 길이 8인 왈쉬 코드가 소정 횟수만큼 반복된 코드를 나타내며,
    Figure 112010082465853-pat00130
    (단,
    Figure 112010082465853-pat00131
    )는 상기 블록 코드 생성 행렬의 제k행 벡터를 나타내며, k는 상기 셀 식별자와 1을 합함에 의해서 계산된 값을 나타내고,
    Figure 112010082465853-pat00132
    (
    Figure 112010082465853-pat00133
    )은 상기 블록 코드 생성 행렬의 제u열 벡터를 나타내고, u는 디인터리빙 방식
    Figure 112010082465853-pat00223
    에 따른 인터리빙 패턴의 r번째 엘리먼트를 나타냄.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 블록 코드 생성 행렬은,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 수신 방법.
    <수학식>
    Figure 112008090121005-pat00134
  31. 제29항에 있어서,
    상기 Nused가 108일 경우 상기
    Figure 112008090121005-pat00135
    은 하기 표와 같은 방식으로 결정됨을 특징으로 하는 기준 신호 수신 방법.
    <표>
    Figure 112008090121005-pat00136
    여기서, 각 숫자들은 상기 블록 코드의 엘리먼트들 각각이 일대일 매핑되는 서브 캐리어의 인덱스를 나타냄.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 설정 시퀀스는, 상기 기준 신호를 위한 피크 대 평균 전력 비율이 최소값을 가지는 시퀀스로 설정됨을 특징으로 하는 기준 신호 수신 방법.
  33. 셀 식별자로 구분되는 다수의 셀들을 포함하는 통신 시스템에서, 상기 다수의 셀들 각각을 구분하기 위한 기준 신호를 수신하는 장치에 있어서,
    수신 신호를 고속 푸리에 변환하는 고속 푸리에 변환기와,
    상기 고속 푸리에 변환된 신호에서 기준 신호를 추출하는 기준 신호 추출기와,
    상기 기준 신호를 미리 정의된 수의 설정 구간 단위로 분할하고, 상기 분할된 신호들에 반복된 왈쉬 코드를 배타적 논리합하는 가산기와,
    상기 배타적 논리합 된 신호를 적어도 하나의 디인터리빙 방식을 사용하여 디인터리빙하는 디인터리버와,
    상기 디인터리빙된 신호를 미리 결정된 블록 코드 생성 행렬에 상응하게 서브 블록 신호들로 분할하는 서브 블록 분할기와,
    상기 서브 블록 신호들 각각에 대해 마스크 시퀀스들 각각을 사용하여 역고속 하다마드 변환하는 블록 코드 디코더와,
    상기 역고속 하다마드 변환된 신호들을 결합하는 결합기와,
    상기 다수개의 셀별 식별자 각각에 대응하는 결합 신호들 중 최대 상관값을 가지는 블록 코드에 상응하는 셀 식별자를 최종 셀 식별자로 검출하는 비교 선택기를 포함하는 기준 신호 수신 장치.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 기준 신호 추출기는,
    N개의 서브 캐리어들 중 직류 성분과 상기 서브 캐리어들간 간섭 제거 성분에 대응되는 서브 캐리어들 이외의 M개의 서브 캐리어들을 통해 수신된 신호에서 미리 결정된 시퀀스를 제거함으로써, 상기 기준 신호로 추출함을 특징으로 하는 기준 신호 수신 장치.
  35. 제34항에 있어서,
    상기 기준 신호 추출기는,
    상기 셀들과, 상기 셀들 각각을 구성하는 섹터들 각각에 대해서 상이하게 설정된 오프셋을 사용하여 상기 기준 신호를 추출함을 특징으로 하는 기준 신호 수신 장치.
  36. 삭제
  37. 제35항에 있어서,
    상기 기준 신호는 주파수 영역에서 하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 수신 장치.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00193
    여기서,
    Figure 112010082465853-pat00194
    은 상기 주파수 영역에서의 기준 신호를 나타내며 IDcell은 상기 셀 식별자를 나타내며, s는 섹터 식별자를 나타내며, k는 서브 캐리어 인덱스를 나타내고, Nused는 서브 캐리어들의 수인 M과 동일한 값이며, NFFT는 FFT 동작의 포인트들의 수를 나타내고,
    Figure 112010082465853-pat00195
    은 설정 시퀀스를 나타냄.
  38. 제37항에 있어서,
    상기 설정 시퀀스는,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 수신 장치.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00196
    여기서,
    Figure 112010082465853-pat00197
    은
    Figure 112010082465853-pat00198
    보다 크지 않은 최대 정수를 나타내며,
    Figure 112010082465853-pat00199
    은 하기 수학식과 같이 정의됨.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00200
    여기서,
    Figure 112010082465853-pat00201
    은 상기 섹터 식별자 s에 해당하는 길이 8인 왈쉬 코드가 소정 횟수만큼 반복된 코드를 나타내며,
    Figure 112010082465853-pat00202
    (단,
    Figure 112010082465853-pat00203
    )는 상기 블록 코드의 생성 행렬의 제k행 벡터를 나타내며, k는 상기 셀 식별자와 1을 합함에 의해서 계산되는 값을 나타내고,
    Figure 112010082465853-pat00204
    (
    Figure 112010082465853-pat00205
    )은 상기 블록 코드 생성 행렬의 제u 열 벡터를 나타내고, u는 디인터리빙 방식
    Figure 112010082465853-pat00224
    에 따른 인터리빙 패턴의 r번째 엘리먼트를 나타냄.
  39. 제38항에 있어서,
    상기 블록 코드 생성 행렬은,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 수신 장치.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00206
  40. 제37항에 있어서,
    상기 Nused가 108일 경우, 상기
    Figure 112008090121005-pat00207
    은 하기 표와 같은 방식으로 결정됨을 특징으로 하는 기준 신호 수신 장치.
    <표>
    Figure 112008090121005-pat00208
    여기서, 각 숫자들은 상기 블록 코드의 엘리먼트들 각각이 일대일 매핑되는 서브 캐리어의 인덱스를 나타냄.
  41. 제38항에 있어서,
    상기 설정 시퀀스는,
    상기 기준 신호를 위한 피크 대 평균 전력 비율이 최소값을 가지는 시퀀스로 설정됨을 특징으로 하는 기준 신호 수신 장치.
  42. 셀 식별자로 구분되는 다수의 셀들을 포함하는 통신 시스템에서, 상기 다수의 셀들 각각을 구분하기 위한 기준 신호를 적어도 하나의 송신 안테나를 통해 송신하는 방법에 있어서,
    셀 식별자를 수신하는 과정과,
    블록 코드 생성 행렬을 사용하여 상기 셀 식별자에 상응하게 블록 코드를 생성하고, 미리 정의된 왈쉬 코드들 중 상기 셀 식별자에 상응하는 왈쉬 코드를 선택하여 소정 횟수만큼 반복하는 과정과,
    상기 블록 코드를 적어도 하나의 인터리빙 방식으로 인터리빙하고, 상기 인터리빙된 블록 코드와 상기 반복된 왈쉬 코드를 배타적 논리합하여 제1파트 시퀀스를 생성하는 과정과,
    미리 정의된 시퀀스들 중 상기 셀 식별자에 상응하는 제2파트 시퀀스를 선택하는 과정과,
    상기 제1파트 시퀀스와 제2파트 시퀀스를 사용하여 주파수 영역의 기준 신호로 생성하는 과정과,
    상기 주파수 영역의 기준 신호를 역고속 푸리에 변환하여 시간 영역의 기준 신호로 변환한 후, 미리 정의된 기준 신호 송신 구간에서, 상기 시간 영역의 기준 신호를 송신하는 과정을 포함하는 기준 신호 송신 방법.
  43. 제42항에 있어서,
    상기 블록 코드 생성 행렬은,
    b개의 서브 블록들로 구성되며, 상기 b개의 서브 블록들 각각은 c개의 왈쉬 기저들과 d개의 마스크 시퀀스들로 구성됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
  44. 제43항에 있어서,
    상기 b개의 서브 블록들 각각은, 상기 블록 코드 생성 행렬을 사용하여 생성되는 상기 블록 코드의 최소 거리를 최대화시키도록 상호간에 순환 쉬프트 관계를 가지는 제1서브 블록 내지 제b서브 블록을 포함함을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
  45. 제43항에 있어서,
    상기 블록 코드를 상기 인터리빙 방식으로 인터리빙하는 과정은;
    상기 블록 코드를 b개의 서브 코드들로 분할하는 과정과,
    상기 b개의 서브 코드들 각각에 대해서 상호간에 상이하게 설정되어 있는 b개의 인터리빙 방식들 각각을 사용하여 인터리빙하는 과정을 포함하는 기준 신호 송신 방법.
  46. 제45항에 있어서,
    상기 주파수 영역의 기준 신호를 역고속 푸리에 변환하는 과정은;
    N개의 서브 캐리어들 중 직류 성분과 상기 N개의 서브 캐리어들간의 간섭 제거 성분에 대응되는 서브 캐리어들 각각에 널 데이터를 삽입하고, 상기 N개의 서브 캐리어들 중 상기 널 데이터가 삽입된 서브 캐리어들 이외의 M개의 서브 캐리어들 각각에 상기 주파수 영역의 기준 신호를 구성하는 엘리먼트들 각각을 삽입한 후 역고속 푸리에 변환하는 과정을 포함하는 기준 신호 송신 방법.
  47. 제45항에 있어서,
    상기 주파수 영역의 기준 신호를 역고속 푸리에 변환하는 과정은;
    N개의 서브 캐리어들 중 직류 성분과 상기 N개의 서브 캐리어들간의 간섭 제거 성분에 대응되는 서브 캐리어들 각각에 널 데이터를 삽입하고, 미리 정의된 오프셋을 사용하여 상기 N개의 서브 캐리어들 중 상기 널 데이터가 삽입된 서브 캐리어들 이외의 M개의 서브 캐리어들 각각에 상기 기준 신호를 구성하는 엘리먼트들 각각을 삽입한 후, 역고속 푸리에 변환하여 송신하는 과정을 포함 하는 기준 신호 송신 방법.
  48. 제47항에 있어서,
    상기 오프셋은,
    상기 셀들과 상기 셀들을 구성하는 섹터들 각각에 상이한 값으로 설정됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
  49. 제46항에 있어서,
    상기 주파수 영역의 기준 신호는,
    하기 수학식과 같이 정의됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00140
    여기서,
    Figure 112010082465853-pat00141
    은 상기 주파수 영역의 기준 신호를 나타내며, 상기 IDcell은 상기 셀 식별자를 나타내며, 상기 n은 송신 안테나의 수를 나타내며, 상기 k는 서브 캐리어 인덱스를 나타내며, NFFT는 역고속 푸리에 변환 동작의 포인트들의 수를 나타내고, Nused는 서브캐리어들의 수를 나타내고, Nt는 송신 안테나의 수를 나타내고, 상기
    Figure 112010082465853-pat00142
    은 설정 시퀀스를 나타냄.
  50. 제49항에 있어서,
    상기 설정 시퀀스는,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00143
    여기서,
    Figure 112010082465853-pat00144
    은
    Figure 112010082465853-pat00145
    보다 크지 않은 최대 정수를 나타내고, R()은 상기 제1파트 시퀀스를 나타내고, T()는 상기 제2파트 시퀀스를 나타냄.
  51. 제50항에 있어서,
    상기
    Figure 112010082465853-pat00209
    은,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00147
    여기서, 송신 안테나들의 개수는 2개이며, 고속 푸리에 변환 연산의 크기는 128인 경우이며,
    Figure 112010082465853-pat00148
    (
    Figure 112010082465853-pat00149
    )은 상기 블록 코드 생성 행렬의 제u 열 벡터를 나타내고, u는 인터리빙 방식
    Figure 112010082465853-pat00227
    에 따른 인터리빙 패턴의 r번째 엘리먼트를 나타냄.
  52. 제51항에 있어서,
    상기 블록 코드 생성 행렬은,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00150
  53. 제51항에 있어서,
    상기
    Figure 112008090121005-pat00151
    은,
    하기 표와 같은 방식으로 결정됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <표>
    Figure 112008090121005-pat00152
    여기서, 각 숫자들은 상기 블록 코드의 엘리먼트들 각각이 일대일 매핑되는 서브 캐리어의 인덱스를 나타냄.
  54. 제50항에 있어서,
    상기 T(k)는, 하기 표와 같은 방식으로 결정됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <표>
    Figure 112008090121005-pat00153
  55. 제50항에 있어서,
    상기
    Figure 112008090121005-pat00210
    은 하기 표와 같은 방식으로 결정됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <표>
    Figure 112008090121005-pat00155
  56. 제50항에 있어서,
    상기
    Figure 112010082465853-pat00211
    은,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00157
    여기서, 송신 안테나들의 개수는 3개이며, 고속 푸리에 변환 연산의 크기는 128인 경우이며,
    Figure 112010082465853-pat00158
    (
    Figure 112010082465853-pat00159
    )은 상기 블록 코드 생성 행렬의 제u 열 벡터를 나타내고, 상기 u는 인터리빙 방식
    Figure 112010082465853-pat00225
    에 따른 인터리빙 패턴의 r번째 엘리먼트를 나타냄.
  57. 제56항에 있어서,
    상기 블록 코드 생성 행렬은,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00160
  58. 제56항에 있어서,
    상기
    Figure 112010082465853-pat00212
    은,
    하기 표와 같은 방식으로 결정됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <표>
    Figure 112010082465853-pat00162
    여기서, 각 숫자들은 상기 블록 코드의 엘리먼트들 각각이 일대일 매핑되는 서브 캐리어 인덱스를 나타냄.
  59. 제51항에 있어서,
    상기 T(k)는,
    하기 표와 같은 방식으로 결정됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <표>
    Figure 112008090121005-pat00163
  60. 제50항에 있어서,
    상기
    Figure 112008090121005-pat00213
    은 하기 표와 같은 방식으로 결정됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <표>
    Figure 112008090121005-pat00165
  61. 제60항에 있어서,
    상기
    Figure 112010082465853-pat00214
    은,
    하기 수학식과 같이 나타냄을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00167
    여기서, 송신 안테나들의 개수는 4개이며, 고속 푸리에 변환 연산의 크기는 512인 경우이며,
    Figure 112010082465853-pat00168
    (
    Figure 112010082465853-pat00169
    )은 상기 블록 코드 생성 행렬의 제u 열 벡터를 나타내고, 상기 u는 인터리빙 방식
    Figure 112010082465853-pat00226
    에 따른 인터리빙 패턴의 r번째 엘리먼트를 나타냄.
  62. 제61항에 있어서,
    상기 블록 코드 생성 행렬은,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00170
  63. 제61항에 있어서,
    상기
    Figure 112010082465853-pat00215
    은,
    하기 표와 같은 방식으로 결정됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <표>
    Figure 112010082465853-pat00172
    여기서, 각 숫자들은 상기 블록 코드의 엘리먼트들 각각이 일대일 매핑되는 서브 캐리어 인덱스를 나타냄.
  64. 제61항에 있어서,
    상기 T(k)는,
    하기 표와 같은 방식으로 결정됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <표>
    Figure 112010082465853-pat00173
  65. 제50항에 있어서,
    상기
    Figure 112008090121005-pat00216
    은 하기 표와 같은 방식으로 결정됨을 특징으로 하는 기준 신호 송신 방법.
    <표>
    Figure 112008090121005-pat00175
  66. 하나 이상의 송신 안테나를 포함하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 기지국 구분을 위한 파일럿 심볼을 제공하는 방법에 있어서,
    파일럿 심볼을 생성하는 과정을 포함하며;
    상기 파일럿 심볼은, 셀 구분 특성을 갖는 제1파트 시퀀스와, 파일럿 심볼들 모두에 대해 저감된 피크 대 평균 전력 비율 특성을 갖는 제2파트 시퀀스를 포함함을 특징으로 하는 파일럿 심볼 제공 방법.
  67. 제66항에 있어서,
    상기 제1파트 시퀀스는,
    기지국이 단말로 송신할 정보를 블록 코딩함에 의해서 생성되며;
    상기 기지국이 단말로 송신할 정보는, 셀 식별자를 포함함을 특징으로 하는 파일럿 심볼 제공 방법.
  68. 제66항에 있어서,
    상기 제2파트 시퀀스는,
    미리 정의된 참조 테이블의 제1 파트 시퀀스를 고려하여 상기 제2 파트 시퀀스를 생성하는 과정을 포함하는 파일럿 심볼 제공 방법.
  69. 제67항에 있어서,
    상기 송신 안테나의 수가 2이고, 고속 푸리에 변환 연산의 크기가 128인 경우, 상기 제1파트 시퀀스는 하기 수학식으로 정의됨을 특징으로 하는 파일럿 심볼 제공 방법.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00217
    여기서, R()은 상기 제1파트 시퀀스를 나타내고,
    Figure 112010082465853-pat00218
    은
    Figure 112010082465853-pat00219
    보다 크지 않은 최대 정수를 나타내며, IDcell은 셀 식별자를 나타냄.
  70. 제66항에 있어서,
    상기 파일럿 심볼은,
    하기 수학식과 같이 나타냄을 특징으로 하는 파일럿 심볼 제공 방법.
    <수학식>
    Figure 112010082465853-pat00220
    여기서, R()은 상기 제1파트 시퀀스를 나타내고, T()는 상기 제2파트 시퀀스를 나타내고, Nused는 상기 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 실제로 사용하는 서브 캐리어들의 수를 나타내고, Nt는 상기 송신 안테나의 개수를 나타냄.
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