KR100981571B1

KR100981571B1 - 다중 입력 다중 출력 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는이동 통신 시스템에서 신호 송수신 시스템 및 방법

Info

Publication number: KR100981571B1
Application number: KR20030051830A
Authority: KR
Inventors: 채찬병; 서창호; 조영권; 김병윤; 노정민
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2003-07-26
Filing date: 2003-07-26
Publication date: 2010-09-10
Anticipated expiration: 2023-07-26
Also published as: AU2004301548A1; CN1830158B; AU2004301548B2; JP4545747B2; RU2006102146A; KR20050013009A; JP2007528634A; US7532660B2; CA2526843C; CA2526843A1; WO2005011146A1; US20050018755A1; EP1503520B1; EP1503520A3; EP1503520A2; RU2313904C2; CN1830158A

Abstract

본 발명은 이동 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 방법에 있어서, 제 1 수신기는 수신 신호를 사용하여 상기 제 1 수신기의 수신 빔 생성을 위한 수신 가중치를 계산하고, 상기 계산한 수신 가중치를 사용하여 상대편 제 1 송신기의 송신 빔 생성을 위한 송신 가중치를 계산하고, 상기 제 1 수신기는 상기 송신 가중치를 포함하는 피드백 정보를 생성하고, 제 2 송신기는 상기 피드백 정보를 상대편 제 2 수신기로 송신한다.

수신 가중치, 송신 가중치, 피드백 정보, 2단계 가중치 생성, 수렴 단계, 안정 단계, CM 방식, DD 방식, MIMO

Description

다중 입력 다중 출력 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 신호 송수신 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR TRANSMITTING/RECEIVING SIGNAL IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM USING MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT ADAPTIVE ANTENNA ARRAY SCHEME}

도 1은 일반적인 CDMA 이동 통신 시스템의 송수신기 구조를 도시한 블록도

도 2는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 CDMA 이동 통신 시스템의 기지국 송수신기 구조를 도시한 도면

도 3은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 CDMA 이동 통신 시스템의 이동국 송수신기 구조를 도시한 도면

도 4는 본 발명에서의 기능을 수행하는 신호 처리기 구조를 도시한 도면

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 MIMO-AAA 방식을 사용하여 데이터를 송수신하는 과정을 도시한 신호 흐름도

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 기지국 수신기의 신호 수신 과정을 도시한 순서도

도 7은 이동 통신 시스템에서 BPSK 방식을 사용할 경우 DD 방식을 개략적으로 도시한 도면

도 8은 본 발명의 실시예들에 따른 수렴 단계에서 안정 단계로 천이하는 조건을 개략적으로 도시한 그래프

도 9는 본 발명의 실시예들에 따른 2단계 가중치 생성 방식을 사용할 경우 기지국 수신기의 수신 안테나들의 개수에 따른 특성 곡선을 나타낸 그래프

도 10은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 기지국 송수신기 구조를 도시한 도면

도 11은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDM 이동 통신 시스템의 이동국 송수신기 구조를 도시한 도면

도 12는 이동 통신 시스템에서 CM 방식을 사용할 경우 그래프를 개략적으로 도시한 도면

본 발명은 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 다중 입력 다중 출력 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 데이터를 송수신하는 시스템 및 방법에 관한 것이다.

차세대 이동 통신 시스템은 패킷 서비스 통신 시스템(packet service communication system) 형태로 발전되어 왔으며, 패킷 서비스 통신 시스템은 버스트(burst)한 패킷 데이터(packet data)를 다수의 이동국들로 전송하는 시스템으로 서, 대용량 데이터 전송에 적합하도록 설계되어 왔다. 이런 패킷 서비스 통신 시스템은 고속 패킷 서비스를 위해 발전해나가고 있으며, 비동기 방식 표준 단체인 3GPP(3rd Generation Partnership Project)는 상기 고속 패킷 서비스를 제공하기 위해 고속 순방향 패킷 접속(HSDPA: High Speed Downlink Packet Access, 이하 "HSDPA"라 칭하기로 한다) 방식을 제안하며, 동기 방식 표준 단체인 3GPP2(3rd Generation Partnership Project2)는 상기 고속 패킷 서비스를 제공하기 위해 1x EV-DO/V(1x Evolution Data Only/Voice) 방식을 제안한다. 상기 HSDPA 방식 및 1x EV-DO/V 방식 모두는 웹(web)과 같은 인터넷 서비스의 원활한 전송을 위해 고속 패킷 서비스를 제공하는 것을 제안하고 있고, 상기 고속 패킷 서비스를 제공하기 위해서는 평균 전송량(Average Throughput)뿐 아니라 최대 전송량(Peak Throughput)을 최적화하여 음성 서비스와 같은 서킷(circuit) 데이터 뿐만 아니라 패킷 데이터 전송을 원활하게 한다.

특히, 상기 HSDPA 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 “HSDPA 통신 시스템”이라 칭하기로 한다)은 고속 패킷 데이터 전송을 지원하기 위해서 하기 3가지 방식, 즉 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding, 이하 "AMC"라 칭하기로 한다) 방식, 복합 재전송(HARQ: Hybrid Automatic Retransmission Request, 이하 "HARQ"라 칭하기로 한다) 방식 및 빠른 셀 선택(FCS: Fast Cell Select, 이하 "FCS"라 칭하기로 한다) 방식을 새롭게 도입하였다. 상기 HSDPA 통신 시스템은 상기 AMC 방식과 HARQ 방식 및 FCS 방식을 사용하여 데이터 전송률을 증가시키고 있다. 물론 상기에서는 HSDPA 방식을 일 예로 하여 설명하였지만 데이터 전송률을 높이기 위한 또 다른 통신 시스템으로는 상기 1xEV-DO/V 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 “1xEV-DO/V 통신 시스템”이라 칭하기로 한다)이 존재하며 상기 1xEV-DO/V 통신 시스템 역시 데이터 전송률을 높이는 것이 통신 시스템 성능의 관건이 되고 있다. 상기 AMC 방식과 HARQ 방식 및 FCS 방식 등과 같은 새로운 방식들뿐만 아니라 할당된 대역폭(band width)의 한계를 극복하기 위한, 즉 데이터 전송률을 높이기 위한 또 다른 방식으로는 다중 안테나(multiple antenna) 방식이 존재한다. 상기 다중 안테나 방식은 공간축(space domain)을 활용하므로 주파수축 대역폭 자원의 한계를 극복하는 방식이다.

그러면 여기서, 상기 다중 안테나 방식에 대해서 설명하기로 한다.

먼저, 이동 통신 시스템은 한 기지국을 통해 다수의 이동국들이 교신하는 형태로 구성된다. 상기 기지국이 상기 다수의 이동국들로 고속 데이터 전송을 수행할 경우 무선 채널상의 특성으로 인해 페이딩(fading) 현상이 발생한다. 이런 페이딩 현상을 극복하기 위해 상기 다중 안테나 방식인 전송 안테나 다이버시티(transmit antenna diversity) 방식이 제안되었다. 여기서, 상기 전송 안테나 다이버시티 방식이라 함은 하나의 전송 안테나가 아닌 적어도 2개 이상의 전송 안테나들, 즉 다중 안테나들을 이용하여 신호를 송신함으로써 페이딩 현상에 따른 전송 데이터 손실을 최소화하여 데이터 전송률을 높이는 방식을 의미한다.

일반적으로 이동 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음 및 간섭 등과 같은 여러 요인들로 인해 실제 송신 신호에서 왜곡된 신호를 수신하게 된다. 상기 다중 경로 간섭에 의한 페이딩은 이동국의 이동성에 밀접한 관련을 가지며, 실제 송신 신호와 간섭 신호가 혼재한 형태로 수신된다. 그래서 상기 수신 신호는 실제 송신 신호에서 심한 왜곡을 겪은 형태가 되어 전체 이동 통신 시스템의 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 결과적으로 상기 페이딩 현상은 수신 신호의 크기(amplitude)와 위상(phase)을 왜곡시킬 수 있어, 무선 채널 환경에서 고속의 데이터 통신을 방해하는 주요 원인이며, 상기 페이딩 현상을 해결하기 위한 많은 연구들이 진행되고 있다. 결과적으로, 이동 통신 시스템에서 데이터를 고속으로 전송하기 위해서는 페이딩 현상과 같은 이동 통신 채널의 특성에 따른 손실 및 사용자별 간섭을 최소화해야 한다. 페이딩 현상으로 인해 통신이 불안정하게 되는 것을 방지하기 위한 방식으로 다이버시티 방식을 사용하며, 이러한 다이버시티 방식들 중 하나인 공간 다이버시티(space diversity) 방식이 다중 안테나를 이용한다.

그리고 상기 페이딩 현상을 해결하기 위한 방식들중 효과적인 방식으로서 전송 안테나 다이버시티 방식이 대두되고 있다. 상기 전송 안테나 다이버시티 방식은 무선 채널 환경에서 독립적인 페이딩 현상을 겪은 다수의 전송 신호들을 수신하여 페이딩 현상에 따른 왜곡에 대처하게 된다. 상기 전송 안테나 다이버시티 방식에는 시간 다이버시티(time diversity) 방식과, 주파수 다이버시티(frequency diversity) 방식과, 다중 경로 다이버시티(multipath diversity) 방식 및 공간 다이버시티(space diversity) 방식 등과 같은 다양하고 광범위한 방식들이 존재한다. 다시 말해서, 이동 통신 시스템은 고속 데이터 전송을 수행하기 위해서 통신 성능에 가장 심각한 영향을 미치는 상기 페이딩 현상을 잘 극복해야만 한다. 이렇게 페이딩 현상을 극복해야하는 이유는 상기 페이딩 현상이 수신 신호의 진폭(amplitude)을 수 dB에서 수십 dB까지 감소시키기 때문이다. 상기 페이딩 현상을 극복하기 위해서 상기 다이버시티 방식들이 사용되며, 일 예로 코드 분할 다중 접속(CDMA: Code Division Multiple Access, 이하 “CDMA"라 칭하기로 한다) 방식은 채널의 지연 분산(delay spread)을 이용해 다이버시티 성능을 얻을 수 있는 레이크(Rake) 수신기를 채택하고 있다. 여기서, 상기 레이크 수신기는 다중 경로(multi-path) 신호를 수신하는 일종의 수신 다이버시티 방식이다. 그러나 상기 레이크 수신기에서 사용하는 수신 다이버시티 방식은 채널의 지연 분산이 비교적 작을 경우에는 원하는 다이버시티 이득을 갖지 못한다는 단점을 가진다.

상기 시간 다이버시티 방식은 인터리빙(interleaving) 및 코딩(coding) 등과 같은 방법을 이용하여 무선 채널 환경에서 발생하는 버스트 에러(burst error)에 효과적으로 대응하며, 일반적으로 도플러 확산(doppler spread) 채널에서 사용된다. 그러나 상기 시간 다이버시티 방식은 저속 도플러 확산 채널에서는 그 다이버시티 효과를 갖기가 어렵다는 문제점이 있다. 상기 공간 다이버시티 방식은 일반적으로 채널의 지연 분산이 비교적 작은 채널, 일 예로 실내 채널과 저속 도플러 확산 채널인 보행자 채널 등과 같은 지연 분산이 비교적 작은 채널에서 사용된다. 상기 공간 다이버시티 방식은 두 개 이상의 안테나들을 사용하여 다이버시티 이득을 획득하는 방식으로서, 한 안테나를 통해 송신한 신호가 페이딩 현상에 의해 감쇄된 경우, 나머지 안테나를 통해 송신한 신호를 수신하여 다이버시티 이득을 획득하는 방식이다. 여기서, 상기 공간 다이버시티 방식은 수신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 송신 안테나 다이버시티 방식 및 다수개의 수신 안테나들과 다수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 "MIMO"라 칭하기로 한다) 방식으로 분류된다.

한편, 상기 송수신 안테나 방식중의 한 방식인 MIMO 적응 안테나 어레이(MIMO-AAA: Multiple Input Multiple Output-Adaptive Antenna Array, 이하 "MIMO-AAA"라 칭하기로 한다) 방식에 대해서 설명하기로 한다.

상기 MIMO-AAA 방식은 다수의 수신 안테나들로 구성된 안테나 어레이를 통해 수신된 수신 신호의 신호 벡터(vector)에 적정 가중치(weight) 벡터를 내적하여 출력함으로써 수신기가 수신하고자하는 방향으로부터의 신호는 그 수신 신호의 크기를 최대화하고, 상기 수신하고자 하는 방향이 아닌 방향, 즉 수신하지 않기를 원하는 방향으로부터의 신호는 그 수신 신호의 크기를 최소화하는 방식이다. 또한, 수신기에서는 송신 가중치 벡터를 계산한 후 송신기측으로 송신하여, 송신기측에서 수신기측으로 송신하는 신호의 빔 생성을 효율적으로 할 수 있게 한다. 결과적으로, 상기 MIMO-AAA 방식은 수신하기를 원하는 신호만을 최대 크기로 증폭하여 수신하고, 송신하기를 원하는 수신기에 최대 크기로 방사함으로써 양질의 통화 품질을 유지함과 동시에 시스템 전체의 용량 증대와 서비스 반경 증대를 가져온다는 이점을 가진다.

상기 MIMO-AAA 방식은 주파수 분할 다중 접속(FDMA: Frequency Division Multiple Access, 이하 "FDMA"라 칭하기로 한다) 방식과, 시간 분할 다중 접속(TDMA: Time Division Multiple Access, 이하 "TDMA"라 칭하기로 한다) 방식 및 CDMA 방식 등을 사용하는 이동 통신 시스템에 모두 적용 가능하지만, 이하 설명의 편의상 상기 CDMA 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하, "CDMA 이동 통신 시스템"이라 칭하기로 한다)을 일 예로 하여 상기 MIMO-AAA 방식을 설명하기로 한다.

그러면 여기서 도 1을 참조하여 상기 CDMA 이동 통신 시스템의 송신기 및 수신기 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 1은 일반적인 CDMA 이동 통신 시스템의 송수신기 구조를 도시한 블록도이다.

상기 도 1을 설명하기에 앞서, 상기 CDMA 이동 통신 시스템은 상기 MIMO-AAA 방식을 사용한다고 가정하기로 한다. 그러면, 상기 송신기 및 수신기는 다수의 송신 안테나들 및 수신 안테나들을 구비해야만 하는데, 상기 도 1에서는 상기 송신 안테나들 및 수신 안테나들을 별도로 구비하는 것이 아니라 듀플렉서(duplexer)를 사용하여 동일한 안테나들을 시분할(time division )하여 사용하는 경우를 가정하기로 한다. 또한, 상기 도 1에서는 N개의 안테나들을 사용한다고 가정하기로 한다. 또한, 상기 송신기는 기지국(BS: Base Station) 혹은 이동국(MS: Mobile Station)이 될 수도 있으며, 상기 수신기 역시 상기 기지국 혹은 이동국이 될 수도 있음은 물론이다.

그러면 첫 번째로 상기 CDMA 이동 통신 시스템의 송신기에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 1을 참조하면, 상기 송신기는 인코더(encoder)(101)와, 인터리버(interleaver)(103)와, 송신 빔 생성기(105)와, 신호 처리기(107)와, 다수의, 일 예로 N개의 확산기(spreader)들, 즉 제1확산기(111)와, 제2확산기(121)와, ... , 제N확산기(131)와, N개의 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 "RF"라 칭하기로 한다) 처리기(processor)들, 즉 제1RF 처리기(113)와, 제2RF 처리기(123)와, ... , 제N RF 처리기(133)로 구성된다. 한편, 듀플렉서(140)는 상기 송신기 및 수신기 모두에 공통적으로 사용되는 구조이며, N개의 안테나들, 즉 제1안테나(141)와, 제2안테나(143)와, ... , 제N안테나(145) 역시 상기 송신기 및 수신기 모두에 공통적으로 사용되는 구조이다.

먼저, 송신할 데이터가 발생하면, 상기 송신 데이터는 상기 인코더(101)로 입력된다. 상기 인코더(101)는 상기 송신 데이터를 미리 설정되어 있는 인코딩(encoding) 방식으로 인코딩한 후 상기 인터리버(103)로 출력한다. 여기서, 상기 인코딩 방식은 터보(turbo) 방식 혹은 컨벌루셔널(convolutional) 방식 등이 될 수 있다. 상기 인터리버(103)는 상기 인코더(101)에서 출력한 신호를 입력하여 버스트 에러(burst error) 방지를 위해 미리 설정되어 있는 설정 방식에 상응하게 인터리빙한 후 상기 송신 빔 생성기(105)로 출력한다. 여기서, 상기 인터리버(103)에서 출력하는 신호를 "

"라고 표현하기로 한다. 상기 신호처리기(107)는 상기 인터리버(103)에서 출력한 신호

를 고려하여 가중치를 계산한 후 상기 송신 빔 생성기(105)로 출력한다. 상기 송신 빔 생성기(105)는 상기 인터리버(103)에서 출력한 신호

와 상기 신호처리기(107)에서 계산된 가중치를 고려하여 송신빔(transmission beam)을 생성한 후 상기 제1확산기(111)와, 제2확산기(121)와, ... , 제N확산기(131) 각각으로 출력한다. 여기서, 상기 송신 빔 생성기(105)는 상기 인터리버(103)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 제1안테나(141)와, 제2안테나(143)와, ... , 제N안테나(145) 각각으로 송신되도록 송신 빔을 생성하여 상기 제1확산기(111)와, 제2확산기(121)와, ... , 제N확산기(131) 각각으로 출력하는 것이다. 상기 송신 빔 생성을 위한 구체적인 동작은 직접적인 연관이 없으므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

상기 송신 빔 생성기(105)에서 출력한 신호들의 집합을

라고 표현하기로 하며, 결국 상기

는 제k 안테나와 매핑되는, 상기 송신 빔 생성기(105)에서 출력한 신호들의 집합이 되는 것이다.

상기 제1확산기(111)는 상기 송신빔 생성기(105)에서 출력한 신호, 즉

를 입력하여 미리 설정되어 있는 확산 코드(spreading code)를 가지고 확산한 후 제1RF 처리기(113)로 출력한다. 상기 제1RF 처리기(113)는 상기 제1확산기(111)에서 출력한 신호, 즉

을 입력하여 RF 처리하여 상기 듀플렉서(140)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기들 각각은 증폭기(amplifier)와, 주파수 변환기(frequency converter)와, 필터(filter)와, 아날로그/디지털 변환기(analog to digital converter) 등으로 구성되어 RF 신호를 처리한다. 또한, 상기 제2확산기(121)는 상기 송신빔 생성기(105)에서 출력한 신호, 즉

를 입력하여 미리 설정되어 있는 확산 코드를 가지고 확산한 후 제2RF 처리기(123)로 출력한다. 상기 제2RF 처리기(123)는 상기 제2확산기(121)에서 출력한 신호, 즉

를 입력하여 RF 처리하여 상기 듀플렉서(140)로 출력한다. 이와 마찬가지로, 상기 제N확산기(131)는 상기 송신빔 생성기(105)에서 출력한 신호, 즉

를 입력하여 미리 설정되어 있는 확산 코드를 가지고 확산한 후 제N RF 처리기(133)로 출력한다. 상기 제N RF 처리기(133)는 상기 제N확산기(131)에서 출력한 신호, 즉

를 입력하여 RF 처리하여 상기 듀플렉서(140)로 출력한다.

상기 듀플렉서(140)는 제어기(도시하지 않음)의 제어에 따라 송신 시점과 수신 시점을 스케쥴링(scheduling)하여 송수신 동작을 제어한다. 또한, 상기 듀플렉서(140)의 송수신 동작에 따라 상기 제1안테나(141)와, 제2안테나(143)와, ... , 제N안테나(145)는 송신 안테나(Tx. ANT)로서 동작할 수도 있고 수신 안테나(Rx. ANT)로도 동작할 수도 있다.

두 번째로, 상기 CDMA 이동 통신 시스템의 수신기에 대해서 설명하기로 한다.

상기 수신기는 다수의, 일 예로 N개의 RF처리기들, 즉 제1 RF 처리기(151)와, 제2 RF 처리기(161)와, ... , 제N RF 처리기(171)와, 상기 RF 처리기들 각각에 대응되는 N개의 다중 경로 탐색기(multipath searcher)들, 즉 제1 다중 경로 탐색 기(153)와, 제2 다중 경로 탐색기(163)와, ... , 제N 다중 경로 탐색기(173)와, 상기 다중 경로 탐색기들 각각에서 탐색한 다수의, 일 예로 L개의 다중 경로(multipath) 각각에 대한 신호를 처리하는 L개의 핑거(finger)들, 즉 제1 핑거(180-1)와, 제2 핑거(180-2), ... , 제L 핑거(180-L)의 L개의 핑거들과, 상기 L개의 핑거들 각각에서 출력하는 다중 경로 신호들을 결합하는 다중 경로 결합기(multipath combiner)(191)와, 디인터리버(de-interleaver)(193)와, 디코더(decoder)(195)로 구성된다.

먼저, 다수의 송신기들에서 송신한 신호들은 다중 경로 페이딩 무선 채널(fading radio channel)을 통해 상기 N개의 안테나들을 통해 수신된다. 상기 듀플렉서(140)는 상기 제1 안테나(141)를 통해 수신된 신호를 상기 제1 RF 처리기(151)로 출력한다. 상기 제1 RF 처리기(151)는 상기 제1 안테나(141)에서 출력한 신호를 입력하여 RF 처리하여 기저 대역(baseband) 디지털 신호로 변환한 후 제1 다중 경로 탐색기(153)로 출력한다. 상기 제1 다중 경로 탐색기(153)는 상기 제1 RF 처리기(151)에서 출력한 신호를 입력하여 L개의 다중 경로 성분들을 분리하고, 상기 분리된 L개의 다중 경로 성분들 각각을 상기 제1 핑거(180-1) 내지 제L 핑거(180-L) 각각으로 출력한다. 여기서, 상기 제1 핑거(180-1) 내지 제L 핑거(180-L) 각각은 L개의 다중 경로들 각각에 일대일 매핑되어 다중 경로 신호 성분을 처리하게 된다. 여기서, 상기 N개의 수신 안테나들을 통해 수신된 신호들 각각에 대해 L개의 다중 경로들을 고려하므로

개의 신호들에 대해서 신호 처리해야만 하며, 상기

개의 신호들중 동일한 경로의 신호들이 동일한 핑거로 출력된 다.

또한, 상기 듀플렉서(140)는 상기 제2 안테나(143)를 통해 수신된 신호를 상기 제2 RF 처리기(161)로 출력한다. 상기 제2 RF 처리기(161)는 상기 제2 안테나(143)에서 출력한 신호를 입력하여 RF 처리하여 기저 대역 디지털 신호로 변환한 후 제2 다중 경로 탐색기(163)로 출력한다. 상기 제2 다중 경로 탐색기(163)는 상기 제2 RF 처리기(161)에서 출력한 신호를 입력하여 L개의 다중 경로 성분들을 분리하고, 상기 분리된 L개의 다중 경로 성분들 각각을 상기 제1 핑거(180-1) 내지 제L 핑거(180-L) 각각으로 출력한다.

이와 마찬가지로, 상기 듀플렉서(140)는 상기 제N 안테나(145)를 통해 수신된 신호를 상기 제N RF 처리기(171)로 출력한다. 상기 제N RF 처리기(171)는 상기 제N 안테나(145)에서 출력한 신호를 입력하여 RF 처리하여 기저 대역 디지털 신호로 변환한 후 제N 다중 경로 탐색기(173)로 출력한다. 상기 제N 다중 경로 탐색기(173)는 상기 제N RF 처리기(171)에서 출력한 신호를 입력하여 L개의 다중 경로 성분들을 분리하고, 상기 분리된 L개의 다중 경로 성분들 각각을 상기 제1 핑거(180-1) 내지 제L 핑거(180-L) 각각으로 출력한다.

이런 식으로, 상기 N개의 안테나들 각각을 통해 수신된 신호들의 L개의 다중 경로 신호들 각각은 동일한 다중 경로 신호끼리 동일한 핑거로 입력된다. 일 예로, 상기 제1 안테나(141) 내지 제N 안테나(145)의 제1 다중 경로 신호들은 상기 제1 핑거(180-1)로 입력되고, 이와 마찬가지로 상기 제1 안테나(141) 내지 제N 안테나(145)의 제L 다중 경로 신호들은 상기 제L 핑거(180-L)로 입력된다. 한편, 상기 제1 핑거(180-1) 내지 제L 핑거(180-L) 각각은 실제 입출력되는 신호들만 상이할 뿐 그 구성 및 동작이 동일하므로 여기서는 상기 제1 핑거(180-1)의 동작만을 일 예로 하여 설명하기로 한다.

상기 제1 핑거(180-1)는 상기 N개의 다중 경로 탐색기들 각각에 대응되는 N개의 역확산기(de-spreader)들, 즉 제1 역확산기(181)와, 제2 역확산기(182)와, ... , 제N 역확산기(183)의 N개의 역확산기들과, 상기 N개의 역확산기들 각각에서 출력하는 신호를 입력하여 수신 빔(beam) 생성을 위한 가중치를 계산하는 신호 처리기(184)와, 상기 신호 처리기(184)에서 계산한 가중치를 사용하여 수신 빔을 생성하는 수신빔 생성기(185)로 구성된다.

먼저, 상기 제1 다중 경로 탐색기(153)에서 출력한 제1 다중 경로 신호는 상기 제1 역확산기(181)로 입력된다. 상기 제1 역확산기(181)는 상기 제1 다중 경로 탐색기(153)에서 출력한 제1 다중 경로 신호를 미리 설정되어 있는 역확산 코드(de-spreading code)를 가지고 역확산하여 상기 신호 처리기(184) 및 수신 빔 생성기(185)로 출력한다. 여기서, 상기 역확산 코드는 상기 송신기들 각각에서 사용한 확산 코드와 동일한 코드이며, 상기 역확산하는 과정을 "시간 프로세싱(temporal processing)"이라고 칭한다. 또한, 상기 제2 다중 경로 탐색기(163)에서 출력한 제1 다중 경로 신호는 상기 제2 역확산기(182)로 입력된다. 상기 제2 역확산기(182)는 상기 제2 다중 경로 탐색기(163)에서 출력한 제1 다중 경로 신호를 미리 설정되어 있는 역확산 코드를 가지고 역확산하여 상기 신호 처리기(184) 및 수신 빔 생성기(185)로 출력한다. 이와 마찬가지로, 상기 제N 다중 경로 탐색기(173)에서 출력한 제1 다중 경로 신호는 상기 제N 역확산기(183)로 입력된다. 상기 제N 역확산기(183)는 상기 제N 다중 경로 탐색기(173)에서 출력한 제1 다중 경로 신호를 미리 설정되어 있는 역확산 코드를 가지고 역확산하여 상기 신호 처리기(184) 및 수신 빔 생성기(185)로 출력한다.

상기 신호 처리기(184)는 상기 제1 역확산기(181) 내지 제N 역확산기(183)에서 출력한 신호를 입력하여 수신 빔 생성을 위한 가중치 집합

를 계산한다. 여기서, 상기 제1 다중 경로 탐색기(153) 내지 제N 다중 경로 탐색기(173) 각각에서 출력한 제1 다중 경로 신호들의 집합을 "

"라고 정의하기로 한다. 여기서, 상기 제1 다중 경로 신호 집합

는 k번째 시점에서 제1 안테나(141) 내지 제N 안테나(145) 각각을 통해 수신된 제1다중 경로 신호들의 집합을 나타내며, 상기 제1 다중 경로 신호 집합

을 구성하는 제1다중 경로 신호들 각각은 모두 벡터 신호이다. 그리고, 상기 가중치 집합

은 k번째 시점에서 제1 안테나(141) 내지 제N 안테나(145) 각각을 통해 수신된 제1다중 경로 신호들 각각에 적용할 가중치들의 집합을 나타내며, 상기 가중치 집합

을 구성하는 가중치들 각각은 모두 벡터 신호이다.

그리고, 상기 제1 다중 경로 신호 집합

내의 모든 제1 다중 경로 신호들이 역확산된 신호들의 집합을 "

"라고 정의하기로 한다. 여기서, 제1 다중 경로 신호들의 역확산 신호 집합

는 k번째 시점에서 제1 안테나(141) 내지 제N 안테 나(145) 각각을 통해 수신된 제1다중 경로 신호들 각각이 역확산된 신호들의 집합을 나타내며, 상기 제1 다중 경로 신호들의 역확산 신호 집합

를 구성하는 역확산 신호들 각각은 모두 벡터 신호이다. 이하, 설명의 편의상 "집합"에 대해서는 그 용어를 생략하기로 하며, 언더바(under bar) 표시가 되어 있는 파라미터(parameter)는 모두 특정 엘리먼트(element)들의 집합을 나타냄에 유의하여야 한다.

또한, 상기 제1 역확산기(181) 내지 제N 역확산기(183) 각각은 미리 설정되어 있는 역확산 코드로 상기 제1 다중 경로 신호

를 역확산하므로 수신하기를 원하는 신호의 수신 전력(power)이 간섭 신호(interference signal)의 수신 전력에 비해서 프로세스 이득(process gain)만큼 증폭된다.

한편, 상기에서 설명한 바와 같이 상기 신호 처리기(184)로는 상기 제1 다중 경로 신호

가 역확산된 신호

가 입력된다. 상기 신호 처리기(184)는 상기 제1 다중 경로 신호

가 역확산된 신호

를 가지고 가중치

를 계산하여 상기 수신 빔 생성기(185)로 출력한다. 결과적으로, 상기 신호 처리기(184)는 상기 제1 안테나(141) 내지 제N 안테나(145) 각각에서 출력되는, 총 N개의 제1 다중 경로 신호들인

가 역확산된 신호들인

를 가지고 상기 제1 안테나(141) 내지 제N 안테나(145) 각각에서 출력되는 제1 다중 경로 신호

에 적용되는 총 N개의 가중치들인

를 계산하는 것이다. 상기 수신 빔 생성기(185)는 상기 총 N개의 제1 다중 경로 신호들인

이 역확산된 신호들인

와 총 N개의 가중치들인

를 입력한다. 그리고 상기 총 N개의 가중치 벡터들인

를 가지고 수신빔을 생성한 후, 상기 제1 다중 경로 신호

가 역확산된 신호

와 상기 수신빔의 해당 가중치

를 내적하여 상기 제1핑거(180-1)의 출력 z_k로 출력한다. 여기서, 상기 제1핑거(180-1)의 출력 z_k는 하기 수학식 1과 같이 표현된다.

수학식 1에서 H는 허미시안(Hermitian) 연산자, 즉 컨쥬게이트(conjugate)의 이항(transpose)를 나타낸다. 또한, 상기 수신기의 N개의 핑거들 각각에서 출력하는 출력 신호 z_k의 집합인

가 최종적으로 상기 다중 경로 결합기(191)로 입력되는 것이다.

상기의 설명에서는 제1 핑거(180-1)만을 일 예로 하여 그 동작을 설명하였으나, 상기 제1 핑거(180-1) 뿐만 아니라 나머지 핑거들 역시 상기 제1 핑거(180-1)와 동일한 동작을 수행함은 물론이다. 그래서, 상기 다중 경로 결합기(191)는 상기 제1 핑거(180-1) 내지 제L 핑거(180-L)에서 출력한 신호를 입력하여 다중 경로 결합한 후 상기 디인터리버(193)로 출력한다. 상기 디인터리버(193)는 상기 다중 경로 결합기(191)에서 출력한 신호를 입력하여 송신기에서 적용한 인터리빙 방식에 상응하는 디인터리빙 방식으로 디인터리빙한 후 상기 디코더(195)로 출력한다. 상기 디코더(195)는 상기 디인터리버(193)에서 출력한 신호를 입력하여 송신기에서 적용한 인코딩 방식에 상응하는 디코딩(decoding) 방식으로 디코딩하여 최종 수신 데이터로 출력한다.

상기 신호 처리기(184)는 미리 설정되어 있는 설정 알고리즘(algorithm)에 의해 수신하기를 원하는 송신기로부터 수신되는 신호의 평균 제곱 에러(MSE: Mean Square Error, 이하 "MSE"라 칭하기로 한다)가 최소가 되도록 가중치

를 계산한다. 그리고, 상기 신호 처리기(184)가 생성한 가중치

를 사용하여 상기 수신 빔 생성기(185)가 수신 빔을 생성하는데, 이렇게 MSE가 최소가 되도록 수신 빔을 생성하는 과정을 "공간 프로세싱(spatial processing)"이라고 칭한다. 물론, 상기 송신 빔 생성기(105)가 MSE가 최소가 되도록 송신 빔을 생성하는 과정 역시 공간 프로세싱이다. 따라서 상기 MIMO-AAA방식이 CDMA 이동 통신 시스템에 사용되면 시간 프로세싱과 공간 프로세싱이 동시에 수행되는데, 이렇게 시간 프로세싱과 공간 프로세싱이 동시에 수행되는 동작을 "공간-시간 프로세싱(spatial-temporal processing)"이라고 칭한다.

한편, 상기 신호 처리기(184)는 상기에서 설명한 바와 같이 각 핑거별로 역확산 이전의 다중 경로 신호들과 역확산 이후의 다중 경로 신호들을 입력하여 미리 설정되어 있는 설정 알고리즘에 따라 상기 MIMO-AAA 방식의 이득을 최대화할 수 있는 가중치를 계산한다. 마찬가지로 송신기에서도 확산 이전의 신호들에 미리 설정되어 있는 설정 알고리즘에 따라 상기 MIMO-AAA 방식의 이득을 최대화할 수 있는 가중치를 계산한다. 상기 신호 처리기(184) 및 상기 송신빔 생성기(105)는 상기 MSE를 최소화하는 기준에 의해서 동작하며, 따라서 최근에는 적응적으로 상기 MSE 를 최소화하기 위한 가중치를 계산하는 알고리즘에 대한 연구가 활발하게 진행되고 있다. 그러나, 최근에 활발하게 연구되고 있는, 상기 MSE를 최소화하기 위한 가중치를 계산하는 알고리즘은 주로 기준(reference) 신호를 기준으로 에러를 감소시키는 알고리즘이며, 이 알고리즘은 기준 신호가 존재하지 않을 경우 블라인드(blind) 방식으로 상수 계수(CM: Constant Modulus, 이하 "CM"이라 칭하기로 한다) 방식과 결정 방향(DD: Decision-Directed, 이하 "DD"라 칭하기로 한다) 방식 등을 지원한다.

그러나, 상기 기준 신호를 기준으로 에러를 감소시키는 알고리즘은 채널이 급속하게 변화하는 환경, 일 예로 고속 페이딩 채널(fast fading channel)과 같은 채널이 급속하게 변화하는 환경이나 고차 변조 방식, 일 예로 16QAM 방식 등과 같은 고차 변조 방식을 사용하는 환경에서는 시스템에서 원하는 최소 MSE 값으로 수렴하는 것이 난이하거나 특정 MSE 값으로 수렴한다고 할지라도 상기 최소 MSE의 값이 비교적 큰 값으로 결정된다. 이렇게 상기 최소 MSE의 값이 비교적 큰 값으로 결정될 경우 상기 MIMO-AAA 방식을 사용함으로써 발생하는 이득이 저하되기 때문에 고속 데이터 통신 시스템에는 적합하지 않다는 문제점이 있다. 또한, 상기 송신기 및 수신기 모두 송신 빔 및 수신 빔 생성을 위한 가중치를 계산하여야 하므로, 상기 가중치 계산에 소요되는 연산량으로 인한 로드(load)가 발생한다는 문제점이 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 이동 통신 시스템에서 적응 안테나 어레이 방식을 사용하여 데이터를 송수신하는 시스템 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 수신기의 가중치 정보를 사용하여 송신기의 가중치를 제어하는 시스템 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 2단계 가중치 생성 방식을 사용하여 데이터를 송수신하는 시스템 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 시스템은; 이동 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 시스템에 있어서, 수신 신호를 사용하여 제 1 수신기의 수신 빔 생성을 위한 수신 가중치를 계산하고, 상기 계산한 수신 가중치를 사용하여 상대편 제 1 송신기의 송신 빔 생성을 위한 송신 가중치를 계산하는 신호 처리기와, 상기 송신 가중치를 포함하는 피드백 정보를 생성하는 피드백 정보 생성기와, 상기 피드백 정보를 상대편 제 2 수신기로 송신하는 제 2 송신기를 포함한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 시스템은; 이동 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 시스템에 있어서, 상대편 제 1 송신기에서 송신한 피드백 정보를 수신하는 제 1 수신기와, 상기 피드백 정보로부터 제 2 송신기의 송신 빔 생성을 위한 송신 가중치를 검출하는 피드백 정보 처리기와, 상기 송신 가중치를 사용하여 송신 빔을 생성하여 상대편 제 2 수신기로 송신할 신호에 적용할 송신 빔을 생성하는 송신 빔 생성기와, 상기 송신 빔을 사용하여 상기 상대편 제 2 수신기로 신호를 송신하는 상기 제 2 송신기를 포함한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 시스템은; 이동 통신 시스템에 있어서, 수신 신호를 사용하여 제1수신기의 수신 빔 생성을 위한 수신 가중치를 계산하고, 상기 수신 가중치를 사용하여 제2송신기의 송신 빔 생성을 위한 송신 가중치를 계산한 후, 상기 송신 가중치를 포함하는 피드백 정보를 생성하는 상기 제1수신기와, 상기 제1수신기가 생성한 피드백 정보를 제2수신기로 송신하는 제1송신기를 포함하는 제1장치와, 상기 피드백 정보를 수신하는 상기 제2수신기와, 상기 피드백 정보로부터 상기 송신 가중치를 검출하고, 상기 송신 가중치를 사용하여 송신 빔을 생성하고, 상기 송신빔을 사용하여 상기 제1수신기로 신호를 송신하는 상기 제2송신기를 포함하는 제2장치를 포함한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 이동 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 방법에 있어서, 제 1 수신기는 수신 신호를 사용하여 상기 제 1 수신기의 수신 빔 생성을 위한 수신 가중치를 계산하고, 상기 계산한 수신 가중치를 사용하여 상대편 제 1 송신기의 송신 빔 생성을 위한 송신 가중치를 계산하는 과정과, 상기 제 1 수신기는 상기 송신 가중치를 포함하는 피드백 정보를 생성하는 과정과, 제 2 송신기는 상기 피드백 정보를 상대편 제 2 수신기로 송신하는 과정을 포함한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 방법은; 이동 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 방법에 있어서, 제 1 수신기는 상대편 제 1 송신기에서 송신한 피드백 정보를 수신하는 과정과, 제 2 송신기는 상기 피드백 정보로부터 송신 가중치를 검출하는 과정과, 상기 제 2 송신기는 상기 송신 가중치를 사용하여 송신 빔을 생성하고, 상기 송신빔을 사용하여 상대편 제 2 수신기로 신호를 송신하는 과정을 포함한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 방법은; 이동 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 방법에 있어서, 제1수신기는 수신 신호를 사용하여 상기 제1수신기의 수신 빔 생성을 위한 수신 가중치를 계산하고, 상기 수신 가중치를 사용하여 상기 제2송신기의 송신 빔 생성을 위한 송신 가중치를 계산하는 과정과, 상기 제1수신기는 상기 송신 가중치를 포함하는 피드백 정보를 생성하는 과정과, 상기 제1송신기는 상기 피드백 정보를 제2수신기로 송신하는 과정과, 상기 제2수신기는 상기 피드백 정보를 수신하는 과정과, 상기 제2송신기는 상기 피드백 정보로부터 상기 송신 가중치를 검출하고, 상기 송신 가중치를 사용하여 송신 빔을 생성하고, 상기 송신빔을 사용하여 상기 제1수신기로 신호를 송신하는 과정을 포함한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명을 설명하기에 앞서, 코드 분할 다중 접속(CDMA: Code Division Multiple Access, 이하 "CDMA"라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하 "CDMA 이동 통신 시스템"이라 칭하기로 한다)의 수신기로 수신되는 수신 신호의 모델(model)을 생각해보기로 한다. 여기서, 상기 수신기는 신호를 수신하는 주체로서, 기지국(BS: Base Station)의 수신기가 될 수도 있고, 이동국(MS: Mobile Station)의 수신기가 될 수도 있다. 여기서는 상기 기지국 수신기를 일 예로 하여 상기 수신 신호 모델을 생각해보기로 한다.

상기 기지국의 수신기는 다수의 수신 안테나(Rx ANT)들을 가지는 수신 안테나 어레이(Rx-antenna array)를 구비한다. 또한, 본 발명은 주파수 분할 다중 접속(FDMA: Frequency Division Multiple Access, 이하 "FDMA"라 칭하기로 한다) 방식과, 시간 분할 다중 접속(TDMA: Time Division Multiple Access, 이하 "TDMA"라 칭하기로 한다) 방식과, CDMA 방식 및 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭하기로 한다) 방식등을 사용하는 이동 통신 시스템에 모두 적용 가능하지만, 이하 설명의 편의상 상기 OFDM 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하, "OFDM 이동 통신 시스템"이라 칭하기로 한다) 및 CDMA 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하, "CDMA 이동 통신 시스템"이라 칭하기로 한다)을 일 예로 하여 설명하기로 한다.

먼저, 상기 기지국이 서비스하는 셀(cell) 내에 존재하는 임의의 이동국, 즉 제m 이동국 송신기에서 송신되는 신호는 하기 수학식 2와 같이 표현된다.

수학식 2에서, s_m(t)는 제m 이동국의 송신 신호를 나타내며, p_m은 제m 이동국의 송신 전력(transmit power)을 나타내며, b_m(t)는 제m 이동국의 사용자 정보 비트 시퀀스(user information bit sequence)를 나타내며, c_m(t)는 T_c의 칩(chip) 주기를 가지는 제m 이동국의 사용자 확산 코드 시퀀스(user spreading code sequence)를 나타낸다.

한편, 상기 이동국 송신기에서 송신한 송신 신호는 다중 경로 벡터 채널(multipath vector channel)을 통해 상기 기지국의 수신기로 수신되는데, 상기 다중 경로 벡터 채널의 채널 파라미터(channel parameter)들은 상기 비트 주기 T_b에 비해서 비교적 저속으로 변한다고 가정하며, 따라서 얼마간의 비트 주기들 동안에는 일정하다고 가정하기로 한다. 그러면 상기 기지국의 수신기로 수신되는 제m 이동국의 제l 다중 경로에 대한 복소(complex) 기저 대역(baseband) 수신 신호는 하기 수학식 3과 같이 표현된다. 여기서, 하기 수학식 3에 나타내는 수신 신호는 상기 기지국 수신기에 수신된 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 "RF"라 칭하기로 한다) 신호를 기저 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후의 신호를 나타냄에 유의하여야 한다.

수학식 3에서

는 상기 제m 이동국의 제l 다중 경로를 통해 수신된 복소 기저대역 수신 신호들의 집합을 나타내며, α_ml은 상기 제m 이동국의 제l 다중 경로에 적용되는 페이딩 감쇄도를 나타내며, φ_ml은 상기 제m 이동국의 제l 다중 경로에 적용되는 위상 천이량을 나타내며, τ_ml은 상기 제m 이동국의 제l 다중 경로에 적용되는 시간 지연량을 나타내며,

은 상기 제m 이동국의 제l 다중 경로에 적용되는 어레이 응답(AR: Array Response)들의 집합을 나타낸다. 여기서, 상기 기지국 수신기는 다수의, 일 예로 N개의 수신 안테나들을 구비하므로 상기 제m 이동국에서 송신한 신호가 N개의 수신 안테나들 각각을 통해 수신되므로, 제l 다중 경로를 통해 수신되는 신호는 N개가 되며, 따라서 상기 제m 이동국의 제l 다중 경로를 통해 수신된 복소 기저대역 수신 신호는 N개로서 집합을 이루게 되는 것이다. 이하, 설명이 편의상 "집합"에 대해서는 그 용어를 생략하기로 하며, 언더바(under bar) 표시가 되어 있는 파라미터(parameter)는 모두 특정 엘리먼트(element)들의 집합을 나타냄에 유의하여야 한다.

한편, 현재 일반적으로 사용되고 있는 선형(linear) 안테나 어레이를 사용할 경우 상기 어레이 응답

은 하기 수학식 4와 같이 표현된다.

수학식 4에서 d는 수신 안테나들 간에 이격되어 있는 간격을 나타내며, λ는 사용 주파수 대역에서의 파장을 나타내며, N은 상기 수신 안테나들의 개수를 나타내며, θ_ml은 제m 이동국의 제l 다중 경로에 적용되는 도래각(DOA: Direction Of Arrival)을 나타낸다.

또한, 상기 기지국이 서비스하는 셀 내에 존재하는 이동국들의 개수가 "M"개라고 가정하고, 상기 M개의 이동국들 각각에 대해서 L개의 다중 경로가 존재한다고 가정하면 상기 기지국에 수신되는 수신 신호는 상기 M개의 이동국들 각각에서 송신한 송신 신호들과 가산성 백색 잡음(AWN: Addictive White Noise)이 가산된 형태이며, 이를 표현하면 하기 수학식 5와 같다.

수학식 5에서

는 M개의 이동국들 각각에서 송신한 송신 신호들 각각에 가산되는 상기 가산성 백색 잡음들의 집합을 나타낸다.

수학식 5와 같이 표현된 수신 신호에서 상기 기지국이 수신하기를 원하는 신호가

이라고 가정하기로 한다. 여기서, 상기

은 제1이동국이 제1다중 경로를 통해 송신한 신호를 나타낸다. 이렇게 상기 기지국이 수신하기를 원하는 신호가

이라고 가정하였으므로 상기

을 제외한 모든 신호는 간섭 신호와 잡음으로 간주되기 때문에 수학식 5는 하기 수학식 6과 같이 표현될 수 있다.

수학식 6에서

는 간섭 신호를 나타내며 하기 수학식 7과 같이 표현된다.

수학식 7의 간섭 신호에서 선행하는 항은 상기 기지국이 수신하기를 원하는 이동국의 송신 신호이기는 하지만, 상기 기지국이 수신하기를 원하지 않는 다른 다중 경로들에 의한 간섭 신호(IPI: Inter Path Interference)를 나타내며, 수학식 7의 간섭 신호에서 후행하는 항은 다른 이동국들에 의한 간섭 신호(MAI: Multiple Access Interference)를 나타낸다.

또한, 상기

는 상기 기지국 수신기의 해당 채널 카드(channel card), 즉 상기 제1이동국에 할당되는 채널 카드( m = 1) 내의 해당 다중 경로의 핑거(finger), 즉 제1핑거(l = 1)에서 미리 설정된 역확산 코드 c₁(t - τ₁₁)를 가지고 역확산(de-spreading)되는데 상기 역확산된 후의 신호

는 하기 수학식 8과 같다. 상기 역확산 코드 c₁(t - τ₁₁)는 이동국 송신기에서 신호 송신시 사용한 확산 코드 c₁(t - τ₁₁)와 동일한 코드이다. 그리고, 상기 기지국에는 상기 종래 기술 부분의 도 1에서 설명한 바와 같은 수신기가 다수개 구비되어 있는데, 상기 수신기들 각각을 채널 카드라고 칭하며, 하나의 이동국에 대해서 하나의 채널 카드가 할당된다. 또한, 상기 도 1에서 설명한 바와 같이 상기 채널 카드에는 다중 경로수에 상응하는 다수의 핑거들이 구비되어 있으며, 상기 핑거들 각각은 해당하는 다중 경로 신호에 일대일 매핑된다.

수학식 8에서 k는 임의의 k번째 샘플링(sampling) 시점을 나타낸다.

상기 역확산되기 전의 신호

를 상기 역확산 코드 c₁(t - τ₁₁)를 가지고 역확산 한 후의

를 생성할 경우, 역확산기(de-spreader)의 특성에 상응하게 상기 수신 신호중 상기 기지국 수신기가 수신하기를 원하는 신호 성분의 전력은 프로세스 이득 G만큼 증폭된다. 이렇게 상기 기지국 수신기가 수신하기를 원하는 신호 성분의 전력은 프로세스 이득 G만큼 증폭됨에도 불구하고, 상기 기지국 수신기가 수신하기를 원하지 않는 신호 성분의 전력은 전혀 변화가 없다는 사실을 알 수 있으며, 따라서 역확산되기 전의 수신 신호와 역확산된후의 수신 신호간의 상관 행렬(correlation matrix)을 구할 수 있다. 상기 역확산되기 전의 수신 신호와 역확산된후의 수신 신호간의 상관 행렬을 구하기 위해서 상기 역확산된 후의 수신 신호

의 샘플링 시점과 동일한 시점인 k번째 시점에서 상기 역확산되기 전의 수신 신호

를 샘플링한다. 이렇게 k번째 시점에서 상기 역확산되기 전의 수신 신 호

를 샘플링한 신호는 하기 수학식 9와 같다.

결국, 상기 역확산되기 전의 수신 신호

와 역확산된후의 수신 신호

간의 상관 행렬을 구하기 위해서는 상기 역확산된 후의 수신 신호

를 샘플링하여 수학식 9와 같은 신호를 획득하였다고 가정하고, 상기 역확산되기 전의 수신 신호

와 역확산된 후의 수신 신호

는 정상적(stationary)하였다고 가정하기로 하는 것이다.

그러면 여기서 2단계(2-step) 최소 평균 제곱(LMS: Least Mean Square, 이하 "LMS"라 칭하기로 한다) 방식에 대해서 설명하기로 한다.

상기 2단계 LMS 방식에 대해서 설명하기로 한다.

임의의 한 시점에서 N개의 수신 안테나들을 통해 수신되는 복소 수신 신호, 즉 제1 수신 안테나를 통해 수신된 복소 수신 신호 x₁내지 제N 수신 안테나를 통해 수신된 복소 수신 신호 x_N으로 구성된 복소 수신 신호 x₁, x₂, ... , x_N로 구성된 역확산되기 전의 수신 신호 집합을

라고 가정하기로 한다. 여기서, 상기 T는 이항(transpose) 연산을 나타내는 연산자이다. 또한, 상기 N개의 수신 안테나들을 통해 수신되는 복소 수신 신호 x₁, x₂, ... , x_N가 역확산된 후의 수신 신호 집합을

라고 가정하기로 한다. 상기 역확산된 후의 수신 신호

는 상기 기지국 수신기가 수신하기를 원하는 신호 성분

와 상기 기지국 수신기가 수신하기를 원하지 않는 신호 성분

의 합으로 구성되며 하기 수학식 10과 같이 표현된다.

그리고, 상기 N개의 수신 안테나들을 통해 수신되는 복소 수신 신호 x₁, x₂, ... , x_N에 각각 곱해질 복소 가중치(complex weight value)들, 즉 상기 제1 수신 안테나를 통해 수신된 복소 수신 신호 x₁에 곱해질 복소 가중치 w₁ 내지 제N 수신 안테나를 통해 수신된 복소 수신 신호 x_N에 곱해질 복소 가중치 w_N으로 구성된 복소 가중치 w₁, w₂, ... , w_N로 구성된 가중치 집합을

라고 가정하기로 한다.

그러면 임의의 사용자 채널 카드, 즉 임의의 이동국에 할당되는 채널 카드내의 핑거들에서 출력되는 출력 신호

는 상기 가중치

와 역확산된 후의 수신 신호

의 내적으로 얻어지며 하기 수학식 11과 같이 표현된다.

수학식 11에서 i는 수신 안테나들의 개수를 나타낸다.

상기 출력 신호

는 상기 수학식 10 및 수학식 11을 가지고서 상기 기지국 수신기가 수신하기를 원하는 신호 성분

로 분류할 수 있다. 한편, 상기 LMS방식은 알고 있는 기준(reference) 신호와 수신 신호의 에러를 최소화하는 방식으로서 하기 수학식 12의 비용함수(Cost function, J(w))를 최소화 하는 방식이다.

수학식 12에서 J는 비용 함수(cost function)를 나타내며, 상기 비용 함수 J값을 최소화하는

값을 찾아야만 한다. 또한, 상기 수학식 12에서 e_k는 수신 신호(received signal)와 수신하기를 원하는 신호(desired signal)와의 차이, 즉 에러를 나타내며, d_k는 상기 수신하기를 원하는 신호를 나타내며, 비블라인드(non-blind) 방식을 사용하는 빔 생성 알고리즘에서는 상기 수신하기를 원하는 신호 d_k로서 일 예로 파일럿(pilot) 신호를 사용한다. 그러나, 본 발명에서는 블라인드(blind) 방식을 사용하는 빔 생성 알고리즘을 제안하며, 따라서 상기 비블라인드 방식을 사용하는 빔 생성 알고리즘에 대해서는 구체적인 설명을 생략하기로 한다.

한편, 수학식 12에서 상기 비용 함수 J는 2차 볼록(convex)함수 형태를 가지므로 상기 비용 함수 J값을 최소값이 되도록 하기 위해서는 상기 비용 함수 J를 미분하여 그 값이 0이 되도록 하여야 하는데, 상기 비용 함수 J의 미분값은 하기 수학식 13과 같다.

그런데, 실제 채널 환경에서 최적의 가중치

를 한번의 처리 과정에서 획득하는 것은 난이하며, 매 시점마다 역확산된후의 수신 신호

가 입력되므로 상기 최적의 가중치

를 적응적으로 혹은 재귀적으로 획득하기 위해서 하기 수학식 14와 같은 재귀식을 사용해야만 한다.

수학식 14에서 k는 k번째 시점을 나타내며,

는 k번째 시점에서의 수신 가중치를 나타내며, μ는 상수 이득(constant gain)값을 나타내며,

는 k번째 시점에서의 추적 벡터를 나타낸다. 상기 k번째 시점에서의 추적 벡터

는 상기 비용 함수 J의 미분값을 최소값, 일 예로 0으로 수렴하도록하는 벡터를 나타낸다. 하기의 설명에 있어서 설명의 편의상 송신기의 송신 빔 생성에 사용되는 가중치는 "송신 가중치"라고 정의하기로 하며, 수신기의 수신 빔 생성에 사용되는 가중치는 "수신 가중치"라고 정의하기로 한다.

결국, 수학식 14는 현재 시점에서 사용될 가중치

가 주어졌을 때 상기 가중치

로부터 추적 벡터

방향으로 상수 이득값 μ만큼 전진 혹은 후진하여 발생하는 값을 다음 시점에서 사용할 가중치

으로 업데이트(update)하는 과정을 나타내는 것이다.

또한, 수학식 14를 평균 제곱(MS: Mean Square) 기준에서 보면 하기 수학식 15와 같이 표현된다.

결국, 본 발명은 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 "MIMO"라 칭하기로 한다) 적응 안테나 어레이(AAA: Adaptive Antenna Array)(이하 "MIMO-AAA"라 칭하기로 한다) 방식에 따른 송신 빔 생성을 위한 가중치 피드백(feed bcak) 장치 및 방법을 제안한다. 또한, 본 발명은 송신 빔 및 수신 빔을 위한 가중치를 2단계 가중치 생성 방식을 사용하여 생성하는 장치 및 방법을 제안한다.

그러면 여기서 상기 송신 가중치

는 하기 수학식 16과 같이 계산된다.

수학식 16에 나타낸 바와 같이 수신기에서 복원된 신호를 이용하여 송신기의 가중치를 계산하게 된다. 따라서 수신기에서는 상기 계산한 송신기의 가중치를 송신기가 사용할 수 있도록 상기 송신기로 송신해야만 한다.

수학식 16에 나타낸 바와 같이 수신기에서는 복원된 신호

를 이용하여 송신기의 가중치를 계산하게 되며, 상기 복원된 신호

는 역확산된 수신 신호 및 수신 가중치를 통해 산출된다. 따라서 본 발명의 실시예에서는 상기 수신기로부터 계산된 송신기의 가중치는 송신기로 전송된다.

상기 수신 가중치가 산출되는 과정을 하기 수학식 17 내지 수학식 26을 참조하여 설명한다. 상기 과정에서는 설명을 용이하게 하기 위하여 확산 및 역확산 동작에 대한 고려를 생략하고 유도하기로 한다. 또한, 하기 수학식들에서 사용되는 파라미터(parameter)들은 도 1에서 설명한 바와 같다. 우선 송신기에서 빔생성을 하기 전의 신호를 도 2에서는 "

"이라 표현하기로 한다. 이때, 채널을 매트릭스(matrix) H로 정의하면, x_k는 하기 수학식 17과 같이 표현될 수 있다.

여기서, 수신 빔생성기에 의하여 수신된 신호는 하기 수학식 18과 같이 표현된다.

수학식 18에서는 계산의 편이를 위하여 잡음에 관한 항을 생략하였다. 이 경우 k번째 스냅(snap)에서 에러 신호는 하기 수학식 19와 같이 나타내며 여기서 상기 스냅은 가중치를 주는 시간적 단위를 의미한다.

여기서, 송신 안테나 가중치를 구하기 위하여 상기 수학식 19를 w_T에 관하여 에러 미분 값을 구하면 하기 수학식 20과 같다.

수학식 20에서, 상기 에러값 ε_k는 하기 수학식 21과 같이 나타낼 수 있다.

한편, 수학식 21을 이용하여 송신 빔 생성 벡터를 표현하면 하기 수학식 22와 같다.

또한, 수신기의 수신신호를 정리하여 양변에 상기 w_T를 곱한 후 정리하면 하기 수학식 23 및 수학식 24와 같이 표현된다.

수학식 24를 이용하여 상기 수학식 22를 정리하면, 하기 수학식 25와 같이 나타낼 수 있다.

최종적으로 상기 송신 빔생성 벡터를 정리하면 하기 수학식 26과 같다.

상기에서 설명한 바와 같이 최적의 가중치

를 획득하는 것은 수신 빔 생성에 가장 중요한 요소로 작용하며, 본 발명에서는 상기 2단계 LMS 방식을 사용하여 기준 신호와 수신 신호의 에러를 최소화한다. 본 발명은 상기 수학식 12에서 설명한 비용 함수의 값을 최소화하는 가중치

,

를 획득하여 상기 최적의 가중치

로 획득하는 것이다. 결과적으로, 본 발명은 상기 수학식 12에서 수신하기를 원하는 신호 d(k)를 검출하는 새로운 방식을 제안함과 동시에, 수신기가 계산한 수신 가중치

를 가지고 송신 가중치

를 계산하여 송신기로 피드백하는 방안을 제안하는 것이다.

삭제

본 발명에서 제안하는 수신하기를 원하는 신호 d(k)를 검출하는 방식은 블라인드 방식이며, 상기 블라인드 방식을 사용함에 따라 임의의 추정값을 사용하여 수신 신호를 적응시켜 수렴하도록해야만 하는데, 상기 수신 신호의 적응적 수렴을 위해 2단계 d(k)를 사용한다. 즉, 상기 2단계 d(k)를 사용한다함은 1단계인 수렴 단계와 2단계인 안정 단계를 거쳐 상기 d(k)를 획득함을 의미한다.

그러면 첫 번째로 상기 1단계인 수렴 단계에 대해서 설명하기로 한다.

우선, 상기 수신 신호의 적응적 수렴을 위해 사용되는 상수 계수(CM: Constant Modulus, 이하 "CM"이라 칭하기로 한다) 방식에 대해서 설명하기로 한다.

상기 CM 방식은 Godard에 의해서 제안되었으며, 일반적으로 블라인드 등화기(equalizer) 등에서 사용되고 있으며, 빔 생성 알고리즘에도 사용되고 있다. 상기 Godard가 제안한 상수 CM 방식을 사용할 경우 비용 함수 J는 하기 수학식 27과 같이 표현된다.

수학식 27에서 p는 임의의 양의 정수를 나타내며, R_p는 Godard 계수(Godard Modulus)를 나타낸다. 여기서, 상기 Godard 계수 R_p는 하기 수학식 28과 같이 표현된다.

한편, 현재 활발하게 논의되고 있는 OFDM 이동 통신 시스템에서는 일반적으로 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 이상의 비교적 고차 변조 방식을 사용하기 때문에 상기 비용 함수 J는 하기 수학식 29와 같이 실수부와 허수부로 분리하여 계산된다. 여기서, 상기 비용 함수 J를 실수부와 허수부로 분리하여 계산하는 이유는 고차 변조 방식을 사용함에 따라 송수신되는 신호들이 실수 성분과 허수 성분을 가지기 때문이다.

본 발명에서는 2단계 LMS 방식을 사용하며 p = 2라고 가정하고, 따라서

로 결정된다. 초기 시점, 즉 k = 0인 시점에서의 비용 함수 J 값은 0(J = 0)이라고 가정하기로 하며, 이를 도 12를 참조하여 설명하기로 한다.

상기 도 12는 이동 통신 시스템에서 p = 2,

, J = 0(단, k = 0)일 경우의 CM 방식을 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 12를 참조하면, 상기에서 설명한 바와 같이 p = 2이고,

이며, k = 0인 시점에서의 비용 함수 J 값이 0인 경우 CM 방식을 적용할 경우가 도시되어 있다. 수학식 29에 의해 R₂값이 결정되면 좌표면에서 원이 생기게 된다. 그럼 수신된 신호는 원점과의 연장선을 그리고 그 선과 원이 만나는 점으로 판단을 하게 된다. 상기 도 12에 도시된 바와 같이 수신기에서 복원된 신호 z_k는 원으로 투영된다.

상기에서는 수렴 단계에서 대해서 설명하였으며, 두 번째로 상기 d(k)를 획득하기 위한 2단계인 안정 단계에 대해서 설명하기로 한다.

상기 수렴 단계를 통해 MSE가 미리 설정한 설정 값으로 수렴되면 상기 수렴 단계에서 안정 단계로 전환하여 하기 수학식 30과 같은 연산을 수행한다. 상기 MSE가 설정값으로 수렴함에 따라 수렴 단계에서 안정 단계로 전환하는 과정은 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

상기 수렴 단계와 마찬가지로 상기 안정 단계에서도 실수부와 허수부를 분리하여 계산하여야만 한다. 수학식 30에서 Pr은 결정 방향(DD: Decision-Directed, 이하 "DD"라 칭하기로 한다) 방식에 의해 상기 수신하기를 원하는 신호 d(k)와 가장 근사한 신호로 투영됨을 의미한다. 여기서, 상기 DD 방식은 상기 d(k)를 수신 신호와 가장 근사한 결정 값으로 반영하는 방식을 의미한다. 그러면 여기서 도 7을 참조하여 상기 DD 방식에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 7은 이동 통신 시스템에서 BPSK 방식을 사용할 경우 DD 방식의 그래프를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 7을 참조하면, 먼저 상기 이동 통신 시스템에서 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 방식을 사용하는 것을 가정하였기 때문에 수신 신호가 I-Q 평면(domain)에서 (1.2, -0.2)이면 상기 수신하기를 원하는 신호 d(k)는 +1,-1과의 거리를 따져보고 가장 근사한 결정값인 1로 투영된다.

그러면 여기서 도 2를 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 CDMA 이동 통신 시스템의 기지국 송수신기 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 2는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 CDMA 이동 통신 시스템의 기지국 송수신기 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 2를 설명함에 있어, 상기 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 기지국 송수신기는 상기 도 1에서 설명한 송수신기 구조와 동일하며, 다만 피드백 정보 생성기(286) 구성이 추가되고, 신호 처리기(284)가 가중치를 결정하는 방식만이 상이하며, 상기 신호 처리기(284)가 결정한 가중치를 상기 기지국 수신기에 대응하는 송신기, 즉 이동국 송신기로 피드백하는 동작만이 상이할 뿐임에 유의하여야 한다.

또한, 상기 도 2를 설명하기에 앞서, 상기 CDMA 이동 통신 시스템은 상기 MIMO-AAA 방식을 사용한다고 가정하기로 한다. 그러면, 상기 송신기 및 수신기는 다수의 송신 안테나들 및 수신 안테나들을 구비해야만 하는데, 상기 도 2에서는 상기 송신 안테나들 및 수신 안테나들을 별도로 구비하는 것이 아니라 듀플렉서(duplexer)를 사용하여 동일한 안테나들을 시분할(time division )하여 사용하는 경우를 가정하기로 한다. 또한, 상기 도 2에서는 N개의 안테나들을 사용한다고 가정하기로 한다.

그러면, 첫 번째로 상기 CDMA 이동 통신 시스템의 기지국 송신기에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 2를 참조하면, 상기 기지국 송신기는 인코더(encoder)(201)와, 인터리버(interleaver)(203)와, 송신 빔 생성기(205)와, 신호 처리기(207)와, 다수의, 일 예로 N개의 확산기(spreader)들, 즉 제1확산기(211)와, 제2확산기(221)와, ... , 제N확산기(231)와, N개의 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 "RF"라 칭하기로 한다) 처리기(processor)들, 즉 제1RF 처리기(213)와, 제2RF 처리기(223)와, ... , 제N RF 처리기(233)로 구성된다. 한편, 듀플렉서(240)는 상기 기지국 송신기 및 수신기 모두에 공통적으로 사용되는 구조이며, N개의 안테나들, 즉 제1안테나(241)와, 제2안테나(243)와, ... , 제N안테나(245) 역시 상기 기지국 송신기 및 수신기 모두에 공통적으로 사용되는 구조이다.

먼저, 송신할 데이터가 발생하면, 상기 송신 데이터는 상기 인코더(201)로 입력된다. 상기 인코더(201)는 상기 송신 데이터를 미리 설정되어 있는 인코딩(encoding) 방식으로 인코딩한 후 상기 인터리버(203)로 출력한다. 여기서, 상기 송신할 데이터는 피드백 정보(FBI: FeedBack Information) 데이터로서, 상기 기지국 수신기의 신호 처리기(284)에서 생성한 송신 가중치

를 포함하는 데이터이며, 상기 송신 가중치

에 대해서는 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 또한, 상기 인코딩 방식은 터보(turbo) 방식 혹은 컨벌루셔널(convolutional) 방식 등이 될 수 있다. 상기 인터리버(203)는 상기 인코더(201)에서 출력한 신호를 입력하여 버스트 에러(burst error) 방지를 위해 미리 설정되어 있는 설정 방식에 상응하게 인터리빙한 후 상기 송신 빔 생성기(205)로 출력한다. 여기서, 상기 인터리버(203)에서 출력하는 신호를 "

"라고 표현하기로 한다. 상기 신호 처리기(207)는 상기 인터리버(203)에서 출력한 신호

를 사용하여 가중치를 계산한 후 상기 송신 빔 생성기(205)로 출력한다. 상기 송신 빔 생성기(205)는 상기 인터리버(203)에서 출력한 신호

와 상기 신호처리기(207)에서 계산된 가중치를 고려하여 송신빔(transmission beam)을 생성한 후 상기 제1확산기(211)와, 제2확산기(221)와, ... , 제N확산기(231) 각각으로 출력한다. 여기서, 상기 송신 빔 생성기(205)는 상기 인터리버(203)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 제1안테나(241)와, 제2안테나(243)와, ... , 제N안테나(245) 각각으로 송신되도록 송신 빔을 생성하여 상기 제1확산기(211)와, 제2확산기(221)와, ... , 제N확산기(231) 각각으로 출력하는 것이다.

상기 송신 빔 생성을 위한 구체적인 동작은 본 발명과 직접적인 연관이 없으므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 물론 상기 기지국 수신기가 이전 시점에서 상기 피드백 정보 데이터를 이동국 송신기로부터 수신하였을 경우, 상기 송신 빔 생성기(205)는 상기 피드백 정보 데이터에 포함되어 있는 송신 가중치

를 사용하여 송신 빔을 생성하게 된다. 상기 송신 가중치

를 피드백 받아 송신 빔을 생성하는 과정은 하기 도 3에서 설명하도록 한다. 상기 송신 빔 생성기(205)에서 출력한 신호들의 집합을

라고 표현하기로 하며, 결국 상기

는 k번째 안테나와 매핑되는, 상기 송신 빔 생성기(205)에서 출력한 신호들의 집합이 되는 것이다.

상기 제1확산기(211)는 상기 송신빔 생성기(205)에서 출력한 신호, 즉

를 입력하여 미리 설정되어 있는 확산 코드(spreading code)를 가지고 확산한 후 제1RF 처리기(213)로 출력한다. 상기 제1RF 처리기(213)는 상기 제1확산기(211)에서 출력한 신호, 즉

을를 입력하여 RF 처리하여 상기 듀플렉서(240)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기들 각각은 증폭기(amplifier)와, 주파수 변환기(frequency converter)와, 필터(filter)와, 아날로그/디지털 변환기(analog to digital converter) 등으로 구성되어 RF 신호를 처리한다. 또한, 상기 제2확산기(221)는 상기 송신빔 생성기(205)에서 출력한 신호, 즉

를 입력하여 미리 설정되어 있는 확산 코드를 가지고 확산한 후 제2RF 처리기(223)로 출력한다. 상기 제2RF 처리기(223)는 상기 제2확산기(221)에서 출력한 신호, 즉

를 입력하여 RF 처리하여 상기 듀플렉서(240)로 출력한다. 이와 마찬가지로, 상기 제N확산기(231)는 상기 송신빔 생성기(205)에서 출력한 신호, 즉

를 입력하여 미리 설정되어 있는 확산 코드를 가지고 확산한 후 제N RF 처리기(233)로 출력한다. 상기 제N RF 처리기(233)는 상기 제N확산기(231)에서 출력한 신호, 즉

를 입력하여 RF 처리하여 상기 듀플렉서(240)로 출력한다. 상기 듀플렉서(240)는 제어기(도시하지 않음)의 제어에 따라 송신 시점과 수신 시점을 스케쥴링(scheduling)하여 송수신 동작을 제어한다. 또한, 상기 듀플렉서(240)의 송수신 동작에 따라 상기 제1안테나(241)와, 제2안테나(243)와, ... , 제N안테나(245)는 송신 안테나(Tx. ANT)로서 동작할 수도 있고 수신 안테나(Rx. ANT)로도 동작할 수도 있다.

두 번째로, 상기 CDMA 이동 통신 시스템의 기지국 수신기에 대해서 설명하기로 한다.

상기 수신기는 다수의, 일 예로 N개의 RF처리기들, 즉 제1 RF 처리기(251)와, 제2 RF 처리기(261)와, ... , 제N RF 처리기(271)와, 상기 RF 처리기들 각각에 대응되는 N개의 다중 경로 탐색기(multipath searcher)들, 즉 제1 다중 경로 탐색기(253)와, 제2 다중 경로 탐색기(263)와, ... , 제N 다중 경로 탐색기(273)와, 상기 다중 경로 탐색기들 각각에서 탐색한 다수의, 일 예로 L개의 다중 경로(multipath) 각각에 대한 신호를 처리하는 L개의 핑거(finger)들, 즉 제1 핑거(280-1)와, 제2 핑거(280-2), ... , 제L 핑거(280-L)의 L개의 핑거들과, 상기 L개의 핑거들 각각에서 출력하는 다중 경로 신호들을 결합하는 다중 경로 결합기(multipath combiner)(291)와, 디인터리버(de-interleaver)(293)와, 디코더(decoder)(295)로 구성된다.

먼저, 다수의 송신기들에서 송신한 신호들은 다중 경로 페이딩 무선 채널(fading radio channel)을 통해 상기 N개의 안테나들을 통해 수신된다. 상기 듀플렉서(240)는 상기 제1 안테나(241)를 통해 수신된 신호를 상기 제1 RF 처리기(251)로 출력한다. 상기 제1 RF 처리기(251)는 상기 제1 안테나(241)에서 출력한 신호를 입력하여 RF 처리하여 기저 대역(baseband) 디지털 신호로 변환한 후 제1 다중 경로 탐색기(253)로 출력한다. 상기 제1 다중 경로 탐색기(253)는 상기 제1 RF 처리기(251)에서 출력한 신호를 입력하여 L개의 다중 경로 성분들을 분리하 고, 상기 분리된 L개의 다중 경로 성분들 각각을 상기 제1 핑거(280-1) 내지 제L 핑거(280-L) 각각으로 출력한다. 여기서, 상기 제1 핑거(280-1) 내지 제L 핑거(280-L) 각각은 L개의 다중 경로들 각각에 일대일 매핑되어 다중 경로 신호 성분을 처리하게 된다. 여기서, 상기 N개의 수신 안테나들을 통해 수신된 신호들 각각에 대해 L개의 다중 경로들을 고려하므로

개의 신호들에 대해서 신호 처리해야만 하며, 상기

개의 신호들중 동일한 경로의 신호들이 동일한 핑거로 출력된다.

또한, 상기 듀플렉서(240)는 상기 제2 안테나(243)를 통해 수신된 신호를 상기 제2 RF 처리기(261)로 출력한다. 상기 제2 RF 처리기(261)는 상기 제2 안테나(243)에서 출력한 신호를 입력하여 RF 처리하여 기저 대역 디지털 신호로 변환한 후 제2 다중 경로 탐색기(263)로 출력한다. 상기 제2 다중 경로 탐색기(263)는 상기 제2 RF 처리기(261)에서 출력한 신호를 입력하여 L개의 다중 경로 성분들을 분리하고, 상기 분리된 L개의 다중 경로 성분들 각각을 상기 제1 핑거(280-1) 내지 제L 핑거(280-L) 각각으로 출력한다.

이와 마찬가지로, 상기 듀플렉서(240)는 상기 제N 안테나(245)를 통해 수신된 신호를 상기 제N RF 처리기(271)로 출력한다. 상기 제N RF 처리기(271)는 상기 제N 안테나(245)에서 출력한 신호를 입력하여 RF 처리하여 기저 대역 디지털 신호로 변환한 후 제N 다중 경로 탐색기(273)로 출력한다. 상기 제N 다중 경로 탐색기(273)는 상기 제N RF 처리기(271)에서 출력한 신호를 입력하여 L개의 다중 경로 성분들을 분리하고, 상기 분리된 L개의 다중 경로 성분들 각각을 상기 제1 핑거(280-1) 내지 제L 핑거(280-L) 각각으로 출력한다.

이런 식으로, 상기 N개의 안테나들 각각을 통해 수신된 신호들의 L개의 다중 경로 신호들 각각은 동일한 다중 경로 신호끼리 동일한 핑거로 입력된다. 일 예로, 상기 제1 안테나(241) 내지 제N 안테나(245)의 제1 다중 경로 신호들은 상기 제1 핑거(280-1)로 입력되고, 이와 마찬가지로 상기 제1 안테나(241) 내지 제N 안테나(245)의 제L 다중 경로 신호들은 상기 제L 핑거(280-L)로 입력된다. 한편, 상기 제1 핑거(280-1) 내지 제L 핑거(280-L) 각각은 실제 입출력되는 신호들만 상이할 뿐 그 구성 및 동작이 동일하므로 여기서는 상기 제1 핑거(280-1)의 동작만을 일 예로 하여 설명하기로 한다.

상기 제1 핑거(280-1)는 상기 N개의 다중 경로 탐색기들 각각에 대응되는 N개의 역확산기(de-spreader)들, 즉 제1 역확산기(281)와, 제2 역확산기(282)와, ... , 제N 역확산기(283)의 N개의 역확산기들과, 상기 N개의 역확산기들 각각에서 출력하는 신호를 입력하여 수신 빔(beam) 생성을 위한 수신 가중치

와, 상기 기지국 수신기에 대응하는 상대편 송신기, 즉 이동국 송신기의 송신 가중치

를 계산하는 신호 처리기(284)와, 상기 신호 처리기(284)에서 계산한 수신 가중치 를 사용하여 수신 빔을 생성하는 수신빔 생성기(285)와, 상기 신호 처리기(284)에서 계산한 송신 가중치

를 포함하는 피드백 정보를 생성하는 피드백 정보 생성기(286)로 구성된다.

먼저, 상기 제1 다중 경로 탐색기(253)에서 출력한 제1 다중 경로 신호는 상기 제1 역확산기(281)로 입력된다. 상기 제1 역확산기(281)는 상기 제1 다중 경로 탐색기(153)에서 출력한 제1 다중 경로 신호를 미리 설정되어 있는 역확산 코드(de-spreading code)를 가지고 역확산하여 상기 신호 처리기(284) 및 수신 빔 생성기(285)로 출력한다. 또한, 상기 제2 다중 경로 탐색기(263)에서 출력한 제1 다중 경로 신호는 상기 제2 역확산기(282)로 입력된다. 상기 제2 역확산기(282)는 상기 제2 다중 경로 탐색기(263)에서 출력한 제1 다중 경로 신호를 미리 설정되어 있는 역확산 코드를 가지고 역확산하여 상기 신호 처리기(284) 및 수신 빔 생성기(285)로 출력한다. 이와 마찬가지로, 상기 제N 다중 경로 탐색기(273)에서 출력한 제1 다중 경로 신호는 상기 제N 역확산기(283)로 입력된다. 상기 제N 역확산기(283)는 상기 제N 다중 경로 탐색기(273)에서 출력한 제1 다중 경로 신호를 미리 설정되어 있는 역확산 코드를 가지고 역확산하여 상기 신호 처리기(284) 및 수신 빔 생성기(285)로 출력한다.

상기 신호 처리기(284)는 상기 제1 역확산기(281) 내지 제N 역확산기(283)에서 출력한 신호를 입력하여 수신 빔 생성을 위한 수신 가중치

를 계산한다. 여기서, 상기 제1 다중 경로 탐색기(253) 내지 제N 다중 경로 탐색기(273) 각각에서 출력한 제1 다중 경로 신호들의 집합을 "

는 k번째 시점에서 제1 안테나(241) 내지 제N 안테나(245) 각각을 통해 수신된 제1다중 경로 신호들의 집합을 나타내며, 상기 제1 다중 경로 신호 집합

을 구성하는 제1다중 경로 신호들 각각은 모두 벡터 신호이다. 그리고, 상기 수신 가중치

은 k번째 시점에서 제1 안테나(241) 내지 제N 안테나(245) 각각을 통해 수신된 제1다중 경로 신호들 각각에 적용할 수신 가중치들의 집합을 나타내며, 상기 수신 가중치 집합

을 구성하는 가중치들 각각은 모두 벡터 신호이다.

그리고, 상기 제1 다중 경로 신호 집합

는 k번째 시점에서 제1 안테나(241) 내지 제N 안테나(245) 각각을 통해 수신된 제1다중 경로 신호들 각각이 역확산된 신호들의 집합을 나타내며, 상기 제1 다중 경로 신호들의 역확산 신호 집합

를 구성하는 역확산 신호들 각각은 모두 벡터 신호이다. 이하, 설명의 편의상 "집합"에 대해서는 그 용어를 생략하기로 하며, 언더바(under bar) 표시가 되어 있는 파라미터(parameter)는 모두 특정 엘리먼트(element)들의 집합을 나타냄에 유의하여야 한다. 또한, 상기 제1 역확산기(281) 내지 제N 역확산기(283) 각각은 미리 설정되어 있는 역확산 코드로 상기 제1 다중 경로 신호

한편, 상기에서 설명한 바와 같이 상기 신호 처리기(284)로는 상기 제1 다중 경로 신호

가 역확산된 신호

가 입력된다. 상기 신호 처리기(284)는 상기 제1 다중 경로 신호

가 역확산된 신호

를 가지고 수신 가중치

를 계산하여 상기 수신 빔 생성기(285)로 출력한다. 결과적으로, 상기 신호 처리기(284)는 상기 제1 안테나(241) 내지 제N 안테나(245) 각각에서 출력되는, 총 N개의 제1 다중 경로 신호들이 역확산된 신호들인

를 가지고 상기 제1 안테나(241) 내지 제N 안테나(245) 각각에서 출력되는 제1 다중 경로 신호

에 적용되는 총 N개의 가중치들인 수신 가중치

를 계산하는 것이다. 상기 수신 빔 생성기(285)는 상기 총 N개의 제1 다중 경로 신호들인

이 역확산된 신호들인

와 총 N개의 가중치들인

를 입력한다. 그리고 상기 총 N개의 가중치 벡터들인

를 가지고 수신빔을 생성한 후, 상기 제1 다중 경로 신호

가 역확산된 신호

와 해당 수신 가중치

를 내적하여 상기 제1핑거(280-1)의 출력 z_k로 출력한다. 또한, 상기 기지국 수신기의 N개의 핑거들 각각에서 출력하는 출력 신호 z_k의 집합인

가 최종적으로 상기 다중 경로 결합기(291)로 입력되는 것이다. 또한, 상기 신호 처리기(284)는 수신 가중치

를 사용하여 송신 가중치

를 계산한 후, 상기 송신 가중치

를 상기 피드백 정보 생성기(286)로 출력한다. 상기 피드백 정보 생성기(286)는 상기 송신 가중치

를 포함하는 피드백 정보를 생성한다. 여기서, 상기 피드백 정보 생성기(286)에서 생성된 피드백 정보가 상기 기지국 송신기에서 송신되는 피드백 정보가 되는 것이다. 또한, 상기 피드백 정보는 일 예로 전용 물리 채널(DPCH: Dedicated Physical CHannel) 등을 통해서 송신된다.

상기의 설명에서는 제1 핑거(280-1)만을 일 예로 하여 그 동작을 설명하였으나, 상기 제1 핑거(280-1) 뿐만 아니라 나머지 핑거들 역시 상기 제1 핑거(280-1)와 동일한 동작을 수행함은 물론이다. 그래서, 상기 다중 경로 결합기(291)는 상기 제1 핑거(280-1) 내지 제L 핑거(280-L)에서 출력한 신호를 입력하여 다중 경로 결합한 후 상기 디인터리버(293)로 출력한다. 상기 디인터리버(293)는 상기 다중 경로 결합기(291)에서 출력한 신호를 입력하여 송신기에서 적용한 인터리빙 방식에 상응하는 디인터리빙 방식으로 디인터리빙한 후 상기 디코더(295)로 출력한다. 상기 디코더(295)는 상기 디인터리버(293)에서 출력한 신호를 입력하여 송신기에서 적용한 인코딩 방식에 상응하는 디코딩(decoding) 방식으로 디코딩하여 최종 수신 데이터로 출력한다.

상기 도 2에서는 기지국 수신기가 송신 가중치

를 계산하고, 상기 송신 가중치

를 상기 이동국 송신기로 피드백하는 경우를 설명하였다. 그러나, 상기 기지국 송수신기 구조가 그대로 이동국 송수신기 구조로 사용될 수도 있으며, 다만 상기 도 2에서는 피드백 정보를 생성하여 송신하는 측면을 중심으로 하여 설명하였음에 유의하여야 한다.

다음으로 도 3을 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 CDMA 이동 통신 시스템의 이동국 송수신기 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 3은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 CDMA 이동 통신 시스 템의 이동국 송수신기 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 3을 설명함에 있어, 상기 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 이동국 송수신기는 상기 도 1에서 설명한 송수신기 구조와 동일하며, 다만 피드백 정보 처리기(307) 구성이 추가되고, 송신 빔 생성기(305)가 송신 빔을 피드백받은 송신 가중치를 사용하여 생성한다는 동작에서만 상이할 뿐임에 유의하여야 한다.

또한, 상기 도 3을 설명하기에 앞서, 상기 CDMA 이동 통신 시스템은 상기 MIMO-AAA 방식을 사용한다고 가정하기로 한다. 그러면, 상기 송신기 및 수신기는 다수의 송신 안테나들 및 수신 안테나들을 구비해야만 하는데, 상기 도 2에서는 상기 송신 안테나들 및 수신 안테나들을 별도로 구비하는 것이 아니라 듀플렉서를 사용하여 동일한 안테나들을 시분할하여 사용하는 경우를 가정하기로 한다. 또한, 상기 도 3에서는 N개의 안테나들을 사용한다고 가정하기로 한다.

그러면, 첫 번째로 상기 CDMA 이동 통신 시스템의 이동국 송신기에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 3을 참조하면, 상기 송신기는 인코더(301)와, 인터리버(303)와, 송신 빔 생성기(305)와, 피드백 정보 처리기(307)와, 다수의, 일 예로 N개의 확산기들, 즉 제1확산기(311)와, 제2확산기(321)와, ... , 제N확산기(331)와, N개의 RF 처리기들, 즉 제1RF 처리기(313)와, 제2RF 처리기(323)와, ... , 제N RF 처리기(333)로 구성된다. 한편, 듀플렉서(340)는 상기 이동국 송신기 및 수신기 모두에 공통적으로 사용되는 구조이며, N개의 안테나들, 즉 제1안테나(341)와, 제2안테나(343)와, ... , 제N안테나(345) 역시 상기 이동국 송신기 및 수신기 모두에 공통적으로 사용되는 구조이다. 여기서, 상기 인코더(301)와, 인터리버(303)와, 제1확산기(311)와, 제2확산기(321)와, ... , 제N확산기(331)와, 제1RF 처리기(313)와, 제2RF 처리기(323)와, ... , 제N RF 처리기(333)는 상기 도 2의 인코더(201)와, 인터리버(203)와, 제1확산기(211)와, 제2확산기(221)와, ... , 제N확산기(231)와, 제1RF 처리기(213)와, 제2RF 처리기(223)와, ... , 제N RF 처리기(233)와 동일한 동작을 수행하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

상기 피드백 정보 처리기(307)는 상기 이동국 수신기가 수신한 피드백 정보를 분석하여 상기 피드백 정보에 포함되어 있는 송신 가중치

를 검출하고, 상기 검출한 송신 가중치

를 상기 송신빔 생성기(305)로 출력한다. 상기 이동국 수신기가 피드백 정보를 수신하는 과정은 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 송신빔 생성기(305)는 상기 송신 가중치

에 상응하게 송신빔을 생성한다.

두 번째로, 상기 CDMA 이동 통신 시스템의 이동국 수신기에 대해서 설명하기로 한다.

상기 수신기는 다수의, 일 예로 N개의 RF처리기들, 즉 제1 RF 처리기(351)와, 제2 RF 처리기(361)와, ... , 제N RF 처리기(371)와, 상기 RF 처리기들 각각에 대응되는 N개의 다중 경로 탐색기들, 즉 제1 다중 경로 탐색기(353)와, 제2 다중 경로 탐색기(363)와, ... , 제N 다중 경로 탐색기(373)와, 상기 다중 경로 탐색기 들 각각에서 탐색한 다수의, 일 예로 L개의 다중 경로 각각에 대한 신호를 처리하는 L개의 핑거들, 즉 제1 핑거(380-1)와, 제2 핑거(380-2), ... , 제L 핑거(380-L)와, 상기 L개의 핑거들 각각에서 출력하는 다중 경로 신호들을 결합하는 다중 경로 결합기(391)와, 디인터리버(393)와, 디코더(395)로 구성된다. 여기서, 상기 제1 RF 처리기(351)와, 제2 RF 처리기(361)와, ... , 제N RF 처리기(371)와, 제1 다중 경로 탐색기(353)와, 제2 다중 경로 탐색기(363)와, ... , 제N 다중 경로 탐색기(373)와, 제1 핑거(380-1)와, 제2 핑거(380-2), ... , 제L 핑거(380-L)와, 다중 경로 결합기(391)와, 디인터리버(393)와, 디코더(395)는 상기 도 2의 제1 RF 처리기(251)와, 제2 RF 처리기(261)와, ... , 제N RF 처리기(271)와, 제1 다중 경로 탐색기(253)와, 제2 다중 경로 탐색기(263)와, ... , 제N 다중 경로 탐색기(273)와, 제1 핑거(280-1)와, 제2 핑거(280-2), ... , 제L 핑거(280-L)와, 다중 경로 결합기(291)와, 디인터리버(293)와, 디코더(295)와 동일한 동작을 수행하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 다만, 상기 디코더(395)가 최종적으로 출력하는 수신 데이터가 상기 피드백 정보, 즉 송신 가중치

를 포함하는 피드백 정보가 되는 것이며, 상기 디코더(395)에서 출력한 피드백 정보가 상기 피드백 정보 처리기(307)로 입력되는 것이다.

상기 도 3에서는 이동국 수신기가 피드백 정보를 수신하고, 상기 수신한 피드백 정보에 포함되어 있는 송신 가중치

를 사용하여 이동국 송신기가 송신빔을 생성하는 경우를 설명하였다. 그러나, 상기 이동국 송수신기 구조가 그대로 기지국 송수신기 구조로 사용될 수도 있으며, 다만 상기 도 3에서는 송신 가중치

가 포함되어 있는 피드백 정보를 수신하는 측면을 중심으로 하여 설명하였음에 유의하여야 한다.

그러면 여기서 도 4를 참조하여 신호 처리기 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 4는 본 발명에서의 기능을 수행하는 신호 처리기 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 4를 설명함에 있어, 설명의 편의상 상기 기지국 수신기의 구성들중 본 발명과 직접적으로 연관되는 구성들만을 설명하기로 한다. 여기서, 상기 기지국 수신기의 구성들을 가지고 설명하는 이유는 상기 설명에서 기지국 수신기가 송신 가중치

를 계산하는 경우를 일 예로하여 설명하였기 때문이며, 상기 도 4의 신호 처리기 구조는 이동국 수신기에도 적용될 수 있음은 물론이다.

상기 도 4를 참조하면, 먼저 임의의 시점 k에서의 수신 신호

가 입력되면 역확산기(410)는 미리 설정되어 있는 설정 역확산 코드를 사용하여 역확산하고, 상기 역확산된 수신 신호

를 신호 처리기(430) 및 수신 빔 생성기(420)로 출력한다. 상기 신호 처리기(430)는 가중치 계산기(431)와, 메모리(memory)(433)와 수렴 판단기(435)로 구성된다. 도 4에서는 설명의 편의상 상기 도 2에서 설명한 기지국 수신기 구조에서 제1 핑거(280-1)의 구조를 일 예로 하여 설명하기로 한다. 그래서 도 4의 역확산기(410)는 하나의 구성으로 도시되어 있지만 상기 제1 핑거(280-1)의 제1 역확산기(281) 내지 제N 역확산기(283)의 N개의 역확산기들과 실질적으로 동일한 동작을 하는 것이다.

상기 신호 처리기(430)의 가중치 계산기(431)는 상기 역확산된 수신 신호

를 입력하여 미리 설정되어 있는 상수 이득값 μ과 초기 수신 가중치

와, 초기 송신 가중치

와, 상기 수신빔 생성기(420)에서 출력한 핑거 출력 신호

를 입력하여 수신 가중치

와, 송신 가중치

를 계산하여 상기 메모리(433)로 출력한다. 여기서, 상기 메모리(433)는 상기 가중치 계산기(431)에서 계산한 수신 가중치

와, 송신 가중치

를 버퍼링(buffering)하며, 상기 가중치 계산기(431)는 이후 상기 수신 가중치

와, 송신 가중치

를 업데이트할 때 상기 메모리(433)에 저장되어 있는 수신 가중치

와, 송신 가중치

를 이용한다. 즉, 임의의 시점 k에서 계산된 수신 가중치

와, 송신 가중치

를 사용하여 다음 시점 k+1에서의 수신 가중치

와, 송신 가중치

를 업데이트한다. 한편, 상기 가중치 계산기(431)는 상기 수렴 판단기(435)의 제어에 따라 상기 수신 가중치

와, 송신 가중치

를 계산한다. 즉, 상기 수렴 판단기(435)에서 상기 가중치 계산기(431)가 어떤 방식으로 상기 수신 가중치

와, 송신 가중치

를 계산할지를 제어한다. 여기서, 상기 수신 가중치

와, 송신 가중치

를 계산하는 방식에는 상기 CM 방식과 DD 방식의 2가지 방식들이 존재하며, 상기 수렴 판단기(435)가 상기 CM 방식 및 DD 방식중 어느 한 방식을 선택하는 과정에 대해서 설명하기로 한다.

상기에서 설명한 바와 같이, 본 발명에서는 2단계 d(k)를 사용하기 때문에 수렴 단계와 안정 단계의 2단계를 수행하는데, 상기 CM 방식은 수렴 속도가 느리다는 단점이 있고, 상기 DD 방식은 페이딩이 심한 채널, 즉 고속 페이딩 채널(fast fading channel) 및 고차 변조 방식에서는 수렴이 안될 확률이 높다는 단점이 있다. 본 발명에서는 상기 CM 방식과 DD 방식을 그 특성에 맞게 수렴 단계 및 안정 단계에 사용하며 비교적 빠르면서도 작은 MSE 값으로 수렴하도록 제어한다. 수렴 단계와 안정 단계를 구분하는 것은 성능 향상에 있어 굉장히 중요한 요소로 작용한다.

본 발명에서는 상기 수렴 단계와 안정 단계를 구분함에 있어 하기와 같은 방식을 사용한다.

먼저, 시간 영역(time domain) t = 1, 2, 3, 4, ... 에서의 MSE를 "S_t"라고 정의하기로 한다. 상기 S_t는 임의의 시점 t에서 수신되는 신호의 MSE를 나타낸다. 이 경우 상기 수렴 단계와 안정 단계를 구분하는 기준으로 현재 시점, 즉 t = t에서의 S_t와 다음 시점 t = t-1에서의 S_t-1의 차를 "d_t"라고 정의하기로 한다. 상기 S_t와 S_t-1의 차 d_t는 하기 수학식 31과 같이 정의한다.

상기 수렴 단계에서 상기 안정 단계로 천이하는 경우는 상기 d_t가 미리 설정된 제1임계값 d_p의 절대값 이하의 값을 가지는 경우이다(

). 상기 제1임계값 d_p는 상기 이동 통신 시스템에서 시스템에 적합한 값으로 미리 설정되는 값이며, 결과적으로 S_t와 S_t-1의 차 d_t가 매우 작을 경우 수렴 단계에서 안정 단계로 천이하게 되는 것이다.

그러면 여기서 도 8을 참조하여 상기 수렴 단계에서 안정 단계로 천이하는 과정을 설명하기로 한다.

상기 도 8은 본 발명의 실시예들에 따른 수렴 단계에서 안정 단계로 천이하는 조건을 개략적으로 도시한 그래프이다.

상기 도 8을 참조하면, 도시된 바와 같이 이전 구간의 임의의 시점 t-1의 시점과 t의 시점에서 수신 신호의 MSE인 S_t-1 ^before과 S_t ^before의 차가 d_t ^before이고, 이후 구간의 임의의 시점 t-1의 시점과 t의 시점에서 수신 신호의 MSE인 S_t-1 ^after과 S_t ^after의 차가 d_t ^after이다. 상기 도 8에서 세로 축은 에러 레벨(error level)을 나타내고, 가로축은 반복(iteration) 횟수를 나타내며, 따라서 상기 이전 구간이라 함은 비교적 반복 횟수가 적은 구간을 나타내며, 상기 이후 구간이라 상기 이전 구간에 비해서 비교적 반복(iteration) 횟수가 많은 구간을 나타낸다. 상기 이전 구간의 S_t-1 ^before과 S_t ^before의 차 d_t ^before는 상기 제1임계값 d_p의 절대값을 초과하는 값을 가지기 때문에 상기 이전 구간에서는 그대로 수렴 단계에 머물러있게 되고, 상기 이후 구간의 S_t-1 ^after과 S_t ^after의 차가 d_t ^after는 상기 제1 임계값 d_p의 절대값 미만의 값을 가지기 때문에 상기 이후 구간에서는 수렴되었다고 판단하여 안정 단계로 천이하게 된다. 그러 나, 이렇게 상기 제1임계값 d_p의 절대값만을 기준으로 하여 안정 단계로 천이하게 될 경우에는 초기 수렴 영역과 구분이 되지 않기 때문에 상기 초기 수렴 영역과의 구분을 위하여 또 다른 설정값, 즉 제2임계값 d_{p_reference}을 설정해 놓고 상기 d_t가 상기 제1 임계값 d_p 절대값 이하의 값을 가지면서도 상기 S_t가 상기 제2임계값 d_{p_reference} 미만의 값을 가질 때(

) 상기 수렴 단계에서 안정 단계로 천이한다.

결국, 상기 도 4에서 상기 수렴 판단기(435)는 S_t와 S_t-1의 차 d_t를 가지고 수신 신호의 MSE 값이 미리 설정된 제1임계값 d_p에 수렴되었는지 여부와, 상기 S_t가 제2임계값 d_{p_reference} 미만의 값을 가지는지에 따라 상기 가중치 계산기(431)가 CM 방식을 사용할지 DD 방식을 사용할지를 제어하는 것이다. 즉, 상기 수렴 판단기(435)는 상기 수렴 단계에 있을 경우에는 상기 가중치 계산기(431)가 CM 방식을 사용하도록 제어하고, 상기 안정 단계에 있을 경우에는 상기 가중치 계산기(431)가 DD 방식을 사용하도록 제어한다.

그러면 여기서 도 5를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 MIMO-AAA 방식을 사용하여 데이터를 송수신하는 과정을 설명하기로 한다.

상기 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 MIMO-AAA 방식을 사용하여 데이터를 송수신하는 과정을 도시한 신호 흐름도이다.

상기 도 5를 참조하면, 먼저 기지국(500)은 수신 신호를 역확산하고(511단계), 상기 역확산된 수신 신호를 사용하여 수신 가중치

와 송신 가중치

를 계산한다(513단계). 상기 기지국(500)은 상기 계산한 송신 가중치

를 포함하여 피드백 정보를 생성하고, 상기 생성한 피드백 정보를 이동국(550)으로 송신하고(515단계), 수신빔을 생성한다(517단계). 상기 이동국(550)은 상기 기지국(500)에서 송신한 피드백 정보를 수신하고(551단계), 상기 수신한 피드백 정보로부터 송신 가중치

를 검출한다(553단계). 상기 이동국(550)은 상기 검출한 송신 가중치

를 가지고 송신빔을 생성한다(555단계). 상기 도 5에서는 기지국이 송신 가중치

를 이동국으로 피드백하고, 상기 이동국이 피드백되는 송신 가중치

를 사용하여 송신 빔을 생성하는 과정을 일 예로 하여 설명하였으나, 상기에서 설명한 바와 같이 이동국이 송신 가중치

를 기지국으로 피드백하고, 상기 기지국이 피드백되는 송신 가중치

를 사용하여 송신 빔을 생성하는 것 역시 가능함은 물론이다.

다음으로 도 6을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 기지국 수신기의 신호 수신 과정을 설명하기로 한다.

상기 도 6은 본 발명의 실시예에 따른 기지국 수신기의 신호 수신 과정을 도시한 순서도이다.

상기 도 6을 설명하기에 앞서, 상기 도 2에서 기지국 수신기가 피드백 정보를 생성하는 경우를 일 예로 하여 설명하였으므로 상기 도 6에서 역시 상기 기지국 수신기의 신호 수신 과정을 설명하며, 상기 피드백 정보를 이동국 수신기가 생성할 경우 역시 상기 기지국 수신기의 신호 수신 과정과 동일한 과정을 수행함에 유의하여야 한다. 상기 도 6을 참조하면, 먼저 기지국 수신기는 611단계에서 초기 가중치

와, 상수 이득값 μ와, 제1임계값 d_p와 제2임계값 d_{p_reference}을 셋업(set up)하고 613단계로 진행한다. 상기 613단계에서 상기 기지국 수신기는 통신이 종료되었는지를 검사한다. 상기 검사 결과 통신이 종료되었을 경우 상기 기지국 수신기는 현재까지의 과정을 종료한다.

상기 613단계에서 검사 결과 통신이 종료되지 않았을 경우 상기 기지국 수신기는 615단계로 진행한다. 상기 615단계에서 상기 기지국 수신기는 상기 수신 신호

가 역확산된 신호

를 입력받고 617단계로 진행한다. 상기 617단계에서 상기 기지국 수신기는 상기 역확산된 신호

와 수신 가중치

를 사용하여 상기 기지국 수신기의 핑거들 각각에서 출력하는 출력 신호 z_k의 집합인

를 계산한 후(

) 619단계로 진행한다. 여기서, 상기

는 결국 상기 가중치

를 사용하여 생성된 수신 빔을 사용하여 생성된 핑거(finger) 출력 신호들의 집합이 되는 것이다.
상기 619단계에서 상기 기지국 수신기는 초기 단계이므로 현재 수렴 단계에 존재하기 때문에 상기 CM 방식에 따라 상기 수신 신호

와 수신하기를 원하는 신호 d_k와의 차인 에러 함수 e_k를 계산한 후(

) 621단계로 진행한다.

상기 621단계에서 상기 기지국 수신기는 상기 역확산된 신호

와 에러 함수 e_k를 가지고 비용 함수의 미분값을 계산하고(

) 623단계로 진행한다. 상기 623단계에서 상기 기지국 수신기는 빔 생성 계수, 즉 수신 가중치

와 송신 가중치

를 계산하고(

,

) 625단계로 진행한다. 상기 625단계에서 상기 기지국 수신기는 S_t와 S_t-1의 차 d_t가 수렴 조건을 만족하는지, 즉 상기 d_t가 상기 제1 임계값 d_p 절대값 이하의 값을 가지면서도 상기 S_t가 상기 제2임계값 d_{p_reference} 미만의 값을 가지는지(

) 검사한다. 상기 검사 결과 상기 d_t가 상기 제1 임계값 d_p 절대값 이하의 값을 가지면서도 상기 S_t가 제2임계값 d_{p_reference} 미만의 값을 가지지 않을 경우, 즉 상기 d_t가 상기 제1 임계값 d_p 절대값을 초과하거나 상기 S_t가 제2임계값 d_{p_reference} 이상의 값을 가질 경우 상기 기지국 수신기는 627단계로 진행한다. 상기 627단계에서 상기 기지국 수신기는 현재 계산되어 있는 송신 가중치

를 이동국 송신기로 피드백하고, 또한 현재 계산되어 있는 수신 가중치

는 그대로 유지하고 629단계로 진행한다. 상기 629단계에서 상기 기지국 수신기는 미리 설정되어 있는 설정 단위 시간을 지연한 후 631단계로 진행한다. 여기서, 상기 설정 단위 시간을 지연하는 이유는 k번째 스냅에서 결정된 값을 k+1번째 스냅에 사용하도록 하기 위해서, 즉 상태 천이 지연(state transition delay) 시간을 고려하기 위해서이다. 상기 631단계에서 상기 기지국 수신기는 상기 k 값을 1 증가시키고, 즉 현재 시점 k에서 다음 시점 k +1로 천이하고 상기 613단계로 되돌아간다.

한편, 상기 625단계에서 상기 검사 결과 상기 d_t가 상기 제1 임계값 d_p 절대 값 이하의 값을 가지면서도 상기 S_t가 상기 제2임계값 d_{p_reference} 미만의 값을 가질 경우 상기 기지국 수신기는 633단계로 진행한다. 상기 633단계에서 상기 기지국 수신기는 미리 설정되어 있는 설정 단위 시간을 지연한 후 635단계로 진행한다. 여기서, 상기 설정 단위 시간을 지연하는 이유 역시 상기 상태 천이 지연 시간을 고려하기 위해서이다. 상기 635단계에서 상기 기지국 수신기는 상기 k 값을 1 증가시키고, 즉 현재 시점 k에서 다음 시점 k +1로 천이하고 상기 637단계로 진행한다. 상기 637단계에서 상기 기지국 수신기는 통신이 종료되었는지를 검사한다. 상기 검사 결과 통신이 종료되었을 경우 상기 기지국 수신기는 현재까지의 과정을 종료한다.

상기 637단계에서 검사 결과 통신이 종료되지 않았을 경우 상기 기지국 수신기는 639단계로 진행한다. 상기 639단계에서 상기 기지국 수신기는 현재 안정 단계에 존재하기 때문에 상기 DD 방식에 따라 상기 수신 신호

) 641단계로 진행한다. 상기 641단계에서 상기 기지국 수신기는 상기 역확산된 신호

와 에러 함수 e_k를 가지고 비용 함수의 미분값을 계산하고(

) 643단계로 진행한다. 상기 643단계에서 상기 기지국 수신기는 빔 생성 계수, 즉 가중치를 계산하고(

,

) 645단계로 진행한다. 상기 645단계에서 상기 기지국 수신기는 현재 계산되어 있는 송신 가중치

는 그대로 유지하고 633단계로 되돌아간다.

다음으로 도 9를 참조하여 수신 안테나, 일 예로 스마트 안테나(smart antenna)를 사용할 경우 수신 안테나들의 개수에 따라 본 발명의 2단계 가중치 생성 방식의 특성을 시뮬레이션한 결과를 설명하기로 한다.

상기 도 9는 본 발명의 실시예들에 따른 2단계 가중치 생성 방식을 사용할 경우 기지국 수신기의 수신 안테나들의 개수에 따른 특성 곡선을 나타낸 그래프이다.

상기 도 9를 참조하면, 상기 기지국 수신기가 구비하는 수신 안테나들의 개수가 6개인 경우와 수신 안테나들의 개수가 10개인 경우의 방사 패턴이 도시되어 있다. 일 예로, 임의의 이동국이

에 존재하고 있다고 가정하면, 상기 수신 안테나들의 개수가 10개인 경우가 수신 안테나들의 개수가 6개인 경우보다 안테나 이득(antenna gain)이 정규화된 이득이 0.2 정도 이득을 가짐을 알 수 있고, 또한 수신 빔을 더 정확하게 생성함을 알 수 있다. 결과적으로, 이동 통신 시스템의 시스템 용량 관점에서 고려하면, 상기 수신 안테나들의 개수가 증가하면 할수록 수신 신호의 크기를 증폭할 수 있고 따라서 정확한 통신 서비스가 가능하게 되어 시스템 용량이 증가됨을 알 수 있다.

다음으로 도 10을 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDM 이동 통신 시스템의 기지국 송수신기 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 10은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 기지국 송수신기 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 10을 설명하기에 앞서, 상기 도 10에 도시되어 있는 기지국 송수신기 구조는 상기 도 2에서 설명한 CDMA 이동 통신 시스템의 기지국 송수신기 구조와 시스템 특성에 따른 구조는 상이하지만 실질적으로는 동일한 동작을 수행함에 유의하여야 한다. 즉, 상기 OFDM 이동 통신 시스템의 기지국 송수신기 역시 상기 CDMA 이동 통신 시스템의 기지국 송수신기와 마찬가지로 수신 가중치

와 송신 가중치

를 계산하고, 상기 계산된 송신 가중치

를 이동국으로 피드백하는 동작을 수행한다. 또한, 상기 도 10을 설명하기에 앞서, 상기 OFDM 이동 통신 시스템은 상기 MIMO-AAA 방식을 사용한다고 가정하기로 한다. 그러면, 상기 송신기 및 수신기는 다수의 송신 안테나들 및 수신 안테나들을 구비해야만 하는데, 상기 도 10에서는 상기 송신 안테나들 및 수신 안테나들을 별도로 구비하는 것이 아니라 듀플렉서를 사용하여 동일한 안테나들을 시분할하여 사용하는 경우를 가정하기로 한다. 또한, 상기 도 10에서는 N개의 안테나들을 사용한다고 가정하기로 한다.

그러면, 첫 번째로 상기 OFDM 이동 통신 시스템의 기지국 송신기에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 10을 참조하면, 상기 기지국 송신기는 심벌 매핑기(symbol mapper)(1011)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(1013)와, 파일럿 심벌 삽입기(pilot symbol inserter)(1015)와, 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)기(1017)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(1019)와, 보호 구간 삽입기(guard interval inserter)(1021)와, 송신 빔 생성기(1023)와, 신호 처리기(1022)와, 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(1025)와, RF 처리기(processor)(1027)로 구성된다. 한편, 듀플렉서(1029)는 상기 이동국 송신기 및 수신기 모두 공통 구조로 사용하며, N개의 안테나들, 즉 제1안테나(1031)와, 제2안테나(1033)와, ... , 제N안테나(1035) 역시 상기 이동국 송신기 및 수신기 모두에 공통적으로 적용되는 구조이다.

먼저, 전송하고자 하는 정보 데이터 비트들(information data bits)이 발생하면, 즉 송신 가중치

를 포함하는 피드백 정보 데이터가 발생하면, 상기 피드백 정보 데이터는 상기 심벌 매핑기(1011)로 입력된다. 상기 심벌 매핑기(1011)는 상기 입력되는 피드백 정보 데이터를 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 심벌 변환한 뒤 상기 직렬/병렬 변환기(1013)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 혹은 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 사용될 수 있다. 상기 직렬/병렬 변환기(1013)는 상기 심벌 매핑기(1011)에서 출력하는 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 파일럿 심벌 삽입기(1015)로 출력한다. 상기 파일럿 심벌 삽입기(1015)는 상기 직렬/병렬 변환기(1013)에서 출력한 병렬 변환된 변조된 심벌들에 파일럿 심벌들을 삽입한 후 상기 IFFT기(1017)로 출력한다.

상기 IFFT기(1017)는 상기 파일럿 심벌 삽입기(1015)에서 출력한 신호를 입력하여 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(1019)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(1019)는 상기 IFFT기(1017)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(1021)로 출력한다. 상기 보호 구간 삽입기(1021)는 상기 병렬/직렬 변환기(1019)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 송신빔 생성기(1023)로 출력한다. 상기 신호 처리기(1022)는 상기 보호 구간 삽입기(1021)에서 출력한 신호를 고려하여 가중치를 계산하여 상기 송신 빔 생성기(1023)로 출력한다. 상기 송신 빔 생성기(1023)는 상기 보호 구간 삽입기(1021)에서 출력한 신호와 상기 신호 처리기(1022)에서 출력한 가중치를 고려하여 제1안테나(1031)와, 제2안테나(1033)와, ... , 제N안테나(1035) 각각으로 송신되도록 송신 빔을 생성하여 상기 디지털/아날로그 변환기(1123)로 출력한다. 여기서, 상기 송신 빔 생성기(1023)는 상기 송신 빔을 생성하기 위한 가중치들을 별도로 계산하여 상기 송신 빔을 생성하는 것이며, 상기 송신 빔 생성을 위한 구체적인 동작은 직접적인 연관이 없으므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 물론, 상기 기지국 수신기가 이전 시점에서 상기 피드백 정보 데이터를 이동국 송신기로부터 수신하였을 경우, 상기 송신 빔 생성기(1023)는 상기 피드백 정보 데이터에 포함되어 있는 송신 가중치

를 사용하여 송신 빔을 생성하게 된다. 또한, 상기 보호 구간은 상기 OFDM 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다. 상기 보호 구간은 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플(sample)들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 "Cyclic Prefix" 방식이나 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플(sample)들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 "Cyclic Postfix" 방식 중 어느 한 방식으로 삽입된다. 상기 디지털/아날로그 변환기(1025)는 상기 송신 빔 생성기(1023)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(1027)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(1027)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(1025)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 상기 듀플렉서(1029)로 출력한다. 상기 듀플렉서(1029)는 상기 RF 처리기(1027)에서 출력한 신호를 입력하여 해당 송신 시점에서 상기 안테나들을 통해 에어(air)상으로 전송한다.

다음으로 상기 OFDM 이동 통신 시스템의 기지국 수신기에 대해서 설명하기로 한다.

상기 기지국 수신기는 상기 듀플렉서(1029)와, RF 처리기(1037)와, 아날로그/디지털 변환기(analog/digital converter)(1039)와, 수신 빔 생성기(1041)와, 신호 처리기(1043)와, 피드백 정보 생성기(1045)와, 보호 구간 제거기(guard interval remover)(1047)와, 직렬/병렬 변환기(1049)와, 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 "FFT"라 칭하기로 한다)기(1051)와, 파일럿 심벌 추출기(pilot symbol extractor)(1053)와, 동기 & 채널 추정기(synchronization & channel estimator)(1055)와, 등화기(equalizer)(1057)와, 병렬/직렬 변환기(1059)와, 심벌 디매핑기(symbol demapper)(1061)로 구성된다.

먼저, 상기 이동국 송신기에서 송신한 신호는 다중 경로 채널(multipath channel)을 겪고 잡음이 가산된 형태로 상기 기지국 수신기의 안테나들을 통해서 수신된다. 상기 안테나들을 통해 수신된 신호는 상기 듀플렉서(1029)로 입력되고, 상기 듀플렉서(1029)는 해당 수신 시점에서 상기 수신기의 안테나들을 통해서 수신된 신호를 상기 RF 처리기(1037)로 출력한다. 상기 RF 처리기(1037)는 상기 수신 안테나들을 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 상기 아날로그/디지털 변환기(1039)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(1039)는 상기 RF 처리기(1037)에서 출력한 아날로그 신호를 디지털 변환한 후 상기 수신 빔 생성기(1041) 및 신호 처리기(1043)로 출력한다. 상기 신호 처리기(1043)는 상기 아날로그/디지털 변환기(1039)에서 출력한 신호를 입력하여 수신 가중치

를 계산하고, 상기 수신 가중치

를 사용하여 송신 가중치

를 계산한 후, 상기 송신 가중치

를 상기 피드백 정보 생성기(1045)로 출력한다. 상기 피드백 정보 생성기(1045)는 상기 송신 가중치

를 포함하는 피드백 정보를 생성한다. 상기 피드백 정보 생성기(1045)에서 생성된 피드백 정보가 상기 기지국 송신기에서 송신되는 피드백 정보가 되는 것이다. 또한, 상기 피드백 정보는 일 예로 전용 물리 채널 등을 통해서 송신된다.

한편, 상기 수신 빔 생성기(1041)에서 출력한 신호는 상기 보호 구간 제거기(1047)로 입력된다. 상기 보호 구간 제거기(1047)는 상기 수신 빔 생성기(1041)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(1049)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(1049)는 상기 보호 구간 제거기(1047)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 FFT기(1051)로 출력한다. 상기 FFT기(1051)는 상기 직렬/병렬 변환기(1049)에서 출력한 신호를 N-포인트 FFT를 수행한 후 상기 등화기(1057) 및 상기 파일럿 심벌 추출기(1053)로 출력한다. 상기 등화기(1057)는 상기 FFT기(1051)에서 출력한 신호를 입력하여 채널 등화(channel equalization)한 후 상기 병렬/직렬 변환기(1059)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(1059)는 상기 등화기(1057)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 심벌 디매핑기(1061)로 출력한다. 상기 심벌 디매핑기(1061)는 상기 병렬/직렬 변환기(1059)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 이동국 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조하여 수신 정보 데이터 비트로 출력한다.

한편, 상기 FFT기(1051)에서 출력한 신호는 상기 파일럿 심벌 추출기(1053)로 입력되고, 상기 파일럿 심벌 추출기(1053)는 상기 FFT기(1051)에서 출력한 신호에서 파일럿 심벌들을 검출하고, 상기 검출한 파일럿 심벌들을 상기 동기 & 채널 추정기(1055)로 출력한다. 상기 동기 & 채널 추정기(1055)는 상기 파일럿 심벌 추출기(1053)에서 출력한 파일럿 심벌들을 이용하여 동기 및 채널 추정을 수행하고 그 결과를 상기 등화기(1057)로 출력한다.

상기 도 10에서는 기지국 수신기가 송신 가중치

를 계산하고, 상기 송신 가중치

를 상기 이동국 송신기로 피드백하는 경우를 설명하였다. 그러나, 상기 기지국 송수신기 구조가 그대로 이동국 송수신기 구조로 사용될 수도 있으며, 다만 상기 도 10에서는 피드백 정보를 생성하여 송신하는 측면을 중심으로 하여 설명하 였음에 유의하여야 한다.

다음으로 도 11을 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDM 이동 통신 시스템의 이동국 송수신기 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 11은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDM 이동 통신 시스템의 이동국 송수신기 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 11을 설명하기에 앞서, 상기 OFDM 이동 통신 시스템은 상기 MIMO-AAA 방식을 사용한다고 가정하기로 한다. 그러면, 상기 송신기 및 수신기는 다수의 송신 안테나들 및 수신 안테나들을 구비해야만 하는데, 상기 도 11에서는 상기 송신 안테나들 및 수신 안테나들을 별도로 구비하는 것이 아니라 듀플렉서를 사용하여 동일한 안테나들을 시분할하여 사용하는 경우를 가정하기로 한다. 또한, 상기 도 11에서는 N개의 안테나들을 사용한다고 가정하기로 한다.

그러면, 첫 번째로 상기 OFDM 이동 통신 시스템의 이동국 송신기에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 11을 참조하면, 상기 이동국 송신기는 심벌 매핑기(1111)와, 직렬/병렬 변환기(1113)와, 파일럿 심벌 삽입기(1115)와, IFFT기(1117)와, 병렬/직렬 변환기(1119)와, 보호 구간 삽입기(1121)와, 송신 빔 생성기(1123)와, 피드백 정보 처리기(1125)와, 디지털/아날로그 변환기(1127)와, RF 처리기(1129)로 구성된다. 한편, 듀플렉서(1131)는 상기 이동국 송신기 및 수신기 모두 공통 구조로 사용하며, N개의 안테나들, 즉 제1안테나(1133)와, 제2안테나(1135)와, ... , 제N안테나(1137) 역시 상기 이동국 송신기 및 수신기 모두에 공통적으로 적용되는 구조이다. 여기서, 상기 심벌 매핑기(1111)와, 직렬/병렬 변환기(1113)와, 파일럿 심벌 삽입기(1115)와, IFFT기(1117)와, 병렬/직렬 변환기(1119)와, 보호 구간 삽입기(1121)와, 송신 빔 생성기(1123)와, 디지털/아날로그 변환기(1127)와, RF 처리기(1129)와, 듀플렉서(1131)는 상기 도 10의 심벌 매핑기(1011)와, 직렬/병렬 변환기(1013)와, 파일럿 심벌 삽입기(1015)와, IFFT기(1017)와, 병렬/직렬 변환기(1019)와, 보호 구간 삽입기(1021)와, 송신 빔 생성기(1023)와, 디지털/아날로그 변환기(1025)와, RF 처리기(1027), 듀플렉서(1029)와 동일한 동작을 수행하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

상기 피드백 정보 처리기(1125)는 상기 이동국 수신기가 수신한 피드백 정보를 분석하여 상기 피드백 정보에 포함되어 있는 송신 가중치

를 검출하고, 상기 검출한 송신 가중치

를 상기 송신빔 생성기(1123)로 출력한다. 상기 이동국 수신기가 피드백 정보를 수신하는 과정은 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 송신빔 생성기(1123)는 상기 송신 가중치

에 상응하게 송신빔을 생성한다.

두 번째로, 상기 OFDM 이동 통신 시스템의 이동국 수신기에 대해서 설명하기로 한다.

상기 수신기는 RF 처리기(1139)와, 아날로그/디지털 변환기(1141)와, 수신 빔 생성기(1143)와, 신호 처리기(1145)와, 보호 구간 제거기(1147)와, 직렬/병렬 변환기(1149)와, FFT기(1151)와, 파일럿 심벌 추출기(1153)와, 동기 & 채널 추정기(1155)와, 등화기(1157)와, 병렬/직렬 변환기(1159)와, 심벌 디매핑기(1161)로 구성된다. 상기 RF 처리기(1139)와, 아날로그/디지털 변환기(1141)와, 수신 빔 생성기(1143)와, 신호 처리기(1145)와, 보호 구간 제거기(1147)와, 직렬/병렬 변환기(1149)와, FFT기(1151)와, 파일럿 심벌 추출기(1153)와, 동기 & 채널 추정기(1155)와, 등화기(1157)와, 병렬/직렬 변환기(1159)와, 심벌 디매핑기(1161)는 상기 도 10의 RF 처리기(1037)와, 아날로그/디지털 변환기(1039)와, 수신 빔 생성기(1041)와, 신호 처리기(1043)와, 보호 구간 제거기(1047)와, 직렬/병렬 변환기(1049)와, FFT기(1051)와, 파일럿 심벌 추출기(1053)와, 동기 & 채널 추정기(1055)와, 등화기(1057)와, 병렬/직렬 변환기(1059)와, 심벌 디매핑기(1061)와 동일한 동작을 수행하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 다만, 상기 심벌 디매핑기(1161)가 최종적으로 출력하는 수신 데이터가 상기 피드백 정보, 즉 송신 가중치

를 포함하는 피드백 정보가 되는 것이며, 상기 심벌 디매핑기(1161)에서 출력한 피드백 정보가 상기 피드백 정보 처리기(1125)로 입력되는 것이다.

상기 도 11에서는 이동국 수신기가 피드백 정보를 수신하고, 상기 수신한 피드백 정보에 포함되어 있는 송신 가중치

를 사용하여 이동국 송신기가 송신빔을 생성하는 경우를 설명하였다. 그러나, 상기 이동국 송수신기 구조가 그대로 기지국 송수신기 구조로 사용될 수도 있으며, 다만 상기 도 11에서는 송신 가중치

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같은 본 발명은, 이동 통신 시스템에서 2단계 가중치 생성 방식, 즉 수렴 단계에서는 CM 방식을 사용하여 가중치를 생성하고, 안정 단계에서는 DD 방식을 사용하여 가중치를 생성함으로써 빠르면서도 최소 MSE 값을 가지는 가중치를 생성하는 것을 가능하게 한다는 이점을 가진다. 이렇게, 빠르면서도 최소 MSE 값을 가지는 가중치를 생성할 수 있기 때문에 정확한 수신 빔을 생성하는 것이 가능하게 되고, 상기 정확한 수신 빔 생성은 수신하기를 원하는 신호만을 정확하게 수신하는 것을 가능하게 하여 시스템 성능을 향상시킨다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 수신기에서 수신 가중치를 사용하여 생성한 송신 가중치를 송신기측으로 피드백하여 송신기가 송신 가중치로 사용하는 것을 가능하게 한다는 이점을 가진다. 이렇게, 송신기가 송신 가중치를 피드백받음으로써 송신 가중치 계산을 위한 별도의 연산 과정을 수행하지 않아도 되므로 그 연산 로드(load)가 제거된다는 이점을 가진다.

Claims

이동 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 방법에 있어서,

제 1 수신기는 수신 신호를 사용하여 상기 제 1 수신기의 수신 빔 생성을 위한 수신 가중치를 계산하고, 상기 계산한 수신 가중치를 사용하여 상대편 제 1 송신기의 송신 빔 생성을 위한 송신 가중치를 계산하는 과정과,

상기 제 1 수신기는 상기 송신 가중치를 포함하는 피드백 정보를 생성하는 과정과,

제 2 송신기는 상기 피드백 정보를 상대편 제 2 수신기로 송신하는 과정을 포함하는 신호 송수신 방법.
제1항에 있어서,

상기 수신 가중치를 계산하는 과정은;

상기 수신 신호와, 상기 수신 신호와 수신 빔을 사용하여 생성되는 출력 신호와, 이전 시점의 수신 가중치를 이용하여 수신 가중치를 계산하는 과정과,

현재 시점의 에러값과 이전 시점의 에러값의 차가 제1임계값의 절대값을 초과하거나 상기 현재 시점의 에러값이 제2임계값 이상일 경우 상수 계수(CM: Constant Modulus) 방식을 사용하여 상기 수신 가중치를 계산하도록 제어하는 과정과,

상기 현재 시점의 에러값과 이전 시점의 에러값의 차가 상기 제1임계값의 절대값 이하이고, 상기 현재 시점의 에러값이 상기 제2임계값 미만일 경우 결정 방향(DD: Decision-Directed) 방식을 사용하여 상기 수신 가중치를 계산하도록 제어하는 과정을 포함하는 신호 송수신 방법.
삭제
제2항에 있어서,

상기 에러값은 상기 제 1 수신기로부터 수신하기를 원하는 신호와 상기 출력 신호간의 차를 나타내는 값이며, 평균 제곱(MS: Mean Square)값임을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
제2항에 있어서,

상기 에러값은 상기 제 1 수신기로부터 수신하기를 원하는 신호와 상기 출력 신호간의 차를 나타내는 값이며, 평균 제곱 에러(MSE: Mean Square Error)값임을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
이동 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 방법에 있어서,

제 1 수신기는 상대편의 제 1 송신기에서 송신한 피드백 정보를 수신하는 과정과,

제 2 송신기는 송신 빔을 생성하기 위해 상기 피드백 정보로부터 송신 가중치를 검출하는 과정과,

상기 제 2 송신기는 상기 송신 가중치를 사용하여 상기 송신 빔을 생성하고, 상기 송신빔을 사용하여 상기 상대편의 제 2 수신기로 신호를 송신하는 과정을 포함하는 신호 송수신 방법.
이동 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 방법에 있어서,

제1수신기는 수신 신호를 사용하여 상기 제1수신기의 수신 빔 생성을 위한 수신 가중치를 계산하고, 상기 수신 가중치를 사용하여 제2송신기의 송신 빔 생성을 위한 송신 가중치를 계산하는 과정과,

상기 제1수신기는 상기 송신 가중치를 포함하는 피드백 정보를 생성하는 과정과,

제1송신기는 상기 피드백 정보를 제2수신기로 송신하는 과정과,

상기 제2수신기는 상기 피드백 정보를 수신하는 과정과,

상기 제2송신기는 상기 피드백 정보로부터 상기 송신 가중치를 검출하고, 상기 송신 가중치를 사용하여 송신 빔을 생성하고, 상기 송신빔을 사용하여 상기 제1수신기로 신호를 송신하는 과정을 포함하는 신호 송수신 방법.
제7항에 있어서,

상기 수신 가중치를 계산하는 과정은;

상기 수신 신호와, 상기 수신 신호와 수신 빔을 사용하여 생성되는 출력 신호와, 이전 시점의 수신 가중치를 이용하여 수신 가중치를 계산하는 과정과,

현재 시점의 에러값과 이전 시점의 에러값의 차가 제1임계값의 절대값을 초과하거나 상기 현재 시점의 에러값이 제2임계값 이상일 경우 상수 계수(CM: Constant Modulus) 방식을 사용하여 상기 수신 가중치를 계산하도록 제어하는 과정과,

상기 현재 시점의 에러값과 이전 시점의 에러값의 차가 상기 제1임계값의 절대값 이하이고, 상기 현재 시점의 에러값이 상기 제2임계값 미만일 경우 결정 방향(DD: Decision-Directed) 방식을 사용하여 상기 수신 가중치를 계산하도록 제어하는 과정을 포함하는 신호 송수신 방법.
삭제
제8항에 있어서,

상기 에러값은 상기 제 1 수신기로부터 수신하기를 원하는 신호와 상기 출력 신호간의 차를 나타내는 값이며, 평균 제곱(MS: Mean Square)값임을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
제8항에 있어서,

상기 에러값은 상기 제 1 수신기로부터 수신하기를 원하는 신호와 상기 출력 신호간의 차를 나타내는 값이며, 평균 제곱 에러(MSE: Mean Square Error)값임을 특징으로 하는 신호 송수신 방법.
이동 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 시스템에 있어서,

수신 신호를 사용하여 제 1 수신기의 수신 빔 생성을 위한 수신 가중치를 계산하고, 상기 계산한 수신 가중치를 사용하여 상대편 제 1 송신기의 송신 빔 생성을 위한 송신 가중치를 계산하는 신호 처리기와,

상기 송신 가중치를 포함하는 피드백 정보를 생성하는 피드백 정보 생성기와,

상기 피드백 정보를 상대편 제 2 수신기로 송신하는 제 2 송신기를 포함하는 신호 송수신 시스템.
제12항에 있어서,

상기 신호 처리기는;

상기 수신 신호와, 상기 수신 신호와 수신 빔을 사용하여 생성되는 출력 신호와, 상기 수신 가중치를 입력하여, 현재 시점의 에러값과 이전 시점의 에러값의 차가 제1임계값의 절대값을 초과하거나 상기 현재 시점의 에러값이 제2임계값 이상일 경우 상수 계수(CM: Constant Modulus) 방식을 사용하여 상기 수신 가중치를 계산하고, 상기 현재 시점의 에러값과 이전 시점의 에러값의 차가 상기 제1임계값의 절대값 이하이고, 상기 현재 시점의 에러값이 상기 제2임계값 미만일 경우 결정 방향(DD: Decision-Directed) 방식을 사용하여 상기 수신 가중치를 계산하며, 상기 계산된 수신 가중치를 사용하여 상기 송신 가중치를 계산함을 특징으로 하는 신호 송수신 시스템.
삭제
이동 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 시스템에 있어서,

상대편의 제 1 송신기에서 송신한 피드백 정보를 수신하는 제 1 수신기와,

상기 피드백 정보로부터 제 2 송신기의 송신 빔 생성을 위한 송신 가중치를 검출하는 피드백 정보 처리기와,

상기 송신 가중치를 사용하여 송신 빔을 생성하여 상대편 제 2 수신기로 송신할 신호에 적용할 송신 빔을 생성하는 송신 빔 생성기와,

상기 송신 빔을 사용하여 상기 상대편의 제 2 수신기로 신호를 송신하는 상기 제 2 송신기를 포함하는 신호 송수신 시스템.
이동 통신 시스템에 있어서,

수신 신호를 사용하여 제1수신기의 수신 빔 생성을 위한 수신 가중치를 계산하고, 상기 수신 가중치를 사용하여 제2송신기의 송신 빔 생성을 위한 송신 가중치를 계산한 후, 상기 송신 가중치를 포함하는 피드백 정보를 생성하는 상기 제1수신기와, 상기 제1수신기가 생성한 피드백 정보를 제2수신기로 송신하는 제1송신기를 포함하는 제1장치와,

상기 피드백 정보를 수신하는 상기 제2수신기와, 상기 피드백 정보로부터 상기 송신 가중치를 검출하고, 상기 송신 가중치를 사용하여 송신 빔을 생성하고, 상기 송신빔을 사용하여 상기 제1수신기로 신호를 송신하는 상기 제2송신기를 포함하는 제2장치를 포함하는 시스템.
제16항에 있어서,

상기 제1수신기는;

상기 수신 신호와, 상기 수신 신호와 상기 수신 빔을 사용하여 생성되는 출력 신호와, 상기 수신 가중치를 입력하여, 현재 시점의 에러값과 이전 시점의 에러값의 차가 제1임계값의 절대값을 초과하거나 상기 현재 시점의 에러값이 제2임계값 이상일 경우 상수 계수(CM: Constant Modulus) 방식을 사용하여 상기 수신 가중치를 계산하고, 상기 현재 시점의 에러값과 이전 시점의 에러값의 차가 상기 제1임계값의 절대값 이하이고, 상기 현재 시점의 에러값이 상기 제2임계값 미만일 경우 결정 방향(DD: Decision-Directed) 방식을 사용하여 상기 수신 가중치를 계산하며, 상기 계산된 수신 가중치를 사용하여 상기 송신 가중치를 계산하는 신호 처리기와,

상기 송신 가중치를 입력하고, 상기 송신 가중치를 포함하여 피드백 정보를 생성하는 피드백 정보 생성기와,

상기 수신 가중치를 사용하여 수신 빔을 생성하는 수신 빔 생성기를 포함하는 시스템.
삭제
제16항에 있어서,

상기 제2송신기는;

상기 피드백 정보로부터 상기 송신 가중치를 검출하는 피드백 정보 처리기와,

상기 송신 가중치를 사용하여 송신 빔을 생성하는 송신 빔 생성기를 포함하는 시스템.
제17항에 있어서,

상기 에러값은 상기 제 1 수신기로부터 수신하기를 원하는 신호와 상기 출력 신호간의 차를 나타내는 값이며, 평균 제곱(MS: Mean Square)값임을 특징으로 하는 시스템.
제17항에 있어서,

상기 에러값은 상기 제 1 수신기로부터 수신하기를 원하는 신호와 상기 출력 신호간의 차를 나타내는 값이며, 평균 제곱 에러(MSE: Mean Square Error)값임을 특징으로 하는 시스템.