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KR100994953B1 - 비절연형 직류 전력변환 회로 - Google Patents

비절연형 직류 전력변환 회로 Download PDF

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KR100994953B1
KR100994953B1 KR1020100047617A KR20100047617A KR100994953B1 KR 100994953 B1 KR100994953 B1 KR 100994953B1 KR 1020100047617 A KR1020100047617 A KR 1020100047617A KR 20100047617 A KR20100047617 A KR 20100047617A KR 100994953 B1 KR100994953 B1 KR 100994953B1
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capacitor
voltage
mosfet
diode
transformer
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KR1020100047617A
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한승훈
정철의
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(주)디앤디코퍼레이션
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Abstract

본 발명은 비절연형 직류 전력변환 회로에 관한 것으로서, 본 발명에 따른 비절연형 직류 전력변환 회로는 입력측에 대하여 제1커패시터와 변압기 1차 권선의 일단이 병렬로 연결되어 있으며, 변압기 1차 권선의 타단은 변압기 2차 권선의 일단에 연결됨과 동시에 MOSFET의 드레인 단자와 연결되고, 변압기 2차 권선의 타단은 제2커패시터의 일단이 연결되며, 상기 제2커패시터의 타단에 제1다이오드와 제2다이오드가 병렬로 연결되고, 상기 제1다이오드의 캐소드(cathode)부분이 출력측을 향해 있고, 상기 제2다이오드의 캐소드(cathode)부분은 상기 제2커패시터를 향하도록 배치되어 있으며, 상기 제1다이오드의 타단에 제3커패시터가 연결된 것을 특징으로 한다. 이에 의하여, 승압비를 높이고, MOSFET에 내압을 감소시켜 발열 및 수명을 연장할 수 있는 비절연형 직류 전력변환 회로가 제공된다

Description

비절연형 직류 전력변환 회로{Non-isolation type DC/DC Step-up Converter}
본 발명은 비절연형 직류 전력변환 회로에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 엣지 엘이디를 구동하는 드라이버로서 높은 출력전압 승압비를 얻을 수 있는 비절연형 직류 전력변환 회로에 관한 것이다.
엣지 엘이디 드라이버 내에 입력 전압보다 높은 출력 전압을 얻기 위한 비절연형 전력변환 회로는 부스트 컨버터 회로가 널리 사용된다. 부스트 컨버터 회로는 변압기와 커패시터를 결합시키고 MOSFET을 결합시켜 빠른 속도의 ON/OFF 반복이 가능하도록 한다.
도1은 종래 부스트 컨버터회로를 도시한 것이다.
도1에 의하면 MOSFET(Q1)이 ON 상태에는 커패시터(C1)에 충전된 입력전압에 의해 인덕터(L)에는 선형적으로 증가하는 자화전류가 생성되고, MOSFET(Q1)이 OFF 상태에는 인덕터(L)에 생성된 자화전류가 선형적으로 감소하면서 다이오드(D1)을 통해 출력단 커패시터(C3)로 전력이 공급된다.
구체적인 승압비와 입력전압, 원하는 출력전압을 대입하여 MOSFET와 다이오드에 미치는 내압과 시비율(DUTY RATIO, D)을 계산해 보면
Figure 112010032613167-pat00001
만약 D = 0.5 인 경우
승압비
Figure 112010032613167-pat00002
이다.
만약 입력 전압
Figure 112010032613167-pat00003
이고, 원하는 출력전압
Figure 112010032613167-pat00004
인 경우
D(DUTY TIME) = 0.9
Figure 112010032613167-pat00005
Figure 112010058297703-pat00006
은 MOSFET 양단에 걸리는 전압이고
Figure 112010058297703-pat00007
은 다이오드 양단에 걸리는 전압으로서 MOSFET가 OFF 상태에서 MOSFET 양단에 걸리는 전압은 출력전압과 같아지므로 부스트 컨버터 회로에 사용되는 MOSFET는 출력전압보다 높은 내압조건이 요구된다. 일반적으로 MOSFET의 내압조건이 높을수록 ON 상태 저항값이 증가하므로 도통 손실이 증가하게 되고, 높은 인가전압으로 인해 스위칭 손실 또한 증가하게 된다.
높은 승압비를 위해 시비율을 높이게 되면 MOSFET을 통해 전류가 흐르는 시간(DT)보다 다이오드를 통해 출력으로 전류가 공급되는 시간((1-D)*T)이 짧아지므로 다이오드를 통해 공급되는 전류의 최대값은 증가하고 출력전압의 리플전압 또한 증가하게 된다.
종래 부스트 컨버터 회로를 실제 제품에 적용함에 있어 가장 큰 구조적인 문제점은 MOSFET에 인가하는 PWM(Pulse Width Modulation)제어신호를 최소값(D=0)으로 설정하더라도 인덕터(L)와 다이오드(D1)를 통해 출력으로 전류가 공급될 수 있으며, 최소 출력전압은 입력전압과 같게 된다. 이는 PWM 제어신호를 통해 출력을 제어할 수 없는 범위가 존재하는 것으로 출력이 단락상태가 되면 제어신호만으로는 출력을 차단할 수 없게 된다.
따라서, 본 발명의 목적은 이와 같은 종래의 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 입력전압대비 높은 출력전압의 승압비를 갖고 MOSFET의 내압조건을 개선할 수 있으며 최소 출력전압이 0V가 되어 출력이 단락상태가 되더라도 출력을 차단할 수 있는 비절연형 직류 전력변환 회로를 제공함에 있다.
입력측에 대하여 제1커패시터와 변압기 1차 권선의 일단이 병렬로 연결되어 있으며, 변압기 1차 권선의 타단은 변압기 2차 권선의 일단에 연결됨과 동시에 MOSFET의 드레인(drain) 단자와 연결되고, 변압기 2차 권선의 타단은 제2커패시터의 일단이 연결되며, 상기 제2커패시터의 타단에 제1다이오드와 제2다이오드가 병렬로 연결되고, 상기 제1다이오드의 캐소드(cathode)부분이 출력측을 향해 있고, 상기 제2다이오드의 캐소드(cathode)부분은 상기 제2커패시터를 향하도록 배치되어 있으며, 상기 제1다이오드의 타단에 제3커패시터가 연결된 것을 특징으로 한다.
또한 제1커패시터와 연결된 변압기의 1차 권선의 일단과 MOSFET의 드레인 단자와 연결된 변압기 2차 권선의 일단은 같은 극성을 가지도록 배열하거나, 오토 트랜스포머(auto-transformer)의 센터텝(center-tap)을 MOSFET의 드레인 단자에 연결하여 변압기의 극성이 직렬로 배열하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따르면, 입력전압대비 높은 출력전압을 갖게 되고 MOSFET의 내압조건을 개선할 수 있으며, 출력이 단락상태가 된 경우 출력을 차단할 수 있는 비절연형 직류 전력변환 회로가 제공된다.
도1은 종래 부스트 컨버터회로 도면이다.
도2a 및 도2b는 본 발명의 실시예들에 따른 비절연형 직류 전력변환 회로의 구성도들이다.
도3a는 MOSFET가 ON인 경우 형성되는 전류 loop의 개략도이다.
도3b는 MOSFET가 OFF인 경우 형성되는 전류 loop의 개략도이다.
도4a는 MOSFET ON/OFF상태에서 MOSFET 게이트(gate)에 인가되는 전압그래프이다.
도4b는 MOSFET ON/OFF상태에서 MOSFET 드레인과 소스 사이의 전압그래프이다.
도4c는 MOSFET ON/OFF상태에서 MOSFET에 흐르는 전류그래프이다.
도4d는 변압기 T의 1차측 전류(I1)그래프이다.
도4e는 MOSFET ON/OFF상태에서 다이오드 D1에 흐르는 전류(I3), D2에 흐르는 전류(I2)그래프이다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 비절연형 직류 전력변환 회로에 대하여 상세하게 설명한다.
도2a는 본 발명의 일 실시예에 따른 일반 트랜스포머가 적용된 비절연형 직류 전력변환 회로 구성도이다.
도2b는 본 발명의 다른 실시예에 따른 오토 트랜스포머가 적용된 비절연형 직류 전력변환 회로 구성도이다.
도2a, 도2b에 도시된 바와 같이 입력측에 대하여 제1커패시터(110)와 변압기(300) 1차 권선(310)의 일단이 병렬로 연결되어 있으며, 변압기 1차 권선(310)의 타단은 변압기 2차 권선(320)의 일단에 연결됨과 동시에 MOSFET(400)의 드레인(drain) 단자와 연결되고, 상기 변압기(300) 2차 권선(320)의 타단은 제2커패시터(120)의 일단이 연결되며, 상기 제2커패시터(120)의 타단에 제1다이오드(210)와 제2다이오드(220)가 병렬로 연결되고, 상기 제1다이오드(210)의 캐소드(cathode)부분이 출력측을 향해 있고, 상기 제2다이오드(220)의 캐소드(cathode)부분은 상기 제2커패시터(120)를 향하도록 배치되어 있으며, 상기 제1다이오드(210)의 타단에 제3커패시터(130)가 연결된 것을 특징으로 한다.
변압기(300)는 도2a에 적용된 것과 같은 일반 트랜스포머(transformer) 또는 도2b에 적용된 것과 같은 센터탭(Center-tap)을 가지는 오토 트랜스포머(auto-transformer)로서 ab와 bc사이 권선수의 비에 따라서 전압을 조절할 수 있는 기능을 한다. 1차 권선(310)에 공급되는 전압을 V1이라하고 2차 권선(320)에 유도되는 전압을 V2라 하면, 1차 및 2차 권선수가 각각 N1, N2인 경우 V1:V2=N1:N2 의 관계를 갖게 된다.
제1커패시터(110)는 입력전압(Vi) 평활용으로 입력단과 변압기(300)사이에 위치한다.
MOSFET(400)는 일정한 주기로 개/폐를 반복하게 된다. N-channel 증가형(enhancement) MOSFET으로 소스와 드레인 사이에 있는 게이트(gate)에 전압을 인가하게 되면 (+) 가 (-) 를 끌어들이는 원리로 인해 소스와 드레인 사이의 공간에 있던 약간의 자유전자가 게이트 주변으로 몰리게 된다. 바로 이때 모여진 전자들 때문에 소스와 드레인 사이에 전류가 흐를 수 있는 통로를 만들어 주게 된다. 그렇기 때문에 전기가 통하는 것이고 이를 바로 연결되었다고 표현한다. 게이트와 소스사이에 전압을 걸어주지 않게 되면 모여있던 전자들이 흩어지게 되어 다시 전기가 흐르지 않게 되고 소스와 드레인이 서로 분리된다.
제2커패시터(120)는 변압기(300) 2차 권선(320)과 제1다이오드(210) 사이에 직렬로 연결되고, MOSFET(400)이 ON 상태가 되었을 때 변압기(300)의 권선비(N)와 입력전압(Vi)의 곱의 전압까지 전하를 축적하고, MOSFET(400)이 OFF 상태가 되었을 때 입력전압(Vi)과 직렬로 연결되어, 입력전압(Vi)을 변압기(300)의 권선비(N)와 입력전압(Vi)의 곱의 전압까지 상승시키는 역할을 함으로써 승압비를 높이는 역할을 하며, 출력 과전류상태가 발생하여 MOSFET(400)에 인가되는 PWM 제어신호(GS)를 최소값(D=0)으로 설정하는 경우 입력측과 출력측을 전기적으로 분리하여 최소 출력전압을 0V로 만드는 역할을 한다.
제3커패시터(130)는 출력전압(Vo) 평활용으로 출력 전압(Vo)이 인가 된다.
이하 각 회로의 구체적인 동작상태에 대해서 살펴본다.
도3a는 MOSFET(400)가 ON인 경우 형성되는 전류 loop의 개략도이다.
도3b는 MOSFET(400)가 OFF인 경우 형성되는 전류 loop의 개략도이다.
도3a에 도시한 바와 같이 MOSFET(400)가 ON인 상태에서는 변압기(300)의 a부분은 (+), b부분은 (-)가 되고 시계방향으로 전류 loop1(11)이 형성되며, 변압기(300)의 b와 c부분을 보면 b부분이 (+), c부분이 (-)가 되어 시계 반대방향으로 전류 loop2(12)가 형성된다.
상기 loop2(12)에 의해서 상기 제2커패시터(120)에는 변압기(300)의 권선비(N)와 입력전압(Vi)의 곱의 전압(N*Vi)까지 전하가 충전된다.
이와 달리 도3b에 도시한 바와 같이 MOSFET(400)가 OFF인 경우 트랜스포머에 생성된 자화전류는 제2캐패시터(120)에 축적되고, 제1다이오드(210)를 통해 출력단자(Vo)로 연결되므로 시계방향의 전류 loop3(21)이 형성된다.
이때 앞서 MOSFET(400)가 ON된 상태에서 상기 제2커패시터(120) 양단에 충전된 전압은 전류 loop3(13)의 공급 방향을 기준할 때 양의 방향으로 입력단과 직렬로 연결되어, 입력전압(Vi)을 변압기(300)의 권선비(N)와 입력전압(Vi)의 곱의 전압까지 상승시키는 역할을 한다.
결국 기존의 부스트 컨버터 회로는 제1커패시터(도1의 C1)에 충전되는 입력전압(도1의 Vi)과 시비율(duty ratio)에 의해서 출력단자의 전압(도1의 Vo)이 결정되는 것에 반하여, 본 발명의 부스트 컨버터 회로는 제1커패시터(110)에 충전되는 입력전압(Vi)과 권선비(N)의 곱으로 충전되는 제2커패시터(120) 전압의 합과 시비율(D)에 의해서 출력전압(Vo)이 결정되므로 소정의 전압을 공급함에도 불구하고 높은 출력전압을 얻을 수 있다.
도4a는 MOSFET(400) ON/OFF상태에서 MOSFET 게이트(gate)에 인가되는 전압그래프이다.
도4b는 MOSFET(400) ON/OFF상태에서 MOSFET 드레인과 소스 사이의 전압그래프이다.
도4c는 MOSFET(400) ON/OFF상태에서 MOSFET에 흐르는 전류그래프이다.
도4d는 변압기(300) T의 ab단자 사이의 1차측 전류(I1)그래프이다.
도4e는 MOSFET(400) ON/OFF상태에서 제1다이오드(210) D1에 흐르는 전류(I3), 제2다이오드(220) D2에 흐르는 전류(I2)그래프이다.
도4a, b, c, d, e에 도시된 그래프를 참고하여 각 소자들에 작동을 살펴보면
도4a와 같이 MOSFET(400) 게이트에 입력신호가 인가되면 도4b에 도시된 바와 같이 drain-source는 도통상태가 된다. 변압기(300) 1차측 ab단자 사이에 입력전압(
Figure 112010032613167-pat00008
)이 인가된다. 변압기(300) ab단자 사이에 일정한 DC전압이 인가되면 1차측 자화 인덕턴스에 의한 자화전류 I1은 전압이 공급되는 동안 선형적으로 증가한다. (도4c의 점선부분)
변압기(300)의 1차측 ab단자 사이에 입력전압(
Figure 112010058297703-pat00034
)이 인가되면 2차측 bc단자 사이의 전압은 앞서 살펴본 바와 같이 입력전압(
Figure 112010058297703-pat00035
)과 권선비(N)의 곱이 되고 제2커패시터(120) 양단 전압은 MOSFET(400)와 제2다이오드(220)를 통한 충전전류 I2로 인해 변압기(300)의 2차측 bc양단 전압까지 충전된다. 이때 충전전류 I2는 변압기(300)의 누설 인덕턴스와 제2커패시터(120)의 커패시턴스에 의한 공진파형이 된다.
MOSFET(400) 게이트에 입력신호가 제거되면 변압기(300) 1차측에 충전되었던 자화전류는 변압기(300)의 c단자와 제1다이오드(210)를 통해 출력 커패시터인 제3커패시터(130)로 공급된다. 이때 변압기(300)의 권선비(N)에 의해 입력전류의 불연속이 도4c에 도시된 바와 같이 나타난다. 제1다이오드(210) 순방향 전류의 최대값은 자화전류 최대값의 1/(1+N)배가 된다. 변압기(300)의 ac단자 사이의 전압은
Figure 112010058297703-pat00009
으로 음의 값을 가지게 되므로 자화전류 I3은 선형적으로 감소한다.
이하 수식과 구체적인 데이타를 입력하여 출력전압과 MOSFET, 다이오드에 걸리는 전압에 대해서 살펴본다.
변압기 권선비(turn ratio) = 1(ab):N(bc)
MOSFET이 ON인 경우 변압기 ab 단자 사이의 전압 V(ab) =
Figure 112010032613167-pat00010
MOSFET이 ON인 경우 변압기 bc 단자 사이의 전압 V(bc) =
Figure 112010032613167-pat00011
(커패시터 C2의 전압)
MOSFET이 OFF인 경우 변압기 ca 단자 사이의 전압 V(ca)
Figure 112010032613167-pat00012
MOSFET이 OFF인 경우 변압기 ba 단자 사이의 전압 V(ba)
Figure 112010032613167-pat00013
MOSFET 양단 전압
Figure 112010032613167-pat00014
Figure 112010032613167-pat00015
또한 D는 시비율(duty ratio)이다.
Figure 112010032613167-pat00016
Figure 112010032613167-pat00017
구체적인 수치 데이타와 상기 수학식을 이용하여 승압비와 MOSFET 양단 전압을 계산해 본다.
(1) D = 0.5, N = 2 인 경우
Figure 112010032613167-pat00018
(2) 입력전압 24V 이고 출력전압 240V, N = 2 인 경우
duty ratio D = 0.7이고,
MOSFET 양단에 걸리는 전압
Figure 112010032613167-pat00019
= 80V
제1다이오드 양단에 걸리는 전압
Figure 112010032613167-pat00020
= 240V
제2다이오드 양단에 걸리는 전압
Figure 112010032613167-pat00021
= 240V이다.
종래의 부스트 컨버터 회로에서
만약 D = 0.5인 경우 승압비
Figure 112010032613167-pat00022
이다.
만약 입력 전압 24V, 원하는 출력전압 240V인 경우
D(DUTY RATIO) = 0.9
Figure 112010032613167-pat00023
인 경우와 비교하면
본 발명은 승압비에 있어서도 월등한 효과를 얻게 되며, MOSFET 양단에 걸리는 전압이 80V로서 종래 부스트 회로에서 MOSFET 양단에 걸리는 전압인 240V보다 훨씬 낮아 내압조건이 개선된다. 따라서 내압이 낮은 대신 ON 상태 저항이 작은 MOSFET를 사용할 수 있으므로 발열이 개선되고, 수명 또한 연장될 수 있다.
또한 커패시터(120) C2의 존재로 인해 출력 과전류상태가 발생하여 PWM 제어신호를 최소값(D=0)으로 설정하는 경우 입력측과 출력측을 전기적으로 분리할 수 있어 최소 출력전압을 0V로 유지할 수 있다.
본 발명의 권리범위는 상술한 실시 예에 한정되는 것이 아니라 첨부된 특허청구범위 내에서 다양한 형태의 실시 예로 구현될 수 있다. 특허청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 누구든지 변형 가능한 다양한 범위까지 본 발명의 청구범위 기재의 범위 내에 있는 것으로 본다.
11 루프1(loop1) 12 루프2(loop2)
21 루프3(loop3) 110 제1커패시터
120 제2커패시터 130 제3커패시터
210 제1다이오드 220 제2다이오드
300 변압기 310 변압기의 1차권선
320 변압기의 2차권선 400 MOSFET

Claims (4)

  1. 입력측에 대하여 제1커패시터와 변압기 1차 권선의 일단이 병렬로 연결되어 있으며, 상기 변압기 1차 권선의 타단은 변압기 2차 권선의 일단에 연결됨과 동시에 MOSFET의 드레인 단자와 연결되고, 상기 변압기 2차 권선의 타단은 제2커패시터의 일단이 연결되며, 상기 제2커패시터의 타단에 제1다이오드와 제2다이오드가 병렬로 연결되고, 상기 제1다이오드의 캐소드(cathode)부분이 출력측을 향해 있고, 상기 제2다이오드의 캐소드(cathode)부분은 상기 제2커패시터를 향하도록 배치되어 있으며, 상기 제1다이오드의 타단에 제3커패시터가 연결된 것을 특징으로 하는 비절연형 직류 전력변환 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 변압기는 센터텝을 가지는 오토 트랜스포머인 것을 특징으로 하는 비절연형 직류 전력변환 회로.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 비절연형 직류 전력변환 회로는;
    상기 입력측 및 상기 출력측에 대한 입출력 변환식
    Figure 112010058297703-pat00036
    을 갖되;
    상기 Vo는 출력전압, 상기 Vi는 입력전압, 상기 N은 상기 변압기의 상기 1차 및 상기 2차 권선비, 그리고 상기 D는 시비율(duty rate)인 것을 특징으로 하는 비절연형 직류 전력변환 회로.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제2 캐패시터는 상기 출력측에 과전류 상태가 발생하여 상기 MOSFET로 인가되는 PWM 제어신호를 최소값으로 설정하는 경우, 상기 입력측과 상기 출력측을 전기적으로 분리하는 역할을 수행하여 출력 전류를 차단하는 것을 특징으로 하는 비절연형 직류 전력변환 회로.
KR1020100047617A 2010-05-20 2010-05-20 비절연형 직류 전력변환 회로 KR100994953B1 (ko)

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