JP4545747B2 - 多重入力多重出力適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける信号を送受信するシステム及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、移動通信システムに関し、特に、多重入力多重出力適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおけるデータを送受信するシステム及び方法に関する。

次世代移動通信システムは、バーストパケットデータ（packet data）を複数の移動局へ送信するパケットサービス通信システム（packet service communication system）に発展していっている。上記パケットサービス通信システムは、大容量のデータの送信に適合するように設計されている。このようなパケットサービス通信システムは、高速のパケットサービスのために発展している。このような点に関して、非同期通信方式の標準団体である３ＧＰＰ（3^rd Generation Partnership Project）は、上記高速のパケットサービスを提供するために、高速順方向パケット接続（High Speed Downlink Packet Access；以下、“ＨＳＤＰＡ”と称する）方式を提案し、同期通信方式の標準団体である３ＧＰＰ２（3^rd Generation Partnership Project 2）は、上記高速のパケットサービスを提供するために、１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ（1x Evolution Data Only/Voice）方式を提案する。上記ＨＳＤＰＡ方式及び１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ方式のすべては、ウェブ（web）／インターネットサービスの円滑な送信のために、高速パケットサービスの提供を提案しており、上記高速パケットサービスを提供するためには、平均送信量（Average Throughput）だけではなく、最大の送信量（Peak Throughput）を最適化して、音声サービスのようなサーキット（circuit）データだけではなく、パケットデータの送信を円滑にする。

特に、上記ＨＳＤＰＡ方式を使用する通信システム（以下、“ＨＳＤＰＡ通信システム”と称する）は、高速のパケットデータの送信を支援するために、下記３種類の方式、すなわち、適応変調及び符号化（Adaptive Modulation and Coding；以下、“ＡＭＣ”と称する）方式、ハイブリッド自動再送要求（Hybrid Automatic Retransmission Request；以下、“ＨＡＲＱ”と称する）方式、及び高速のセル選択（Fast Cell Select；以下、“ＦＣＳ”と称する）方式を新たに導入した。上記ＨＳＤＰＡ通信システムは、上記ＡＭＣ方式、ＨＡＲＱ方式、及びＦＣＳ方式を使用して、データ送信率を増加させている。データ送信率を高めるための他の通信システムとしては、上記１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ方式を使用する通信システム（以下、“１ｘ ＥＶ−ＤＯ／Ｖ通信システム”と称する）が存在し、上記１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ通信システムもシステム性能を保証するためにデータ送信率を増加させる。上記ＡＭＣ方式、ＨＡＲＱ方式、及びＦＣＳ方式のような新たな方式だけではなく、割り当てられた帯域幅（band width）の限界を克服するための、すなわち、データ送信率を増加させるための他の方式としては、多重アンテナ（multiple antenna）方式が存在する。上記多重アンテナ方式は、空間軸（space domain）を活用するので、周波数軸での帯域幅資源の限界を克服することができる。

ここで、上記多重アンテナ方式について説明する。まず、移動通信システムは、１つの基地局（base station；ＢＳ）を介して複数の移動局が通信する形態から構成される。上記基地局が上記複数の移動局に高速のデータ送信を遂行する場合に、無線チャンネル上の特性によって、フェージング（fading）現象が発生する。このようなフェージング現象を克服するために、上記多重アンテナ方式の一種である送信アンテナダイバーシティ（transmit antenna diversity）方式が提案された。ここで、上記送信アンテナダイバーシティ方式とは、少なくとも２個以上の送信アンテナ、すなわち、多重アンテナを用いて信号を送信することによって、フェージング現象による送信データの損失を最小にして、データ送信率を高める方式を意味する。以下、上記送信アンテナダイバーシティ方式について説明する。

一般に、移動通信システムに存在する無線チャンネル環境は、有線チャンネル環境とは異なって、多重経路干渉（multipath interference）、シャドーイング（shadowing）、電波減衰、時変雑音、及び干渉などのような多くの要因により実際の送信信号から歪曲された信号を受信する。ここで、上記多重経路干渉によるフェージングは、反射体やユーザ、すなわち、移動局の移動性に密接な関連を有し、実際の送信信号と干渉信号とが混在した形態で受信される。従って、上記受信信号は、実際の伝送の間に非常な歪曲を受けた形態になって、全体の移動通信システムの性能を低下させる要因として作用する。結果的に、上記フェージング現象は、受信信号の大きさ（amplitude）及び位相（phase）を歪曲させることができ、無線チャンネル環境で、高速のデータ通信を抑制する主な原因であり、上記フェージング現象を解決するための多くの研究が進められている。結果的に、データを高速で送信するためには、移動通信システムは、フェージング現象のような移動通信チャンネルの特性による損失、及び個別ユーザの干渉を最小にしなければならない。フェージング現象による不安定な通信を防止するための方式としてダイバーシティ方式を使用し、このようなダイバーシティ方式のうちの１つである空間ダイバーシティ（space diversity）方式を実現するために、多重アンテナを使用する。

そして、上記フェージング現象を効率的に解決するための方式として送信アンテナダイバーシティ方式が幅広く使用されている。上記送信アンテナダイバーシティ方式は、無線チャンネル環境で、独立したフェージング現象を受けた複数の送信信号を受信して、フェージング現象による歪曲に対処する。上記送信アンテナダイバーシティ方式は、時間ダイバーシティ（time diversity）方式、周波数ダイバーシティ（frequency diversity）方式、多重経路ダイバーシティ（multipath diversity）方式、及び空間ダイバーシティ（space diversity）方式に区分される。すなわち、移動通信システムは、高速のデータ通信を遂行するために、通信性能に非常な影響を及ぼす上記フェージング現象を良く克服しなければならない。このようなフェージング現象を克服しなければならない理由は、上記フェージング現象が、受信信号の振幅（amplitude）を数ｄＢから数十ｄＢまで減少させるためである。上記フェージング現象を克服するために、上記ダイバーシティ方式が使用される。例えば、符号分割多重接続（Code Division Multiple Access；以下、“ＣＤＭＡ”と称する）方式は、チャンネルの遅延分散（delay spread）を用いて、ダイバーシティ性能を得ることができるレイク（Rake）受信器を採択している。ここで、上記レイク受信器は、多重経路信号を受信する一種の受信ダイバーシティ方式である。しかしながら、上記レイク受信器で使用された受信ダイバーシティ方式は、チャンネルの遅延分散が比較的小さい場合には、目的のダイバーシティ利得を有することができない、という短所を有する。

上記時間ダイバーシティ方式は、インターリービング（interleaving）及びコーディング（coding）のような方法を用いて、無線チャンネル環境から発生するバーストエラー（burst error）に効率的に対応し、一般的に、ドップラー拡散（doppler spread）チャンネルで使用される。しかしながら、上記時間ダイバーシティ方式は、低速ドップラー拡散チャンネルでは、そのダイバーシティ効果を有することが難しい、という問題点がある。上記空間ダイバーシティ方式は、一般的に、チャンネルの遅延分散が比較的小さいチャンネル、例えば、室内チャンネル及び低速のドップラー拡散チャンネルである歩行者チャンネルのような遅延分散が比較的小さいチャンネルで使用される。上記空間ダイバーシティ方式は、少なくとも２つのアンテナを使用して、ダイバーシティ利得を取得する方式であって、１つのアンテナを介して送信された信号がフェージング現象により減衰された場合に、残りのアンテナを介して送信された信号を受信してダイバーシティ利得を取得する方式である。ここで、上記空間ダイバーシティ方式は、複数の受信アンテナを使用する受信アンテナダイバーシティ方式と複数の送信アンテナを使用する送信アンテナダイバーシティ方式と複数の受信アンテナ及び複数の送信アンテナを使用する多重入力多重出力（Multiple Input Multiple Output：以下、“ＭＩＭＯ”と称する）方式とに分類される。

以下、上記送受信アンテナダイバーシティ方式のうちの１つの方式であるＭＩＭＯ適応アンテナアレイ（Multiple Input Multiple Output-Adaptive Antenna Array；以下、“ＭＩＭＯ−ＡＡＡ”と称する）方式について説明する。

上記ＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式は、複数の受信アンテナから構成されたアンテナアレイを介して受信された受信信号の信号ベクトル（vector）に、適正加重値（weight）ベクトルの内積（scalar product）を適用することによって、受信器が望む方向で受信された信号に関して、その受信信号の大きさを最大化し、上記受信器が望まない方向で受信された信号に関して、その受信信号の大きさを最小化する方式である。また、上記受信器は、上記信号に対する送信加重値ベクトルを計算した後に、送信器へ上記信号を送信し、これによって、上記送信器から上記受信器へ送信される信号のビームを効率的に生成することができる。すなわち、上記ＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式によると、受信側では、上記信号が上記受信器で受信される場合に、目的の受信信号のみを最大の大きさで増幅し、送信側では、上記信号を上記受信器へ最大の大きさで放射することによって、通話品質を向上させると同時に、システム全体の容量の増大及びサービス半径の増大を有する、という長所がある。

上記ＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式は、周波数分割多重接続（Frequency Division Multiple Access；以下、“ＦＤＭＡ”と称する）方式と、時間分割多重接続（Time Division Multiple Access；以下、“ＴＤＭＡ”と称する）方式と、ＣＤＭＡ方式とを使用する移動通信システムにすべて適用可能であるが、以下、説明の便宜上、上記ＣＤＭＡ方式を使用する移動通信システム（以下、“ＣＤＭＡ移動通信システム”と称する）を例に挙げて、上記ＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式について説明する。

図１を参照して、上記ＣＤＭＡ移動通信システムの送信器及び受信器の構成を説明する。

図１は、一般的なＣＤＭＡ移動通信システムにおける送信器及び受信器の構成を示すブロック図である。

図１を説明するに先立って、下記の説明で、上記ＣＤＭＡ移動通信システムが上記ＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式を適用すると仮定する。従って、上記送信器及び受信器は、複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナをそれぞれ備えなければならない。しかしながら、図１によると、上記送信器及び受信器は、別途の送信アンテナ及び受信アンテナを備えるものではなく、同一のアンテナが、デュプレクサー（duplexer）を使用することによって、時分割（time division）方式を通して上記送信器及び上記受信器に使用されると仮定する。また、図１では、Ｎ個のアンテナを使用する。さらに、上記送信器は、基地局（Base Station：ＢＳ）又は移動局（Mobile Station：ＭＳ）になることがことができ、上記受信器も、上記基地局又は上記移動局になることができる。

一番目に、上記ＣＤＭＡ移動通信システムの送信器について説明する。

図１を参照すると、上記送信器は、エンコーダ（encoder）１０１と、インターリーバー（interleaver）１０３と、送信ビーム生成器１０５と、信号処理器１０７と、第１の拡散器１１１と、第２の拡散器１２１と、．．．、第Ｎの拡散器１３１とを含むＮ個の拡散器と、第１のＲＦ処理器１１３と、第２のＲＦ処理器１２３と、．．．、第ＮのＲＦ処理器１３３とを含むＮ個の無線周波数（Radio Frequency：以下、“ＲＦ”と称する）処理器（processor）とから構成される。また、デュプレクサー１４０は、上記送信器及び上記受信器のすべてに共通的に使用され、第１のアンテナ１４１と、第２のアンテナ１４３と、．．．、第Ｎのアンテナ１４５とを含むＮ個のアンテナも、上記送信器及び上記受信器のすべてに共通的に使用される。

まず、送信されるデータが発生すると、上記送信データは、エンコーダ１０１へ入力される。エンコーダ１０１は、上記送信データをあらかじめ設定されているエンコーディング（encoding）方式を使用してエンコーディングした後に、インターリーバー１０３へ出力する。ここで、上記エンコーディング方式は、ターボ（turbo）エンコーディング方式、あるいは、畳込み（convolutional）エンコーディング方式を含む。インターリーバー１０３は、エンコーダ１０１からの信号を受信すると、バーストエラー（burst error）を防止するために、あらかじめ設定されているインターリービング方式を介して上記信号をインターリービングして送信ビーム生成器１０５へ出力する。ここで、インターリーバー１０３から出力される信号を“ｚ ^' _ｋ”で示す。信号処理器１０７は、インターリーバー１０３から出力された信号ｚ ^' _ｋに基づいて加重値を計算した後に、送信ビーム生成器１０５へ出力する。すると、送信ビーム生成器１０５は、インターリーバー１０３から出力された信号ｚ ^' _ｋ及び信号処理器１０７で計算された加重値を考慮して、送信ビーム（transmission beam）を生成し、第１の拡散器１１１、第２の拡散器１２１、．．．、第Ｎの拡散器１３１のそれぞれへ出力する。すなわち、送信ビーム生成器１０５は、インターリーバー１０３から出力された信号を受信して、第１のアンテナ１４１、第２のアンテナ１４３、．．．、第Ｎのアンテナ１４５のそれぞれを介して送信されることができるように上記送信ビームを生成して、第１の拡散器１１１、第２の拡散器１２１、．．．、第Ｎの拡散器１３１のそれぞれへ出力する。上記送信ビームを生成するための具体的な動作は、本発明とは直接的に関係がないので、その詳細な説明を省略する。

送信ビーム生成器１０５から出力された信号の集合を“ｙ ^' _ｋ”で示す。すなわち、上記ｙ ^' _ｋは、送信ビーム生成器１０５から生成された信号の集合であり、ｋ番目のアンテナにマッピングされる。

第１の拡散器１１１は、送信ビーム生成器１０５から出力された信号ｙ ^' _１を受信して、あらかじめ設定されている拡散コード（spreading code）を使用して信号ｙ ^' _１を拡散した後に、第１のＲＦ処理器１１３へ出力する。第１の拡散器１１１から出力された信号を受信すると、第１のＲＦ処理器１１３は、上記信号に対してＲＦ処理を施してデュプレクサー１４０へ出力する。ここで、上記ＲＦ処理器のそれぞれは、増幅器（amplifier）と、周波数変換器（frequency converter）と、フィルター（filter）と、アナログ／デジタル変換器（analog to digital converter）とから構成されてＲＦ信号を処理する。また、第２の拡散器１２１は、送信ビーム生成器１０５から出力された信号ｙ ^' _２を受信して、あらかじめ設定されている拡散コードを使用して信号ｙ ^' _２を拡散する。その後に、第２の拡散器１２１は、第２のＲＦ処理器１２３へ信号ｙ ^' _２を出力する。第２のＲＦ処理器１２３は、第２の拡散器１２１から出力された信号を受信すると、上記信号に対してＲＦ処理を施してデュプレクサー１４０へ出力する。このような方式にて、第Ｎの拡散器１３１は、送信ビーム生成器１０５から出力された信号ｙ ^' _Ｎを受信して、あらかじめ設定されている拡散コードを使用して信号ｙ ^' _Ｎを拡散した後に、第ＮのＲＦ処理器１３３へ出力する。第Ｎの拡散器１３１から出力された信号を受信すると、第ＮのＲＦ処理器１３３は、上記信号に対してＲＦ処理を施してデュプレクサー１４０へ出力する。

デュプレクサー１４０は、制御器（図示せず）の制御下に、上記信号の送信時点及び受信時点をスケジューリング（scheduling）することによって、上記信号の送受信動作を制御する。また、デュプレクサー１４０の送受信動作に従って、第１のアンテナ１４１と、第２のアンテナ１４３と、．．．、第Ｎのアンテナ１４５とは、送信アンテナ（Ｔｘ．ＡＮＴ）として動作することもでき、受信アンテナ（Ｒｘ．ＡＮＴ）として動作することもできる。

二番目に、上記ＣＤＭＡ移動通信システムの基地局受信器について説明する。

上記受信器は、第１のＲＦ処理器１５１と、第２のＲＦ処理器１６１と、．．．、第ＮのＲＦ処理器１７１とを含むＮ個のＲＦ処理器と、上記ＲＦ処理器のそれぞれに対応する第１の多重経路探索器１５３と、第２の多重経路探索器１６３と、．．．、第Ｎの多重経路探索器１７３とを含むＮ個の多重経路探索器（multipath searcher）と、上記多重経路探索器のそれぞれで探索したＬ個の多重経路に関する信号を処理するための第１のフィンガー１８０−１と、第２のフィンガー１８０−２と、．．．、第Ｌのフィンガー１８０−Ｌとを含むＬ個のフィンガー（finger）と、上記Ｌ個のフィンガーのそれぞれから出力された多重経路信号を結合する多重経路結合器（multipath combiner）１９１と、デインターリーバー（de-interleaver）１９３と、デコーダ（decoder）１９５とから構成される。

まず、複数の送信器から送信された信号は、多重経路フェージング無線チャンネル（fading radio channel）を介して上記Ｎ個のアンテナで受信される。デュプレクサー１４０は、第１のアンテナ１４１を介して受信された信号を第１のＲＦ処理器１５１へ出力する。デュプレクサー１４０から出力された信号を受信すると、第１のＲＦ処理器１５１は、上記信号に対してＲＦ処理を施して基底帯域（baseband）デジタル信号に変換する。すると、第１のＲＦ処理器１５１は、第１の多重経路探索器１５３へ上記基底帯域デジタル信号を出力する。第１のＲＦ処理器１５１から出力された基底帯域デジタル信号を受信すると、第１の多重経路探索器１５３は、上記基底帯域デジタル信号をＬ個の多重経路成分に分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分を第１のフィンガー１８０−１乃至第Ｌのフィンガー１８０−Ｌのそれぞれへ出力する。ここで、第１のフィンガー１８０−１乃至第Ｌのフィンガー１８０−Ｌのそれぞれは、Ｌ個の多重経路のそれぞれに一対一にマッピングされて、多重経路成分を処理する。上記Ｎ個の受信アンテナを介して受信された信号のそれぞれに対して、Ｌ個の多重経路を考慮するので、Ｎ×Ｌ個の信号に対して信号処理を行わなければならない。上記Ｎ×Ｌ個の信号のうち、同一の経路を有する信号が同一のフィンガーへ出力される。

また、デュプレクサー１４０は、第２のアンテナ１４３を介して受信された信号を第２のＲＦ処理器１６１へ出力する。デュプレクサー１４０から出力された信号を受信すると、第２のＲＦ処理器１６１は、上記信号をＲＦ処理して基底帯域デジタル信号へ変換した後に、第２の多重経路探索器１６３へ出力する。第２のＲＦ処理器１６１から出力された上記基底デジタル信号を受信すると、第２の多重経路探索器１６３は、上記基底デジタル信号をＬ個の多重経路成分に分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分のそれぞれを第１のフィンガー１８０−１乃至第Ｌのフィンガー１８０−Ｌのそれぞれへ出力する。

同一の方式にて、デュプレクサー１４０は、第Ｎのアンテナ１４５を介して受信された信号を第ＮのＲＦ処理器１７１へ出力する。デュプレクサー１４０から出力された信号を受信すると、第ＮのＲＦ処理器１７１は、上記信号をＲＦ処理して基底帯域デジタル信号に変換した後、第Ｎの多重経路探索器１７３へ出力する。第ＮのＲＦ処理器１７１から出力された上記基底帯域デジタル信号を受信すると、第Ｎの多重経路探索器１７３は、上記基底帯域デジタル信号をＬ個の多重経路成分に分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分のそれぞれを第１のフィンガー１８０−１乃至第Ｌのフィンガー１８０−Ｌのそれぞれへ出力する。

このような方式にて、上記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれを介して受信された信号のＬ個の多重経路信号のうち、同一の多重経路信号は、同一のフィンガーへ入力される。例えば、第１のアンテナ１４１乃至第Ｎのアンテナ１４５からの第１の多重経路信号は、第１のフィンガー１８０−１へ入力される。このような方式にて、第１のアンテナ１４１乃至第Ｎのアンテナ１４５の第Ｌの多重経路信号は、第Ｌのフィンガー１８０−Ｌへ入力される。一方、第１のフィンガー１８０−１乃至第Ｌのフィンガー１８０−Ｌのそれぞれは、実際入出力される信号が相互に異なるだけで、その構成及び動作が同一である。従って、説明の便宜上、第１のフィンガー１８０−１の動作についてのみ説明する。

第１のフィンガー１８０−１は、上記Ｎ個の多重経路探索器のそれぞれに対応するＮ個の逆拡散器、すなわち、第１の逆拡散器１８１と、第２の逆拡散器１８２と、．．．、第Ｎの逆拡散器１８３とのＮ個の逆拡散器と、第１の逆拡散器１８１乃至第Ｎの逆拡散器１８３のそれぞれから出力された信号を受信して、受信ビーム（beam）を生成するための加重値を計算する信号処理器１８４と、信号処理器１８４で計算した加重値を使用して受信ビームを生成するための受信ビーム生成器１８５とから構成される。

まず、第１の多重経路探索器１５３から出力された第１の多重経路信号は、第１の逆拡散器１８１へ入力される。第１の逆拡散器１８１は、第１の多重経路探索器１５３から出力された第１の多重経路信号を、あらかじめ設定されている逆拡散コード（de-spreading code）をもって逆拡散して、信号処理器１８４及び受信ビーム生成器１８５へ出力する。ここで、上記逆拡散コードは、上記送信器のそれぞれで使用された拡散コードと同一であり、上記逆拡散過程を“時間プロセシング（temporal processing）”と称する。また、第２の多重経路探索器１６３から出力された第１の多重経路信号は、第２の逆拡散器１８２へ入力される。第２の逆拡散器１８２は、第２の多重経路探索器１６３から出力された第１の多重経路信号をあらかじめ設定されている拡散コードをもって逆拡散して、信号処理器１８４及び受信ビーム生成器１８５へ出力する。このような方式にて、第Ｎの多重経路探索器１７３から出力された第１の多重経路信号は、第Ｎの逆拡散器１８３へ入力される。第Ｎの逆拡散器１８３は、第Ｎの多重経路探索器１７３から出力された第１の多重経路信号をあらかじめ設定されている拡散コードをもって逆拡散して、信号処理器１８４及び受信ビーム生成器１８５へ出力する。

信号処理器１８４は、第１の逆拡散器１８１乃至第Ｎの逆拡散器１８３から出力された信号を受信して、受信ビームの生成のための加重値集合ｗ _ｋを計算する。ここで、第１の多重経路探索器１５３乃至第Ｎの多重経路探索器１７３のそれぞれから出力された第１の多重経路信号の集合を“ｘ _ｋ”であると定義する。ここで、第１の多重経路信号集合ｘ _ｋは、ｋ番目の時点で第１のアンテナ１４１乃至第Ｎのアンテナ１４５のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号の集合を示し、第１の多重経路信号集合ｘ _ｋを構成する第１の多重経路信号のそれぞれは、すべてベクトル信号である。そして、上記加重値集合ｗ _ｋは、ｋ番目の時点で、第１のアンテナ１４１乃至第Ｎのアンテナ１４５のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号のそれぞれに適用される加重値集合を示し、上記加重値集合ｗ _ｋを構成する加重値のそれぞれは、すべてベクトル信号である。

そして、第１の多重経路信号集合ｘ _ｋ内のすべての第１の多重経路信号が逆拡散された信号の集合を“ｙ _ｋ”であると定義する。ここで、第１の多重経路信号の逆拡散信号集合ｙ _ｋは、ｋ番目の時点で、第１のアンテナ１４１乃至第Ｎのアンテナ１４５のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号のそれぞれが逆拡散された信号の集合を示し、第１の多重経路信号の逆拡散信号集合ｙ _ｋを構成する逆拡散信号のそれぞれは、すべてベクトル信号である。以下、説明の便宜上、“集合”については、その用語を省略し、下線が引かれた（underlined）パラメータ（parameter）は、特定のエレメント（element）の集合を示す。

また、第１の逆拡散器１８１乃至第Ｎの逆拡散器１８３のそれぞれは、あらかじめ設定されている逆拡散コード（de-scrambling code）で第１の多重経路信号ｘ _ｋを逆拡散するので、目的の受信信号の受信電力（power）が干渉信号（interference signal）の受信電力に比べてプロセス利得（process gain）だけ増幅される。

一方、上述したように、第１の多重経路信号ｘ _ｋの逆拡散された信号ｙ _ｋは、信号処理器１８４へ入力される。信号処理器１８４は、第１の多重経路信号ｘ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋをもって加重値ｗ _ｋを計算して、受信ビーム生成器１８５へ出力する。結果的に、信号処理器１８４は、第１のアンテナ１４１乃至第Ｎのアンテナ１４５のそれぞれから出力された総計でＮ個の第１の多重経路信号であるｘ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋをもって、第１のアンテナ１４１乃至第Ｎのアンテナ１４５のそれぞれから出力された第１の多重経路信号ｘ _ｋに適用された総計でＮ個の加重値であるｗ _ｋを計算する。受信ビーム生成器１８５は、上記総計でＮ個の第１の多重経路信号ｘ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋ及び総計でＮ個の加重値ｗ _ｋを受信する。そして、受信ビーム生成器１８５は、上記総計でＮ個の加重値ｗ _ｋをもって受信ビームを生成した後に、第１の多重経路信号ｘ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋ及び上記受信ビームの該当加重値ｗ _ｋの内積を計算して、第１のフィンガー１８０−１の出力信号ｚ_ｋとして出力する。ここで、第１のフィンガー１８０−１の出力信号ｚ_ｋは、式（１）のように表現される。

式（１）において、Ｈは、エルミート（Hermitian）演算子、すなわち、共役（conjugate）転置（transpose）を示す。また、上記受信器のＮ個のフィンガーのそれぞれからの出力信号ｚ_ｋの集合ｚ _ｋが、最終的に多重経路結合器１９１へ入力される。

上記では、第１のフィンガー１８０−１のみを例に挙げてその動作を説明したが、第１のフィンガー１８０−１だけではなく、残りのフィンガーも第１のフィンガー１８０−１と同一の動作を遂行する。従って、多重経路結合器１９１は、第１のフィンガー１８０−１乃至第Ｌのフィンガー１８０−Ｌから出力された信号を結合して、デインターリーバー１９３へ出力する。デインターリーバー１９３は、多重経路結合器１９１から出力された信号を送信器で適用したインターリービング（interleaving）方式に相当するデインターリービング方式にてデインターリービングした後に、デコーダ１９５へ出力する。デコーダ１９５は、デインターリーバー１９３から出力された信号を送信器で適用したエンコーディング（encoding）方式に相当するデコーディング（decoding）方式にてデコーディングして、最終の受信データとして出力する。

信号処理器１８４は、あらかじめ設定されているアルゴリズム（algorithm）により受信されることを望む送信器から送信された信号の平均自乗エラー（Mean Square Error：以下、“ＭＳＥ”と称する）が最小になるように加重値ｗ _ｋを計算する。そして、受信ビーム生成器１８５は、信号処理器１８４が生成した加重値ｗ _ｋを使用して受信ビームを生成し、ＭＳＥが最小になるように受信ビームを生成する過程を“空間プロセシング（spatial processing）”と称する。もちろん、ＭＳＥが最小になるように送信ビームを生成する過程も、“空間プロセシング”と称する。従って、上記ＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式がＣＤＭＡ移動通信システムに使用される場合に、時間プロセシングと空間プロセシングとが同時に遂行される。このように、上記時間プロセシングと上記空間プロセシングとを同時に遂行する動作を“空間−時間プロセシング（spatial-temporal processing）”と称する。

一方、信号処理器１８４は、上述したように、フィンガー別に逆拡散される前の多重経路信号及び逆拡散された後の多重経路信号を受信して、あらかじめ設定されているアルゴリズムに従って、上記ＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式の利得を最大化することができる加重値ｗ _ｋを計算する。同一の方式にて、送信器でも、上記ＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式の利得を最大化することができる加重値ｗ _ｋをあらかじめ設定されているアルゴリズムに従って計算する。信号処理器１８４及び送信ビーム生成器１０５は、上記ＭＳＥを最小化するように動作する。従って、最近では、上記ＭＳＥを適応的に最小化するための加重値計算アルゴリズムに関する研究が活発に進められている。しかしながら、上記ＭＳＥを適応的に最小化するための加重値計算アルゴリズムは、主に、基準（reference）信号を基準にしてエラーを減少させるアルゴリズムであり、上記アルゴリズムは、基準信号が存在しない場合に、ブラインド（blind）方式として、常数係数（Constant Modulus：以下、“ＣＭ”と称する）方式及び判定指向（Decision-Directed：以下、“ＤＤ”と称する）方式を支援する。

しかしながら、上記基準信号を基準にしてエラーを減少させるアルゴリズムは、チャンネルが急速に変化する環境、例えば、高速フェージングチャンネル（fast fading channel）のようなチャンネルが急速に変化する環境や高次変調方式、例えば、１６値直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation；ＱＡＭ）方式のような高次変調方式を使用する環境では、システムで望む最小のＭＳＥ値に収束することが難しいか、あるいは、特定のＭＳＥ値に収束するとしても、上記最小ＭＳＥの値が比較的大きい値に決定される。このように、上記最小のＭＳＥ値が比較的大きい値に決定される場合に、上記ＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式を使用することによって発生する利得が減少されるので、高速のデータ通信システムでは適合しない、という問題点がある。また、送信器及び受信器のすべてが送信ビーム及び受信ビームを生成するための加重値をそれぞれ計算しなければならないため、上記加重値の計算に必要な演算量による負荷が大きく発生する、という問題点があった。

上記背景に鑑みて、本発明の目的は、多重入力多重出力適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける信号を送受信するシステム及び方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける送信器の加重値情報を使用して、送信器の加重値を制御するシステム及び方法を提供することにある。

本発明の更に他の目的は、適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける２ステップの加重値生成方式を使用して、データを送受信するシステム及び方法を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の第１の特徴によれば、多重入力多重出力適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける信号を送受信するシステムは、受信信号を逆拡散して逆拡散信号を生成する逆拡散器と、上記逆拡散信号に基づいて、受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、上記計算された受信加重値に基づいて、相手側の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算する信号処理器と、上記送信加重値を含むフィードバック情報を生成するフィードバック情報生成器と、上記フィードバック情報を相手側の受信器へ送信する送信器とを具備することを特徴とする。

本発明の第２の特徴によれば、多重入力多重出力適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける信号を送受信するシステムは、相手側の送信器から送信されたフィードバック情報を受信する受信器と、上記フィードバック情報から送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を検出するフィードバック情報処理器と、上記検出された送信加重値に相当する送信ビームを生成して相手側の受信器へ送信される信号に適用する送信ビームを生成する送信ビーム生成器と、上記信号に上記送信ビームを適用して、上記相手側の受信器へ上記信号を送信する送信器とを具備することを特徴とする。

本発明の第３の特徴によれば、第１の装置が第１の送信器及び第１の受信器を有し、第２の装置が第２の送信器及び第２の受信器を有し、上記第１の装置及び上記第２の装置が多重入力多重出力適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムは、上記第１の受信器が、受信信号を逆拡散して逆拡散信号を生成し、上記逆拡散信号に基づいて、上記第１の受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、上記計算された受信加重値を使用して、上記第２の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算した後に、上記送信加重値を含むフィードバック情報を生成し、上記第１の送信器が、上記第１の受信器が生成したフィードバック情報を上記第２の受信器へ送信し、上記第２の受信器が、上記フィードバック情報を受信し、上記第２の送信器が、上記第２の受信器が受信したフィードバック情報から上記送信加重値を検出し、上記検出された送信加重値に相当する送信ビームを生成して信号を送信することを特徴とする。

本発明の第４の特徴によれば、多重入力多重出力適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける信号を送受信する方法は、受信器が受信信号を逆拡散して逆拡散信号を生成するステップと、上記受信器が上記逆拡散信号に基づいて、上記受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、上記計算された受信加重値に基づいて、相手側の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算するステップと、上記受信器が上記送信加重値を含むフィードバック情報を生成するステップと、送信器が上記フィードバック情報を相手側の受信器へ送信するステップとを具備することを特徴とする。

本発明の第５の特徴によれば、多重入力多重出力適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける信号を送受信する方法は、受信器が相手側の送信器から送信されたフィードバック情報を受信するステップと、送信器が上記フィードバック情報から上記送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を検出するステップと、上記送信器が上記検出された送信加重値に相当する送信ビームを生成し、上記送信ビームを適用して、相手側の受信器へ信号を送信するステップとを具備することを特徴とする。

本発明の第６の特徴によれば、第１の装置が第１の送信器及び第１の受信器を有し、第２の装置が第２の送信器及び第２の受信器を有し、上記第１の装置及び第２の装置が多重入力多重出力適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおける信号を送受信する方法は、上記第１の受信器が受信信号を逆拡散して逆拡散信号を生成するステップと、上記第１の受信器が受信ビームを生成する上記逆拡散信号に基づいて、上記第１の受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、上記計算された受信加重値に基づいて、上記第２の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算するステップと、上記第１の受信器が上記送信加重値を含むフィードバック情報を生成するステップと、上記第１の送信器が上記フィードバック情報を上記第２の受信器へ送信するステップと、上記第２の受信器が上記第１の送信器から送信された上記フィードバック情報を受信するステップと、上記第２の送信器が、上記第２の受信器が受信したフィードバック情報から上記送信加重値を検出し、上記検出された送信加重値に相当する送信ビームを生成し、上記送信ビームを適用して上記第１の受信器へ信号を送信するステップとを具備することを特徴とする。

本発明の実施例は、移動通信システムにおいて、２ステップの加重値生成方式、すなわち、収束ステップでは、ＣＭ方式を使用して加重値を生成し、安定ステップでは、ＤＤ方式を使用して加重値を生成することによって、最小のＭＳＥ値を有する加重値を迅速に生成することが可能であるという利点を有する。従って、正確な受信ビームを生成することができ、正確な受信ビームの生成は、受信器が目的の信号のみを正確に受信することができるようにして、システム性能を向上させることができる、という利点を有する。また、本発明によると、上記受信加重値を使用して受信器で生成された送信加重値は、送信器が上記送信加重値を使用することができる方式にて、上記送信器へ送信されることができる。従って、上記送信器が上記送信加重値を計算するための別途の演算過程を遂行しなくても良いので、その演算過程に対する負荷が減少されることができる、という利点を有する。

以下、本発明の好適な一実施例を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知の機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。そして、後述する用語は、本発明での機能を考慮して定義された用語であり、これは、使用者及び運用者の意図又は慣例に従って変わっても良い。従って、その用語は、本発明の全体の内容に基づいて定義されなければならない。

本発明を説明するに先立って、符号分割多重接続（Code Division Multiple Access：以下、“ＣＤＭＡ”と称する）方式を使用する移動通信システム（以下、“ＣＤＭＡ移動通信システム”と称する）の受信器で受信された信号モデル（model）を説明する。上記受信器は、信号を受信することができる基地局（ＢＳ：Base Station）の受信器になることもでき、又は移動局（ＭＳ：Mobile Station）の受信器になることもできる。ここで、上記基地局受信器を一例にして、受信された信号モデルを説明する。

上記基地局の受信器は、複数の受信アンテナ（ＲｘＡＮＴ）を有する受信アンテナアレイ（Rx antenna array）を備える。また、本発明は、周波数分割多元接続（Frequency Division Multiple Access；以下、“ＦＤＭＡ”と称する）方式と、時間分割多元接続（Time Division Multiple Access；以下、“ＴＤＭＡ”と称する）方式と、符号分割多元接続（Code Division Multiple Access；以下、“ＣＤＭＡ”と称する）方式と、直交周波数分割多元（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、“ＯＦＤＭ”と称する）方式とを使用する移動通信システムのすべてに適用されることができるとしても、説明の便宜上、上記ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システム（以下、“ＯＦＤＭ移動通信システム”と称する）及び上記ＣＤＭＡ方式を使用する移動通信システム（以下、“ＣＤＭＡ移動通信システム”と称する）を参照して説明する。

まず、上記基地局がサービスするセル内の任意の移動局、すなわち、第ｍの移動局の送信器から送信された信号は、式（２）のように表現される。

式（２）において、ｓ_ｍ（ｔ）は、第ｍの移動局の送信信号を示し、ｐ_ｍは、第ｍの移動局の送信電力を示し、ｂ_ｍ（ｔ）は、第ｍの移動局のユーザ情報ビットシーケンス（user information bit sequence）を示し、ｃ_ｍ（ｔ）は、Ｔ_ｃのチップ（chip）周期を有する第ｍの移動局のユーザ拡散コードシーケンス（user spreading code sequence）を示す。

一方、上記移動局送信器から送信された送信信号は、多重経路ベクトルチャンネル（multipath vector channel）を介して上記基地局の受信器で受信される。上記多重経路ベクトルチャンネルのチャンネルパラメータ（channel parameter）は、上記ビット周期Ｔ_ｂに比べて比較的低速で変化すると仮定する。従って、上記多重経路ベクトルチャンネルのチャンネルパラメータは、所定のビット周期の間では一定であると仮定する。すると、上記基地局の受信器で受信された第ｍの移動局の第１の多重経路に対する複素（complex）基底帯域受信信号は、式（３）のように表現される。ここで、式（３）に示す受信信号は、上記基地局受信器で受信された無線周波数（Radio Frequency；以下、“ＲＦ”と称する）信号をダウンコンバーティング（down converting）した後の基底帯域信号を示すことに留意しなければならない。

式（３）において、ｘ _ｍ１（ｔ）は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路を介して受信された複素基底帯域受信信号の集合を示し、α_ｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用されたフェージング減衰度を示し、φ_ｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用された位相遷移量を示し、τ_ｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用された時間遅延量を示し、ａ _ｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用されたアレイ応答（Array Response；ＡＲ）の集合を示す。ここで、上記基地局の受信器は、複数、例えば、Ｎ個の受信アンテナを備えるので、上記第ｍの移動局が送信した信号は、Ｎ個の受信アンテナのそれぞれを介して基地局受信器で受信される。従って、第１の多重経路を介して受信された信号の数はＮであり、従って、上記第ｍの移動局の第１の多重経路を介して受信器で受信されたＮ個の複素基底帯域信号は、上記複素基底帯域信号の集合を構成する。以下、説明の便宜上、“集合”については、その用語を省略し、下線が引かれたパラメータは、特定のエレメントの集合を示す。

一方、現在の線形（linear）アンテナアレイを使用する場合に、上記アレイ応答ａ _ｍ１は、式（４）のように表現される。

式（４）において、‘ｄ’は、離れている受信アンテナ間の間隔を示し、λは、使用周波数帯域での波長を示し、Ｎは、上記受信アンテナの個数を示し、θ_ｍ１は、第ｍの移動局の第１の多重経路に適用される到来方向（Direction Of Arrival；ＤＯＡ）を示す。

また、上記基地局がサービスするセル内に存在する移動局の個数がＭであり、上記Ｍ個の移動局のそれぞれに対して、Ｌ個の多重経路が存在すると仮定すると、上記基地局で受信された受信信号は、上記Ｍ個の移動局のそれぞれから送信された送信信号と加法性白色雑音（Addictive White Noise；ＡＷＮ）とが加算された形態であり、これを示すと、式（５）の通りである。

式（５）において、ｎ(ｔ)は、Ｍ個の移動局のそれぞれから送信された送信信号のそれぞれに加算された上記加法性白色雑音の集合を示す。

式（５）の受信信号で上記基地局が受信することを望む信号がｘ ₁₁であると仮定する。ここで、上記ｘ ₁₁は、第１の移動局が第１の多重経路を介して送信された信号を示す。このように、上記基地局が受信することを望む信号がｘ ₁₁であると仮定したので、上記信号ｘ ₁₁を除いたすべての信号は、干渉信号及び雑音として見なされる。従って、式（５）は、式（６）のように表現されることができる。

式（６）において、ｉ(ｔ)は、干渉信号を示し、式（７）のように表現される。

式（７）の第１の項は、上記基地局が受信することを望む移動局の送信信号であるが、上記基地局が受信することを望まない他の多重経路による干渉信号（Inter-Path Interference；ＩＰＩ）を示し、式（７）の第２の項は、他の移動局による多元接続干渉（Multiple Access Interference；ＭＡＩ）を示す。

また、上記ｘ(ｔ)は、上記基地局受信器の該当チャンネルカード（channel card）、すなわち、第１の移動局に割り当てられたチャンネルカード（ｍ＝１）内の該当多重経路のフィンガー（finger）、すなわち、第１のフィンガー（ｌ＝１）であらかじめ設定された逆拡散コードｃ_１（ｔ−τ_１１）をもって逆拡散されるが、上記逆拡散された信号ｙ（ｔ）は、式（８）の通りである。ここで、上記逆拡散コードｃ_１（ｔ−τ_１１）は、移動局送信器で信号を送信する間に使用された逆拡散コードｃ_１（ｔ−τ_１１）と同一である。そして、上記基地局は、図１に関連して説明したような複数の受信器を備えており、上記受信器のそれぞれを“チャンネルカード”と称し、１つの移動局に対して１つのチャンネルカードを割り当てる。また、図１に関連して説明するように、上記チャンネルカードは、多重経路の数に相当する複数のフィンガーが備えられており、上記フィンガーのそれぞれは、該当多重経路信号に一対一にマッピングされる。

式（８）において、‘ｋ’は、任意のｋ番目のサンプリング（sampling）時点を示す。

上記逆拡散される前の信号ｘ（ｔ）を上記逆拡散コードｃ_１（ｔ−τ_１１）をもって逆拡散した後の信号ｙ(ｔ)を生成する場合に、上記受信信号のうちから上記基地局受信器が受信することを望む信号成分の電力は、逆拡散器の特性に従ってプロセス利得Ｇだけ増幅される。このように、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分の電力がプロセス利得Ｇだけ増幅されるとしても、上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分の電力は、まったく変化がないという事実が分かる。従って、逆拡散される前の受信信号と逆拡散された後の受信信号との間の相関行列（correlation matrix）を計算することができる。上記逆拡散される前の受信信号と逆拡散された後の受信信号との間の相関行列を求めるためには、上記逆拡散された後の受信信号ｙ(ｔ)のサンプリング時点と同一の時点であるｋ番目の時点で上記逆拡散される前の受信信号ｘ(ｔ)をサンプリングする。このように、ｋ番目の時点で、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(ｔ)をサンプリングした信号は、式（９）の通りである。

結局、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(ｔ)と逆拡散された後の受信信号ｙ(ｔ)との間の相関行列を計算するためには、上記逆拡散された後の受信信号ｙ(ｔ)のサンプリング時点と同一の時点であるｋ番目の時点で、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(ｔ)をサンプリングして、式（９）のような信号を取得し、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(ｔ)及び逆拡散された後の受信信号ｙ(ｔ)は、定常的（stationary）であると仮定する。

すると、ここで、２ステップ（2-step）の最小平均自乗（Least Mean Square；以下、“ＬＭＳ”と称する）方式について説明する。

任意の時点で、Ｎ個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号、すなわち、第１の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_１乃至第Ｎの受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_Ｎを含む逆拡散される前の受信信号の集合をｘ＝[ｘ_１，ｘ_２，．．．，ｘ_Ｎ]^Ｔであると定義する。ここで、上記‘Ｔ’は、転置（transpose）演算を示す演算子である。また、上記Ｎ個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_１，ｘ_２，．．．，ｘ_Ｎが逆拡散された後の受信信号の集合をｙ＝[ｙ_１，ｙ_２，．．．，ｙ_Ｎ]^Ｔであると定義する。上記逆拡散された後の受信信号ｙは、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分ｓと上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分ｕとの和によって決定され、式（１０）のように表現される。

そして、上記Ｎ個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_１，ｘ_２，．．．，ｘ_Ｎのそれぞれに乗じられる複素加重値（complex weight value）の集合、すなわち、第１の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_１に乗じられる複素加重値乃至第Ｎの受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ_Ｎに乗じられる複素加重値ｗ_１，ｗ_２，．．．，ｗ_Ｎから構成された加重値集合をｗ＝[ｗ_１，ｗ_２，．．．，ｗ_Ｎ]^Ｔであると定義する。

従って、任意のユーザのチャンネルカード、すなわち、任意の移動局に割り当てられたチャンネルカード内のフィンガーからの出力信号ｚは、上記加重値ｗと逆拡散された後の受信信号ｙの内積を計算することによって得られ、式（１１）のように表現される。

式（１１）において、‘ｉ’は、受信アンテナの個数を示す。

上記出力信号ｚは、式（１０）及び式（１１）を使用して、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分ｗ ^Ｈ ｓと上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分ｗ ^Ｈ ｕとに区分されることができる。一方、上記ＬＭＳ方式は、知っている基準信号及び受信信号のエラーを最小化し、特に、式（１２）のコスト関数（Cost function）Ｊ（ｗ）を最小化する。

式（１２）において、‘Ｊ’は、コスト関数（cost function）を示し、上記コスト関数Ｊの値を最小化する加重値ｗを決定しなければならない。また、式（１２）において、ｅ_ｋは、受信信号（received signal）と所望の受信信号（desired reception signal）との差、すなわち、エラーを示し、ｄ_ｋは、上記所望の信号を示す。非ブラインド（non-blind）方式を使用するビーム生成アルゴリズムでは、上記受信することを望む信号ｄ_ｋとして、例えば、パイロット（pilot）信号を使用する。しかしながら、本発明は、ブラインド（blind）方式を使用するビーム生成アルゴリズムを提案し、従って、上記非ブラインド方式を使用するビーム生成アルゴリズムについては、具体的な説明を省略する。

一方、式（１２）において、上記コスト関数Ｊは、２次凸（convex）関数の形態を有する。従って、上記コスト関数Ｊの値を最小にするためには、上記コスト関数Ｊを微分して、その値が０になるようにしなければならない。上記コスト関数Ｊの微分値は、式（１３）の通りである。

しかしながら、実際のチャンネル環境で最適の加重値ｗ ^optを一回の処理過程で取得することは難しく、時点ごとに逆拡散された後の受信信号ｙ _ｋが入力されるので、上記最適の加重値ｗ ^optを適応的に、あるいは、再帰的に取得するためには、式（１４）のような再帰式（recursive formula）を使用しなければならない。

式（１４）において、‘ｋ’は、ｋ番目の時点を示し、ｗ _R,ｋは、ｋ番目の時点で受信された加重値を示し、μは、常数利得（constant gain）値を示し、ｖ _R,ｋは、ｋ番目の時点での追跡ベクトルを示す。ここで、上記ｋ番目の時点での追跡ベクトルｖ _R,ｋは、上記コスト関数Ｊの微分値を最小値、例えば、０に収束させるためのベクトルを示す。下記の説明において、説明の便宜上、送信器の送信ビームを生成するのに使用される加重値は、“送信加重値”であると称し、受信器の受信ビームを生成するのに使用される加重値は、“受信加重値”であると称する。

結局、式（１４）は、現在の時点で使用される加重値ｗ _R,ｋが与えられたとき、上記加重値ｗ _R,ｋから追跡ベクトルｖ _R,ｋの方向に常数利得値μだけ前進するか、あるいは、後進して生成された値を次の時点で使用される加重値ｗ _R,ｋ+1として更新（update）する過程を示す。

また、式（１４）を平均自乗（ＭＳ）基準から見ると、式（１５）のように表現される。

本発明は、ＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式を使用して送信ビームを生成するための加重値フィードバック装置及び方法を提案する。また、本発明は、送信ビーム及び受信ビームのための加重値を２ステップの加重値生成方式を使用して生成することができる装置及び方法を提案する。

ここで、上記送信加重値ｗ _T,ｋは、式（１６）のように計算される。

式（１６）に示すように、復元された信号を用いて、上記送信器の加重値を受信器で計算する。従って、上記受信器は、上記送信器が使用するために、上記計算された加重値を上記送信器へ送信しなければならない。

上記受信器は、復元された信号ｚ _ｋを用いて送信器の加重値を計算し、上記復元された信号ｚ _ｋは、逆拡散された受信信号及び受信加重値に基づいて計算されることができる。従って、本発明の好ましい実施例によると、上記受信器が計算した送信器の加重値は、上記送信器へ送信される。

以下、上記受信加重値を計算する手順を式（１７）乃至式（２８）を参照して説明する。説明の便宜上、拡散及び逆拡散動作に関する説明を省略する。また、下記式（１７）乃至式（２８）で使用されたパラメータ（parameter）は、図１を参照して説明したものと同一である。まず、上記送信器からビームを生成する前の信号を図２では、“ｚ ^' _ｋ”と定義する。このとき、チャンネルをマトリックス（matrix）Ｈとして定義すると、ｘ_ｋは、式（１７）のように示すことができる。

ここで、受信ビーム生成器によって受信された信号は、式（１８）のように表現される。

式（１８）において、計算の便宜上、雑音値を省略する。この場合に、ｋ番目のスナップ（snap）で発生するエラー信号は、式（１９）のように表現される。

ここで、送信アンテナ加重値を求めるために、式（１９）をｗ_Ｔに関して微分してエラー微分値を求めると、式（２０）の通りである。

式（２０）において、上記エラー値ε_kは、式（２１）のように表現される。

また、式（２１）を用いて送信ビーム生成ベクトルを示すと、式（２２）の通りである。

また、式（２２）の両辺に上記ｗ_Ｔを乗じることによって、上記受信器の受信信号の再整理を通して式（２３）及び式（２４）を得ることができる。

式（２２）は、式（２４）を用いて式（２２）を再整理することによって、式（２５）のように示すことができる。

最終的に、上記送信ビーム生成ベクトルを整理すると、式（２６）の通りである。

上述したように、最適の加重値ｗ ^optを取得する動作は、受信ビームを生成するための最も重要な要素として作用する。本発明は、上記２ステップＬＭＳ方式を使用して、基準信号及び受信信号のエラーを最小化する。すなわち、本発明は、式（１２）に関連して説明したコスト関数の値を最小化する加重値ｗ _R,k及びｗ _T,kを取得することによって、上記最適の加重値ｗ ^optを取得する。結果的に、本発明は、式（１２）で受信することを望む信号ｄ（ｋ）を検出する新たな方式を提案し、上記受信器が計算した受信加重値ｗ _R,kを使用して送信加重値ｗ _T,kを計算した後に、送信器へフィードバックする方式を提案する。

本発明で提案する、受信することを望む信号ｄ（ｋ）を検出する方式は、“ブラインド方式”であり、上記ブラインド方式を使用することによって、任意の推定値を使用して受信信号を適応的に収束させなければならず、上記受信信号の適応的な収束のためには、２ステップＬＭＳ方式を使用する。すなわち、上記２ステップＬＭＳ方式を使用することは、第１のステップである収束ステップ及び第２のステップである安定化ステップを介して上記信号ｄ（ｋ）を取得することを意味する。

次いで、上記２ステップのＬＭＳ方式のうち、上記第１のステップである信号収束ステップについて説明する。

まず、上記受信信号の適応的な収束のために使用される“ＣＭ”方式について説明する。

上記ＣＭ方式は、ゴダール（Godard）により提案され、一般的に、ブラインド等化器（equalizer）で使用されており、ビーム生成アルゴリズムでも使用されている。上記ゴダールが提案したＣＭ方式を使用する場合に、コスト関数Ｊは、式（２７）のように表現される。

式（２７）において、‘ｐ’は、任意の正の整数を示し、Ｒ_ｐは、ゴダール係数（Godard Modulus）を示す。ここで、上記ゴダール係数Ｒ_ｐは、式（２８）のように表現される。

最近のＯＦＤＭ移動通信システムでは、一般的に、ＱＰＳＫ変調方式以上の比較的高次変調方式を使用するので、上記コスト関数Ｊは、式（２９）のように、実数部及び虚数部に分離されて計算される。ここで、上記コスト関数Ｊを実数部と虚数部に分離して計算する理由は、高次変調方式の使用によって送受信される信号が実数成分及び虚数成分を有するためである。

本発明では、２ステップＬＭＳ方式を使用し、ｐ＝２と仮定する。従って、“ｄ（ｋ）＝Ｒ_２，Ｒ＋ｊＲ_２，Ｉ”である。また、初期の時点、すなわち、ｋ＝０時点でのコスト関数Ｊの値は、０（Ｊ＝０）であると仮定し、これに関連して、図１２を参照して説明する。

図１２は、ｋ＝０の時点で、ｐ＝２、“ｄ（ｋ）＝Ｒ_２，Ｒ＋ｊＲ_２，Ｉ”、及びＪ＝０である場合の移動通信システムで使用されたＣＭ方式のグラフである。

上述したように、図１２は、ｐ＝２、“ｄ（ｋ）＝Ｒ_２，Ｒ＋ｊＲ_２，Ｉ”、及びｋ＝０である時点でのコスト関数Ｊの値が０である場合に使用されたＣＭ方式を示す。すなわち、式（２９）によってＲ_２値が決定される場合に、座標面で円を形成する。従って、受信された信号は、任意の点から引かれた延長線が上記円と交わる点として判断される。図１２に示すように、受信器で復元された信号ｚ_ｋは、円に投影される。

上記では、収束ステップについて説明した。次いで、上記ｄ（ｋ）を取得するための第２のステップである安定化ステップについて説明する。

上記収束ステップを介してＭＳＥがあらかじめ設定された値に収束すると、上記収束ステップから安定化ステップへ転換して式（３０）のような演算を遂行する。ここで、上記ＭＳＥがあらかじめ設定された値に収束するにつれて収束ステップから安定化ステップへ変化する過程は、下記で説明するので、その詳細な説明は、省略する。

上記収束ステップと同様に、上記安定化ステップでも、実数部と虚数部を分離して計算しなければならない。式（３０）において、Ｐｒは、判定指向（ＤＤ）方式によって上記受信することを望む信号ｄ（ｋ）と最も近似した信号として投影されることを意味する。ここで、上記ＤＤ方式は、上記信号ｄ（ｋ）を受信信号と最も近似した判定値として反映する方式を意味する。ここで、図７を参照して上記ＤＤ方式について説明する。

図７は、移動通信システムでＢＰＳＫ方式を使用する場合のＤＤ方式を概略的に示すグラフである。

図７を参照すると、まず、上記移動通信システムにおいて、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）方式を使用することを仮定したので、受信信号がＩ−Ｑ平面（domain）で（１．２，−０．２）である場合に、上記受信することを望む信号ｄ（ｋ）は、＋１と−１との距離を計算した後に最も近似した判定値である１として投影される。

次いで、図２を参照して、本発明の実施例での機能を遂行するＣＤＭＡ移動通信システムの基地局の送信器及び受信器の構成を説明する。

図２は、本発明の実施例での機能を遂行するためのＣＤＭＡ移動通信システムの基地局の送信器及び受信器の構成を示すブロック図である。

図２を説明するにあたって、本発明の第１実施例での機能を遂行するための基地局の送信器及び受信器の構成は、図１と関連して説明した基地局の送信器及び受信器の構成と同一である。ただ、図２に新たに付加されたフィードバック情報生成器２８６と、信号処理器２８４の手順を決定する加重値と、信号処理器２８４が決定した加重値を上記基地局の受信器に対応する上記移動局の送信器へ送信するためのフィードバック動作のみが相互に異なる、という点に留意しなければならない。また、説明の便宜上、図２を参照して、上記基地局受信器の構成のうち、本発明と直接的に関連した構成のみを説明する。また、本発明の第１の実施例は、ＬＭＳ方式を使用する場合に該当する。

また、図２を説明するに先立って、下記の説明において、上記ＣＤＭＡ移動通信システムが上記ＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式を使用すると仮定する。すると、上記送信器及び上記受信器は、複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを備えなければならない。しかしながら、図２によると、上記送信器及び受信器は、別途の送信アンテナ及び受信アンテナを備えるものではなく、同一のアンテナは、デュプレクサーを使用することによって、時分割方式を通して上記送信器及び上記受信器に使用されると仮定する。また、図２では、Ｎ個のアンテナを使用する。

次いで、一番目に、上記ＣＤＭＡ移動通信システムの基地局送信器について説明する。

図２を参照すると、上記基地局の送信器は、エンコーダ（encoder）２０１と、インターリーバー（interleaver）２０３と、送信ビーム生成器２０５と、信号処理器２０７と、第１の拡散器２１１、第２の拡散器２２１、．．．、第Ｎの拡散器２３１を含むＮ個の拡散器（spreader）と、第１のＲＦ処理器２１３、第２のＲＦ処理器２２３、．．．、第ＮのＲＦ処理器２３３を含むＮ個のＲＦ処理器とから構成される。また、デュプレクサー２４０は、上記基地局の送信器及び受信器のすべてに共通的に使用され、第１のアンテナ２４１、第２のアンテナ２４３、．．．、第Ｎのアンテナ２４５を含むＮ個のアンテナは、上記基地局の送信器及び受信器のすべてに共通的に使用される。

まず、送信されるデータが発生すると、上記送信データは、エンコーダ２０１へ入力される。エンコーダ２０１は、上記送信データをあらかじめ設定されているエンコーディング（encoding）方式を介してエンコーディングした後に、インターリーバー２０３へ出力する。ここで、上記送信されるデータは、上記基地局受信器の信号処理器２８４で生成された送信加重値ｗ _T,kを含むフィードバック情報（FeedBack Information；ＦＢＩ）データである。上記送信加重値ｗ _T,kについては、下記で説明するので、ここでは、その詳細な説明を省略する。また、上記エンコーディング方式は、ターボ（turbo）エンコーディング方式、あるいは、畳込み（convolutional）エンコーディング方式になることができる。エンコーダ２０１から出力された信号を受信すると、インターリーバー２０３は、バーストエラー（burst error）を防止するために、あらかじめ設定されているインターリービング方式を通して上記信号をインターリービングした後に、送信ビーム生成器２０５へ出力する。ここで、インターリーバー２０３から出力された信号を“ｚ ^' _k”で示す。すると、信号処理器２０７は、インターリーバー２０３から出力された信号ｚ ^' _kに基づいて加重値を計算した後に、送信ビーム生成器２０５へ出力する。送信ビーム生成器２０５は、インターリーバー２０３から出力された信号ｚ ^' _k及び信号処理器２０７で計算された加重値を考慮して、送信ビーム（transmission beam）を生成した後に、第１の拡散器２１１、第２の拡散器２２１、．．．、第Ｎの拡散器２３１のそれぞれへ出力する。ここで、送信ビーム生成器２０５は、インターリーバー２０３から出力された信号を受信して、第１のアンテナ２４１、第２のアンテナ２４３、．．．、第Ｎのアンテナ２４５のそれぞれを介して送信されることができるように上記送信ビームを生成して、第１の拡散器２１１、第２の拡散器２２１、．．．、第Ｎの拡散器２３１のそれぞれへ出力する。

上記送信ビームを生成するための具体的な動作は、本発明とは直接的な関連がないので、ここでは、その詳細な説明を省略する。もちろん、上記基地局の受信器が上記移動局の送信器から上記フィードバック情報データを以前の時点で受信した場合に、送信ビーム生成器２０５は、上記フィードバック情報データに含まれている送信加重値ｗ _T,kを使用して、上記送信ビームを生成することができる。上記送信加重値ｗ _T,kを受信して上記送信ビームを生成する過程は、図３を参照して説明するので、ここでは、その詳細な説明を省略する。送信ビーム生成器２０５から出力された信号の集合を“ｙ ^' _ｋ”で示す。結局、上記ｙ ^' _ｋは、送信ビーム生成器２０５から生成された信号の集合であり、ｋ番目のアンテナにマッピングされる

第１の拡散器２１１は、送信ビーム生成器２０５から出力された信号ｙ ^' _１を受信して、あらかじめ設定されている拡散コード（spreading code）をもって信号ｙ ^' _１を拡散した後に、第１のＲＦ処理器２１３へ出力する。第１の拡散器２１１から出力された信号を受信すると、第１のＲＦ処理器２１３は、上記信号に対してＲＦ処理を施してデュプレクサー２４０へ出力する。ここで、上記ＲＦ処理器のそれぞれは、増幅器（amplifier）と、周波数変換器（frequency converter）と、フィルター（filter）と、アナログ／デジタル変換器（analog to digital converter）とから構成されてＲＦ信号を処理する。また、第２の拡散器２２１は、送信ビーム生成器２０５から出力された信号ｙ ^' _２を受信して、あらかじめ設定されている拡散コードを使用して信号ｙ ^' _２を拡散する。その後に、第２の拡散器２２１は、第２のＲＦ処理器２２３へ信号ｙ ^' _２を出力する。第２の拡散器２２１から出力された信号を受信すると、第２のＲＦ処理器２２３は、上記信号に対してＲＦ処理を施してデュプレクサー２４０へ出力する。このような方式にて、第Ｎの拡散器２３１は、送信ビーム生成器２０５から出力された信号ｙ ^' _Ｎを受信して、あらかじめ設定されている拡散コードを使用して信号ｙ ^' _Ｎを拡散した後に、第ＮのＲＦ処理器２３３へ出力する。第Ｎの拡散器２３１から出力された信号を受信すると、第ＮのＲＦ処理器２３３は、上記信号に対してＲＦ処理を施してデュプレクサー２４０へ出力する。

デュプレクサー２４０は、制御器（図示せず）の制御下に、上記信号の送信時点及び受信時点をスケジューリング（scheduling）することによって、上記信号の送受信動作を制御する。また、デュプレクサー２４０の送受信動作に従って、第１のアンテナ２４１と、第２のアンテナ２４３と、．．．、第Ｎのアンテナ２４５とは、送信アンテナ（Ｔｘ．ＡＮＴ）として動作することもでき、受信アンテナ（Ｒｘ．ＡＮＴ）として動作することもできる。

二番目に、上記ＣＤＭＡ移動通信システムの基地局受信器について説明する。

上記受信器は、第１のＲＦ処理器２５１と、第２のＲＦ処理器２６１と、．．．、第ＮのＲＦ処理器２７１とを含むＮ個のＲＦ処理器と、上記ＲＦ処理器のそれぞれに対応する第１の多重経路探索器２５３と、第２の多重経路探索器２６３と、．．．、第Ｎの多重経路探索器２７３とを含むＮ個の多重経路探索器（multipath searcher）と、上記多重経路探索器のそれぞれで探索したＬ個の多重経路に関する信号を処理するための第１のフィンガー２８０−１と、第２のフィンガー２８０−２と、．．．、第Ｌのフィンガー２８０−Ｌとを含むＬ個のフィンガー（finger）と、上記Ｌ個のフィンガーのそれぞれから出力された多重経路信号を結合する多重経路結合器（multipath combiner）２９１と、デインターリーバー（de-interleaver）２９３と、デコーダ（decoder）２９５とから構成される。

まず、複数の送信器から送信された信号は、多重経路フェージング無線チャンネル（fading radio channel）を介して上記Ｎ個のアンテナで受信される。デュプレクサー２４０は、第１のアンテナ２４１を介して受信された信号を第１のＲＦ処理器２５１へ出力する。デュプレクサー２４０から出力された信号を受信すると、第１のＲＦ処理器２５１は、上記信号に対してＲＦ処理を施して基底帯域（baseband）デジタル信号に変換する。すると、第１のＲＦ処理器２５１は、第１の多重経路探索器２５３へ上記基底帯域デジタル信号を出力する。第１のＲＦ処理器２５１から出力された基底帯域デジタル信号を受信すると、第１の多重経路探索器２５３は、上記基底帯域デジタル信号をＬ個の多重経路成分に分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分を第１のフィンガー２８０−１乃至第Ｌのフィンガー２８０−Ｌのそれぞれへ出力する。ここで、第１のフィンガー２８０−１乃至第Ｌのフィンガー２８０−Ｌのそれぞれは、Ｌ個の多重経路のそれぞれに一対一マッピングされて、多重経路成分を処理する。上記Ｎ個の受信アンテナを介して受信された信号のそれぞれに対して、Ｌ個の多重経路を考慮するので、Ｎ×Ｌ個の信号に対して信号処理を行わなければならない。上記Ｎ×Ｌ個の信号のうち、同一の経路を有する信号が同一のフィンガーへ出力される。

また、デュプレクサー２４０は、第２のアンテナ２４３を介して受信された信号を第２のＲＦ処理器２６１へ出力する。デュプレクサー２４０から出力された信号を受信すると、第２のＲＦ処理器２６１は、上記信号をＲＦ処理して基底帯域デジタル信号へ変換した後に、第２の多重経路探索器２６３へ出力する。第２のＲＦ処理器２６１から出力された上記基底デジタル信号を受信すると、第２の多重経路探索器２６３は、上記基底デジタル信号をＬ個の多重経路成分に分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分のそれぞれを第１のフィンガー２８０−１乃至第Ｌのフィンガー２８０−Ｌのそれぞれへ出力する。

同一の方式にて、デュプレクサー２４０は、第Ｎのアンテナ２４５を介して受信された信号を第ＮのＲＦ処理器２７１へ出力する。デュプレクサー２４０から出力された信号を受信すると、第ＮのＲＦ処理器２７１は、上記信号をＲＦ処理して基底帯域デジタル信号に変換した後に、第Ｎの多重経路探索器２７３へ出力する。第ＮのＲＦ処理器２７１から出力された上記基底帯域デジタル信号を受信すると、第Ｎの多重経路探索器２７３は、上記基底帯域デジタル信号をＬ個の多重経路成分に分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分のそれぞれを第１のフィンガー２８０−１乃至第Ｌのフィンガー２８０−Ｌのそれぞれへ出力する。

このような方式にて、上記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれを介して受信された信号のＬ個の多重経路信号のうち、同一の多重経路信号は、同一のフィンガーへ入力される。例えば、第１のアンテナ２４１乃至第Ｎのアンテナ２４５からの第１の多重経路信号は、第１のフィンガー２８０−１へ入力される。このような方式にて、第１のアンテナ２４１乃至第Ｎのアンテナ２４５の第Ｌの多重経路信号は、第Ｌのフィンガー２８０−Ｌへ入力される。一方、第１のフィンガー２８０−１乃至第Ｌのフィンガー２８０−Ｌのそれぞれは、実際入出力される信号が相互に異なるだけで、その構成及び動作が同一である。従って、説明の便宜上、第１のフィンガー２８０−１の動作についてのみ説明する。

第１のフィンガー２８０−１は、上記Ｎ個の多重経路探索器のそれぞれに対応するＮ個の逆拡散器、すなわち、第１の逆拡散器２８１と、第２の逆拡散器２８２と、．．．、第Ｎの逆拡散器２８３とのＮ個の逆拡散器と、第１の逆拡散器２８１乃至第Ｎの逆拡散器２８３のそれぞれから出力された信号を受信して、受信ビーム（beam）を生成するための受信加重値ｗ _R,kと、上記基地局の受信器に対する移動局の送信器の送信加重値ｗ _T,kとを計算する信号処理器２８４と、信号処理器２８４で計算した受信加重値ｗ _R,kに基づいて上記受信ビームを生成するための受信ビーム生成器２８５と、信号処理器２８４で計算した送信加重値ｗ _T,kを含むフィードバック情報を生成するためのフィードバック情報生成器２８６とから構成される。

まず、第１の多重経路探索器２５３から出力された第１の多重経路信号は、第１の逆拡散器２８１へ入力される。第１の逆拡散器２８１は、第１の多重経路探索器２５３から出力された第１の多重経路信号を、あらかじめ設定されている逆拡散コード（de-spreading code）をもって逆拡散して、信号処理器２８４及び受信ビーム生成器２８５へ出力する。また、第２の多重経路探索器２６３から出力された第１の多重経路信号は、第２の逆拡散器２８２へ入力される。第２の逆拡散器２８２は、第２の多重経路探索器２６３から出力された第１の多重経路信号をあらかじめ設定されている拡散コードをもって逆拡散して、信号処理器２８４及び受信ビーム生成器２８５へ出力する。このような方式にて、第Ｎの多重経路探索器２７３から出力された第１の多重経路信号は、第Ｎの逆拡散器２８３へ入力される。第Ｎの逆拡散器２８３は、第Ｎの多重経路探索器２７３から出力された第１の多重経路信号をあらかじめ設定されている拡散コードをもって逆拡散して、信号処理器２８４及び受信ビーム生成器２８５へ出力する。

信号処理器２８４は、第１の逆拡散器２８１乃至第Ｎの逆拡散器２８３から出力された信号を受信して、受信ビームの生成のための受信加重値ｗ _R,ｋを計算する。ここで、第１の多重経路探索器２５３乃至第Ｎの多重経路探索器２７３のそれぞれから出力された第１の多重経路信号の集合を“ｘ _ｋ”であると定義する。ここで、第１の多重経路信号集合ｘ _ｋは、ｋ番目の時点で第１のアンテナ２４１乃至第Ｎのアンテナ２４５のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号の集合を示し、第１の多重経路信号集合ｘ _ｋを構成する第１の多重経路信号のそれぞれは、すべてベクトル信号である。そして、上記受信加重値ｗ _R,ｋは、ｋ番目の時点で、第１のアンテナ２４１乃至第Ｎのアンテナ２４５のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号のそれぞれに適用される受信加重値の集合を示し、上記受信加重値の集合ｗ _R,ｋを構成する加重値のそれぞれは、すべてベクトル信号である。

そして、第１の多重経路信号集合ｘ _ｋ内のすべての第１の多重経路信号が逆拡散された信号の集合を“ｙ _ｋ”であると定義する。ここで、第１の多重経路信号の逆拡散信号集合ｙ _ｋは、ｋ番目の時点で、第１のアンテナ２４１乃至第Ｎのアンテナ２４５のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号のそれぞれが逆拡散された信号の集合を示し、第１の多重経路信号の逆拡散信号集合ｙ _ｋを構成する逆拡散信号のそれぞれは、すべてベクトル信号である。以下、説明の便宜上、“集合”については、その用語を省略し、下線が引かれた（underlined）パラメータ（parameter）は、特定のエレメント（element）の集合を示すことに留意しなければならない。また、第１の逆拡散器２８１乃至第Ｎの逆拡散器２８３のそれぞれがあらかじめ設定されている逆拡散コードを使用して第１の多重経路信号ｘ _ｋを逆拡散するので、受信することを望む信号の受信電力（power）が、干渉信号（interference signal）の受信電力に比べてプロセス利得（process gain）だけ増幅される。

一方、上述したように、第１の多重経路信号ｘ _ｋの逆拡散信号ｙ _ｋは、信号処理器２８４へ入力される。信号処理器２８４は、第１の多重経路信号ｘ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋに基づいて受信加重値ｗ _R,kを計算して、受信ビーム生成器２８５へ出力する。結果的に、信号処理器２８４は、第１のアンテナ２４１乃至第Ｎのアンテナ２４５のそれぞれから出力された総計でＮ個の第１の多重経路信号であるｘ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋをもって、第１のアンテナ２４１乃至第Ｎのアンテナ２４５のそれぞれから出力された第１の多重経路信号ｘ _ｋに適用された総計でＮ個の受信加重値ｗ _R,kを計算する。受信ビーム生成器２８５は、上記総計でＮ個の第１の多重経路信号ｘ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋ及び総計でＮ個の受信加重値ｗ _R,kを受信する。そして、受信ビーム生成器２８５は、上記総計でＮ個の受信加重値ｗ _R,kをもって受信ビームを生成した後に、第１の多重経路信号ｘ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋ及び上記受信ビームの該当受信加重値ｗ _R,kの内積を計算して、第１のフィンガー２８０−１の出力信号ｚ_ｋとして出力する。また、上記基地局受信器のＮ個のフィンガーのそれぞれから出力された出力信号ｚ_ｋの集合であるｚ _ｋが、最終的に、多重経路結合器２９１へ入力される。また、信号処理器２８４は、受信加重値ｗ _R,kを使用して、送信加重値ｗ _T,kを計算した後に、上記送信加重値ｗ _T,kをフィードバック情報生成器２８６へ出力する。従って、フィードバック情報生成器２８６は、上記送信加重値ｗ _T,kを含むフィードバック情報を生成する。ここで、上記基地局送信器は、フィードバック情報生成器２８６から生成されたフィードバック情報を送信する。例えば、上記フィードバック情報は、専用物理チャンネル（Dedicated Physical Channel：ＤＰＣＨ）を介して送信されることができる。

上記の説明では、第１のフィンガー２８０−１のみを例に挙げてその動作を説明したが、第１のフィンガー２８０−１だけではなく、残りのフィンガーも第１のフィンガー２８０−１と同一の動作を遂行する。従って、多重経路結合器２９１は、第１のフィンガー２８０−１乃至第Ｌのフィンガー２８０−Ｌから出力された信号を結合して、デインターリーバー２９３へ出力する。デインターリーバー２９３は、多重経路結合器２９１から出力された信号を送信器で適用したインターリービング（interleaving）方式に相当するデインターリービング方式にてデインターリービングした後に、デコーダ２９５へ出力する。デコーダ２９５は、デインターリーバー２９３から出力された信号を送信器で適用したエンコーディング（encoding）方式に相当するデコーディング（decoding）方式にてデコーディングして、最終の受信データとして出力する。

図２は、上記基地局の受信器が送信加重値ｗ _T,kを計算し、上記送信加重値ｗ _T,kを上記基地局の送信器へ送信する場合を示す。しかしながら、上記基地局の送信器及び受信器は、上記移動局の送信器及び受信器として使用されることができる。すなわち、図２を参照して、上記フィードバック情報を生成して送信する側面を中心にして説明したものに留意しなければならない。次いで、図３を参照して、本発明の実施例での機能を遂行するＣＤＭＡ移動通信システムの移動局の送信器及び受信器の構成を説明する。

図３は、本発明の実施例での機能を遂行するＣＤＭＡ移動通信システムの移動局の送信器及び受信器の構成を示すブロック図である。図３を説明するにあたっては、本発明の第１実施例での機能を遂行するための移動局の送信器及び受信器の構成は、図１と関連して説明した送信器及び受信器の構成と同一である。ただ、図３に新たに付加されたフィードバック情報生成器３０７と、送信ビーム生成器３０５がフィードバック送信加重値を使用して送信ビームを生成する動作のみ相互に異なる、という点に留意しなければならない。

また、図３を説明するに先立って、上記ＣＤＭＡ移動通信システムは、上記ＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式を使用すると仮定する。すると、上記送信器及び受信器は、複数の送信アンテナ及び受信アンテナを備えなければならない。しかしながら、図２では、上記送信器及び受信器は、別途の送信アンテナ及び受信アンテナを備えるものではなく、同一のアンテナは、デュプレクサーを使用することによって、時分割方式を通して上記送信器及び上記受信器に使用されると仮定する。また、図３では、Ｎ個のアンテナを使用すると仮定する。

次いで、一番目に、上記ＣＤＭＡ移動通信システムの移動局の送信器について説明する。

図３を参照すると、上記送信器は、エンコーダ３０１と、インターリーバー３０３と、送信ビーム生成器３０５と、フィードバック情報処理器３０７と、第１の拡散器３１１、第２の拡散器３２１、．．．、第Ｎの拡散器３３１を含む複数の拡散器と、第１のＲＦ処理器３１３、第２のＲＦ処理器３２３、．．．、第ＮのＲＦ処理器３３３を含むＮ個のＲＦ処理器とから構成される。また、デュプレクサー３４０は、上記移動局の送信器及び受信器のすべてに共通的に使用され、第１のアンテナ３４１、第２のアンテナ３４３、．．．、第Ｎのアンテナ３４５を含むＮ個のアンテナは、上記移動局の送信器及び受信器のすべてに共通的に使用される。ここで、エンコーダ３０１と、インターリーバー３０３と、第１の拡散器３１１、第２の拡散器３２１、．．．、第Ｎの拡散器３３１と、第１のＲＦ処理器３１３、第２のＲＦ処理器３２３、．．．、第ＮのＲＦ処理器３３３は、図２に示したエンコーダ２０１と、インターリーバー２０３と、第１の拡散器２１１、第２の拡散器２２１、．．．、第Ｎの拡散器２３１と、第１のＲＦ処理器２１３、第２のＲＦ処理器２２３、．．．、第ＮのＲＦ処理器２３３と同一の動作を遂行するので、ここでは、その詳細な説明を省略する。

フィードバック情報処理器３０７は、上記移動局の受信器が受信したフィードバック情報を分析して、上記フィードバック情報に含まれている送信加重値ｗ _T,kを検出し、上記検出された送信加重値ｗ _T,kを送信ビーム生成器３０５へ送信する。上記移動局の受信器がフィードバック情報を受信する手順は、下記で説明するので、ここでは、その詳細な説明を省略する。

送信ビーム生成器３０５は、上記送信加重値ｗ _T,kに相当する送信ビームを生成する。

二番目に、上記ＣＤＭＡ移動通信システムの移動局の受信器について説明する。

上記受信器は、第１のＲＦ処理器３５１と、第２のＲＦ処理器３６１と、．．．、第ＮのＲＦ処理器３７１とを含むＮ個のＲＦ処理器と、上記ＲＦ処理器のそれぞれに対応する第１の多重経路探索器３５３と、第２の多重経路探索器３６３と、．．．、第Ｎの多重経路探索器３７３とを含むＮ個の多重経路探索器（multipath searcher）と、上記多重経路探索器のそれぞれで探索したＬ個の多重経路に関する信号を処理するための第１のフィンガー３８０−１と、第２のフィンガー３８０−２と、．．．、第Ｌのフィンガー３８０−Ｌとを含むＬ個のフィンガー（finger）と、上記Ｌ個のフィンガーのそれぞれから出力された多重経路信号を結合する多重経路結合器（multipath combiner）３９１と、デインターリーバー（de-interleaver）３９３と、デコーダ（decoder）３９５とから構成される。ここで、第１のＲＦ処理器３５１、第２のＲＦ処理器３６１、．．．、第ＮのＲＦ処理器３７１と、第１の多重経路探索器３５３、第２の多重経路探索器３６３、．．．、第Ｎの多重経路探索器３７３と、第１のフィンガー３８０−１、第２のフィンガー３８０−２、．．．、第Ｌのフィンガー３８０−Ｌと、多重経路結合器３９１と、デインターリーバー３９３と、デコーダー３９５とは、図２に示した第１のＲＦ処理器２５１、第２のＲＦ処理器２６１、．．．、第ＮのＲＦ処理器２７１と、第１の多重経路探索器２５３、第２の多重経路探索器２６３、．．．、第Ｎの多重経路探索器２７３と、第１のフィンガー２８０−１、第２のフィンガー２８０−２、．．．、第Ｌのフィンガー２８０−Ｌと、多重経路結合器２９１と、デインターリーバー２９３と、デコーダー２９５と同一の動作を遂行するので、ここでは、その詳細な説明を省略する。

デコーダー３９５から最終的に出力された受信データは、送信加重値ｗ _T,kを含むフィードバック情報であり、デコーダー３９５から出力されたフィードバック情報は、フィードバック情報処理器３０７へ入力される。

図３は、上記移動局の受信器がフィードバック情報を受信し、上記移動局の送信器が上記フィードバック情報に含まれている送信加重値ｗ _T,kを使用して、上記送信ビームを生成する場合を示す。しかしながら、上記移動局の送信器及び受信器は、上記基地局の送信器及び受信器として使用されることもできる。すなわち、図３を参照して、送信加重値ｗ _T,kを含むフィードバック情報を受信する側面を中心として説明したことに留意しなければならない。

次いで、図４を参照して信号処理器の構成を説明する。

図４は、本発明での機能を遂行する信号処理器の構成を示すブロック図である。

図４を説明するにあたって、説明の便宜上、上記基地局の受信器の構成のうち、本発明と直接的に関連する構成のみを説明する。ここで、上記基地局の受信器が上記送信加重値ｗ _T,kを計算する場合を例に挙げて説明したので、図４に示す信号処理器の構成は、上記移動局の受信器にも適用されることができるのは勿論である。

図４を参照すると、まず、任意の時点ｋでの受信信号ｘ _ｋが入力される場合に、逆拡散器４１０は、あらかじめ設定されている逆拡散コードを使用して受信信号ｘ _kを逆拡散し、上記逆拡散された受信信号ｙ _ｋを信号処理器４３０及び受信ビーム生成器４２０へ出力する。信号処理器４３０は、加重値計算器４３１と、メモリ４３３と、収束判断器４３５とから構成される。説明の便宜上、図４に示す信号処理器４３０は、図２に示した基地局受信器の第１のフィンガー２８０−１の構成を例に挙げて説明する。従って、１つの逆拡散器４１０のみが図４に示されるとしても、逆拡散器４１０は、第１のフィンガー２８０−１の第１の逆拡散器２８１乃至第Ｎの逆拡散器２８３のＮ個の逆拡散器の動作と実質的に同一の動作を遂行することができる。

信号処理器４３０の加重値計算器４３１は、上記逆拡散された受信信号ｙ _ｋを受信して、あらかじめ設定されている常数利得値μ、初期加重値ｗ _R,0、及び受信ビーム生成器４２０から出力された第１のフィンガー２８０−１の出力信号ｚ _ｋを上記逆拡散された受信信号ｙ _ｋに適用することによって、上記受信加重値ｗ _R,k及び上記送信加重値ｗ _T,kを計算して、メモリ４３３へ出力する。ここで、メモリ４３３は、加重値計算器４３１で計算した上記受信加重値ｗ _R,k及び上記送信加重値ｗ _T,kに対するバッファリング（buffering）動作を遂行し、加重値計算器４３１は、上記受信加重値ｗ _R,k及び上記送信加重値ｗ _T,kを更新する際に、メモリ４３３に貯蔵されている上記受信加重値ｗ _R,k及び上記送信加重値ｗ _T,kを使用することができる。すなわち、任意の時点ｋで計算された受信加重値ｗ _R,k及び送信加重値ｗ _T,kを使用して、次の時点ｋ＋１での受信加重値ｗ _R,k及び送信加重値ｗ _T,kを更新する。また、加重値計算器４３１は、収束判断器４３５の制御下に、上記受信加重値ｗ _R,k及び上記送信加重値ｗ _T,kを計算する。すなわち、収束判断器４３５は、加重値計算器４３１が上記受信加重値ｗ _R,k及び上記送信加重値ｗ _T,kを計算する際に、加重値計算器４３１の計算方式を制御することができる。ここで、上記受信加重値ｗ _R,k及び上記送信加重値ｗ _T,kは、上記ＣＭ方式またはＤＤ方式によって計算されることができる。収束判断器４３５を使用して上記ＣＭ方式及びＤＤ方式のうちのいずれか１つの方式を選択する手順について説明する。

上述したように、本発明は、信号収束ステップ及び信号安定化ステップを含む２ステップのＬＭＳ方式を介して目的の受信信号ｄ（ｋ）を取得することができる。上記ＣＭ方式は、信号が低速で収束する、という短所がある。また、上記ＤＤ方式は、フェージングがひどいチャンネル、すなわち、高速フェージングチャンネル（fast fading channel）及び高次変調方式では、収束しない確率が高い、という短所がある。従って、本発明は、上記ＣＭ方式と上記ＤＤ方式とが、その特性に合うように、信号収束ステップ及び信号安定化ステップにおいて使用されるように制御動作を遂行し、比較的高速でありながらも、小さいＭＳＥ値に収束するように制御する。従って、収束ステップ及び安定化ステップを区分する過程は、性能向上において、非常に重要な要素として作用する。

本発明は、上記収束ステップと安定化ステップとを区分するためには、下記のような方式を使用する。

まず、時間領域（time domain）ｔ＝１，２，３，４，．．．でのＭＳＥを“Ｓ_ｔ”であると定義する。すなわち、上記Ｓ_ｔは、任意の時点‘ｔ’で受信された信号のＭＳＥを示す。この場合に、上記収束ステップと安定化ステップとを区分するための基準として、現在の時点ｔ＝ｔでのＳ_ｔと次の時点ｔ＝ｔ−１でのＳ_ｔ−１との差を“ｄ_ｔ”であると定義する。上記Ｓ_ｔとＳ_ｔ−１との差ｄ_ｔを式（３１）のように定義する。

すなわち、上記収束ステップから上記安定化ステップへの遷移は、上記ｄ_ｔがあらかじめ設定された第１のしきい値ｄ_Ｐの絶対値以下の値を有する場合である（ｄ_ｔ≦｜ｄ_ｐ｜）。ここで、第１のしきい値ｄ_Ｐは、上記ＯＦＤＭ移動通信システムに適合したあらかじめ設定された値である。結果的に、Ｓ_ｔとＳ_ｔ−１との差ｄ_ｔが非常に小さい場合には、収束ステップから安定化ステップへ遷移する。

次いで、図８を参照して、上記信号収束ステップから信号安定化ステップへ遷移するステップを説明する。

図８は、本発明の実施例による信号収束ステップから信号安定化ステップへ遷移する条件を概略的に示すグラフである。

図８を参照すると、以前の区間の任意の時点ｔ−１での受信信号のＭＳＥであるＳ_ｔ−１ ^beforeと以前の区間の現在の時点ｔでの受信信号のＭＳＥであるＳ_ｔ ^beforeとの差がｄ_ｔ ^beforeであり、次の区間の任意の時点ｔ−１での受信信号のＭＳＥであるＳ_ｔ−１ ^afterと次の区間の任意の時点ｔでの受信信号のＭＳＥであるＳ_ｔ ^afterとの差がｄ_ｔ ^afterである。図８において、縦軸は、エラーレベル（error level）を示し、横軸は、反復（iteration）回数を示す。従って、上記“以前の区間”は、比較的反復回数が少ない区間を示し、上記“次の区間”は、上記以前の区間に比べて、比較的反復回数が多い区間を示す。上記以前の区間のＳ_ｔ−１ ^beforeとＳ_ｔ ^beforeとの差ｄ_ｔ ^beforeは、第１のしきい値ｄ_ｐの絶対値を超過する値を有するので、上記以前の区間では、そのまま収束ステップが保持される。上記次の区間のＳ_ｔ−１ ^afterとＳ_ｔ ^afterとの差ｄ_ｔ ^afterは、第１のしきい値ｄ_ｐの絶対値未満の値を有するので、上記次の区間では、 安定化ステップへ遷移するようになる。しかしながら、第１のしきい値ｄ_ｐの絶対値のみを基準にして安定化ステップへ遷移する場合には、初期収束領域は識別されない。従って、上記初期収束領域を識別するために、第２のしきい値ｄ_{ｐ_reference}を設定し、上記ｄ_ｔが第１のしきい値ｄ_ｐの絶対値以下の値を有しながらも、上記Ｓ_ｔが第２のしきい値ｄ_{ｐ_reference}未満の値を有する場合に（ｄ_ｔ≦｜ｄ_ｐ｜，Ｓ_ｔ<ｄ_{p_reference}）、上記収束ステップから安定化ステップへ遷移する。

結局、図４において、収束判断器４３５は、Ｓ_ｔとＳ_ｔ−１との差ｄ_ｔを使用して、受信信号のＭＳＥ値が第１のしきい値ｄ_ｐに収束したか否かに従って、そして、上記Ｓ_ｔが第２のしきい値ｄ_{ｐ_reference}未満の値を有するか否かに従って、加重値計算器４３１がＣＭ方式を使用するか、又は、ＤＤ方式を使用するかを制御する。すなわち、収束判断器４３５は、上記収束ステップでは、加重値計算器４３１がＣＭ方式を使用するように制御し、上記安定化ステップでは、加重値計算器４３１がＤＤ方式を使用するように制御する。

次いで、図５を参照して、本発明の実施例によるＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式を使用して、データを送受信する手順を説明する。

図５は、本発明の実施例によるＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式を使用してデータを送受信する手順を示すフロー図である。

図５を参照すると、まず、基地局５００は、受信信号を逆拡散し（ステップ５１１）、上記逆拡散された受信信号を使用して受信加重値ｗ _R,k及び送信加重値ｗ _T,kを計算する（ステップ５１３）。また、基地局５００は、送信加重値ｗ _T,kを含むフィードバック情報を生成し、上記生成されたフィードバック情報を移動局５５０へ送信する（ステップ５１５）。移動局５５０は、基地局５００からのフィードバック情報を受信し（ステップ５５１）、上記受信されたフィードバック情報から送信加重値ｗ _T,kを検出する（ステップ５５３）。移動局５５０は、上記検出された送信加重値ｗ _T,kを使用して送信ビームを生成する（ステップ５５５）。図５では、基地局５００が送信加重値ｗ _T,kを移動局５５０へフィードバックし、移動局５５０が送信加重値ｗ _T,kを使用して上記送信ビームを生成する過程を例に挙げて説明したが、上述したように、移動局５５０が送信加重値ｗ _T,kを基地局５００にフィードバックし、基地局５００が上記フィードバックされた送信加重値ｗ _T,kを使用して、上記送信ビームを生成することも可能である。

次いで、図６を参照して、本発明の実施例による基地局受信器の信号受信手順を説明する。

図６は、本発明の実施例による基地局受信器の信号受信手順を示すフローチャートである。

図２では、基地局受信器がフィードバック情報を生成する場合を例に挙げて説明したので、図６を参照して、上記基地局受信器の信号受信手順を説明する。上記移動局受信器が上記フィードバック情報を生成する場合にも、上記基地局受信器の信号受信手順と同一の手順を遂行するという点に留意しなければならない。図６を参照すると、まず、上記基地局受信器は、ステップ６１１で、初期加重値ｗ _R,0、ｗ _T,0と、常数利得値μと、第１のしきい値ｄ_ｐと、第２のしきい値ｄ_{ｐ_reference}とを設定し、ステップ６１３に進行する。ステップ６１３で、上記基地局受信器は、通信が終了されたか否かを検査する。上記検査の結果、上記通信が終了された場合には、上記基地局受信器は、現在までの信号受信手順を終了する。

ステップ６１３で、検査の結果、通信が終了されない場合に、上記基地局受信器は、ステップ６１５へ進行する。ステップ６１５で、上記基地局受信器は、上記受信信号ｘ _ｋが逆拡散された信号ｙ _ｋを受信した後に、ステップ６１７へ進行する。

ステップ６１７で、上記基地局受信器は、上記逆拡散された信号ｙ _ｋ及び受信加重値ｗ _R,kを使用して、上記基地局受信器のそれぞれのフィンガーから出力された信号ｚ_ｋの集合ｚ _ｋを計算した後に（ｚ _ｋ＝ｗ _ｋ ^Ｈ ｙ _ｋ）、ステップ６１９へ進行する。ここで、上記ｚ _ｋは、上記受信加重値ｗ _R,kを使用して生成された受信ビームによって生成されたフィンガー（finger）の出力信号の集合となる。

このとき、上記基地局受信器が初期段階に存在するので、上記基地局は、上記信号収束ステップに存在することができる。従って、ステップ６１９で、上記基地局受信器は、上記ＣＭ方式に従って、上記受信信号ｘ _ｋと受信することを望む信号ｄ_ｋとの差であるエラー関数ｅ_ｋを計算した後に（ｅ_ｋ＝ｄ_ｋ，ＣＭ-ｚ_ｋ）、ステップ６２１へ進行する。

ステップ６２１で、上記基地局受信器は、上記逆拡散された信号ｙ _ｋとエラー関数ｅ_ｋとを使用して、コスト関数の微分値を計算した後に（∇Ｊ(ｗ _R,k)＝−２ｅ^＊ _k ｙ _k）、ステップ６２３へ進行する。

ステップ６２３で、上記基地局受信器は、ビーム生成係数、すなわち、受信加重値ｗ _R,k及び送信加重値ｗ _T,kを計算した後に（ｗ _R,k＝ｗ _R,k-1−μｙ _ｋｅ^＊ _k、ｗ _T,k＝ｗ _T,k-1−μｚ _ｋｅ^＊ _k ｗ _T,k ^＊）、ステップ６２５へ進行する。ステップ６２５で、上記基地局受信器は、Ｓ_ｔとＳ_ｔ−１との差ｄ_ｔが収束条件を満足するか、すなわち、上記ｄ_ｔが第１のしきい値ｄ_ｐの絶対値以下の値を有しながらも、上記Ｓ_ｔが第２のしきい値ｄ_{ｐ_reference}未満の値を有するか否かを検査する（ｄ_ｔ≦｜ｄ_ｐ｜，Ｓ_ｔ<ｄ_{p_reference}）。上記検査の結果、上記ｄ_ｔが第１のしきい値ｄ_ｐの絶対値以下の値を有しないか、あるいは、上記Ｓ_ｔが第２のしきい値ｄ_{ｐ_reference}未満の値を有しない場合に、すなわち、上記ｄ_ｔが第１のしきい値ｄ_ｐの絶対値を超過するか、あるいは、上記Ｓ_ｔが第２のしきい値ｄ_{ｐ_reference}以上の値を有する場合に、上記基地局受信器は、ステップ６２７へ進行する。ステップ６２７で、上記基地局受信器は、現在計算されている送信加重値ｗ _T,kを移動局送信器へ送信し、また、現在計算されている受信加重値ｗ _R,kをそのまま維持し、ステップ６２９へ進行する。ステップ６２９で、上記基地局受信器は、あらかじめ設定されている単位の時間を遅延した後に、ステップ６３１へ進行する。ここで、上記あらかじめ設定されている単位の時間を遅延する理由は、ｋ番目のスナップで決定された値を（ｋ＋１）番目のスナップに使用するためである。すなわち、状態遷移遅延（state transition delay）時間を考慮するためである。ステップ６３１で、上記基地局受信器は、上記ｋ値を１増加させ、すなわち、現在の時点ｋから次の時点ｋ＋１へ遷移した後に、ステップ６１３へ戻る。

一方、ステップ６２５で、上記検査の結果、上記ｄ_ｔが第１のしきい値ｄ_ｐの絶対値以下の値を有しながらも、上記Ｓ_ｔが第２のしきい値ｄ_{ｐ_reference}未満の値を有する場合に、上記基地局受信器は、ステップ６３３へ進行する。ステップ６３３で、上記基地局受信器は、あらかじめ設定されている単位時間だけ遅延した後に、ステップ６３５へ進行する。ここで、上記あらかじめ設定されている単位時間だけ遅延する理由も、上記状態遷移遅延時間を考慮するためである。ステップ６３５で、上記基地局受信器は、上記ｋ値を１増加させ、すなわち、現在の時点ｋから次の時点ｋ＋１へ遷移した後に、ステップ６３７へ戻る。ステップ６３７で、上記基地局受信器は、通信が終了されたか否かを検査する。上記検査の結果、通信が終了された場合には、上記基地局受信器は、現在までの手順を終了する。

ステップ６３７で、検査の結果、通信が終了されなかった場合に、上記基地局受信器は、ステップ６３９へ進行する。ステップ６３９で、上記基地局受信器は、現在安定化ステップに存在するので、上記ＤＤ方式に従って、上記受信信号ｘ _ｋと受信することを望む信号ｄ_ｋとの差であるエラー関数ｅ_ｋを計算した後に（ｅ_ｋ＝ｄ_ｋ，ＤＤ-ｚ_ｋ）、ステップ６４１へ進行する。ステップ６４１で、上記基地局受信器は、上記逆拡散された信号ｙ _ｋ及びエラー関数ｅ_ｋを使用して、コスト関数の微分値を計算した後に（∇Ｊ(ｗ _R,k)＝−２ｅ^＊ _k ｙ _ｋ）、ステップ６４３へ進行する。ステップ６４３で、上記基地局受信器は、ビーム生成係数、すなわち、加重値（ｗ _R,k＝ｗ _R,k-1−μｙ _ｋｅ^＊ _k、ｗ _T,k＝ｗ _T,k-1−μｚ _ｋｅ^＊ _k ｗ _T,k ^＊）を計算した後に、ステップ６４５へ進行する。ステップ６４５で、上記基地局受信器は、現在計算されている送信加重値ｗ _T,kを移動局送信器へ送信し、また、現在計算されている受信加重値ｗ _R,kをそのまま維持し、その後に、上記基地局受信器は、ステップ６３３へ戻る。

次いで、図９を参照して、受信アンテナ、例えば、スマートアンテナ（smart antenna）を使用する場合に、受信アンテナの個数に従って、本発明の２ステップの加重値生成方式の特性をシミュレーションした結果について説明する。

図９は、本発明の実施例による２ステップの加重値生成方式を使用する場合の基地局受信器の受信アンテナの個数に従う特性曲線を示すグラフである。

図９は、６つの受信アンテナを有する基地局受信器と１０個の受信アンテナを有する基地局受信器とに対する放射パターンを示す。例えば、任意の移動局が５７°に位置していると仮定すると、上記６つの受信アンテナを有する基地局受信器に比べて、１０個の受信アンテナを有する基地局受信器が約０．２の正規化されたアンテナ利得（antenna gain）を有することが分かることができ、また、受信ビームをさらに正確に生成することができる。結果的に、移動通信システムの容量という観点では、上記受信アンテナの個数が増加するほど受信信号の大きさを増幅させることができ、従って、正確な通信サービスを可能にし、システム容量を増加させることができる。

次いで、図１０を参照して、本発明の実施例での機能を遂行するＯＦＤＭ移動通信システムの基地局送信器及び基地局受信器の構成について説明する。

図１０は、本発明の実施例での機能を遂行する移動通信システムの基地局送信器及び基地局受信器の構成を示すブロック図である。

図１０を説明するに先立って、図１０に示す基地局送信器及び基地局受信器の構成が図２に示した基地局送信器及び基地局受信器の構成とは異なるとしても、図１０に示す基地局送信器及び基地局受信器は、図２を参照して説明されたＣＤＭＡ移動通信システムの基地局送信器及び基地局受信器と実質的に同一の動作を遂行する、という点に留意しなければならない。すなわち、上記ＯＦＤＭ移動通信システムの基地局送信器及び基地局受信器も、上記ＣＤＭＡ移動通信システムの基地局送信器及び基地局受信器と同様に、受信加重値ｗ _R,k及び送信加重値ｗ _T,kを計算し、上記計算された送信加重値ｗ _T,kを移動局へ送信することができる。また、下記の説明では、上記ＯＦＤＭ移動通信システムが上記ＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式を適用すると仮定する。すると、上記送信器及び受信器は、複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナをそれぞれ備えなければならない。しかしながら、図１０では、上記送信器及び受信器は、別途の送信アンテナ及び受信アンテナを備えるものではなく、同一のアンテナは、デュプレクサーを使用することによって、時分割方式を通して上記送信器及び上記受信器に使用されると仮定する。また、Ｎ個のアンテナを使用する。

まず、一番目に、上記ＯＦＤＭ移動通信システムの基地局送信器について説明する。

図１０を参照すると、上記基地局送信器は、シンボルマッピング器（symbol mapper）１０１１と、直列／並列変換器（serial to parallel converter）１０１３と、パイロットシンボル挿入器（pilot symbol inserter）１０１５と、逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform：以下、“ＩＦＦＴ”と称する）器１０１７と、並列／直列変換器（parallel to serial converter）１０１９と、保護区間挿入器（guard interval inserter）１０２１と、送信ビーム生成器１０２３と、信号処理器１０２２と、デジタル／アナログ変換器（digital to analog converter）１０２５と、ＲＦ処理器（processor）１０２７とから構成される。また、デュプレクサー１０２９は、上記基地局送信器及び基地局受信器のすべてに共通的に使用され、第１のアンテナ１０３１、第２のアンテナ１０３３、．．．、第Ｎのアンテナ１０３５を含むＮ個のアンテナも、上記基地局送信器及び基地局受信器のすべてに共通的に適用される。

まず、送信される情報データビット（information data bits）が発生すると、すなわち、送信加重値ｗ _T,kを含むフィードバック情報データが発生すると、上記フィードバック情報データは、シンボルマッピング器１０１１へ入力される。上記フィードバック情報データを受信すると、シンボルマッピング器１０１１は、上記フィードバック情報データに対するシンボル変換を行うために、あらかじめ設定されている変調方式を介して上記フィードバック情報データを変調した後、直列／並列変換器１０１３へ出力する。ここで、上記あらかじめ設定されている変調方式としては、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式、あるいは、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式が使用されることができる。直列／並列変換器１０１３は、シンボルマッピング器１０１１から出力された直列変調シンボルを受信すると、上記直列変調シンボルを並列変調シンボルへ変換した後に、パイロットシンボル挿入器１０１５へ出力する。すると、パイロットシンボル挿入器１０１５は、パイロットシンボルを直列／並列変換器１０１３から出力された並列変調シンボルに挿入した後に、上記パイロットシンボルを有する並列変調シンボルをＩＦＦＴ器１０１７へ出力する。

ＩＦＦＴ器１０１７は、パイロットシンボル挿入器１０１５から出力された信号を受信すると、上記信号に対するＮ−ポイント（n-point）ＩＦＦＴを遂行した後に、並列／直列変換器１０１９へ出力する。並列／直列変換器１０１９は、ＩＦＦＴ器１０１７から出力された信号を受信して、上記並列信号を直列信号に変換した後に、保護区間挿入器１０２１へ出力する。保護区間挿入器１０２１は、並列／直列変換器１０１９から出力された直列信号を受信すると、保護区間信号を上記直列信号に挿入した後に、上記保護区間信号を含む信号を信号処理器１０２２へ出力する。信号処理器１０２２は、保護区間挿入器１０２１から出力された信号を考慮して加重値を計算して、送信ビーム生成器１０２３へ出力する。すると、送信ビーム生成器１０２３は、保護区間挿入器１０２１から出力された信号及び信号処理器１０２２で計算された加重値を考慮して送信ビームを生成し、上記送信ビームが第１のアンテナ１０３１、第２のアンテナ１０３３、．．．、第Ｎのアンテナ１０３５のそれぞれへ送信されることができるように、デジタル／アナログ変換器１０２５へ出力する。ここで、送信ビーム生成器１０２３は、上記送信ビームを生成するための加重値を別途に計算して、上記送信ビームを生成することができる。上記送信ビームを生成するための具体的な動作は、本発明とは直接的な関連がないので、ここでは、その詳細な説明を省略する。もちろん、上記基地局受信器が、以前の時点で、上記フィードバック情報データを上記移動局送信器から受信した場合に、送信ビーム生成器１０２３は、上記フィードバック情報データに含まれている送信加重値ｗ _T,kを使用して、上記送信ビームを生成することができる。また、上記保護区間は、上記ＯＦＤＭ通信システムでＯＦＤＭシンボルを送信する場合に、以前のＯＦＤＭシンボル送信時間に送信された以前のＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボル送信時間に送信された現在のＯＦＤＭシンボルとの間の干渉（interference）を除去するために、送信される信号に挿入されなければならない。上記保護区間は、時間領域のＯＦＤＭシンボルの最後の一定のサンプルをコピーして、有効なＯＦＤＭシンボルに挿入する形態の“サイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix）”方式、あるいは、時間領域のＯＦＤＭシンボルの先頭の一定のサンプルをコピーして、有効なＯＦＤＭシンボルに挿入する“サイクリックポストフィックス（Cyclic Postfix）”方式のうちのいずれか１つの方式にて挿入される。デジタル／アナログ変換器１０２５は、送信ビーム生成器１０２３から出力された信号を受信してアナログ信号へ変換した後に、ＲＦ処理器１０２７へ出力する。ここで、ＲＦ処理器１０２７は、フィルター（filter）及びフロントエンドユニット（front end unit）を含み、デジタル／アナログ変換器１０２５から出力された信号を実際のエアー（air）を介して送信が可能であるようにＲＦ処理を遂行した後に、デュプレクサー１０２９へ出力する。デュプレクサー１０２９は、ＲＦ処理器１０２７から出力された信号を受信して、該当信号送信時点で、上記アンテナを介してエアー上に送信する。

二番目に、上記ＯＦＤＭ移動通信システムの基地局受信器について説明する。

上記基地局受信器は、デュプレクサー１０２９と、ＲＦ処理器１０３７と、アナログ／デジタル変換器（analog／digital converter）１０３９と、受信ビーム生成器１０４１と、信号処理器１０４３と、フィードバック情報生成器１０４５と、保護区間除去器（guard interval remover）１０４７と、直列／並列変換器１０４９と、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：以下、“ＦＦＴ”と称する）器１０５１と、パイロットシンボル抽出器（pilot symbol extractor）１０５３と、同期及びチャンネル推定器（synchronization ＆channel estimator）１０５５と、等化器（equalizer）１０５７と、並列／直列変換器１０５９と、シンボルデマッピング器（symbol demapper）１０６１とから構成される。

まず、上記移動局送信器から送信された信号は、多重経路チャンネル（multipath channel）を通り、雑音が付加された形態で上記基地局受信器のアンテナを介して受信される。上記アンテナを介して上記基地局受信器で受信された信号は、デュプレクサー１０２９へ入力される。すると、デュプレクサー１０２９は、該当信号受信時点で、上記アンテナを介して上記基地局受信器で受信された信号をＲＦ処理器１０３７へ出力する。デュプレクサー１０２９からの信号を受信すると、ＲＦ処理器１０３７は、上記信号が中間周波数（ＩＦ；Intermediate Frequency）帯域を有するようにダウンコンバーティング（down converting）を行った後に、アナログ／デジタル変換器１０３９へ出力する。アナログ／デジタル変換器１０３９は、ＲＦ処理器１０３７から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換した後に、受信ビーム生成器１０４１及び信号処理器１０４３へ出力する。信号処理器１０４３は、アナログ／デジタル変換器１０３９から出力された信号を受信すると、受信加重値ｗ _R,kを計算した後に、上記受信加重値ｗ _R,kを使用して送信加重値ｗ _T,kを計算する。その後に、信号処理器１０４３は、上記送信加重値ｗ _T,kをフィードバック情報生成器１０４５へ出力する。フィードバック情報生成器１０４５は、上記送信加重値ｗ _T,kを含むフィードバック情報を生成する。ここで、フィードバック情報生成器１０４５から生成されたフィードバック情報が、上記基地局送信器から送信される。例えば、上記フィードバック情報は、専用物理チャンネルを介して送信されることができる。

一方、受信ビーム生成器１０４１から出力された信号は、保護区間除去器１０４７へ入力される。すなわち、保護区間除去器１０４７は、受信ビーム生成器１０４１から出力された信号を受信して上記保護区間信号を除去した後に、直列／並列変換器１０４９へ出力する。直列／並列変換器１０４９は、保護区間除去器１０４７から出力された直列信号を並列信号に変換した後に、ＦＦＴ器１０５１へ出力する。ＦＦＴ器１０５１は、直列／並列変換器１０４９からの並列信号を受信すると、上記並列信号に対してＮ−ポイントＦＦＴを遂行した後に、等化器１０５７及びパイロットシンボル抽出器１０５３へ出力する。等化器１０５７は、ＦＦＴ器１０５１から出力された信号を受信して、上記信号に対してチャンネル等化（channel equalization）を遂行した後に、並列／直列変換器１０５９へ出力する。並列／直列変換器１０５９は、等化器１０５７から出力された並列信号を受信して、上記並列信号を上記直列信号に変換した後に、シンボルデマッピング器１０６１へ出力する。シンボルデマッピング器１０６１は、並列／直列変換器１０５９からの信号を受信すると、上記移動局送信器で適用した変調方式に相当するあらかじめ設定された復調方式を介して上記信号を復調し、これによって、受信情報データビットを出力する。

一方、ＦＦＴ器１０５１から出力された信号は、パイロットシンボル抽出器１０５３へ入力される。パイロットシンボル抽出器１０５３は、ＦＦＴ器１０５１から出力された信号からパイロットシンボルを検出し、上記検出されたパイロットシンボルを上記同期及びチャンネル推定器１０５５へ出力する。同期及びチャンネル推定器１０５５は、パイロットシンボル抽出器１０５３から出力されたパイロットシンボルを用いて、同期及びチャンネル推定を遂行し、その結果を等化器１０５７へ出力する。

図１０は、上記基地局受信器が送信加重値ｗ _T,kを計算し、上記送信加重値ｗ _T,kを上記移動局送信器へ送信する場合を示す。しかしながら、上記基地局の送信器及び受信器は、上記移動局の送信器及び受信器として使用されることができる。すなわち、図１０を参照して、上記フィードバック情報を生成して送信する側面を中心にして説明したものに留意しなければならない。

次いで、図１１を参照して、本発明の実施例での機能を遂行するＯＦＤＭ移動通信システムの移動局送信器及び移動局受信器の構成を説明する。

図１１は、本発明の実施例での機能を遂行するＯＦＤＭ移動通信システムの移動局送信器及び移動局受信器の構成を示す。

図１１を説明するに先立って、上記ＯＦＤＭ移動通信システムが上記ＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式を使用すると仮定する。すると、上記送信器及び受信器は、複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを備えなければならない。しかしながら、図１１によると、上記送信器及び受信器は、別途の送信アンテナ及び受信アンテナを備えるものではなく、同一のアンテナは、デュプレクサーを使用することによって、時分割方式を通して上記送信器及び上記受信器に使用されると仮定する。また、Ｎ個のアンテナを使用する。

次いで、上記ＯＦＤＭ移動通信システムの移動局送信器について説明する。

図１１を参照すると、上記移動局の送信器は、シンボルマッピング器１１１１と、直列／並列変換器１１１３と、パイロットシンボル挿入器１１１５と、ＩＦＦＴ器１１１７と、並列／直列変換器１１１９と、保護区間挿入器１１２１と、送信ビーム生成器１１２３と、フィードバック情報処理器１１２５と、デジタル／アナログ変換器１１２７と、ＲＦ処理器１１２９とから構成される。また、デュプレクサー１１３１は、上記移動局の送信器及び受信器のすべてに共通的に使用され、第１のアンテナ１１３３と、第２のアンテナ１１３５と、．．．、第Ｎのアンテナ１１３７とを含むＮ個のアンテナも、上記移動局の送信器及び受信器のすべてに共通的に使用される。ここで、シンボルマッピング器１１１１と、直列／並列変換器１１１３と、パイロットシンボル挿入器１１１５と、ＩＦＦＴ器１１１７と、並列／直列変換器１１１９と、保護区間挿入器１１２１と、送信ビーム生成器１１２３と、デジタル／アナログ変換器１１２７と、ＲＦ処理器１１２９と、デュプレクサー１１３１との構成及び動作は、図１０に示したシンボルマッピング器１０１１と、直列／並列変換器１０１３と、パイロットシンボル挿入器１０１５と、ＩＦＦＴ器１０１７と、並列／直列変換器１０１９と、保護区間挿入器１０２１と、送信ビーム生成器１０２３と、デジタル／アナログ変換器１０２５と、ＲＦ処理器１０２７と、デュプレクサー１０２９との構成及び動作と同一であるので、ここでは、その詳細な説明を省略する。

フィードバック情報処理器１１２５は、上記移動局受信器が受信したフィードバック情報を分析して、上記フィードバック情報に含まれている送信加重値ｗ _T,kを検出し、上記検出された送信加重値ｗ _T,kを送信ビーム生成器１１２３へ送信する。上記移動局受信器がフィードバック情報を受信する手順は、下記で説明するので、ここでは、その詳細な説明を省略する。送信ビーム生成器１１２３は、上記送信加重値ｗ _T,kに相当する送信ビームを生成する。

二番目に、上記ＯＦＤＭ移動通信システムの移動局受信器について説明する。

上記移動局受信器は、ＲＦ処理器１１３９と、アナログ／デジタル変換器１１４１と、受信ビーム生成器１１４３と、信号処理器１１４５と、保護区間除去器１１４７と、直列／並列変換器１１４９と、ＦＦＴ器１１５１と、パイロットシンボル抽出器１１５３と、同期及びチャンネル推定器１１５５と、等化器１１５７と、並列／直列変換器１１５９と、シンボルデマッピング器１１６１とから構成される。ここで、ＲＦ処理器１１３９と、アナログ／デジタル変換器１１４１と、受信ビーム生成器１１４３と、信号処理器１１４５と、保護区間除去器１１４７と、直列／並列変換器１１４９と、ＦＦＴ器１１５１と、パイロットシンボル抽出器１１５３と、同期及びチャンネル推定器１１５５と、等化器１１５７と、並列／直列変換器１１５９と、シンボルデマッピング器１１６１との構成及び動作は、図１０に示したＲＦ処理器１０３７と、アナログ／デジタル変換器１０３９と、受信ビーム生成器１０４１と、信号処理器１０４３と、保護区間除去器１０４７と、直列／並列変換器１０４９と、ＦＦＴ器１０５１と、パイロットシンボル抽出器１０５３と、同期及びチャンネル推定器１０５５と、等化器１０５７と、並列／直列変換器１０５９と、シンボルデマッピング器１０６１との構成及び動作と同一であるので、ここでは、その詳細な説明を省略する。シンボルデマッピング器１１６１から最終的に出力された受信データは、送信加重値ｗ _T,kを含むフィードバック情報であり、シンボルデマッピング器１１６１から出力されたフィードバック情報は、フィードバック情報処理器１１２５へ入力される。

図１１は、上記移動局受信器がフィードバック情報を受信し、上記移動局送信器が上記フィードバック情報に含まれている送信加重値ｗ _T,kを使用して、上記送信ビームを生成する場合を示す。しかしながら、上記移動局送信器及び受信器は、上記基地局送信器及び受信器として使用されることができる。すなわち、図１１を参照して、送信加重値ｗ _T,kを含むフィードバック情報を受信する側面を中心として説明したことに留意しなければならない。

以上、本発明の詳細について具体的な実施例に基づき説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及び該記載と同等なものにより定められるべきである。

一般的なＣＤＭＡ移動通信システムの送受信器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例での機能を遂行するＣＤＭＡ移動通信システムの基地局の送信器及び受信器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例での機能を遂行する移動通信システムの移動局の送信器及び受信器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例による機能を遂行する信号処理器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例によるＭＩＭＯ−ＡＡＡ方式を使用してデータを送受信する手順を示すフロー図である。 本発明の実施例による基地局受信器の信号受信手順を示すフローチャートである。 移動通信システムでＢＰＳＫ方式を使用する場合のＤＤ方式を概略的に示すグラフである。 本発明の実施例による信号収束ステップから信号安定化ステップへ遷移する条件を概略的に示すグラフである。 本発明の実施例による２ステップの加重値生成方式を使用する場合の基地局受信器の受信アンテナの個数に従う特性曲線を示すグラフである。 本発明の実施例での機能を遂行するＯＦＤＭ移動通信システムの基地局送信器及び基地局受信器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例での機能を遂行するＯＦＤＭ移動通信システムの移動局送信器及び移動局受信器の構成を示すブロック図である。 移動通信システムで使用されたＣＭ方式を概略的に示すグラフである。

符号の説明

１０１ エンコーダ（encoder）
１０３ インターリーバー（interleaver）
１０５ 送信ビーム生成器
１０７ 信号処理器
１１１ 第１の拡散器
１２１ 第２の拡散器
１３１ 第Ｎの拡散器
１１３ 第１のＲＦ処理器
１２３ 第２のＲＦ処理器
１３３ 第ＮのＲＦ処理器
１４０ デュプレクサー
１４１ 第１のアンテナ
１４３ 第２のアンテナ
１４５ 第Ｎのアンテナ
１５１ 第１のＲＦ処理器
１６１ 第２のＲＦ処理器
１７１ 第ＮのＲＦ処理器
１５３ 第１の多重経路探索器
１６３ 第２の多重経路探索器
１７３ 第Ｎの多重経路探索器
１８０−１ 第１のフィンガー
１８０−２ 第２のフィンガー
１８０−Ｌ 第Ｌのフィンガー
１９１ 多重経路結合器（multipath combiner）
１９３ デインターリーバー（de-interleaver）
１９５ デコーダ（decoder）
２０１ エンコーダ（encoder）
２０３ インターリーバー（interleaver）
２０５ 送信ビーム生成器
２０７ 信号処理器
２１１ 第１の拡散器
２２１ 第２の拡散器
２３１ 第Ｎの拡散器
２１３ 第１のＲＦ処理器
２２３ 第２のＲＦ処理器
２３３ 第ＮのＲＦ処理器
２４０ デュプレクサー
２４１ 第１のアンテナ
２４３ 第２のアンテナ
２４５ 第Ｎのアンテナ
３０１ エンコーダ
３０３ インターリーバー
３０５ 送信ビーム生成器
３０７ フィードバック情報処理器
３１１ 第１の拡散器
３２１ 第２の拡散器
３３１ 第Ｎの拡散器
３１３ 第１のＲＦ処理器
３２３ 第２のＲＦ処理器
３３３ 第ＮのＲＦ処理器
３４０ デュプレクサー
３４１ 第１のアンテナ
３４３ 第２のアンテナ
３４５ 第Ｎのアンテナ
３５１ 第１のＲＦ処理器
３６１ 第２のＲＦ処理器
３７１ 第ＮのＲＦ処理器
３５３ 第１の多重経路探索器
３６３ 第２の多重経路探索器
３７３ 第Ｎの多重経路探索器
３８０−１ 第１のフィンガー
３８０−２ 第２のフィンガー
３８０−Ｌ 第Ｌのフィンガー
３９１ 多重経路結合器（multipath combiner）
３９３ デインターリーバー（de-interleaver）
３９５ デコーダ（decoder）
４１０ 逆拡散器
４３０ 信号処理器
４２０ 受信ビーム生成器
４３１ 加重値計算器
４３３ メモリ
４３５ 収束判断器
５００ 基地局
５５０ 移動局
１０１１ シンボルマッピング器（symbol mapper）
１０１３ 直列／並列変換器（serial to parallel converter）
１０１５ パイロットシンボル挿入器（pilot symbol inserter）
１０１７ 逆高速フーリエ変換器
１０１９ 並列／直列変換器（parallel to serial converter）
１０２１ 保護区間挿入器（guard interval inserter）
１０２３ 送信ビーム生成器
１０２２ 信号処理器
１０２５ デジタル／アナログ変換器（digital to analog converter）
１０２７ ＲＦ処理器（processor）
１０２９ デュプレクサー
１０３１ 第１のアンテナ
１０３３ 第２のアンテナ
１０３５ 第Ｎのアンテナ
１０３７ ＲＦ処理器
１０３９ アナログ／デジタル変換器（analog／digital converter）
１０４１ 受信ビーム生成器
１０４３ 信号処理器
１０４５ フィードバック情報生成器
１０４７ 保護区間除去器（guard interval remover）
１０４９ 直列／並列変換器
１０５１ 高速フーリエ変換器
１０５３ パイロットシンボル抽出器（pilot symbol extractor）
１０５５ 同期及びチャンネル推定器（synchronization ＆channel estimator）
１０５７ 等化器（equalizer）
１０５９ 並列／直列変換器
１０６１ シンボルデマッピング器（symbol demapper）
１１１１ シンボルマッピング器
１１１３ 直列／並列変換器
１１１５ パイロットシンボル挿入器
１１１７ ＩＦＦＴ器
１１１９ 並列／直列変換器
１１２１ 保護区間挿入器
１１２３ 送信ビーム生成器
１１２５ フィードバック情報処理器
１１２７ デジタル／アナログ変換器
１１２９ ＲＦ処理器
１１３１ デュプレクサー
１１３３ 第１のアンテナ
１１３５ 第２のアンテナ
１１３７ 第Ｎのアンテナ
１１３９ ＲＦ処理器
１１４１ アナログ／デジタル変換器
１１４３ 受信ビーム生成器
１１４５ 信号処理器
１１４７ 保護区間除去器
１１４９ 直列／並列変換器
１１５１ ＦＦＴ器
１１５３ パイロットシンボル抽出器
１１５５ 同期及びチャンネル推定器
１１５７ 等化器
１１５９ 並列／直列変換器
１１６１ シンボルデマッピング器

Claims (17)

1. 移動通信システムにおける信号を送受信する方法であって、
   ｉ）第１の受信器が、受信信号に基づいて、前記第１の受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、前記第１の受信器が、前記受信加重値に基づいて、相手側の第１の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算するステップと、
   ｉｉ）前記第１の受信器が前記送信加重値を含むフィードバック情報を生成するステップと、
   ｉｉｉ）第２の送信器が前記フィードバック情報を前記相手側の第２の受信器へ送信するステップと
   を具備し、
   前記受信加重値は、常数係数（ＣＭ）方式と判定指向（ＤＤ）方式のうちの一つを使用することによって、前記受信信号と前記受信ビームを前記受信信号に適用して生成される出力信号とに基づいて計算される
   ことを特徴とする方法。
2. 前記受信加重値を計算するステップは、
   現在の時点のエラー値と以前の時点のエラー値との差が、あらかじめ設定された第１の臨界値の絶対値を超過するか、あるいは、前記現在の時点のエラー値が、あらかじめ設定された第２の臨界値以上であるときには、前記ＣＭ方式を使用して、前記受信加重値を計算するステップと、
   前記現在の時点のエラー値と前記以前の時点のエラー値との差が前記あらかじめ設定された第１の臨界値の絶対値以下であって、前記現在の時点のエラー値が前記あらかじめ設定された第２の臨界値未満であるときには、前記ＤＤ方式を使用して、前記受信加重値を計算するステップとを具備することを特徴とする請求項１記載の方法。
3. それぞれの前記エラー値は、受信することを望む信号と前記出力信号との間の差を示す値であり、平均自乗（ＭＳ）値であることを特徴とする請求項２記載の方法。
4. それぞれの前記エラー値は、受信することを望む信号と前記出力信号との間の差を示す値であり、平均自乗エラー（ＭＳＥ）値であることを特徴とする請求項２記載の方法。
5. 移動通信システムにおける信号を送受信する方法であって、
   第１の受信器が相手側の第１の送信器から送信されたフィードバック情報を受信し、
   第２の送信器が送信ビームを生成するために前記フィードバック情報から前記送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を検出し、
   前記第２の送信器が前記検出された送信加重値に相当する前記送信ビームを生成し、信号に前記送信ビームを適用して、前記相手側の第２の受信器へ前記信号を送信し、
   前記送信加重値は、前記相手側の前記第２の受信器の受信ビームの生成のための受信加重値に基づいて前記相手側の前記第２の受信器において計算され、
   前記受信加重値は、常数係数（ＣＭ）方式と判定指向（ＤＤ）方式のうちの一つを使用することによって、受信信号と前記受信ビームを前記受信信号に適用して生成される出力信号とに基づいて計算される
   ことを特徴とする方法。
6. 移動通信システムにおける信号を送受信する方法であって、
   ｉ）第１の装置の第１の受信器が、受信信号に基づいて、前記第１の受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、前記計算された受信加重値に基づいて、第２の装置の第２の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算するステップと、
   ｉｉ）前記第１の受信器が前記送信加重値を含むフィードバック情報を生成するステップと、
   ｉｉｉ）前記第１の装置の第１の送信器が前記フィードバック情報を前記第２の装置の第２の受信器へ送信するステップと、
   ｉｖ）前記第２の受信器が前記第１の送信器から送信された前記フィードバック情報を受信するステップと、
   ｖ）前記第２の送信器が、前記第２の受信器が受信したフィードバック情報から前記送信加重値を検出し、前記検出された送信加重値に相当する送信ビームを生成し、前記送信ビームを適用して前記第１の受信器へ信号を送信するステップと
   を具備し、
   前記受信加重値は、常数係数（ＣＭ）方式と判定指向（ＤＤ）方式のうちの一つを使用することによって、前記受信信号と前記受信ビームを前記受信信号に適用して生成される出力信号とに基づいて計算される
   ことを特徴とする方法。
7. 前記受信加重値を計算するｉ）のステップは、
   現在の時点のエラー値と以前の時点のエラー値との差が、あらかじめ設定された第１の臨界値の絶対値を超過するか、あるいは、前記現在の時点のエラー値が、あらかじめ設定された第２の臨界値以上であるときには、前記ＣＭ方式を使用して、前記受信加重値を計算するステップと、
   前記現在の時点のエラー値と前記以前の時点のエラー値との差が前記あらかじめ設定された第１の臨界値の絶対値以下であって、前記現在の時点のエラー値が前記あらかじめ設定された第２の臨界値未満であるときには、前記ＤＤ方式を使用して、前記受信加重値を計算するステップとを具備することを特徴とする請求項６記載の方法。
8. それぞれの前記エラー値は、受信することを望む信号と前記出力信号との間の差を示す平均自乗（ＭＳ）値であることを特徴とする請求項７記載の方法。
9. それぞれの前記エラー値は、受信することを望む信号と前記出力信号との間の差を示す平均自乗エラー（ＭＳＥ）値であることを特徴とする請求項７記載の方法。
10. 移動通信システムにおける信号を送受信するシステムであって、
    受信信号に基づいて、第１の受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、前記受信加重値に基づいて、相手側の第１の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算する信号処理器と、
    前記送信加重値を含むフィードバック情報を生成するフィードバック情報生成器と、
    前記フィードバック情報を前記相手側の第２の受信器へ送信する第２の送信器と
    を具備し、
    前記受信加重値は、常数係数（ＣＭ）方式と判定指向（ＤＤ）方式のうちの一つを使用することによって、前記受信信号と前記受信ビームを前記受信信号に適用して生成される出力信号とに基づいて計算される
    ことを特徴とするシステム。
11. 前記信号処理器は、
    現在の時点のエラー値と以前の時点のエラー値との差が、あらかじめ設定された第１の臨界値の絶対値を超過するか、あるいは、前記現在の時点のエラー値が、あらかじめ設定された第２の臨界値以上であるときには、前記ＣＭ方式を使用して、前記受信加重値を計算し、前記現在の時点のエラー値と前記以前の時点のエラー値との差が前記あらかじめ設定された第１の臨界値の絶対値以下であり、前記現在の時点のエラー値が前記あらかじめ設定された第２の臨界値未満であるときには、前記ＤＤ方式を使用して、前記受信加重値を計算することを特徴とする請求項１０記載のシステム。
12. 移動通信システムにおける信号を送受信するシステムであって、
    相手側の第１の送信器から送信されたフィードバック情報を受信する第１の受信器と、
    前記フィードバック情報から送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を検出するフィードバック情報処理器と、
    前記検出された送信加重値に相当する送信ビームを生成する送信ビーム生成器と、
    信号に前記送信ビームを適用して、前記相手側の第２の受信器へ前記信号を送信する第２の送信器と
    を具備し、
    前記送信加重値は、前記相手側の前記第２の受信器の受信ビームの生成のための受信加重値に基づいて前記相手側の前記第２の受信器において計算され、
    前記受信加重値は、常数係数（ＣＭ）方式と判定指向（ＤＤ）方式のうちの一つを使用することによって、受信信号と前記受信ビームを前記受信信号に適用して生成される出力信号とに基づいて計算される
    ことを特徴とするシステム。
13. 第１の装置が第１の送信器及び第１の受信器を有し、第２の装置が第２の送信器及び第２の受信器を有し、前記第１の装置及び前記第２の装置を具備する移動通信システムであって、
    前記第１の受信器が、受信信号に基づいて、前記第１の受信器の受信ビームの生成のための受信加重値を計算し、前記受信加重値に基づいて、前記第２の送信器の送信ビームの生成のための送信加重値を計算した後に、前記送信加重値を含むフィードバック情報を生成し、
    前記第１の送信器が、前記第１の受信器が生成したフィードバック情報を前記第２の受信器へ送信し、
    前記第２の受信器が、前記第１の送信器から送信された前記フィードバック情報を受信し、
    前記第２の送信器が、前記第２の受信器が受信したフィードバック情報から前記送信加重値を検出し、前記検出された送信加重値に相当する送信ビームを生成して前記第１の受信器へ信号を送信し、
    前記受信加重値は、常数係数（ＣＭ）方式と判定指向（ＤＤ）方式のうちの一つを使用することによって、前記受信信号と前記受信ビームを前記受信信号に適用して生成される出力信号とに基づいて計算される
    ことを特徴とするシステム。
14. 前記第１の受信器は、
    現在の時点のエラー値と以前の時点のエラー値との差が、あらかじめ設定された第１の臨界値の絶対値を超過するか、あるいは、前記現在の時点のエラー値が、あらかじめ設定された第２の臨界値以上である場合に、前記ＣＭ方式を使用して、前記受信加重値を計算し、前記現在の時点のエラー値と前記以前の時点のエラー値との差が前記あらかじめ設定された第１の臨界値の絶対値以下であり、前記現在の時点のエラー値が前記あらかじめ設定された第２の臨界値未満である場合に、前記ＤＤ方式を使用して、前記受信加重値を計算する信号処理器と、
    前記送信加重値を受信して、前記送信加重値を含むフィードバック情報を生成するフィードバック情報生成器と、
    前記受信加重値を使用して前記受信ビームを生成する受信ビーム生成器と
    を具備することを特徴とする請求項１３記載のシステム。
15. 前記第２の送信器は、
    前記第２の受信器が受信した前記フィードバック情報から前記送信加重値を検出するフィードバック情報処理器と、
    前記検出された送信加重値に相当する前記送信ビームを生成する送信ビーム生成器と
    を具備することを特徴とする請求項１３記載のシステム。
16. それぞれの前記エラー値は、受信することを望む信号と前記出力信号との間の差を示す平均自乗（ＭＳ）値であることを特徴とする請求項１４記載のシステム。
17. それぞれの前記エラー値は、受信することを望む信号と前記出力信号との間の差を示す平均自乗エラー（ＭＳＥ）値であることを特徴とする請求項１４記載のシステム。

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