JP2009506582A - 送信ダイバーシティのための処理方法 - Google Patents

Abstract

送信器で送信ダイバーシティ符号化を行い、受信器で送信ダイバーシティ復号化を行うアルゴリズムを提供する。本発明は、通信ネットワークにおいて送信ダイバーシティを実現する方法に関する。特に、送信器（１００）内で送信ダイバーシティ符号化を行い、受信器（１７００）で送信ダイバーシティ復号化を行うアルゴリズムを提供する。方法では、データブロック（３１４．１Ａ、３１４．１Ｂ）の処理された対が第１の時間順序でＮサブキャリア上で第１アンテナ（１１２．１）上で送信され、逆の時間順序で第２アンテナ（１１２．２）上で送信される。

Description

本発明は、通信ネットワークにおいて、送信ダイバシティのための処理方法に関する。

その名前が意味するように、”スーパー３Ｇ”移動通信ネットワークは、今日の３Ｇモバイル通信ネットワークに対する改善を提供することが意図されている。目的とするそのような改善の１つは、ダウンリンク方向の１００Ｍｂｐｓの、及びアップリンク方向に５０Ｍｂｐｓの目標データレートを提供するスーパー３Ｇネットワークを意味する既存の３Ｇデータレートを１０倍改善することである。将来のスーパー３Ｇモバイル通信ネットワークで利用可能なサービスは、既存の３Ｇ ＨＳＤＰＡ（Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｐａｃｋｅｔ Ａｃｃｅｓｓ）、ＭＢＭＳ（Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ ｂｒｏａｄｃａｓｔ − ｍｕｌｔｉｃａｓｔ ｓｅｒｖｉｃｅｓ）、及びＨＳＵＰＡ（Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ Ｕｐｌｉｎｋ Ｐａｃｋｅｔ Ａｃｃｅｓｓ）サービスに似ているが、かなり高いデータレートであろう。

スーパー３Ｇネットワークにおけるそのような高データレートを達成するために、新しい無線アクセス技術−直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）が、より高い変調度（６４−ＱＡＭ）と共に導入され、マルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）のような他の特徴と同様にターボあるいはＬＤＰＣ（低密度パリティチェック）符号化を使用する。ＯＦＤＭは、高速データ通信のために使用可能な変調技術であり、その主要な考えは、多数のスペクトル的に重なっている直交サブチャンネルに渡って並列にデータを送信することである。

ＯＦＤＭは、他の無線アクセス技術に対して長所を有すると考えられ、以下の事項を含んでいる：
・高スペクトラム効率は、ＯＦＤＭシンボル期間の逆数に等しいサブチャンネル間に周波数空間を定義することにより、いわゆるサブキャリアに対する周波数の注意深い選択により達成されることができる。
・ＯＦＤＭは、信号空間が混んでいないので他の技術に対してパワー効率の点で優れている。
・ＯＦＤＭは、時間ドメインの連続ＯＦＤＭシンボル間にガードインターバルを導入することによりマルチパス干渉に対して強くなっている。
・ＯＦＤＭは、狭バンド干渉に対してつよい。

しかしながら、ＯＦＤＭは、位相ノイズ、キャリア周波数オフセット、Ｉ／Ｑ不均衡、位相歪み、及び線形性の問題のような障害に対して感度が高く、それはキャリア間干渉を引き起こし、ＳＩＮＲ（信号対干渉とノイズ比）を減らし、変調間問題を作り出す。これらの欠陥は、ＯＦＤＭの実行時に常に存在し、より高度な変調手法と符号化手法を適用する能力に影響を及ぼして、上記の目標データレートを達成することをより困難にしている。更に、それらは減少させあるいは低減するには高価である。

広い意味で、本願発明の発明者は、空間−時間符号化により提供される送信ダイバーシティ（ＴＸダイバーシティ）をＯＦＤＭを使用するネットワークに導入することにより、上記の欠陥を少なくとも部分的に補償することができるということを見出した。
特に、送信器で送信ダイバーシティ符号化を行い、受信器で送信ダイバーシティ復号化を行うアルゴリズムが提供される。本発明の実施形態は、いわゆる”スーパー３Ｇ”無線通信ネットワークの文脈の中で説明される。しかしながら、本発明は、この種のネットワークに制限されるものではない。

第１の観点で、本発明は、異なる周波数のＮサブキャリアを含む無線チャンネル上で送信されるべき少なくとも１つのデータシンボル列を処理する処理方法において、
前記少なくとも１つのデータシンボル列において、複数のブロックのデータシンボルを規定するステップと、前記データシンボルブロックの各々がＮサブキャリアの各々に対応する１つのデータシンボルを含み、
各データシンボルが前記サブキャリアの１つに対応する処理されたブロックを生成するように、ブロック内のデータシンボルの少なくとも２つとサブキャリアの間の対応性が変更されるようにデータシンボルの前記ブロックの各々を処理するステップと、
データシンボルの各処理されたブロックでは、シンボルの処理されたブロック内の対応するデータシンボルの複素共役であるＮシンボルを含むデータシンボルの対応する共役ブロックを生成するステップと、
時間的な第１順序でＮサブキャリア上で第１アンテナ上での送信のための前記シンボルの処理されたブロックの対を処理するステップと、
時間的に逆の順序でＮサブキャリア上で第２アンテナ上での送信のための前記シンボルの共役かされたブロックの対を処理するステップと
を具備する処理方法を提供する。

この処理方法は、１つの列のデータシンボル内のブロックのデータシンボルを規定するステップを更に具備し、前記処理されたブロックの対は、順番に受信されるＮシンボルのブロックに対応する。他に、その方法は、複数の列のデータを処理するステップを更に具備することができる。この場合、対応する複数のブロックのシンボルを生成するために、前記シンボルのブロックの各々がＮサブキャリアの各々に対応する１つのシンボルを含む。

ブロック内の少なくとも２つのデータシンボルと各サブキャリアとの間の対応が変更されるように、データシンボルのブロックの各々を処理することは、前記シンボルブロックの各々を処理するステップは、ブロック内のシンボルの多数とそれらのサブキャリアの間の対応を変更するステップを具備する。ブロック内の少なくとも２つのデータシンボルと各サブキャリアとの間の対応が変更されるように、データシンボルのブロックの各々を処理することは、前記シンボルブロックの各々を処理するステップは、ブロック内のシンボルの全てとそれらのサブキャリアの間の対応を変更するステップを具備する。

ブロック内の少なくとも２つのデータシンボルと各サブキャリアとの間の対応が変更されるように、データシンボルのブロックの各々を処理することは、前記Ｎサブキャリアとの対応を変更するために、前記シンボルをインターリーブするテップを具備することが好ましい。

第２の観点で、本発明は、無線チャンネルで送信されるべきデータシンボルの少なくとも１列を処理する処理方法であって、
（ａ）データシンボルの前記少なくとも１列において、複数のシンボルブロックを規定するステップと、
（ｂ）順番に送信される信号の周波数ダイバーシティを提供するようにブロック単位でデータシンボルの前記少なくとも１列を処理するステップと、
（ｃ）順番に送信される信号の時間ダイバーシティを提供するように２以上のブロックのグループの前記データブロックを処理するステップと、
（ｄ）順番に送信される信号の空間ダイバーシティを提供するように少なくとも２つのアンテナ上での送信のための前記データブロックを処理するステップと
を具備する実行方法を提供する。
ステップ（ｂ）は、各シンボルが前記サブキャリアの１つに対応する処理されたブロックを生成するように、ブロック内のシンボルの少なくとも２つとそれらのサブキャリアの間の対応が変更されるように、シンボルの前記ブロックの各々を処理するステップを具備する。

ステップ（ｃ）は、シンボルの各処理ブロックに対して、シンボルの前記処理ブロック内の対応するシンボルの複素共役であるＮシンボルを含むシンボルの対応する共役ブロックを生成するステップを具備する。
ステップ（ｄ）は、時間的な第１順序で前記Ｎサブキャリア上で第１アンテナ上での送信のためのシンボルの前記処理されたブロックのグループを処理するステップと、別の時間的な順序で前記Ｎサブキャリア上で第２アンテナ上での送信のためのシンボルの前記共役ブロックの等価なグループを処理するステップと
を具備する。

第３の観点で、本発明は、異なる周波数を有するＮサブキャリアを含む無線チャンネル上で送信されるべきデータシンボルの少なくとも１列を処理するように構成された送信ダイバーシティエンコーダであって、
データシンボルの前記少なくとも１列において、シンボルの複数ブロックを規定するように構成されたブロック規定ステージと、
シンボルの前記ブロック内の周波数ダイバーシティを提供するようにシンボルの前記ブロックを処理するように構成された周波数エンコーダと、
別のアンテナ上での送信のためのブロック間の時間ダイバーシティを提供するように、２以上のブロックのグループ内のデータの前記ブロックを処理するように構成された空間−時間エンコーダと
を具備する送信ダイバーシティエンコーダを提供する。

好ましくは、前記周波数エンコーダは、ブロック内の周波数ダイバーシティを提供するように周波数ドメイン内のブロックのシンボルをインターリーブするように構成される。

前記空間−時間エンコーダは、シンボルの前記周波数符号化ブロック内の対応するシンボルの複素共役であるＮシンボルを含めて、シンボルの各周波数符号化ブロックに対応するシンボルの共役ブロックを生成し、時間的に第１の順序で第１のアンテナ上での送信のための前記周波数符号化ブロックの対と、時間的に逆の順序で第２のアンテナ上での送信のための前記共役ブロックの対を処理する。

他の観点で、本発明は、上記の送信ダイバーシティエンコーダと少なくとも２つの送信アンテナを具備する無線通信ネットワークのための送信器を提供する。他の観点で、本発明は、そのような送信器を具備する無線通信ネットワークのための基地局を提供する。

本発明によれば、空間−時間符号化により提供される送信ダイバーシティ（ＴＸダイバーシティ）をＯＦＤＭを使用するネットワークに導入することにより、欠陥を少なくとも部分的に補償することができる。特に、送信器で送信ダイバーシティ符号化を行い、受信器で送信ダイバーシティ復号化を行うアルゴリズムが提供される。

上記のように、本発明は、従来技術の空間−時間符号化方法が、上記の欠点の１つ以上を少なくとも部分的に改良するために、ＯＦＤＭを採用する通信ネットワークに適用されることができることを見出した。図６は、従来技術に従って動作する典型的な空間−時間符号化（ＳＴＣ）配置を示している。この基地局７００は、ユーザー機器（ＵＥ）７０６にチャンネルα_０とα_１上で一対のシンボルＳ_ｎとＳ_ｎ＋１を送信するための２つのアンテナ７０２と７０４を含んでいる。従来のＳＴＣ技術を用いて、一対のシンボルＳ_ｎとＳ_ｎ＋１は、アンテナ７０２上で送信され、一対のシンボル−Ｓ^＊ _ｎ＋１とＳ^＊ _ｎはアンテナ７０４上で送信される。

ＵＥ７０６で復号化を行うためには、ＵＥ７０６で受信されるシンボルは、以下のように表わされることができる。

ここで、

は、見出されるべき評価シンボルであり、

は、アンテナ１と２からのチャンネル評価である。

この例では、受信される上記評価シンボルは、以下の式を用いて見出されることができる。

しかしながら、ＯＦＤＭを使用する通信ネットワークでは、サブチャンネル上の連続データシンボルは空中線インターフェイス上では連続的に送信されない。寧ろ連続データシンボルは異なるサブキャリア（周波数）上で同時に送信される。

本発明の実施形態による送信（ＴＸ）ダイバーシティエンコーダを使用するＴＸダイバーシティを実行する３つの方法が、以下の送信環境に関連して説明される。
１．ユーザ機器（ＵＥ）へ、例えば応用トラフィックへの高速ダウンリンクデータパケット送信を行うときに、典型的に生じる高データレートユーザートラフィックでの使用のためのＴＸダイバーシティの実現
２．シグナリング及び／或いは制御情報のような低データレートユーザトラフィックでの使用に適するＴＸダイバーシティの実現。この種のトラフィックに対して、２つの技法が以下のように説明される。
ａ．単一ユーザーからのデータシンボルが他のユーザのトラフィックと多重化される時間であるときの使用に適合したＴＸダイバーシティの実現。
ｂ．単一ユーザからのデータシンボルが他のユーザのトラフィックで周波数多重化されるときの使用に適合したＴＸダイバーシティの実現

例示的な実施形態は例の方法により説明されるだけであり、本発明はこれらの実現に制限されないことに注意すべきである。

図示されるＴＸダイバーシティの方法は、図１と２に示される種類の送信器において実現されることができる。これに関して、図１は、本発明の実施形態を実現することができる第１送信器の構成を示している。

送信器１００は、周波数エンコーダ１０６と空間−時間エンコーダ１０８を含むＴＸダイバーシティエンコーダ１０４で一連のデータシンボルを受信し、その動作の詳細は好適実施形態に関連して以下に詳細に説明される。

空間−時間エンコーダ１０８は、２つのアンテナ１１２．１と１１２．２に対応する２つの符号化データストリーム１１０．１と１１０．２を出力する。データストリーム１１０．１と１１０．２の各々は、ＯＦＤＭ変調器１１４．１と１１４．２に通され、ＯＦＤＭ変調を経験する。

ＯＦＤＭ変調器１１４．１と１１４．２の出力は、デジタル−アナログ変換器１１８．１と１１８．２によりアナログ信号に変換される前に、フィルタ１１６．１と１１６．２とでフィルタリングされる。アナログ信号は、各アンテナ１１２．１と１１２．２を介しての送信のため、ブロック１２０．１と１２０．２により無線周波数キャリア信号に変調される。

ＴＸダイバーシティエンコーダ１０４とＯＦＤＭ変調器１１４．１と１１４．２の動作の詳細は、好適実施形態の説明から明らかになるであろう。

図２は、本発明の実施形態を実現することができる例示的な送信器の構成を示す点で、図１と同様である。図１に示される構成物と等価である図２の送信器２００の構成物は、対応する参照番号が付けられ、その動作は詳細には検討されない。

図２では、送信器２００は、ＴＸダイバーシティエンコーダ２０２に入力される入力データ列１０２を受信する。図２の実施形態では、ＴＸダイバーシティエンコーダ２０２は、初期ステージ２０４を含み、そこではデータシンボル列１０２のシリアル−パラレル変換が行われ、周波数符号化とインターリーブが行われる。エンドサブキャリアの各々に対して周波数符号化インターリーブデータは空間−時間エンコーダ２０６に通される。空間−時間エンコーダの出力は、送信器２００の各アンテナ１１２．１と１１２．２に対応するＯＦＤＭ変調器２０８．１と２０８．２に通される。ＴＸダイバーシティエンコーダ２０２の動作とＯＦＤＭ変調器２０８．１と２０８．２の詳細を説明する。

図３Ａ、３Ｂ、４Ａ、４Ｂ、５Ａ、５Ｂは、２つのアンテナ１１２．１と１１２．２の時間期間に渡って送信されるユーザデータとパイロットシンボルとを示している。この例では、アンテナ１１２．１と１１２．２の各々上で、データシンボル３０２と３０４のチャンクがＮサブキャリアに渡って送信され、それらは列３０６．１と３０６．Ｎとして示されている。タイムスロット上の送信は図の行を横切って示され、行３０８．０上の全てのデータシンボルは、各サブキャリア１からＮ上で同時に送信され、続いて行３０８．１のデータシンボルが送信され、それが行３０８．Ｋ上のデータシンボルが送信されるときに示される時間期間の最後まで続けられる。

例えば、ユーザ機器ＵＥへの高速ダウンリンクデータパケット通信のような高データレートユーザトラフィックに適用される図３Ａと３Ｂに示されるＴＸダイバーシティ手法の第１実施形態では、単一ユーザのデータシンボルがＯＦＤＭ物理チャンネル単位全体（即ち、選択された時間期間に渡って全てのサブキャリア周波数）を占有し、他のユーザデータシンボルで多重化されない。これは、図３Ａと３Ｂに図示され、それらは、ＯＦＤＭ技術に応用可能なＴＸダイバーシティ符号化後に第１アンテナ（１１２．１）と第２アンテナ（１１２．２）上での送信のためのパイロットとデータシンボルの構成３００を示している。

この例では、両方のアンテナ１１２．１と１１２．２に対するパイロットパターン３１０．１と３１０．２は、アンテナ１１２．２に対するパイロットシンボル３１２．２とともに、周波数ドメインでインターリーブされたアンテナ１１２．１に対するパイロットシンボル３１２．１を備えている。アンテナ１１２．１上で送信されるパイロットパターンベクトルは、アンテナ１１２．２上で送信されるそれと直交している。これは、アンテナ１１２．２により受信される信号からアンテナ１１２．１による受信信号をユーザ機器ＵＥが区別することを可能としている。知られているように、パイロットパターン３１０．１と３１０．２は、各サブキャリア３０６．１から３０６．Ｎ上のユーザトラフィック（データ列３０８．０から３０８.Ｋ）と時間多重化される。

この実施形態では、アンテナ１１２．１と１１２．２上で送信される２つのデータシンボル間の時間ダイバーシティは、２つのアンテナのシンボルブロックの対応する対の送信順序を反転することにより提供される。例えば、アンテナ１１２．１上で、シンボルブロック３１４．１Ａにシンボル３１４．１Ｂが続く第１の順序で送信されるシンボルボロック３１４．１Ａと３１４．１Ｂの対を考える。第２アンテナ１１２．２上で、対応するシンボルブロック３１４．２Ａと３１４．２Ｂが反対の順序で、即ちシンボルブロック３１４．２Ｂにシンボルブロック３１４．１Ｂが続く順序で送信される。

本実施形態の実行時に、図１の送信器１００の周波数エンコーダ１０６は、入力として、データパケット送信のためにユーザに割当てられるサブキャリアの数を取り（この場合はＮである）、図７に示されるブロックシフトプロセスを実行する。

図７は、受信データシンボルの列（例えば図１の入力列１０２）を示している。第１ＮデータシンボルＳ（０）からＳ（Ｎ−１）は第１シンボルブロックＳ_０を形成するようにグループ化される。次のＮデータシンボルＳ（Ｎ）からＳ（２Ｎ−１）はシンボルブロックＳ_１を形成するようにグループ化され、そのブロックはベクトルＳ_０と対にされるように時間シフトされる。同様に、続くシンボルブロックＳ_２とＳ_３等は、図８に示されるブロックベースで対化される。
Ｎシンボルの各ブロック（例えばＳ_１）のシンボルは、図９に示される長さＮのシンボルの対応するインターリーブされたブロック（例えば、Ｘ_１）を生成するようにインターリーブされる。ブロック（例えばＳ_１）内の連続するシンボルのこのインターリーブは、連続シンボルが隣のサブキャリア周波数上で送信されるのを防ぎ、これにより、連続シンボルの周波数ダイバーシティを最大化する。このインターリーブステップは、他のユーザからの他のデータトラフィックと統合され、送信器大域全体の周波数ダイバーシティを最大化する。

シンボル（例えばＸ_１）のインターリーブブロックは、空間−時間符号化のために並列に空間−時間エンコーダ（図１の１０８）に通される。空間−時間エンコーダ１０８は、入力として、対のシンボル、例えば、［Ｘ（０）、Ｘ（Ｎ）］、［Ｘ（１）、Ｘ（Ｎ＋１）］、「Ｘ（２）、Ｘ（Ｎ＋２）］・・・を取り、図１０に示される各サブキャリアには対ごとに空間−時間符号化を行う。図１０では、第１サブキャリアに対するシンボル対Ｘ（０）とＸ（Ｎ）は、受信され、第１アンテナ１１２．１上での送信のために更に処理される。上記のように、シンボル対の複素共役Ｘ^＊（０）−Ｘ^＊（Ｎ）は同じサブキャリアで第２アンテナ１１２．２上で送信される。これは、空間−時間エンコーダ１０８を示す図１１Ａと１１Ｂにはっきりと示されている。

図１１Ａと１１Ｂはアンテナ１１２．１と１１２．２上での送信のためのシンボル列１２００．１と１２００．２をそれぞれ示している。第１アンテナ１１２．１上でシンボルＸ（０）からＸ（Ｎ−１）は、Ｎサブキャリア周波数に渡って送信され、シンボルＸ（Ｎ）からＸ（２Ｎ−１）が続き、一方第２アンテナ１１２．２上でシンボルーＸ^＊（０）から−Ｘ^＊（２Ｎ−１）が先ずサブキャリアに渡って送信され、シンボルＸ^＊（０）からＸ^＊（Ｎ−１）が続く。

ユーザ機器ＵＥと基地局ＢＳの間のピア−ピア通信を達成するためのシグナリング及び／或いは制御情報のような低データレートユーザトラフィックと共に使用される、本発明の一実施形態によるＴＸダイバーシティエンコーダを使用するＴＸダイバーシティを達成するための他の方法を、図４Ａ，４Ｂ，５Ａ、５Ｂと関連して説明する。図４Ａと４Ｂは、単一ユーザからのデータシンボルが他のユーザトラフィックで時間多重化される状況を示し、図５Ａと５Ｂは、ユーザデータが他のユーザトラフィックで周波数多重化される状況を示している。

図４Ａと４Ｂを参照して、それらの図は、単一ユーザからのデータシンボルが他のユーザトラフィックで時間多重化されるときの使用に適合するＴＸダイバーシティの実行を示している。図４Ａと４Ｂは、本発明の第２実施形態によるＯＦＤＭ技術に応用可能なＴＸダイバーシティ符号化の後に第１アンテナ（１１２．１）と第２アンテナ（１１２．２）上での送信のためのパイロットとデータシンボルの構成４００を示している。この例では、両方のアンテナ１１２．１と１１２．２に対するパイロットパターン３１０．１と３１０．２は、以前の実施形態と同じである。以前の実施形態におけるように、パイロットパターン３１０．１と３１０．２は多数のユーザトラフィックと時間多重化される。

データシンボル３０２と３０４の各チャンクは、列３０６．１から３０６．Ｎとして示されるＮサブキャリア周波数に渡って送信される。行３０８．Ｋ上のデータシンボルが送信されるときに示される時間期間の最後まで行３０８．０の全てのデータシンボルがサブキャリア１からＮ上で同時に送信され、行３０８．１等のデータシンボルが続くことを意味するように、ある時間スロット上での送信は図の行方向に示されている。この実施形態では、多数のユーザのデータは、時間多重化されて全てのサブキャリアに渡って送信される。チャンク３０２内のデータの各行、例えば３０８．０は、例えばＵＥ０からＵＥｋまで単一のＵＥだけに関連するデータシンボルを含んでいる。

この実施形態では、部分ＴＸダイバーシティと全体周波数ダイバーシティが以下の方法を用いることにより達成されることができる。

各ユーザ機器ＵＥに対応するデータはレートマッチングされ、予め規定された数のサブキャリア上で送信されるシンボルの数は各ユーザごとに等しい。こうして、第１実施形態と関連して説明されたブロックシフトステップは避けられることができる。従って、ＴＸダイバーシティエンコーダ１０４の周波数エンコーダ１０６は、周波数ダイバーシティを達成するために各ユーザ機器ＵＥに対応するデータシンボルブロック（例えばＳ_０）についてブロック周波数インターリーブを行うことにより開始する。

次に、空間−時間エンコーダ１０８は図１３と１４に示されるように空間−時間符号化のためのシンボルブロック対を形成するために、２つのユーザ機器ＵＥに対応する入力シンボル列について動作する。このプロセスは、第１実施形態と関連して説明されたものと同様である。しかしながら、図１２に示されるように、異なるユーザ機器ＵＥデータと関連するインターリーブされた対のシンボルブロックＸ_ＵＥ１とＸ_ＵＥ２は、空間−時間符号化のために並列に空間−時間エンコーダ（図１の１０８）に通される。空間−時間エンコーダ１０８は、入力として、シンボルの対、例えば［Ｘ_ＵＥ１（０）、Ｘ_ＵＥ２（０）］、［Ｘ_ＵＥ１（１）、Ｘ_ＵＥ２（１）］、・・・、［Ｘ_ＵＥ１（Ｎ）、Ｘ_ＵＥ２（Ｎ）］を取り、図１３に示される各サブキャリア毎に対毎に空間−時間符号化を行う。図１３では、第１サブキャリアに対するシンボル対Ｘ_ＵＥ１（０）、Ｘ_ＵＥ２（０）が受信され、第１アンテナ１１２．１での送信のために処理される。上記のように、シンボル対の複素共役Ｘ^＊ _ＵＥ１（０）、―Ｘ^＊ _ＵＥ２（０）は同じサブキャリア上で第２アンテナ１１２．２上で送信される。

この方法によれば、図１４は、アンテナ１１２．１と１１２．２上での送信のためのシンボル列１５００．１と１５００．２を示している。第１アンテナ１１２．１では、シンボルＸ_ＵＥ１（０）からＸ_ＵＥ１（Ｎ−１）がＮサブキャリア周波数に渡って送信され、続いてＸ_ＵＥ２（０）からＸ_ＵＥ２（Ｎ−１）が送信され、一方、第２アンテナ１１２．２ではシンボル−Ｘ^＊ _ＵＥ２（０）から−Ｘ^＊ _ＵＥ２（Ｎ−１）がサブキャリアに渡って送信され、続いてシンボル−Ｘ^＊ _ＵＥ１（０）から−Ｘ^＊ _ＵＥ１（Ｎ−１）が送信される。

図５Ａと５Ｂは、ユーザデータが他のユーザトラフィックと周波数多重化される状況で実行されるときに有利であるＴＸダイバーシティを実行する第２の方法を示している。図５Ａと５Ｂは、本発明の第３実施形態によるＯＦＤＭ技術の適用可能なＴＸダイバーシティ符号化後に、第１アンテナ（１１２．１）と第２アンテナ（１１２．２）上での送信のためのパイロットとデータシンボルの構成５００を示している。両方のアンテナ１１２．１と１１２．２のためのパイロットパターン３１０．１と３１０．２は以前の実施形態と同じである。以前の実施形態におけるように、パイロットパターン３１０．１と３１０．２は多数のユーザのトラフィックと共に時間多重化される。

データシンボル３０２と３０４のチャンクは列３０６．１から３０６．Ｎとして示されるＮサブキャリア周波数に渡って送信される。タイムスロット上での送信は、図で行に渡って示されている。行３０８．０のデータシンボルの全てがサブキャリア１からＮの上で同時に送信され、行３０８．Ｋのデータシンボルが送信されるときの時間期間の最後まで行３０８．１等のデータシンボルの送信が続く。この実施形態では、多数のユーザのデータが全てのタイムスロットで送信されるが、単一のサブキャリアの上でのみ送信される、即ち、ユーザトラフィックは周波数多重化される。こうして、図５Ａと５Ｂは、チャンク３０２のデータシンボルの各カラム、例えば３０６．１は、単一のユーザ機器ＵＥ、例えばＵＥ_１だけに関連するデータシンボルを含むということが意味される。

ユーザ機器ＵＥと基地局ＢＳとの間のピア−ピア通信を確立するためのシグナリング及び／或いは制御情報のような、低データレートユーザトラフィックで使用されるのに適合するＴＸダイバーシティを達成する他の方法が図４Ａ、４Ｂ、５Ａ、５Ｂと関連して説明される。図４Ａ、４Ｂは、単一ユーザからのデータシンボルが他のユーザトラフィックと共に時間多重化される状況を示し、図５Ａと５Ｂはユーザデータが他のユーザトラフィックと共に周波数多重化される状況を示し、データの各行（例えば３０８．０）は、別の周波数サブキャリア上で送信されるべき全てのユーザ機器ＵＥに関連するデータシンボルを含んでいる。この種のデータトラフィックについてＴＸダイバーシティを実行するために、ＴＸダイバーシティエンコーダ１０４の周波数エンコーダ１０６は、透明であり、図６に示されるように空間−時間エンコーダ１０８は機能する。

図１では、上記の各ケースにおいて、（データの性質と適用されるＴＸダイバーシティ法に関わらず）空間−時間エンコーダ１０８の出力は、シリアルーパラレル変換、逆高速フーリエ変換を使用する変調、及びブロック１１６から１２０による更なる処理と送信に先立つマルチパス遅延シンボルと競合循環プリフィックスの挿入のためのＯＦＤＭ変調器１１４．１と１１４．２への入力である。

上記のように、図２は、本発明の一実施形態で使用されるように構成された第２のＴＸハードウエア構成を示している。図２において、ＴＸ打御バーシティエンコーダ２０２は以下のように動作するように構成されている。
時間多重化される高データレートユーザトラフィックと低データレートユーザトラフィックでは、図４Ａと４Ｂに示されるように、初期ステージ２０４はＮサブキャリア上で送信されるべきＮシンボルのブロックを受信し、図９に関連して説明されるようにインターリーブ手順を行う。しかしながら、図５Ａと５Ｂに示されるように、周波数多重化される低レートトラフィックの場合には、このステージは透明であり、複数のユーザからのトラフィックは、並列に空間−時間エンコーダ２０６に入力される。

この実施形態では、図２の空間−時間エンコーダ２０６は、１つのサブキャリア上でシンボル対を取り、図１５による各シンボル対への空間−時間符号化を行うことによって、各サブキャリア上で空間−時間符号化を行う。図１５の空間−時間符号化は、入力データシンボルＳ_ｎとＳ_ｎ＋１に直接働くより寧ろ、初期ステージ２０４により生成されるインターリブされたシンボル、即ち、Ｘ_ｎとＸ_ｎ＋１に働く点を除いて、図６と同様に働く。これに関して、シンボル対Ｘ_ｎとＸ_ｎ＋１はアンテナ１１２．１上で送信され、シンボル対−Ｘ^＊ _ｎ＋１とＸ^＊ _ｎはアンテナ１１２．２上で送信される。

図１６は、本発明の一実施形態に応じて動作する受信器のブロック図である。図１６において、受信器１７００は、アンテナ１７０２で無線周波数信号を受信する。受信信号はＲＦ復調ステージ１７０４で復調され、アナログ−デジタル変換器１７０６でデジタル信号に変換される。デジタル信号は、循環プリフィックス除去器１７０８に通され、共通パイロットシンボルが除かれる。
トラフィック信号は、ブロック１７１０でシリアルーパラレル変換を受け、Ｎサブキャリアに対応する信号は、ＦＦＴ処理アルゴリズムを使用する離散フーリエ変換のためにＦＦＴステージ１７１２に通される。Ｎ周波数ドメイン信号は、パラレルーシリアル変換器１７１４によりシリアルデータストリームに戻され、デスクランブリング＆逆拡散ステージ１７１６に通される。ステージ１７１６の出力は、パイロット＆データ分離ステージ１７１８に通され、そこでパイロットシンボルはチャンネル評価ステージ１７２０により使用のために除かれ、送信アンテナ１と２のためのチャンネル評価を発生する。

２つの送信アンテナに対応するチャンネル評価は、以下に説明するように動作する等化＆送信ダイバーシティ復号化ステージ１７２２に通される。周波数復号化器１７２４は等化＆送信ダイバーシティ符号化ステージ１７２２の出力を処理して第１出力信号を高速シグナリングデコーダ１７２６に、そして第２出力信号をデータチャンネルデコーダ１７２８に通す。

高速シグナリングデコーダ１７２６により復号化される制御情報は、送信された基地局でトラフィック多重化の異なるトポロジに応じて好適信号を正確に受信して復調するように、以下のブロックを構成するように応答可能であるコントローラ１７３０を介して通される：
・シリアル−パラレル変換器１７１０、
・ＦＦＴステージ１７１２、
・パラレル−シリアル変換器１７１４、
・デスクランブリング＆逆拡散ステージ１７１６、及び
・パイロット＆データ分離ステージ１７１８

図３Ａと３Ｂに示される高データレートユーザトラフィックでは、これらのブロックは、ＴＸダイバーシティ復号化と周波数復号化を行うときにブロックの全体（時間と周波数）を受信し復調するように構成される。図４Ａ，４Ｂ，５Ａ，５Ｂに示される低データレートユーザトラフィックでは、受信されるデータは使用される多重化の種類に依存して処理される。多数のユーザデータが時分割多重化（ＴＤＭ）されるときに、時間ドメインの２つの連続するシンボルは割当てられた全てのサブキャリアについて受信され、復調される。この場合、ユーザ機器ＵＥは、割り当てられたすべてのサブキャリアについて、より早期に１つのシンボルを受信して復調するか、割り当てられたすべてのサブキャリアについて、時間的に１つのシンボルとその後１つのシンボルを受信して復調するように構成される。これは、ユーザデータが多重化される方法に依存するであろう。ユーザ機器は、これについてそれに知らせるために、適当なシグナリングデータを受信する。多数のユーザデータが周波数分割多重化（ＦＤＭ）されているとき（図５Ａと５Ｂのように）、割当てられた全てのサブキャリア上の全てのシンボルは、受信され、復調される。

等化＆ＴＸダイバーシティ復号化ステージ１７２２は、以下のように、ＴＸダイバーシティ復号化を行う。図３Ａと３Ｂに示される高データレートユーザトラフィックでは、評価されたシンボルＳ＾_ｉは以下の数式を用いて求められる：

ここで、

は、それぞれ、データシンボルが並列に送信されるサブキャリアの番号、第１アンテナ１１２．１上の位置Ｒ_ｉとＲ_Ｎ＋ｉでの平均チャンネル評価、第２アンテナ１１２．２上の位置Ｒ_ｉとＲ_Ｎ＋ｉでの平均チャンネル評価である。

図４Ａと４Ｂに示される低データレートユーザトラフィックでは、ユーザ機器ＵＥは、最初に１つのＯＦＤＭシンボルを受信して復調し、時間的に後で１つのＯＦＤＭシンボルを受信して復調するように構成されるとき、以下の数式は評価値Ｓ＾_ｉを求めるためにＴＸダイバーシティ復調を行うために使用される。

ここで、

は、それぞれ、データシンボルが並列に送信されるサブキャリアの番号、第１アンテナ１１２．１上の位置Ｒ_ｉとＲ_ｉ−Ｎでの平均チャンネル評価、第２アンテナ１１２．２上の位置Ｒ_ｉとＲ_ｉ−Ｎでの平均チャンネル評価である。

ユーザ機器ＵＥが、時間的に１つのＯＦＤＭシンボルを受信して復調し、後で１つのＯＦＤＭシンボルを受信して復調するように構成されている場合に、以下の数式が表価値Ｓ＾_ｉを求めるためにＴＸダイバーシティ復調を行うように使用される。

ＦＤＭを使用する図５Ａと５Ｂに示される低データレートユーザトラフィックでは、２つの連続して受信されるシンボルＳ_ｉとＳ_ｉ＋１が以下の式を用いて、以下のようにＴＸダイバーシティ復調される。

ここで、

は、それぞれ、データシンボルが並列に送信されるサブキャリアの番号、第１アンテナ１１２．１上の位置Ｒ_ｉとＲ_Ｎ＋１での平均チャンネル評価、第２アンテナ１１２．２上の位置Ｒ_ｉとＲ_Ｎ＋１での平均チャンネル評価である。

ＦＤＭを使用する図５Ａと５Ｂに示される低データレートユーザトラフィックでは、２つの連続する受信シンボルＳ＾_ｉとＳ＾_ｉ＋１とが以下の式を用いてＴＸダイバーシティ復調される：

ここで、

は、それぞれ、第１アンテナ１１２．１上の位置Ｒ_ｉとＲ_い＋１での平均チャンネル評価、第２アンテナ１１２．２上の位置Ｒ_ｉとＲ_い＋１での平均チャンネル評価である。

周波数復号化ステージ１７２４はステージ１７２２からのＴＸダイバーシティ復号化シンボルにブロック（ＫｘＮ）デインターリーブを行う。Ｎがユーザ機器ＵＥに割当てられるサブキャリアの数であれば、Ｋはブロック内のシンボルの数である。
この明細書に開示され、規定された本発明は、文章或いは図面から明らかな個々の特徴の２つ以上の組み合わせの全てにまで拡張されることは理解されよう。これらの異なる組み合わせの全てが本発明の種々の観点を構成する。

図１は、本発明の第１実施形態による送信ダイバーシティエンコーダを有する送信器を示すブロック図である。 図２は、本発明の第２実施形態による送信ダイバーシティエンコーダを有する送信器を示すブロック図である。 図３Ａは、本発明の一実施形態による、高データレートで送信される単一ユーザデータに適用可能な送信ダイバーシティ符号化パイロットとデータシンボル構成を示す。 図３Ｂは、本発明の一実施形態による、高データレートで送信される単一ユーザデータに適用可能な送信ダイバーシティ符号化パイロットとデータシンボル構成を示す。 図４Ａは、本発明の一実施形態による、低データレートで送信される、或いはシグナリングのためのマルチユーザデータに適用可能な送信ダイバーシティ符号化パイロットとデータシンボル構成を示す。 図４Ｂは、本発明の一実施形態による、低データレートで送信される或いはシグナリングのためのマルチユーザデータに適用可能な送信ダイバーシティ符号化パイロットとデータシンボル構成を示す。 図５Ａは、本発明の一実施形態による、低データレートで送信される或いはシグナリングのためのマルチユーザデータに適用可能な送信ダイバーシティ符号化パイロットとデータシンボル構成を示す。 図５Ｂは、本発明の一実施形態による、低データレートで送信される或いはシグナリングのためのマルチユーザデータに適用可能な送信ダイバーシティ符号化パイロットとデータシンボル構成を示す。 図６は、従来の空間−時間エンコーダを模式的に示す。 図７は、図１に示される周波数エンコーダへの入力のためのシンボル列を示す。 図８は、本発明の一実施形態により適用されたブロックシフト後の図７のシンボル列を示す。 図９は、本発明の一実施例によるインターリーブ後の図８のシンボル列を示すずである。 図１０は、本発明の一実施形態による空間−時間エンコーダを模式的に示す。 図１１Ａは、本発明の一実施形態に従って動作するＳＴＣエンコーダからの出力シンボル列を示す。 図１１Ｂは、本発明の一実施形態に従って動作するＳＴＣエンコーダからの出力シンボル列を示す。 図１２は、図２に示される周波数エンコーダへの入力のためのシンボル列を示す。 図１３は、本発明の他の実施形態による空間−時間エンコーダを模式的に示す。 図１４は、図１３のＳＴＣエンコーダからの出力シンボル列を示す。 図１５は、本発明の他の実施形態に従って動作するＳＴＣエンコーダからの出力シンボル列を示す。 図１６は、本発明の一実施形態により符号化された信号を受信する受信器を示すブロック図である。

Claims (26)

1. 異なる周波数のＮサブキャリアを含む無線チャンネル上で送信されるべき少なくとも１つのデータシンボル列を処理する実行方法において、
   前記少なくとも１つのデータシンボル列において、複数のブロックのデータシンボルを規定するステップと、前記データシンボルブロックの各々がＮサブキャリアの各々に対応する１つのデータシンボルを含み、
   各データシンボルが前記サブキャリアの１つに対応する処理されたブロックを生成するように、ブロック内のデータシンボルの少なくとも２つとサブキャリアの間の対応性が変更されるようにデータシンボルの前記ブロックの各々を処理するステップと、
   データシンボルの各処理されたブロックでは、シンボルの処理されたブロック内の対応するデータシンボルの複素共役であるＮシンボルを含むデータシンボルの対応する共役ブロックを生成するステップと、
   時間的な第１順序でＮサブキャリア上で第１アンテナ上での送信のための前記シンボルの処理されたブロックの対を処理するステップと、
   時間的に逆の順序でＮサブキャリア上で第２アンテナ上での送信のための前記シンボルの共役かされたブロックの対を処理するステップと
   を具備する処理方法。
2. 請求項１に記載の処理方法において、
   １つの列のデータシンボル内のブロックのデータシンボルを規定するステップを更に具備し、
   前記処理されたブロックの対は、順番に受信されるＮシンボルのブロックに対応する
   処理方法。
3. 請求項１に記載の処理方法において、
   複数の列のデータを処理するステップを更に具備し、
   対応する複数のブロックのシンボルを生成するために、前記シンボルのブロックの各々がＮサブキャリアの各々に対応する１つのシンボルを含む
   処理方法。
4. 請求項１乃至３のいずれかに記載の処理方法において、
   前記シンボルブロックの各々を処理するステップは、ブロック内のシンボルの多数とそれらのサブキャリアの間の対応を変更するステップを具備する
   処理方法。
5. 請求項１乃至４のいずれかに記載の処理方法において、
   前記シンボルブロックの各々を処理するステップは、ブロック内のシンボルの全てとそれらのサブキャリアの間の対応を変更するステップを具備する
   処理方法。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載の処理方法において、
   前記シンボルブロックの各々を処理するステップは、前記Ｎサブキャリアとの対応を変更するために、前記シンボルをインターリーブするテップを具備する
   処理方法。
7. 無線チャンネルで送信されるべきデータシンボルの少なくとも１列を処理する処理方法であって、
   （ａ）データシンボルの前記少なくとも１列において、複数のシンボルブロックを規定するステップと、
   （ｂ）順番に送信される信号の周波数ダイバーシティを提供するようにブロック単位でデータシンボルの前記少なくとも１列を処理するステップと、
   （ｃ）順番に送信される信号の時間ダイバーシティを提供するように２以上のブロックのグループの前記データブロックを処理するステップと、
   （ｄ）順番に送信される信号の空間ダイバーシティを提供するように少なくとも２つのアンテナ上での送信のための前記データブロックを処理するステップと
   を具備する処理方法。
8. 請求項７に記載の処理方法において、
   前記データシンボルの前記少なくとも１列を処理するステップは、各シンボルが前記サブキャリアの１つに対応する処理されたブロックを生成するように、ブロック内のシンボルの少なくとも２つとそれらのサブキャリアの間の対応が変更されるように、シンボルの前記ブロックの各々を処理するステップを具備する
   処理方法。
9. 請求項８に記載の処理方法において、
   前記２以上のブロックのグループないのデータブロックを処理するステップは、シンボルの各処理ブロックに対して、シンボルの前記処理ブロック内の対応するシンボルの複素共役であるＮシンボルを含むシンボルの対応する共役ブロックを生成するステップを具備する実行方法。
10. 請求項９に記載の処理方法において、
    前記送信のためのデータの前記ブロックを処理するステップは、
    時間的な第１順序で前記Ｎサブキャリア上で第１アンテナ上での送信のためのシンボルの前記処理されたブロックのグループを処理するステップと、
    別の時間的な順序で前記Ｎサブキャリア上で第２アンテナ上での送信のためのシンボルの前記共役ブロックの等価なグループを処理するステップと
    を具備する
    処理方法。
11. 請求項１０に記載の処理方法において、
    前記処理されたブロックと共役ブロックの前記グループは２つのグループを含む
    処理方法。
12. 異なる周波数を有するＮサブキャリアを含む無線チャンネル上で送信されるべきデータシンボルの少なくとも１列を処理するように構成された送信ダイバーシティエンコーダであって、
    データシンボルの前記少なくとも１列において、シンボルの複数ブロックを規定するように構成されたブロック規定ステージと、
    シンボルの前記ブロック内の周波数ダイバーシティを提供するようにシンボルの前記ブロックを処理するように構成された周波数エンコーダと、
    別のアンテナ上での送信のためのブロック間の時間ダイバーシティを提供するように、２以上のブロックのグループ内のデータの前記ブロックを処理するように構成された空間−時間エンコーダと
    を具備する
    送信ダイバーシティエンコーダ。
13. 請求項１２に記載の送信ダイバーシティエンコーダにおいて、
    前記周波数エンコーダは、ブロック内の周波数ダイバーシティを提供するように周波数ドメイン内のブロックのシンボルをインターリーブする
    送信ダイバーシティエンコーダ。
14. 請求項１２又は１３に記載の送信ダイバーシティエンコーダにおいて、
    前記空間−時間エンコーダは、シンボルの前記周波数符号化ブロック内の対応するシンボルの複素共役であるＮシンボルを含めて、シンボルの各周波数符号化ブロックに対応するシンボルの共役ブロックを生成し、
    時間的に第１の順序で第１のアンテナ上での送信のための前記周波数符号化ブロックの対と、時間的に逆の順序で第２のアンテナ上での送信のための前記共役ブロックの対を処理する
    送信ダイバーシティエンコーダ。
15. 請求項１２乃至１４のいずれかに記載の送信ダイバーシティエンコーダと少なくとも２つの送信アンテナを具備する無線通信ネットワークのための送信器。
16. 請求項１５に記載の送信器において、
    複数のアンテナ上での送信のためのデータを変調するための少なくとも１つのＯＦＤＭ変調器を更に具備する
    送信器。
17. 請求項１６に記載の送信器を具備する無線通信ネットワークのための基地局。
18. 無線チャンネル上で送信されるデータシンボルの受信列を処理する処理方法であって、
    データシンボルの前記列のために使用される空間−時間符号化手法を決定するステップと、
    前記決定された空間−時間符号化手法に基づいてデータシンボルの前記受信列のデータシンボルのすくなくとも１ブロックを規定するステップと、
    前記決定された空間−時間符号化手法に従ってデータシンボルの少なくとも１ブロックを処理するステップと
    を具備する
    処理方法。
19. 請求項１８に記載の処理方法において、
    前記空間−時間符号化手法を決定するステップは、受信シグナリングデータに基づいてなされる
    処理方法。
20. 請求項１８又は１９に記載の処理方法において、
    シンボルの前記規定されたブロックは、複数のサブキャリア上で送信される複数の連続データシンボルを含む
    処理方法。
21. 請求項１８又は１９に記載の処理方法において、
    シンボルの前記規定されたブロックは、単一のサブキャリア上で送信される複数の連続データシンボルを含む
    処理方法。
22. 請求項１８又は１９に記載の処理方法において、
    シンボルの前記規定されたブロックは、複数のサブキャリア上で送信される複数のデータシンボルを含む
    処理方法。
23. 請求項１８乃至２２のいずれかに記載の処理方法において、
    無線チャンネルを送信するために使用される複数の送信アンテナに対応する複数のチャンネル評価値を生成するステップ
    を更に具備する
    処理方法。
24. 無線チャンネル上で送信されるデータシンボルの列を受信する受信器であって、請求項１乃至１１のいずれかに従って送信のために処理される信号を復号化するように構成された送信ダイバーシティデコーダを具備する
    受信器。
25. 無線チャンネル上で送信されるデータシンボルの列を受信する受信器であって、請求項１８乃至２３のいずれかによる処理方法を実行するように構成された送信ダイバーシティデコーダを具備する
    受信器。
26. 無線通信ネットワークのための移動局であって、
    請求項２４または２５のいずれかによる受信器を具備する
    移動局。

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