JP4010060B2

JP4010060B2 - 昇圧型コンバータ装置

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Publication number: JP4010060B2
Application number: JP24209998A
Authority: JP
Inventors: 典俊今村; 克己小堀
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1998-08-27
Filing date: 1998-08-27
Publication date: 2007-11-21
Anticipated expiration: 2018-08-27
Also published as: US6175219B1; JP2000078836A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、昇圧型コンバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、昇圧型コンバータ装置の昇圧用のスイッチング素子のスイッチングデューティを制御することにより、直流電源から入力した電圧よりも高い所定の電圧値の直流出力を負荷に供給することのできる昇圧型コンバータ装置が電子・電機機器の電源装置として広く利用されている。
【０００３】
図５Ａはこの従来の昇圧型コンバータ装置１の例を示したブロック図で、昇圧型コンバータ装置１は直流電源部３と、直流電源部３の＋出力端子３ａと、直流電源３の−出力端子３ｂと、リアクトルコイル部５と、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７と、主ダイオード素子９と、平滑コンデンサ１１と、＋出力端子１３ａと、−出力端子１３ｂ及び制御回路１４を具備する。
【０００４】
そして、直流電源３の＋出力端子３ａとリアクトルコイル部５の一端を接続し、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のドレイン側をリアクトルコイル部５の他端に接続し、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のソース側を直流電源部３の−出力端子３ｂに接続し、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のドレイン側とリアクトルコイル部５のこの他端との接続中点を主ダイオード素子９のアノード側に接続し、主ダイオード素子９のカソード側を＋出力端子１３ａに接続し、主ダイオード素子９のカソード側と＋出力端子１３ａとの接続中点に平滑コンデンサ１１の＋極側及び制御回路１４の制御信号入力端１４ａを接続し、制御回路１４のスイッチング信号出力端１４ｂをパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のゲート側に接続し、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のソース側と平滑コンデンサ１１の−極側とを接続し、この接続点を−出力端子１３ｂに接続して昇圧型コンバータ装置１を構成する。
【０００５】
この構成において、＋出力端子１３ａと−出力端子１３ｂの間の出力電圧値が所定の値に一定に保たれるように、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のゲート側に供給するスイッチング信号のオフ期間とオン期間夫々の時間幅の比率を＋出力端子１３ａの出力電圧値に基づき制御回路１４で制御することにより、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のゲート側に供給するこのスイッチング信号のオン期間にリアクトルコイル部５に蓄積したエネルギーをこのスイッチング信号のオフ期間に放出する為にリアクトルコイル部５で発生した電圧を直流電源部３の電圧値に積み上げ、主ダイオード素子９を通じて平滑コンデンサ１１に蓄積することにより、直流電源部３の電圧値を昇圧した一定の電圧値の電圧を＋出力端子１３ａ及び−出力端子１３ｂから負荷に供給できるように図っている。
【０００６】
尚、図５ＢにおいてＯＦＦで示した期間はパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のゲートに制御回路１４のスイッチング信号出力端１４ｂから供給するスイッチング信号がオフの期間を示し、ＯＮで示した期間はこのスイッチング信号がオンの期間を示している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図５Ａに示した昇圧型コンバータ装置１においては、制御回路１４のスイッチング信号出力端子１４ｂからパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のゲートに供給するスイッチング信号がオン状態からオフ状態になった時点において、図５Ｂに波形図で示したようにパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のドレイン−ソース間の電圧ＶＤＳとドレイン電流ＩＤとが重複する部分ＶＩＷが発生することが原因で、この重複部分ＶＩＷにおいてパワーＭＯＳＦＥＴ素子７にスイッチング損失が発生し、この損失に起因した電力損失によりこの素子７に発熱を生じて昇圧型コンバータ装置１のＤＣ−ＤＣ変換効率を下げることになる。
【０００８】
そして、この発熱量はこの素子７のスイッチング周波数値に比例して増大する為、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７の熱破壊防止上の制約からこのスイッチング周波数値の向上が制限される不都合があった。
【０００９】
本発明は斯る点に鑑み、パワーＭＯＳＦＥＴ素子等のスイッチング素子で構成した電流スイッチング回路において、スイッチング素子でスイッチングする電圧がゼロ電圧状態またはこれに近い状態での電流スイッチ動作を可能とし、スイッチング損失を低減した昇圧型コンバータ装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明昇圧型コンバータ装置は、入力直流電圧を昇圧用インダクタを介してパワーＭＯＳＦＥＴ素子に供給するとともに該パワーＭＯＳＦＥＴ素子を出力直流電圧に応じたスイッチングデューティでスイッチングするようにした昇圧型コンバータ装置において、この昇圧用インダクタを１次捲き線及び２次捲き線を具備したトランスと、複数の逆流阻止用のダイオードとで構成し、このトランスに共振用コンデンサを接続してなり、直流電源部の＋出力端子をトランスの１次捲き線の巻始め側に接続し、この１次捲き線の巻き終わり側をパワーＭＯＳＦＥＴ素子のドレイン側に接続し、このトランスの２次捲き線の巻始め側を逆流阻止用の第１のダイオードのアノード側に接続し、この第１のダイオードのカソード側を逆流阻止用の第２のダイオードのアノード側及び共振用コンデンサの一端側に接続し、この共振用コンデンサの他端側をこの２次捲き線の巻き終わり側に接続し、制御回路の制御信号入力端を平滑コンデンサの＋極側に接続し、この制御回路のスイッチング信号出力端をこのパワーＭＯＳＦＥＴ素子のゲート側に接続し、この共振用コンデンサの他端側とこの２次捲き線の巻き終わり側との接続中点をこのパワーＭＯＳＦＥＴ素子のドレイン側及び主ダイオード素子のアノード側に接続し、この逆流阻止用の第２のダイオードのカソード側を主ダイオード素子のカソード側とこの平滑コンデンサの＋極側とに接続し、この平滑コンデンサの＋極側を＋出力端子に接続し、この平滑コンデンサの−極側を−出力端子に接続し、このパワーＭＯＳＦＥＴ素子のソース側をこの平滑コンデンサの−極側及びこの直流電源部の−出力端子に接続し、このトランスのリーケージインダクタンスとこの共振用コンデンサとの共振によりこの共振用コンデンサに充電をおこなうとともにこの共振用コンデンサに充電した電荷に基づきこのスイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを可能にし、スイッチング損失を軽減したものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下本発明の昇圧型コンバータ装置の実施の形態の一例について図１Ａ，Ｂ〜図４を参照しながら説明する。但し図１Ａ，Ｂ〜図３では図５Ａ，Ｂと同一の部分には同一の符号を付与し、詳細な説明を省略する。
【００１２】
図１Ａは昇圧型コンバータ装置の要部を示したブロック図で、１９は昇圧型コンバータ装置を示し、昇圧型コンバータ装置１９は１次捲き線２０ａ及び２次捲き線２０ｂを具備したトランス２０と、逆流阻止用の第１のダイオード２２と、逆流阻止用の第２のダイオード２４及び共振用コンデンサ２６を具備する。
【００１３】
そして、１次捲き線２０ａの巻始め側を直流電源部３の＋出力端子３ａに接続し、１次捲き線２０ａの巻き終わり側をパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のドレイン側に接続し、２次捲き線２０ｂの巻始め側を逆流阻止用の第１のダイオード２２のアノード側に接続し、第１のダイオード２２のカソード側を逆流阻止用の第２のダイオード２４のアノード側及び共振用コンデンサ２６の一端側に接続し、共振用コンデンサ２６の他端側を２次捲き線２０ｂの巻き終わり側に接続し、制御回路１４の制御信号入力端１４ａを平滑コンデンサ１１の＋極側に接続し、制御回路１４のスイッチング信号出力端１４ｂをパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のゲート側に接続する。
【００１４】
そして更に、共振用コンデンサ２６のこの他端側と２次捲き線２０ｂのこの巻き終わり側との接続中点をパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のドレイン側及び主ダイオード素子９のアノード側に接続し、逆流阻止用の第２のダイオード２４のカソード側を主ダイオード素子９のカソード側と平滑コンデンサ１１の＋極側とに接続し、平滑コンデンサ１１の＋極側を＋出力端子１３ａに接続し、平滑コンデンサ１１の−極側を−出力端子１３ｂに接続し、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７のソース側を平滑コンデンサ１１の−極側及び直流電源部３の−出力端子３ｂに接続して昇圧型コンバータ装置１９を構成する。
【００１５】
次に、図１Ａに示して構成を説明した昇圧型コンバータ装置１９の動作について図１Ｂ、図２Ａ及び図２Ｂを参照して説明する。
【００１６】
図２Ａは、図１Ａに構成を示して説明した昇圧型コンバータ装置１９において、制御回路１４からターンオン状態のパワーＭＯＳＦＥＴ素子７をターンオフ状態としたときの動作を説明する図、そして図２Ｂは、同じく図１Ａに構成を示して説明した昇圧型コンバータ装置１９において、制御回路１４からターンオフ状態のパワーＭＯＳＦＥＴ素子７をターンオン状態にしたときの動作を説明する図である。
【００１７】
図２Ａにおいて、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターンオン状態からターンオフ状態になると、直流電源部３の＋出力端子３ａ、１次捲き線２０ａ、主ダイオード素子９及び平滑コンデンサ１１を通って直流電源部３の−出力端子３ｂに戻る第１の電流通路Ｉ₁が形成され、１次捲き線２０ａにパワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターンオン状態の際に蓄積したエネルギーを放出するために発生した電圧が直流電源部３の電圧に重畳され、直流電源部３の電圧を昇圧した電圧を平滑コンデンサ１１に蓄積する。
【００１８】
そしてさらに、このターンオン状態からターンオフ状態になったときに、第１の電流通路Ｉ₁の他に、直流電源部３の＋出力端子３ａ、１次捲き線２０ａ、共振用コンデンサ２６、逆流阻止用の第２のダイオード２４及び平滑コンデンサ１１を通って直流電源部３の−出力端子３ｂに戻る第２の電流通路Ｉ₂が形成される。
【００１９】
この第２の電流通路Ｉ₂を流れる電流により、制御部１４からパワーＭＯＳＦＥＴ素子７をターンオン状態からターンオフ状態にしたときのドレイン電圧Ｖ_DSの立ち上がり波形を図１Ｂに示した如く傾斜させ、図５Ｂに示して説明したパワーＭＯＳＦＥＴ素子７のドレイン−ソース間の電圧Ｖ_DSとドレイン電流Ｉ_DDとが重複する部分ＶＩＷの生成を抑圧し、ゼロ電圧状態またはこれに近い状態での電流スイッチ動作を可能として、この重複部分ＶＩＷの存在に起因して発生するスイッチング損失を著しく減少させることができるようにする。
【００２０】
一方、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターンオフ状態からターンオン状態になると、図２Ｂに示す如く直流電源部３の＋出力端子３ａ、１次捲き線２０ａ及びパワーＭＯＳＦＥＴ素子７を通って直流電源部３の−出力端子３ｂに戻る第３の電流通路Ｉ₃が形成されトランス２０に電磁エネルギーが蓄積されると共に、２次捲き線２０ｂの巻き始め端、逆流阻止用の第１のダイオード２２及び共振用コンデンサ２６を通って２次捲き線２０ｂの巻き終わり端に戻る第４の電流通路Ｉ₄が形成され、逆流阻止用の第１のダイオード２２のカソード側に接続している側が＋となる極性に共振用コンデンサ２６が充電される。
【００２１】
この第４の電流通路Ｉ₄を流れる電流は、トランス２０のリーケージインダクタンスと共振用コンデンサ２６との共振電流により生成されるものであり、そしてこの共振用コンデンサ２６を流れる共振電流Ｉ₄は、第３の電流通路Ｉ₃を流れる電流の立ち上がり時に現れ、共振用コンデンサ２６に蓄積される電圧値がトランス２０の１次捲き線２０ａと２次捲き線２０ｂの捲き線比に応じて２次捲き線２０ｂに生成される電圧値に達するまで流れ続ける。
【００２２】
すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターンオン状態の期間において共振用コンデンサ２６が共振電流Ｉ₄により図２Ｂに示した極性に充電されるので、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がこのターンオン状態からターンオフ状態となったときに第２の電流通路Ｉ₂に電流を流すことができ、かつ共振用コンデンサ２６に蓄積されていた電荷は第２の電流通路Ｉ₂を流れる電流により放電されて平滑コンデンサ１１に蓄積され、或いは＋出力端子１３ａ及び−出力端子１３ｂを通じ負荷で消費されるので、共振用コンデンサ２６に蓄積された電荷が無駄に消費されることなく有効に利用される。
【００２３】
次に、昇圧型コンバータ装置の他の例を図３に示して説明する。但し図３では図１Ａ，Ｂ及び図２Ａ，Ｂと同一の部分には同一の符号を付与し、詳細な説明を省略する。
【００２４】
図３に示した例は、共振用コンデンサ２６に充電した電荷を、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターンオフ状態にある期間において逆流阻止用の第２のダイオード３４を通じてトランス２０の１次捲き線２０ａ側に帰還するようにした昇圧型コンバータ装置３０を構成したもので、得られる効果については図１に示して説明した例と同等である。
【００２５】
図１Ａ，Ｂ、図２Ａ，Ｂ及び図３に示して説明した例（以下の説明においては本例というものとする）によれば、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターンオフ状態からターンオン状態になったときにトランス２０のリーケージインダクタンスと共振用コンデンサ２６の共振によって共振用コンデンサ２６を充電しておくことにより、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターンオン状態からターンオフ状態になった時点において第２の電流通路Ｉ₂を通じて電流を流すことができるようにして、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７をターンオン状態からターンオフにしたときのドレイン電圧Ｖ_DSの立ち上がり信号波形を傾斜させてドレイン電圧Ｖ_DSの立ち上がりを遅らせたので、パワートランジスタ素子７のドレイン−ソース間の電圧Ｖ_DSとドレイン電流Ｉ_DDとが重複する部分ＶＩＷを著しく少なくすることができ、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７における無駄な電力消費を削減することができる。
【００２６】
また本例によれば、パワーＭＯＳＦＥＴ素子７がターンオフ状態からターンオン状態になったときに共振用コンデンサ２６に充電された電荷は、この素子７がターンオン状態からターンオフ状態になったときにこの第２の電流通路Ｉ₂を通じて平滑コンデンサ１１に蓄積され、或いは＋出力端子１３ａ及び−出力端子１３ｂを通じて負荷で消費されるようになるので、共振用コンデンサ２６に充電された電荷を無駄に消費することなく有効に利用することができる。
【００２７】
さらにまた本例によれば、昇圧型コンバータ装置におけるスイッチング損失を少なくすることができるので、昇圧型コンバータ装置の高能率化を図れる。
【００２８】
さらにまた本例によれば、スイッチング損失を少なくすることができるので、昇圧型コンバータ装置におけるスイッチング周波数の高周波数化を図ることができ、昇圧用インダクタ及び平滑コンデンサ１１のより小容量化が可能になる等によって昇圧型コンバータ装置の小型化を図れる。
【００２９】
さらにまた本例によれば、簡単な回路構成で昇圧型コンバータ装置におけるスイッチング損失の低減を図ることができるので、昇圧型コンバータ装置のコストダウンを図れる。
【００３０】
さらにまた本例によれば、図５Ａに示して説明した従来の構成と、図１Ａ及び図３に示して説明した本例の構成を比較することより明らかなように、昇圧部自体の部分の構成については従来の構成を変更する必要がないのでこの部分には現状で入手可能なＩＣ部品を使用可能であり、従ってこの部分に第２の電流通路Ｉ₂および第４の電流通路Ｉ₄を形成する為に必要な構成を追加すればよいので、従来の昇圧型コンバータ装置をベースとして本例による昇圧型コンバータ装置を構成することが極めて簡単でありながら、従来の昇圧型コンバータ装置のスイッチング損失について優れた改善効果を達成することができる。
【００３１】
さらにまた本例によれば、制御回路１４による出力電圧制御方式として先に説明したスイッチングデユーティ可変型の他、スイッチング周波数可変型に応用した場合にも、昇圧型コンバータ装置のスイッチング損失を少なくするように改善を図ることができる。
【００３２】
さらにまた本例によれば、高能率で小型・低コストのアクティブフイルタ型の昇圧型コンバータ装置の実現を図ることができる。
【００３３】
さらにまた本例によれば、パワーＭＯＳＦＥＴ素子等のスイッチング素子で構成した電流スイッチング回路において、スイッチング素子でスイッチングする電圧がゼロ電圧状態またはこれに近い状態での電流スイッチ動作を可能としたので、昇圧型コンバータ装置からの不要輻射の低減を実現でき、電源装置におけるＥＭＩ等の不要輻射対策の容易化を図ることができる。
【００３４】
尚本例においては、本発明を昇圧型コンバータ装置単体に適用した例について説明したが、本発明は昇圧型コンバータ装置単体に本例を適用する場合に限定されることなく、この昇圧型コンバータを電源装置の一部として適用した場合及び電子機器の電源部に適用した場合等、本発明の精神を逸脱しない範囲においてその他各種の機器及び装置に本例を適用し得る。
【００３５】
次に、昇圧型コンバータ装置をＡＣ電源入力側の力率改善の目的を達成するために適用した場合の電源装置の例について説明する。
【００３６】
図４は、図１Ａ及び図３に示して説明した昇圧型コンバータ装置をＡＣ電源入力−ＤＣ出力型電源装置のアクティブフィルタ部に応用し、このＡＣ電源側の力率改善を図った電源装置の例を示した回路ブロック図である。
【００３７】
図４において４０は電源装置の要部全体を示し、電源装置４０をＡＣ電源部４１と、ノイズフィルタ部４３と、全波整流部４５と、図１Ａに示した昇圧型コンバータ装置１９または図３に示した昇圧型コンバータ装置３０で構成したアクティブフィルタ部４７と、ＡＣ−ＤＣコンバータ部４９と、平滑部５１及び直流電源電圧出力端部５３ａ，５３ｂで構成する。
【００３８】
そして、ＡＣ電源部４１からノイズフィルタ部４３に交流電源信号を供給して不要ノイズ成分を除去した交流電源信号をノイズフィルタ部４３から全波整流部４５に供給し、全波整流部４５においてこの交流電源信号を全波整流して脈流電源信号とし、この脈流電源信号をアクティブフィルタ部４７に供給し、アクティブフィルタ部４７を構成する昇圧型コンバータ装置１９または３０でこの脈流電源信号を昇圧した直流電圧を得て後この直流電圧を交流電源信号に変換し、この交流電源信号をＡＣ−ＤＣコンバータ部４９に供給して所定の電圧値の直流電源信号に変換し、この直流電源信号を平滑部５１に供給してリップル成分を除去し、リップル成分を除去したこの直流電源信号を直流電源電圧出力端部５３ａ，５３ｂから出力する。
【００３９】
図４に示した例によれば、交流電源信号から不要ノイズ成分を除去し全波整流して生成した脈流電源信号を、昇圧型コンバータ装置１９或いは３０で構成するアクティブフィルタ部４７に入力しスイッチングを行って昇圧した直流電圧を得る際に、このスイッチング周波数を従来の昇圧型コンバータ装置のスイッチング周波数に比較して高い周波数値にすることができるので、ＡＣ電源部４１側の交流電源信号に生じる電流波形歪を著しく減少することができる。従って、ＡＣ電源部４１から入力する交流電源信号の力率を従来よりはるかに改善できる効果が得られる。
【００４０】
【発明の効果】
本発明によれば、昇圧型コンバータ装置においてゼロ電圧状態での電流スイッチ動作を可能として、スイッチング損失を少なくすることができ、この昇圧型コンバータ装置の高能率化を図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】Ａは、本発明の昇圧型コンバータ装置の実施の形態の一例について説明する電気回路図である。Ｂは、図１Ａに示した電気回路図の動作を説明する為の波形図である。
【図２】Ａは、信号の流れを説明する為の電気回路図である。Ｂは、他の信号の流れを説明する為の電気回路図である。
【図３】本発明の昇圧型コンバータ装置の実施の形態の他の一例について説明する電気回路図である。
【図４】本発明の昇圧型コンバータ装置の応用例の一例にについて説明する回路ブロック図である。
【図５】Ａは、従来の昇圧型コンバータ装置について説明する電気回路図である。Ｂは、図５Ａに示した電気回路図の動作を説明する為の波形図である。
【符号の説明】
１９‥‥ＤＣ−ＤＣ変換装置、２０‥‥トランス、２０ａ‥‥１次捲き線、２０ｂ‥‥２次捲き線、２６‥‥共振用コンデンサ

Claims

入力直流電圧を昇圧用インダクタを介してパワーＭＯＳＦＥＴ素子に供給するとともに該パワーＭＯＳＦＥＴ素子を出力直流電圧に応じたスイッチングデューティでスイッチングするようにした昇圧型コンバータ装置において、
前記昇圧用インダクタを１次捲き線及び２次捲き線を具備したトランスと、複数の逆流阻止用のダイオードとで構成し、前記トランスに共振用コンデンサを接続してなり、
直流電源部の＋出力端子をトランスの１次捲き線の巻始め側に接続し、
前記１次捲き線の巻き終わり側をパワーＭＯＳＦＥＴ素子のドレイン側に接続し、
前記トランスの２次捲き線の巻始め側を逆流阻止用の第１のダイオードのアノード側に接続し、
前記第１のダイオードのカソード側を逆流阻止用の第２のダイオードのアノード側及び共振用コンデンサの一端側に接続し、
前記共振用コンデンサの他端側を前記２次捲き線の巻き終わり側に接続し、
制御回路の制御信号入力端を平滑コンデンサの＋極側に接続し、
前記制御回路のスイッチング信号出力端を前記パワーＭＯＳＦＥＴ素子のゲート側に接続し、
前記共振用コンデンサの他端側と前記２次捲き線の巻き終わり側との接続中点を前記パワーＭＯＳＦＥＴ素子のドレイン側及び主ダイオード素子のアノード側に接続し、
前記逆流阻止用の第２のダイオードのカソード側を主ダイオード素子のカソード側と前記平滑コンデンサの＋極側とに接続し、
前記平滑コンデンサの＋極側を＋出力端子に接続し、
前記平滑コンデンサの−極側を−出力端子に接続し、
前記パワーＭＯＳＦＥＴ素子のソース側を前記平滑コンデンサの−極側及び前記直流電源部の−出力端子に接続し、
前記トランスのリーケージインダクタンスと前記共振用コンデンサとの共振により前記共振用コンデンサに充電をおこなうとともに前記共振用コンデンサに充電した電荷に基づき前記スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを可能にし、スイッチング損失を軽減したことを特徴とする昇圧型コンバータ装置。
請求項１に記載した昇圧型コンバータ装置において、
前記入力直流電圧をＡＣ電源入力を整流手段で整流して得た脈流として、力率改善を行ったことを特徴とする昇圧型コンバータ装置。
直流電源部の＋出力端子をトランスの１次捲き線の巻始め側に接続し、
前記１次捲き線の巻き終わり側をパワーＭＯＳＦＥＴ素子のドレイン側に接続し、
前記トランスの２次捲き線の巻始め側を逆流阻止用の第１のダイオードのアノード側に接続し、
前記第１のダイオードのカソード側を逆流阻止用の第２のダイオードのアノード側及び共振用コンデンサの一端側に接続し、
前記共振用コンデンサの他端側を前記２次捲き線の巻き終わり側に接続し、
制御回路の制御信号入力端を平滑コンデンサの＋極側に接続し、
前記制御回路のスイッチング信号出力端を前記パワーＭＯＳＦＥＴ素子のゲート側に接続し、
前記共振用コンデンサの他端側と前記２次捲き線の巻き終わり側との接続中点を前記パワーＭＯＳＦＥＴ素子のドレイン側及び主ダイオード素子のアノード側に接続し、
前記逆流阻止用の第２のダイオードのカソード側を主ダイオード素子のカソード側と前記平滑コンデンサの＋極側とに接続し、
前記平滑コンデンサの＋極側を＋出力端子に接続し、
前記平滑コンデンサの−極側を−出力端子に接続し、
前記パワーＭＯＳＦＥＴ素子のソース側を前記平滑コンデンサの−極側及び前記直流電源部の−出力端子に接続することを特徴とする昇圧型コンバータ装置。
直流電源部の＋出力端子をトランスの１次捲き線の巻始め側に接続し、
前記１次捲き線の巻き終わり側をパワーＭＯＳＦＥＴ素子のドレイン側に接続し、
前記トランスの２次捲き線の巻始め側を逆流阻止用の第１のダイオードのアノード側に接続し、
前記第１のダイオードのカソード側を逆流阻止用の第２のダイオードのアノード側及び共振用コンデンサの一端側に接続し、
前記共振用コンデンサの他端側を前記２次捲き線の巻き終わり側に接続し、
制御回路の制御信号入力端を平滑コンデンサの＋極側に接続し、
前記制御回路のスイッチング信号出力端を前記パワーＭＯＳＦＥＴ素子のゲート側に接続し、
前記共振用コンデンサの他端側と前記２次捲き線の巻き終わり側との接続中点を前記パワーＭＯＳＦＥＴ素子のドレイン側及び主ダイオード素子のアノード側に接続し、
前記逆流阻止用の第２のダイオードのカソード側を前記１次捲き線の巻始め側に接続し、
前記平滑コンデンサの＋極側を＋出力端子に接続し、
前記平滑コンデンサの−極側を−出力端子に接続し、
前記パワーＭＯＳＦＥＴ素子のソース側を前記平滑コンデンサの−極側及び前記直流電源部の−出力端子に接続することを特徴とする昇圧型コンバータ装置。