KR100630039B1 - 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 데이터 수신 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 수신 신호를 역확산하고; 임의의 시점에서 제1방식을 사용하여 제1에러값을 결정하고, 상기 시점에서 상기 제1방식과는 상이한 제2방식을 사용하여 제2에러값을 결정하고; 상기 제1에러값과 제2에러값간의 차에 상응하게 제1방식 적용 가중치 및 제2방식 적용 가중치를 결정하고; 상기 제1방식 적용 가중치가 적용되는 제1방식과 상기 제2방식 가중치가 적용되는 제1방식을 결합한 방식을 사용하여 제3에러값을 생성하고; 상기 역확산 신호와, 상기 제3에러값과, 상기 수신빔을 상기 역확산 신호에 적용함으로써 생성되는 출력 신호를 사용하여 상기 수신빔을 생성하기 위해 사용되는 수신 빔 가중치를 생성한다.

가중치 생성, CM 방식, DD 방식, 수신빔 형성

Description

적응 안테나 어레이 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 데이터 수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR RECEIVING DATA IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM USING ADAPTIVE ANTENNA ARRAY SCHEME}

도 1은 다중 안테나를 사용하는 CDMA 이동 통신 시스템의 수신기 구조를 도시한 블록도.

도 2는 본 발명에서 사용되는 시그모이드(sigmoid) 함수의 특성을 도시한 도면.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 기지국 수신기의 구조를 도시한 도면.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 기지국 수신기의 신호 수신 과정을 도시한 순서도.

도 5는 이동 통신 시스템에서 CM 방식을 개략적으로 도시한 도면.

도 6은 이동 통신 시스템에서 BPSK 방식을 사용할 경우의 DD 방식을 개략적으로 도시한 도면.

도 7은 일반적인 가중치 생성 방식과 본 발명의 실시예에 따른 가중치 생성 방식을 사용하였을 경우의 특성 곡선을 나타낸 그래프.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 가중치 생성 방식을 사용할 경우 기지국 수신기의 수신 안테나들의 개수에 따른 특성 곡선을 나타낸 그래프.

도 9는 본 발명의 실시예에 따른 기능을 수행하기 위한 OFDM 이동 통신 시스템 구조를 도시한 도면.

본 발명은 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 데이터를 수신하는 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 적응적 수신빔 가중치 생성 방식을 사용하여 데이터를 수신하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

차세대 이동 통신 시스템은 패킷 서비스 통신 시스템(packet service communication system) 형태로 발전되어 왔으며, 패킷 서비스 통신 시스템은 버스트(burst)한 패킷 데이터(packet data)를 다수의 이동국들로 전송하는 시스템으로서, 대용량 데이터 전송에 적합하도록 설계되어 왔다. 이러한 패킷 서비스 통신 시스템은 고속 패킷 서비스를 위해 발전해 나가고 있으며, 비동기 방식 표준 단체인 3GPP(3rd Generation Partnership Project)에서는 상기 고속 패킷 서비스를 제공하기 위해 고속 순방향 패킷 접속(High Speed Downlink Packet Access; 이하 'HSDPA'라 칭하기로 한다) 방식을 제안하였으며, 동기 방식 표준 단체인 3GPP2(3rd Generation Partnership Project2)는 상기 고속 패킷 서비스를 제공하기 위해 1x EV-DO/V(1x Evolution Data Only/Voice) 방식을 제안하였다.

상기 HSDPA 방식 및 1x EV-DO/V 방식은 모두 웹(web)과 같은 인터넷 서비스의 원활한 전송을 위해 고속 패킷 서비스를 제공하는 것을 제안하고 있으며, 상기 고속 패킷 서비스를 제공하기 위해 평균 전송량(Average Throughput) 및 최대 전송량(Peak Throughput)을 최적화하여 음성 서비스와 같은 서킷(circuit) 데이터 뿐만 아니라 패킷 데이터 전송을 원활하게 한다.

특히, 상기 HSDPA 방식을 사용하는 통신 시스템은 고속 패킷 데이터 전송을 지원하기 위해서 하기 3가지 방식, 즉 적응적 변조 및 코딩(Adaptive Modulation and Coding; 이하 'AMC'라 칭하기로 한다) 방식, 복합 재전송(Hybrid Automatic Retransmission Request; 이하 'HARQ'라 칭하기로 한다) 방식 및 빠른 셀 선택(Fast Cell Select; 이하 'FCS'라 칭하기로 한다) 방식을 새롭게 도입하였다.

상기 HSDPA 방식을 사용하는 통신 시스템은 상기 AMC 방식과, HARQ 방식 및 FCS 방식을 사용하여 데이터 전송률을 증가시키고 있다. 물론 상기에서는 HSDPA 방식을 일 예로 하여 설명하였지만 데이터 전송률을 높이기 위한 또 다른 시스템으로는 상기 1xEV-DO/V와 같은 시스템이 존재하며 상기 1xEV-DO/V 시스템 역시 데이터 전송률을 높이는 것이 통신 시스템 성능의 관건이 되고 있다.

상기 AMC 방식과, HARQ 방식 및 FCS 방식 등과 같은 새로운 방식들뿐만 아니라 할당된 대역폭(band width)의 한계를 극복하기 위한, 즉 데이터 전송률을 높이기 위한 또 다른 방식으로는 다중 안테나(multiple antenna) 방식이 존재한다. 상기 다중 안테나 방식은 공간축(space domain)을 활용하므로 주파수축 대역폭 자원의 한계를 극복하는 방식이다.

그러면 여기서, 상기 다중 안테나 방식을 설명하기로 한다.

먼저, 이동 통신 시스템은 하나의 기지국을 통해 여러 사용자 단말기들이 교 신하는 형태로 구성된다. 한편, 상기 기지국이 다수의 사용자 단말기들로 고속 데이터 전송을 수행할 경우 무선 채널상의 특성으로 인해 페이딩(fading) 현상이 발생한다. 이런 페이딩 현상을 극복하기 위해 상기 다중 안테나 방식인 전송 안테나 다이버시티(transmit antenna diversity) 방식이 제안되었다.

여기서, 상기 전송 안테나 다이버시티 방식이라 함은 하나의 전송 안테나가 아닌 적어도 2개 이상의 전송 안테나들, 즉 다중 안테나들을 이용하여 신호를 송신함으로써 페이딩 현상에 따른 전송 데이터 손실을 최소화하여 데이터 전송률을 높이는 방식을 의미한다. 그러면 여기서 상기 전송 안테나 다이버시티 방식을 보다 구체적으로 설명하기로 한다.

일반적으로 이동 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference), 쉐도잉(shadowing), 전파 감쇠, 시변 잡음 및 간섭 등과 같은 여러 요인들로 인해 실제 송신 신호와 다른 왜곡된 신호를 수신하게 된다. 여기서, 상기 다중 경로 간섭에 의한 페이딩은 반사체나 사용자 단말기의 이동성과 밀접한 관련을 가지며, 실제 송신 신호와 간섭 신호가 혼재된 형태로 수신된다.

따라서, 상기 수신 신호는 실제 송신 신호로부터 심한 왜곡을 겪은 형태가 되어 전체 이동 통신 시스템의 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 결과적으로 상기 페이딩 현상은 수신 신호의 크기(amplitude)와 위상(phase)을 왜곡시킬 수 있으므로, 무선 채널 환경에서 고속의 데이터 통신을 방해하는 주요한 원인이 되며, 이에 따라 상기 페이딩 현상을 해결하기 위한 많은 연구들이 진행되고 있다.

결과적으로, 이동 통신 시스템에서 데이터를 고속으로 전송하기 위해서는 상술한 페이딩 현상과 같은 이동 통신 채널의 특성에 따른 손실과 사용자별 간섭을 최소화해야 한다.

한편, 페이딩 현상으로 인해 통신이 불안정하게 되는 것을 방지하기 위한 방식으로서 다이버시티 방식을 사용하며, 이러한 다이버시티 방식들 중 하나인 공간 다이버시티(space diversity) 방식을 구현하기 위하여 상술한 다중 안테나를 이용한다.

또한, 상기 페이딩 현상을 해결하기 위한 방식들 중 효과적인 방식으로서 전송 안테나 다이버시티 방식이 제안되고 있다. 상기 전송 안테나 다이버시티 방식은 무선 채널 환경에서 독립적인 페이딩 현상을 겪은 다수의 전송 신호들을 수신하여 페이딩 현상에 따른 왜곡에 대처하게 된다. 상기 전송 안테나 다이버시티 방식에는 시간 다이버시티(time diversity) 방식, 주파수 다이버시티(frequency diversity) 방식, 다중 경로 다이버시티(multipath diversity) 방식 및 공간 다이버시티(space diversity) 방식 등과 같은 다양한 방식들이 존재한다.

정리하면, 이동 통신 시스템은 고속 데이터 전송을 수행하기 위해서 통신 성능에 가장 심각한 영향을 미치는 상기와 같은 페이딩 현상을 잘 극복해야만 하며, 이와 같이 페이딩 현상을 극복해야 하는 이유는 페이딩 현상이 수신 신호의 진폭(amplitude)을 수 dB에서 수십 dB까지 감소시키기 때문이다.

상기 페이딩 현상을 극복하기 위해서 상술한 다이버시티 방식들이 사용되며, 일 예로 코드 분할 다중 접속(CDMA; Code Division Multiple Access) 방식에서는 채널의 지연 분산(delay spread)을 이용해 다이버시티 성능을 얻을 수 있는 레이크(Rake) 수신기를 채택하고 있다. 여기서, 상기 레이크 수신기는 다중 경로(multi-path) 신호를 수신하는 일종의 수신 다이버시티 방식이다. 그러나, 상기 레이크 수신기에서 사용하는 수신 다이버시티 방식은 채널의 지연 분산이 비교적 작을 경우에는 원하는 다이버시티 이득을 갖지 못한다는 단점을 가진다.

상기 시간 다이버시티 방식은 인터리빙(interleaving) 및 코딩(coding) 등과 같은 방법을 이용하여 무선 채널 환경에서 발생하는 버스트 에러(burst error)에 효과적으로 대응하며, 일반적으로 도플러 확산(doppler spread) 채널에서 사용된다. 그러나, 상기 시간 다이버시티 방식은 저속 도플러 채널에서는 다이버시티 효과를 갖기가 어렵다는 문제점이 있다.

한편, 상기 공간 다이버시티 방식은 일반적으로 채널의 지연 분산이 비교적 작은 채널, 일 예로 실내 채널과 저속 도플러 채널인 보행자 채널 등과 같은 환경에서 사용된다. 또한, 상기 공간 다이버시티 방식은 두 개 이상의 안테나들을 사용하여 다이버시티 이득을 획득하는 방식으로서, 하나의 안테나를 통해 송신한 신호가 페이딩 현상에 의해 감쇄된 경우, 나머지 안테나를 통해 송신한 신호를 수신하여 다이버시티 이득을 획득하는 방식이다. 여기서, 상기 공간 다이버시티 방식은 수신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 송신 안테나 다이버시티 방식으로 분류된다.

먼저, 상기 수신 안테나 다이버시티 방식중의 하나인 수신 적응 안테나 어레 이(Receive-Adaptive Antenna Array; 이하 'Rx-AAA'라 칭하기로 한다) 방식에 대해서 설명하기로 한다.

상기 Rx-AAA 방식은 다수의 수신 안테나들로 구성된 안테나 어레이를 통해 수신된 수신 신호의 신호 벡터(vector)에 적정 수신빔 가중치(reception weight) 벡터를 내적하여 출력함으로써 수신기가 수신하고자하는 방향으로부터의 신호는 그 수신 신호의 크기를 최대화하고, 수신하고자 하는 방향이 아닌 방향, 즉 수신하지 않기를 원하는 방향으로부터의 신호는 그 수신 신호의 크기를 최소화하는 방식이다. 여기서, 상기 수신빔 가중치라 함은 상기 Rx-AAA 방식을 적용함에 있어 상기 수신기가 생성하는 수신 빔을 생성하기 위한 가중치를 나타낸다

결과적으로, 상기 Rx-AAA 방식은 수신하기를 원하는 신호만을 최대 크기로 증폭하여 수신함으로써 양질의 통화 품질을 유지함과 동시에 시스템 전체의 용량 증대와 서비스 반경 증대를 가져온다는 이점을 가진다.

상기 Rx-AAA 방식은 주파수 분할 다중 접속(Frequency Division Multiple Access; 이하 'FDMA'라 칭하기로 한다) 방식, 시간 분할 다중 접속(Time Division Multiple Access; 이하 'TDMA'라 칭하기로 한다) 방식 및 코드 분할 다중 접속(Code Division Multiple Access; 이하 'CDMA'라 칭하기로 한다) 방식 등을 사용하는 이동 통신 시스템에 모두 적용 가능하지만, 이하 설명의 편의상 상기 CDMA 방식을 사용하는 이동 통신 시스템을 일 예로 하여 상기 Rx-AAA 방식을 설명하기로 한다.

그러면 여기서 도 1을 참조하여 상기 CDMA 이동 통신 시스템에서 기지국 수신기 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 1은 일반적인 CDMA 이동 통신 시스템의 기지국 수신기 구조를 도시 한 블록도이다.

상기 도 1을 참조하면, 상기 기지국 수신기는 다수의 수신 안테나(Rx ANT)들, 예컨대 제1 수신 안테나(111), 제2 수신 안테나(121), ... 및 제N 수신 안테나(131)의 N개의 수신 안테나들과, 상기 수신 안테나들 각각에 대응되는 N개의 무선 주파수(Radio Frequency; 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(processor)들, 즉 제1 RF 처리기(112), 제2 RF 처리기(122), ... 및 제N RF 처리기(132)의 N개의 RF 처리기들과, 상기 RF 처리기들 각각에 대응되는 N개의 다중 경로 탐색기(multipath searcher)들, 즉 제1 다중 경로 탐색기(113), 제2 다중 경로 탐색기(123), ... 및 제N 다중 경로 탐색기(133)의 N개의 다중 경로 탐색기들과, 상기 다중 경로 탐색기들 각각에서 탐색한 다수의 다중 경로(multipath), 예컨대 L개의 다중 경로 각각에 대한 신호를 처리하는 L개의 핑거(finger)들, 즉 제1 핑거(140-1), 제2 핑거(140-2), ... 및 제L 핑거(140-L)의 L개의 핑거들과, 상기 L개의 핑거들 각각에서 출력하는 다중 경로 신호들을 결합하는 다중 경로 결합기(multipath combiner)(150), 디인터리버(de-interleaver)(160) 및 디코더(decoder)(170)로 구성된다.

먼저, 다수의 이동국(MS; Mobile Station)들 각각의 송신기들에서 송신한 신호들은 다중 경로 페이딩 무선 채널(fading radio channel)을 통해 상기 N개의 수신 안테나들 각각으로 수신된다. 상기 제1 수신 안테나(111)는 상기 수신된 신호를 상기 제1 RF 처리기(112)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기들 각각은 증폭기(amplifier), 주파수 변환기(frequency converter), 필터(filter) 및 아날로 그/디지털 변환기(analog to digital converter) 등으로 구성되어 RF 신호를 처리한다.

상기 제1 RF 처리기(112)는 상기 제1 수신 안테나(111)에서 출력한 신호를 입력받아 RF 처리하여 기저 대역(baseband) 디지털 신호로 변환한 후 제1 다중 경로 탐색기(113)로 출력한다. 상기 제1 다중 경로 탐색기(113)는 상기 제1 RF 처리기(112)에서 출력한 신호를 입력받아 L개의 다중 경로 성분들을 분리하고, 상기 분리된 L개의 다중 경로 성분들 각각을 상기 제1 핑거(140-1) 내지 제L 핑거(140-L)들로 출력한다. 여기서, 상기 각 제1 핑거(140-1) 내지 제L 핑거(140-L)는 L개의 다중 경로들에 각각 일대일 매핑되어 다중 경로 신호 성분들을 처리하게 된다.

여기서, 상기 N개의 수신 안테나들을 통해 수신된 신호들 각각에 대해 L개의 다중 경로들을 고려하므로 N×L개의 신호들에 대해서 신호 처리해야 하며, 상기 N×L개의 신호들 중 동일한 경로의 신호들이 동일한 핑거로 출력된다.

또한, 상기 제2 수신 안테나(121)는 상기 수신된 신호를 상기 제2 RF 처리기(122)로 출력한다. 상기 제2 RF 처리기(122)는 상기 제2 수신 안테나(121)에서 출력한 신호를 입력받아 RF 처리하여 기저 대역 디지털 신호로 변환한 후 제2 다중 경로 탐색기(123)로 출력한다. 상기 제2 다중 경로 탐색기(123)는 상기 제2 RF 처리기(122)에서 출력한 신호를 입력받아 L개의 다중 경로 성분들로 분리하고, 상기 분리된 L개의 다중 경로 성분들 각각을 상기 제1 핑거(140-1) 내지 제L 핑거(140-L) 각각으로 출력한다.

동일한 방법으로, 상기 제N 수신 안테나(131)는 상기 수신된 신호를 상기 제N RF 처리기(132)로 출력한다. 상기 제N RF 처리기(132)는 상기 제N 수신 안테나(131)에서 출력한 신호를 입력받아 RF 처리하여 기저 대역 디지털 신호로 변환한 후 제N 다중 경로 탐색기(133)로 출력한다. 상기 제N 다중 경로 탐색기(133)는 상기 제N RF 처리기(132)에서 출력한 신호를 입력받아 L개의 다중 경로 성분들로 분리하고, 상기 분리된 L개의 다중 경로 성분들 각각을 상기 제1 핑거(140-1) 내지 제L 핑거(140-L) 각각으로 출력한다.

동일한 방법으로, 상기 N개의 수신 안테나들 각각을 통해 수신된 신호들의 L개의 다중 경로 신호들은 동일한 다중 경로 신호들끼리 동일한 핑거로 입력된다. 일 예로, 상기 제1 수신 안테나(111) 내지 제N 수신 안테나(131)의 제1 다중 경로 신호들은 상기 제1 핑거(140-1)로 입력되고, 마찬가지로 상기 제1 수신 안테나(111) 내지 제N 수신 안테나(131)의 제L 다중 경로 신호들은 상기 제L 핑거(140-L)로 입력된다. 한편, 상기 제1 핑거(140-1) 내지 제L 핑거(140-L) 각각은 실제 입출력되는 신호들만 상이할 뿐 그 구성 및 동작이 동일하므로 이하 상기 제1 핑거(140-1)의 동작만을 설명하기로 한다.

상기 제1 핑거(140-1)는 상기 N개의 다중 경로 탐색기들 각각에 대응되는 N개의 역확산기(de-spreader)들, 즉 제1 역확산기(141), 제2 역확산기(142), ... 및 제N 역확산기(143)의 N개의 역확산기들과, 상기 N개의 역확산기들 각각에서 출력하는 신호를 입력하여 수신 빔(beam) 생성을 위한 수신빔 가중치 벡터를 계산하는 신호 처리기(144)와, 상기 신호 처리기(144)로부터 계산된 수신빔 가중치 벡터를 사용하여 수신 빔을 생성하는 수신빔 생성기(145)로 구성된다.

먼저, 상기 제1 다중 경로 탐색기(113)에서 출력한 제1 다중 경로 신호는 상기 제1 역확산기(141)로 입력된다. 상기 제1 역확산기(141)는 상기 제1 다중 경로 탐색기(113)에서 출력한 제1 다중 경로 신호를 미리 설정되어 있는 역확산 코드(de-spreading code)를 가지고 역확산하여 상기 신호 처리기(144) 및 수신 빔 생성기(145)로 출력한다. 여기서, 상기 역확산하는 과정을 '시간 프로세싱(temporal processing)'이라 칭한다.

또한, 상기 제2 다중 경로 탐색기(123)에서 출력한 제1 다중 경로 신호는 상기 제2 역확산기(142)로 입력된다. 상기 제2 역확산기(142)는 상기 제2 다중 경로 탐색기(123)에서 출력한 제1 다중 경로 신호를 미리 설정되어 있는 역확산 코드를 가지고 역확산하여 상기 신호 처리기(144) 및 수신 빔 생성기(145)로 출력한다. 동일한 방법으로, 상기 제N 다중 경로 탐색기(133)에서 출력한 제1 다중 경로 신호는 상기 제N 역확산기(143)로 입력된다. 상기 제N 역확산기(143)는 상기 제N 다중 경로 탐색기(133)에서 출력한 제1 다중 경로 신호를 미리 설정되어 있는 역확산 코드를 가지고 역확산하여 상기 신호 처리기(144) 및 수신 빔 생성기(145)로 출력한다.

상기 신호 처리기(144)는 상기 제1 역확산기(141) 내지 제N 역확산기(143)로부터 출력된 신호를 입력받아 수신 빔 생성을 위한 수신빔 가중치 집합

를 계산한다. 여기서, 상기 제1 다중 경로 탐색기(113) 내지 제N 다중 경로 탐색기(133) 각각에서 출력한 제1 다중 경로 신호들의 집합을

라고 정의하기로 한다. 여기서, 상기 제1 다중 경로 신호 집합

는 k번째 시점에서 제1 수신 안테나(111) 내지 제N 수신 안테나(131) 각각을 통해 수신된 제1 다중 경로 신호들의 집합을 나타내며, 상기 제1 다중 경로 신호 집합

를 구성하는 제1다중 경로 신호들 각각은 모두 벡터 신호이다. 그리고, 상기 수신빔 가중치 집합

는 k번째 시점에서 제1 수신 안테나(111) 내지 제N 수신 안테나(131) 각각을 통해 수신된 제1 다중 경로 신호들 각각에 적용할 수신빔 가중치들의 집합을 나타내며, 상기 수신빔 가중치 집합

을 구성하는 수신빔 가중치들 각각은 모두 벡터 신호이다.

그리고, 상기 제1 다중 경로 신호 집합

내의 모든 제1 다중 경로 신호들이 역확산된 신호들의 집합을 '

'라고 정의하기로 한다. 여기서, 제1 다중 경로 신호들의 역확산 신호 집합

는 k번째 시점에서 제1 수신 안테나(111) 내지 제N 수신 안테나(131) 각각을 통해 수신된 제1 다중 경로 신호들 각각이 역확산된 신호들의 집합을 나타내며, 상기 제1 다중 경로 신호들의 역확산 신호 집합

를 구성하는 역확산 신호들 각각은 모두 벡터 신호이다. 이하, 설명의 편의상 '집합'에 대해서는 그 용어를 생략하기로 하며, 언더바(under bar) 표시가 되어 있는 파라미터(parameter)들은 모두 특정 엘리먼트(element)들의 집합을 나타냄에 유의하여야 한다.

또한, 상기 제1 역확산기(141) 내지 제N 역확산기(143) 각각은 미리 설정되 어 있는 역확산 코드(de-scrambling code)로 상기 제1 다중 경로 신호

를 역확산하므로 수신하기를 원하는 신호의 수신 전력(power)이 간섭 신호(interference signal)의 수신 전력에 비해서 프로세스 이득(process gain)만큼 증폭된다. 여기서, 상기 역확산 코드는 상기 이동국들의 송신기들 각각에서 사용한 확산 코드(spreading code)와 동일한 코드이다.

한편, 상기에서 설명한 바와 같이 상기 신호 처리기(144)로는 제1 다중 경로 신호

의 역확산된 신호, 즉 상기 제1 다중 경로 신호

가 역확산된 신호

가 입력된다. 상기 신호 처리기(144)는 상기 제1 다중 경로 신호

가 역확산된 신호

를 가지고 수신빔 가중치

를 계산하여 상기 수신 빔 생성기(145)로 출력한다. 결과적으로, 상기 신호 처리기(144)는 상기 제1 수신 안테나(111) 내지 제N 수신 안테나(131) 각각에서 출력되는, 총 N개의 제1 다중 경로 신호들인

가 역확산된 신호들인

를 가지고 상기 제1 수신 안테나(111) 내지 제N 수신 안테나(131) 각각에서 출력되는 제1 다중 경로 신호

에 적용되는 총 N개의 가중치 벡터들인

를 계산하는 것이다. 상기 수신 빔 생성기(145)는 상기 총 N개의 제1 다중 경로 신호들인

이 역확산된 신호들인

와 총 N개의 수신빔 가중치 벡터들인

를 입력한다. 그리고, 상기 총 N개의 수신 빔 가중치 벡터들인

를 가지고 수신빔을 생성한 후, 상기 제1 다중 경로 신호 가 역확산된 신호

와 상기 수신빔의 해당 수신빔 가중치

를 내적하여 상기 제1핑거(140-1)의 출력 z_k로 출력한다. 여기서, 상기 제1핑거(140-1)의 출력 z_k는 하기 <수학식 1>과 같이 표현된다.

상기 <수학식 1>에서 H는 허미시안(Hermitian) 연산자, 즉 컨쥬게이트(conjugate)의 이항(transpose)를 나타낸다. 또한, 상기 기지국 수신기의 N개의 핑거들 각각에서 출력하는 출력 신호 z_k의 집합인

가 최종적으로 상기 다중 경로 결합기(150)로 입력되는 것이다.

상기의 설명에서는 제1 핑거(140-1)만을 일 예로 하여 그 동작을 설명하였으나, 상기 제1 핑거(140-1) 뿐만 아니라 나머지 핑거들 역시 상기 제1 핑거(140-1)와 동일한 동작을 수행함은 물론이다. 따라서, 상기 다중 경로 결합기(150)는 상기 제1 핑거(140-1) 내지 제L 핑거(140-L)에서 출력한 신호를 입력받아 다중 경로 결합한 후 상기 디인터리버(160)로 출력한다. 상기 디인터리버(160)는 상기 다중 경로 결합기(150)로부터 출력된 신호를 입력받아 송신기에서 적용한 인터리빙(interleaving) 방식에 상응하는 디인터리빙(deinterleaving) 방식으로 디인터리빙한 후 상기 디코더(170)로 출력한다. 상기 디코더(170)는 상기 디인터리버(160)로부터 출력된 신호를 입력받아 송신기에서 적용한 인코딩(encoding) 방식에 상응하는 디코딩(decoding) 방식으로 디코딩하여 최종 수 신 데이터로 출력한다.

한편, 상기 신호 처리기(144)는 미리 설정되어 있는 설정 알고리즘(algorithm)에 의해 수신하기를 원하는 이동국 송신기로부터 수신되는 신호의 평균 제곱 에러(Mean Square Error; 이하 'MSE'라 칭하기로 한다)가 최소가 되도록 수신빔 가중치

를 사용하여 상기 수신 빔 생성기(145)가 수신 빔을 생성한다. 상기와 같이 MSE가 최소가 되도록 수신 빔을 생성하는 과정을 '공간 프로세싱(spatial processing)'이라 칭한다.

따라서, 상기 Rx-AAA 방식이 CDMA 이동 통신 시스템에 사용되면 시간 프로세싱과 공간 프로세싱이 동시에 수행되는데, 이렇게 시간 프로세싱과 공간 프로세싱이 동시에 수행되는 동작을 '공간-시간 프로세싱(spatial-temporal processing)'이라 칭한다.

한편, 상기 신호 처리기(144)는 상기에서 설명한 바와 같이확산 이후의 다중 경로 신호들을 입력받아 미리 설정되어 있는 설정 알고리즘에 따라 상기 Rx-AAA 방식의 이득을 최대화할 수 있는 수신빔 가중치를 계산한다. 상기 신호 처리기(144)는 상기 MSE를 최소화하는 기준에 의해서 동작하며, 따라서 최근에는 적응적으로 상기 MSE를 최소화하기 위한 수신빔 가중치를 계산하는 알고리즘에 대한 연구가 활발하게 진행되고 있다.

최근에 활발하게 연구되고 있는, 상기 MSE를 최소화하기 위한 수신빔 가중치를 계산하는 알고리즘으로는 주로 기준(reference) 신호를 기준으로 에러를 감소시키는 알고리즘이 있다. 한편, 상기 알고리즘 중 기준 신호가 존재하지 않을 경우인 블라인드(blind) 방식으로서 상수 계수(Constant Modulus; 이하 'CM'이라 칭하기로 한다) 방식과 결정 방향(Decision-Directed; 이하 'DD'라 칭하기로 한다) 방식 등을 지원한다.

한편, 상기 기준 신호를 기준으로 에러를 감소시키는 알고리즘은 채널이 급속하게 변화하는 환경, 일 예로 고속 페이딩 채널(fast fading channel)과 같은 채널이 급속하게 변화하는 환경이나 고차 변조 방식, 일 예로 16QAM 방식 등과 같은 고차 변조 방식을 사용하는 환경에서는 시스템에서 원하는 최소 MSE 값으로 수렴하는 것이 난이하거나 혹은 특정 MSE 값으로 수렴한다고 할지라도 상기 최소 MSE의 값이 비교적 큰 값으로 결정된다. 이렇게 상기 최소 MSE의 값이 비교적 큰 값으로 결정될 경우 상기 Rx-AAA 방식을 사용함으로써 발생하는 이득이 저하되기 때문에 고속 데이터 통신 시스템에는 적합하지 않다는 문제점이 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 이동 통신 시스템에서 적응 안테나 어레이 방식을 사용하여 데이터를 수신하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 적응적 수신빔 가중치 생성 방식을 사용하여 데이터를 수신하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 최소 에러값을 가지는 수신 빔을 생성하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명은 수신 신호를 역확산하고; 임의의 시점에서 제1방식을 사용하여 제1에러값을 결정하고, 상기 시점에서 상기 제1방식과는 상이한 제2방식을 사용하여 제2에러값을 결정하고; 상기 제1에러값과 제2에러값간의 차에 상응하게 제1방식 적용 가중치 및 제2방식 적용 가중치를 결정하고; 상기 제1방식 적용 가중치가 적용되는 제1방식과 상기 제2방식 가중치가 적용되는 제1방식을 결합한 방식을 사용하여 제3에러값을 생성하고; 상기 역확산 신호와, 상기 제3에러값과, 상기 수신빔을 상기 역확산 신호에 적용함으로써 생성되는 출력 신호를 사용하여 상기 수신빔을 생성하기 위해 사용되는 수신 빔 가중치를 생성한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명을 설명하기에 앞서, 기지국(BS; Base Station) 수신기로 수신되는 수신 신호의 모델(model)을 고려하기로 한다. 상기 기지국의 수신기는 다수의 수신 안테나(Rx ANT)들을 가지는 수신 안테나 어레이(Rx-antenna array)를 구비하며, 일반적으로 상기 수신 안테나 어레이는 그 비용 및 실장 크기 등을 고려하여 상기 기지국의 수신기에 고려되는 것이 바람직하다. 예컨대, 상기 이동국 수신기는 1개의 수신 안테나만을 구비한다고 가정하기로 한다.

또한, 본 발명은 주파수 분할 다중 접속(Frequency Division Multiple Access; 이하 'CDMA'라 칭하기로 한다) 방식과, 시간 분할 다중 접속(Time Division Multiple Access; 이하 'TDMA'라 칭하기로 한다) 방식과, 코드 분할 다중 접속(Code Division Multiple Access; 이하 'CDMA'라 칭하기로 한다) 방식 및 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식등을 사용하는 이동 통신 시스템에 모두 적용 가능하지만, 이하 설명의 편의상 상기 OFDM 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하, 'OFDM 이동 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)을 일 예로 하여 설명하기로 한다.

먼저, 상기 기지국이 서비스하는 셀(cell) 내에 존재하는 임의의 이동국, 즉 m번째 이동국 송신기에서 송신되는 신호는 하기 <수학식 2>와 같이 표현된다.

상기 <수학식 2>에서, s_m(t)는 m번째 이동국의 송신 신호를 나타내며, p_m은 m번째 이동국의 송신 전력(transmit power)을 나타내며, b_m(t)는 m번째 이동국의 사 용자 정보 비트 시퀀스(user information bit sequence)를 나타내며, c_m(t)는 T_c의 칩(chip) 주기를 가지는 m번째 이동국의 사용자 확산 코드 시퀀스(user spreading code sequence)를 나타낸다.

한편, 상기 이동국 송신기에서 송신한 송신 신호는 다중 경로 벡터 채널(multipath vector channel)을 통해 상기 기지국의 수신기로 수신되는데, 상기 다중 경로 벡터 채널의 채널 파라미터(channel parameter)들은 비트 주기 T_b에 비해서 비교적 저속으로 변한다고 가정하며, 따라서 얼마간의 비트 주기들 동안에는 일정하다고 가정하기로 한다. 그러면 상기 기지국의 수신기로 수신되는 m번째 이동국의 l번째 다중 경로에 대한 복소(complex) 기저 대역(baseband) 수신 신호는 하기 <수학식 3>과 같이 표현된다. 여기서, 하기 <수학식 3>에 나타내는 수신 신호는 상기 기지국 수신기에 수신된 무선 주파수(Radio Frequency, 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 신호를 기저 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후의 신호를 나타냄에 유의하여야 한다.

상기 <수학식 3>에서,

는 상기 m번째 이동국의 l번째 다중 경로를 통해 수신된 복소 기저대역 수신 신호들의 집합을 나타내며, α_ml은 상기 m번째 이동국의 l번째 다중 경로에 적용되는 페이딩 감쇄도를 나타내며, φ_ml은 상기 m번째 이동국의 l번째 다중 경로에 적용되는 위상 천이량을 나타내며, τ_ml은 상기 m번째 이동국의 l번째 다중 경로에 적용되는 시간 지연량을 나타내며,

은 상기 m번째 이동국의 l번째 다중 경로에 적용되는 어레이 응답(AR: Array Response)들의 집합을 나타낸다. 여기서, 상기 기지국 수신기는 다수의, 일 예로 N개의 수신 안테나들을 구비하므로 상기 m번째 이동국에서 송신한 신호가 N개의 수신 안테나들 각각을 통해 수신되므로, l번째 다중 경로를 통해 수신되는 신호는 N개가 되며, 따라서 상기 m번째 이동국의 l번째 다중 경로를 통해 수신된 복소 기저대역 수신 신호는 N개로서 집합을 이루게 되는 것이다. 이하, 설명의 편의상 '집합'에 대해서는 그 용어를 생략하기로 하며, 언더바(under bar) 표시가 되어 있는 파라미터(parameter)는 모두 특정 엘리먼트(element)들의 집합을 나타냄에 유의하여야 한다.

한편, 현재 일반적으로 사용되고 있는 선형(linear) 안테나 어레이를 사용할 경우 상기 어레이 응답

은 하기 <수학식 4>와 같이 표현된다.

상기 <수학식 4>에서, d는 수신 안테나들간에 이격되어 있는 간격을 나타내며, λ는 사용 주파수 대역에서의 파장을 나타내며, N은 상기 수신 안테나들의 개수를 나타내며, θ_ml은 m번째 이동국의 l번째 다중 경로에 적용되는 도래각(DOA; Direction Of Arrival)을 나타낸다.

또한, 상기 기지국이 서비스하는 셀 내에 존재하는 이동국들의 개수가 'M'개라고 가정하고, 상기 M개의 이동국들 각각에 대해서 L개의 다중 경로가 존재한다고 가정하면 상기 기지국에 수신되는 수신 신호는 상기 M개의 이동국들 각각에서 송신한 송신 신호들과 가산성 백색 잡음(AWN; Additive White Noise)이 가산된 형태이 며, 이를 표현하면 하기 <수학식 5>와 같다.

상기 <수학식 5>에서,

는 M개의 이동국들 각각에서 송신한 송신 신호들 각각에 가산되는 상기 가산성 백색 잡음들의 집합을 나타낸다.

상기 <수학식 5>와 같이 표현된 수신 신호에서 상기 기지국이 수신하기를 원하는 신호가

이라고 가정하기로 한다. 여기서, 상기

은 제1 이동국이 제1 다중 경로를 통해 송신한 신호를 나타낸다. 이렇게 상기 기지국이 수신하기를 원하는 신호가

이라고 가정하였으므로 상기

을 제외한 모든 신호는 간섭 신호와 잡음으로 간주되기 때문에 상기 <수학식 5>는 하기 <수학식 6>과 같이 표현될 수 있다.

상기 <수학식 6>에서

는 간섭 신호를 나타내며 하기 <수학식 7>과 같이 표현된다.

상기 <수학식 7>의 간섭 신호에서 선행하는 항은 상기 기지국이 수신하기를 원하는 이동국의 송신 신호이기는 하지만 원하지 않는 다른 다중 경로들에 의한 간섭 신호(IPI; Inter Path Interference)를 나타내며, 상기 <수학식 7>의 간섭 신호에서 후행하는 항은 다른 이동국들에 의한 간섭 신호(MAI; Multiple Access Interference)를 나타낸다.

또한, 상기

는 상기 기지국 수신기의 해당 채널 카드(channel card), 즉 상기 제1 이동국에 할당되는 채널 카드(m=1) 내의 해당 다중 경로의 핑거(finger), 즉 제1 핑거(l=1)에서 미리 설정된 역확산 코드 c₁(t-τ₁₁)을 가지고 역확산(de-scrambling)되는데 상기 역확산된 후의 신호

는 하기 <수학식 8>과 같다. 여기서, 상기 역확산 코드 c₁(t-τ₁₁)는 이동국 장치 송신기에서 신호 송신시 사용한 확산 코드 c₁(t-τ₁₁)와 동일한 코드이다.

그리고, 상기 기지국에는 상기 종래 기술 부분의 도 1에서 설명한 바와 같은 수신기가 다수로 구비되어 있는데, 상기 수신기들 각각을 채널 카드라고 칭하며, 하나의 이동국에 대해서 하나의 채널 카드가 할당된다. 또한, 상기 도 1에서 설명한 바와 같이 상기 채널 카드에는 다중 경로수에 상응하는 다수의 핑거들이 구비되 어 있으며, 상기 핑거들 각각은 해당하는 다중 경로 신호에 일대일 매핑된다.

상기 <수학식 8>에서, k는 임의의 k번째 샘플링(sampling) 시점을 나타낸다.

상기 역확산되기 전의 신호

를 상기 역확산 코드 c₁(t-τ₁₁)를 가지고 역확산 한 후의

를 생성할 경우, 역확산기(de-spreader)의 특성에 상응하게 상기 수신 신호중 상기 기지국 수신기가 수신하기를 원하는 신호 성분의 전력은 프로세스 이득 G만큼 증폭된다. 이렇게 상기 기지국 수신기가 수신하기를 원하는 신호 성분의 전력은 프로세스 이득 G만큼 증폭됨에도 불구하고, 상기 기지국 수신기가 수신하기를 원하지 않는 신호 성분의 전력은 전혀 변화가 없다는 사실을 알 수 있으며, 따라서 역확산되기 전의 수신 신호와 역확산된후의 수신 신호간의 상관 행렬(correlation matrix)을 구할 수 있다.

상기 역확산되기 전의 수신 신호와 역확산된후의 수신 신호간의 상관 행렬을 구하기 위해서 상기 역확산된 후의 수신 신호

의 샘플링 시점과 동일한 시점인 k번째 시점에서 상기 역확산되기 전의 수신 신호

를 샘플링한다. 이렇게 k번째 시점에서 상기 역확산되기 전의 수신 신호

를 샘플링한 신호는 하기 <수학식 9>와 같다.

결국, 상기 역확산되기 전의 수신 신호

와 역확산된후의 수신 신호

간의 상관 행렬을 구하기 위해서는 상기 역확산된 후의 수신 신호

의 샘플링 시점과 동일한 시점인 k번째 시점에서 상기 역확산되기 전의 수신 신호

를 샘플링하여 상기 <수학식 9>와 같은 신호를 획득하였다고 가정하고, 상기 역확산되기 전의 수신 신호

와 역확산된 후의 수신 신호

는 정상적(stationary)이라고 가정하기로 하는 것이다.

그러면 여기서 최소 평균 제곱(Least Mean Square; 이하 'LMS'라 칭하기로 한다) 방식과 최소 평균 제곱 에러(MMSE; Minimum Mean Square Error; 이하 'MMSE'라 칭하기로 한다) 방식에 대해서 설명하기로 한다.

첫 번째로, 상기 LMS 방식에 대해서 설명하기로 한다.

임의의 한 시점에서 N개의 수신 안테나들을 통해 수신되는 복소 수신 신호, 즉 제1 수신 안테나를 통해 수신된 복소 수신 신호 x₁ 내지 제N 수신 안테나를 통해 수신된 복소 수신 신호 x_N으로 구성된 복소 수신 신호 x₁, x₂, ... , x _N로 구성된 역확산되기 전의 수신 신호 집합을 라고 가정하기로 한다. 여기서, 상기 T는 이항(transpose) 연산을 나타내는 연산자이다.

또한, 상기 N개의 수신 안테나들을 통해 수신되는 복소 수신 신호 x₁, x₂, ... , x_N이 역확산된 후의 수신 신호 집합을

라고 가정하기로 한다. 상기 역확산된 후의 수신 신호

는 상기 기지국 수신기가 수신하기를 원하는 신호 성분

와 상기 기지국 수신기가 수신하기를 원하지 않는 신호 성분

의 합으로 구성되며 하기 <수학식 10>과 같이 표현된다.

그리고, 상기 N개의 수신 안테나들을 통해 수신되는 복소 수신 신호 x₁, x₂, ... , x_N에 각각 곱해질 복소 수신빔 가중치(complex reception beam weight value)들, 즉 상기 제1 수신 안테나를 통해 수신된 복소 수신 신호 x₁에 곱해질 복소 수신빔 가중치 w₁ 내지 제N 수신 안테나를 통해 수신된 복소 수신 신호 x_N에 곱해질 복소 수신빔 가중치 w_N으로 구성된 복소 수신빔 가중치 w₁, w₂, ... , w_N로 구성된 수신빔 가중치 집합을

라고 가정하기로 한다.

그러면 임의의 사용자 채널 카드, 즉 임의의 이동국에 할당되는 채널 카드내의 핑거들에서 출력되는 출력 신호

는 상기 수신빔 가중치

와 역확산된 후의 수신 신호

의 내적으로 얻어지며 하기 <수학식 11>과 같이 표현된다.

상기 <수학식 11>에서 i는 수신 안테나들의 개수를 나타낸다.

상기 출력 신호

는 상기 <수학식 10> 및 <수학식 11>을 가지고서 상기 기지국 수신기가 수신하기를 원하는 신호 성분

와 상기 기지국 수신기가 수신하기를 원하지 않는 신호 성분

로 분류할 수 있다. 한편, 상기 LMS방식은 알고 있는 기준(reference) 신호와 수신 신호의 에러를 최소화하는 방식으로서 하기 <수학식 12>의 비용함수(Cost function, J(w))를 최소화 하는 방식이다.

상기 <수학식 12>에서, J는 비용 함수(cost function)를 나타내며, 상기 비용 함수 J값을 최소화하는 값을 찾아야만 한다. 또한, 상기 <수학식 12>에서 e_k는 수신 신호(received signal)와 수신하기를 원하는 신호(desired signal)와의 차이, 즉 에러를 나타내며, d_k는 상기 수신하기를 원하는 신호를 나타내며, 비블라인드(non-blind) 방식을 사용하는 빔 생성 알고리즘에서는 상기 수신하기를 원하는 신호 d_k로서 일 예로 파일럿(pilot) 신호를 사용한다. 그러나, 본 발명에서 는 블라인드(blind) 방식을 사용하는 빔 생성 알고리즘을 제안하며, 따라서 상기 비블라인드 방식을 사용하는 빔 생성 알고리즘에 대해서는 구체적인 설명을 생략하기로 한다.

한편, 상기 <수학식 12>에서 상기 비용 함수 J는 2차 볼록(convex)함수 형태를 가지므로 비용 함수 J값을 최소값이 되도록 하기 위해서는 상기 비용 함수 J를 미분하여 그 값이 0이 되도록 하여야 하는데, 상기 비용 함수 J의 미분값은 하기 <수학식 13>과 같다.

그런데, 실제 채널 환경에서 최적의 수신빔 가중치

를 한번의 처리 과정에서 획득하는 것은 난이하며, 매 시점마다 역확산된후의 수신 신호

가 입력되므로 상기 최적의 수신빔 가중치

를 적응적으로 혹은 재귀적으로 획득하기 위해서 하기 <수학식 14>와 같은 재귀식을 사용해야만 한다.

상기 <수학식 14>에서, k는 k번째 시점을 나타내며,

는 k번째 시점에서의 수신빔 가중치를 나타내며, μ는 상수 이득(constant gain)값을 나타내며,

는 k번째 시점에서의 추적 벡터를 나타낸다. 여기서, 상기 k번째 시점에서의 추적 벡터

는 상기 비용 함수 J의 미분값을 최소값, 일 예로 0으로 수렴하도록하는 벡터를 나타낸다.

결국, 상기 <수학식 14>는 현재 시점에서 사용될 수신빔 가중치

가 주어졌을 때 상기 수신빔 가중치

로부터 추적 벡터

방향으로 상수 이득값 μ만큼 전진 혹은 후진하여 발생하는 값을 다음 시점에서 사용할 수신빔 가중치

으로 업데이트(update)하는 과정을 나타내는 것이다.

본 발명에서 제안하는 수신하기를 원하는 신호 d(k)를 검출하는 방식은 블라인드 방식이며, 상기 블라인드 방식을 사용함에 따라 임의의 추정값을 사용하여 수신 신호를 적응시켜 수렴하도록 해야만 하는데, 상기 수신 신호의 적응적 수렴을 위해 다음과 같은 방법을 제안한다.

원하는 신호 d(k)를 검출하는 방법으로 혼합 모드 블라인드를 사용한다. 이 경우 에러 함수는 하기 <수학식 15>와 같이 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 15>에서

은 상기 수신 신호의 적응적 수렴을 위해 사용되는 상수 계수(Constant Modulus; 이하 'CM'이라 칭하기로 한다) 방식과 결정 방향(Decision Directed; 이하 'DD'라 칭하기로 한다.)을 이용한 에러 값이며 이에 대해서 설명하기로 한다.

본 발명에서는 상기 <수학식 15>에나타낸 바와 같이 수신 신호의 적응적 수렴 동작 전반에 걸쳐서 상기 CM 방식과 DD방식의 조합을 적용하여 상기

값을 검출함을 알 수 있다. 즉,

값이 증가하면,

값 역시 증가하게 되고 전체 에러 값에서 상기 DD 방식의 영향이 증가함을 알 수 있다. 또한, 상기 <수학식 15>에서 g(x)는 s자형 함수(이하, ‘시그모이드 함수’라 칭하기로 한다)이므로, 상기 CM 방식의 영향이 큰 영역에서는 상기 DD 방식의 영향이 작게 된다. 이와는 반대로, 상기 DD 방식의 영향이 큰 영역에서는 상기 CM 방식의 영향이 작게 된다.

상기 <수학식 15>에서 상기 에러값(e_k)은 상기 CM방식을 사용하여 계산한 상기 수신 신호의 에러값(e_k ^CM)을 α^k만큼 가중하고 상기 DD방식을 사용하여 계산한 에러값(e_k ^DD)을 β^k만큼 가중하여 조합한 에러값이다. 여기서, 상기 α^k는 상기 CM 방식에 적용되는 가중치로서, ‘CM 방식 적용 가중치’라고 칭하기로 하며, β^k는 상기 DD 방식에 적용되는 가중치로서, ‘DD 방식 적용 가중치’라고 칭하기로 한다. 결과적으로, 상기 에러값(e_k)은 수렴 여부에 상응하게 상기 CM 방식 및 DD 방식을 적용하는 가중치, 즉 α^k와 β^k를 적응적으로 설정하여 검출되는 에러값이다.

또한, 상기 시그모이드 함수 g(x)의 특성을 도 2를 참조하여 설명하기로 한다. 상기 도 2는 본 발명에서 사용되는 시그모이드 함수의 특성을 도시한 도면이다.

상기 도 2를 a 값에 따라 s자형의 특성이 변한다. 즉 a값이 커지면 함수의 형태가 s자형에 가까워지고, a=1일 경우 직선에 가까워진다. 곧, 상기 CM 방식 적용 가중치 α^k가 커지면 상기 DD 방식 적용 가중치 β^k가 작아지고, 상기 CM 방식 적용 가중치 α^k가 작아지면 상기 DD 방식 적용 가중치 β^k가 커지는 특성을 가지고 있다. 즉, 상기 에러값(e_k)은 상기 CM방식을 사용하여 계산한 상기 수신 신호의 에러값(e_k ^CM)이 상기 DD방식을 사용하여 계산한 에러값(e_k ^DD)을 초과하면, 이후 상기 가중된 CM 방식과 상기 가중된 CM 방식에 비해 가중된 상기 DD 방식을 조합하여 상기 수신 신호의 에러값(e_k)을 계산한다. 여기서, 가중된 CM 방식이라 함은 상기 CM 방식에 상기 CM 방식 적용 가중치 α^k 를 적용한 CM 방식을 나타내며, 이와 마찬가지로 가중된 DD 방식이라 함은 상기 DD 방식에 상기 DD 방식 적용 가중치 β^k를 적용한 DD 방식을 나타낸다. 또한, 상기 가중된 CM 방식에 비해 가중된 DD 방식이라 함은 상기 CM 방식에 적용된 CM 방식 적용 가중치 α^k 보다 큰 값을 가지는 DD 방식 적용 가중치 β^k가 적용된 DD 방식을 나타내며, 이와 마찬가지로 상기 가중된 DD 방식에 비해 가중된 CM 방식이라함은 상기 DD 방식에 적용된 DD 방식 적용 가중치 β^k보다 큰 값을 가지는 CM 방식 적용 가중치 α^k가 적용된 CM 방식을 나타낸다. 또한, 상기 CM 방식을 사용하여 계산한 상기 수신 신호의 에러값(e_k ^CM)이 상기 DD방식을 사용하여 계산한 에러값(e_k ^DD)이하이면, 이후 가중된 상기 DD 방식과 상기 가중된 DD 방식에 비해 가중된 상기 CM방식을 조합함을 도시하고 있다.

상기 CM 방식은 일반적으로 블라인드 등화기(equalizer) 등에서 사용되고 있으며, 빔 생성 알고리즘에도 사용되고 있다. 상기 CM 방식을 사용할 경우 비용 함수 J는 하기 <수학식 16>과 같이 표현된다.

상기 <수학식 16>에서 p는 임의의 양의 정수를 나타내며, R_p는 Godard 계수(Godard Modulus)를 나타낸다. 여기서, 상기 Godard 계수 R_p는 하기 <수학식 17>과 같이 표현된다.

한편, 현재 활발하게 논의되고 있는 OFDM 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하 'OFDM 이동 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서는 일반적으로 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 이상의 비교적 고차 변조 방식을 사용하기 때문에 상기 비용 함수 J는 하기 <수학식 18>과 같이 실수부와 허수부로 분리하여 계산된다. 여기서, 상기 비용 함수 J를 실수부와 허수부로 분리하여 계산하는 이유는 고차 변조 방식을 사용함에 따라 송수신되는 신호들이 실수 성분과 허수 성분을 가지기 때문이다.

본 발명에서는 LMS 방식을 사용하며 p = 2라고 가정하고, 따라서

로 결정된다. 또한, 초기 시점, 즉 k = 0인 시점에서의 비용 함수 J 값은 0(J=0)이라고 가정하기로 하며, 이를 도 5를 참조하여 설명하기로 한다.

상기 도 5는 이동 통신 시스템에서 p = 2,

, J = 0(단, k=0)일 경우의 CM 방식을 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 5를 참조하면, 상기에서 설명한 바와 같이 p = 2이고,

이며, k = 0인 시점에서의 비용 함수 J 값이 0인 경우 CM 방식을 적용할 경우가 도시되어 있다. 즉, 상기 <수학식 18>에 의해 R₂값이 결정되면 좌표면에서 원이 생기게 된다. 그럼 수신된 신호는 원점과의 연장선을 그리고 그 선과 원이 만나는 점으로 판단을 하게 된다. 도 5에서 수신된 z_k가 원으로 투영됨을 보이고 있다.

다음은 DD방식에 관하여 설명을 하겠다.

상기 DD방식도 마찬가지로 CM방식과 마찬가지로 실수부와 허수부를 분리하여 계산하여야만 한다. 상기 <수학식 19>에서, P_r은 결정 방향(Decision-Directed; 이하 'DD'라 칭하기로 한다) 방식에 의해 상기 수신하기를 원하는 신호 d(k)와 가장 근사한 신호로 투영됨을 의미한다. 여기서, 상기 DD 방식은 상기 d(k)를 수신 신호 와 가장 근사한 결정 값으로 반영하는 방식을 의미한다. 그러면 여기서 도 6을 참조하여 상기 DD 방식에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 6은 이동 통신 시스템에서 BPSK 방식을 사용할 경우 DD 방식을 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 6을 참조하면, 먼저 상기 OFDM 이동 통신 시스템에서 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 방식을 사용하는 것을 가정하였기 때문에 수신 신호가 I-Q 평면(domain)에서 (1.2, -0.2)이면 상기 수신하기를 원하는 신호 d(k)는 +1,-1과의 거리를 따져보고 가장 근사한 결정값인 1로 투영된다.

그러면 여기서 도 3을 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 기지국 수신기 구조를 설명하기로 한다.

삭제

상기 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 기지국 수신기 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 3을 설명함에 있어, 상기 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 기지국 수신기는 상기 도 1에서 설명한 기지국 수신기에 본 발명을 적용한 구조이다. 또한, 상기 도 3에서는 설명의 편의상 상기 기지국 수신기의 구성들중 본 발명과 직접적으로 연관되는 구성들만을 설명하기로 한다. 또한, 상기 본 발명의 실시예는 상술한 LMS 방식을 사용하는 경우에 해당된다.

상기 도 3을 참조하면, 먼저 임의의 시점 k에서의 수신 신호

가 입력되 면 역확산기(de-spreader; 310)는 미리 설정되어 있는 설정 역확산 코드를 사용하여 역확산하고, 상기 역확산된 수신 신호

를 신호 처리기(330) 및 수신 빔 생성기(320)로 출력한다. 상기 신호 처리기(330)는 에러값 조합기(335)와 가중치 계산기(331)와, 메모리(memory)(333)로 구성된다.

상기 도 3에서는 설명의 편의상 상기 도 1에서 설명한 기지국 수신기 구조에서 제1 핑거(140-1)의 구조를 일 예로 하여 설명하기로 한다. 따라서, 상기 도 3의 역확산기(310)는 하나의 구성으로 도시되어 있지만 상기 제1 핑거(140-1)의 제1 역확산기(141) 내지 제N 역확산기(143)의 N개의 역확산기들과 실질적으로 동일한 동작을 하는 것이다.

상기 에러값 조합기(335)는 상기 역확산된 수신신호

를 입력하여 CM방식과 DD방식을 사용하여 에러값(e_k)을 조합한다.

상기 신호 처리기(330)의 가중치 계산기(331)는 상기 조합한 에러값 e_k와, 상기 역확산된 수신 신호

와, 미리 설정되어 있는 상수 이득값 μ와, 초기 수신 빔 가중치

를 입력받아 수신빔 가중치

를 계산하며, 상기 수신빔 가중치

를 상기 메모리(333)로 출력한다.

여기서, 상기 메모리(333)는 상기 가중치 계산기(331)에서 계산한 수신빔 가중치

를 버퍼링(buffering)하며, 상기 가중치 계산기(331)는 이후 상기 수신빔 가중치

를 업데이트할 때 상기 메모리(305)에 저장되어 있는 수신빔 가중치

를 이용한다. 즉, 임의의 시점 k에서 계산된

를 사용하여 다음 시점 k +1에서의 수신빔 가중치

를 업데이트한다.

상기 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 기지국 수신기의 신호 수신 과정을 도시한 순서도이다.

상기 도 4를 참조하면, 먼저 기지국 수신기는 411단계에서 초기 수신빔 가중치

와, 상수 이득값 μ를 셋업(set up)하고 413단계로 진행한다. 상기 413단계에서 상기 기지국 수신기는 통신이 종료되었는지를 검사한다. 상기 검사 결과 통신이 종료되었을 경우 상기 기지국 수신기는 현재까지의 과정을 종료한다.

상기 413단계에서 검사 결과 통신이 종료되지 않았을 경우 상기 기지국 수신기는 415단계로 진행한다. 상기 415단계에서 상기 기지국 수신기는 상기 수신 신호

가 역확산된 신호

를 입력받고 417단계로 진행한다. 상기 417단계에서 상기 기지국 수신기는 상기 역확산된 신호

와 수신빔 가중치

를 사용하여 상기 기지국 수신기의 핑거들 각각에서 출력하는 출력 신호 z_k의 집합인

를 계산한 후(

) 419단계로 진행한다. 여기서, 상기

는 결국 상기 수신빔 가중치

를 사용하여 생성된 수신 빔을 사용하여 생성된 핑거(finger) 출력 신호들의 집합이 되는 것이다. 상기 419단계에서 상기 기지국 수신기는 상기 수신 신호

와 수신하기를 원하는 신호 d_k와의 에러를 줄위기 위한 에러값 e_k를 계산한 후(

) 421 단계로 진행한다.

상기 421단계에서 상기 기지국 수신기는 상기 역확산된 신호

와 에러 함수 e_k를 가지고 비용 함수의 미분값을 계산하고(

) 423단계로 진행한다. 상기 423단계에서 상기 기지국 수신기는 빔 생성 계수, 즉 수신빔 가중치를 계산하고(

) 425단계로 진행한다. 상기 425단계에서 상기 기지국 수신기는 현재 계산되어 있는 수신빔 가중치

를 그대로 유지하고 427단계로 진행한다.

상기 427단계에서 상기 기지국 수신기는 미리 설정되어 있는 설정 단위 시간을 지연한 후 429단계로 진행한다. 여기서, 상기 설정 단위 시간을 지연하는 이유는 상태 천이 지연(state transition delay) 시간을 고려하기 위해서이다. 상기 429단계에서 상기 기지국 수신기는 상기 k 값을 1 증가시키고, 즉 현재 시점 k에서 다음 시점 k +1로 천이하고 상기 413단계로 되돌아간다. 상기 413단계에서 상기 기지국 수신기는 통신이 종료되었는지를 검사한다. 상기 검사 결과 통신이 종료되었을 경우 상기 기지국 수신기는 현재까지의 과정을 종료한다.

다음으로 도 7을 참조하여 본 발명의 수신빔 가중치 생성 방식을 사용하였을 경우와 일반적인 수신빔 가중치 생성 방식을 사용하였을 경우의 시뮬레이션(simulation) 결과를 설명하기로 한다.

상기 도 7은 일반적인 수신빔 가중치 생성 방식과 본 발명의 실시예에 따른 수신빔 가중치 생성 방식 각각을 사용하였을 경우의 특성 곡선을 나타낸 그래프이다.

상기 도 7에 도시한 바와 같이 본 발명의 수신빔 가중치 생성 방식을 사용하였을 경우 반복 횟수(number of iteration)에 따른 MSE 값(703)이 일반적인 수신빔 가중치 생성 방식, 일 예로 CM 방식을 사용하였을 경우 반복 횟수에 따른 MSE 값(701)보다 더 작은 값으로 수렴됨을 알 수 있다. 상기 MSE 값이 더 작은 값으로 수렴된다는 것은 그만큼 수신 빔을 정확하게 생성할 수 있음을 나타내며, 따라서 수신하기를 원하는 신호만을 정확하게 수신하는 것이 가능하게 된다.

다음으로 도 8을 참조하여 수신 안테나, 일 예로 스마트 안테나(smart antenna)를 사용할 경우 수신 안테나들의 개수에 따라 본 발명의 적응적 빔 생성 가중치 생성 방식의 특성을 시뮬레이션한 결과를 설명하기로 한다.

상기 도 8은 본 발명의 실시예들에 따른 수신빔 가중치 생성 방식을 사용할 경우 기지국 수신기의 수신 안테나들의 개수에 따른 특성 곡선을 나타낸 그래프이다.

상기 도 8을 참조하면, 상기 기지국 수신기가 구비하는 수신 안테나들의 개수가 6개인 경우와 수신 안테나들의 개수가 10개인 경우의 방사 패턴이 도시되어 있다. 일 예로, 임의의 이동국이 57˚에 존재하고 있다고 가정하면, 상기 수신 안테나들의 개수가 10개인 경우가 수신 안테나들의 개수가 6개인 경우보다 안테나 이득(antenna gain)이 0.2 정도 이득을 가짐을 알 수 있고, 또한 수신 빔을 더 정확하게 생성함을 알 수 있다.

결과적으로, OFDM 이동 통신 시스템의 시스템 용량 관점에서 고려하면, 상기 수신 안테나들의 개수가 증가하면 할수록 수신 신호의 크기를 증폭할 수 있고 따라서 정확한 통신 서비스가 가능하게 되어 시스템 용량이 증가됨을 알 수 있다.

다음으로, 도 9를 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDM 이동 통신 시스템 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 9는 본 발명의 실시예들에서의 기능을 수행하기 위한 OFDM 이동 통신 시스템 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 9를 참조하면, 먼저 상기 OFDM 통신 시스템은 송신기, 즉 이동국 송신기(900)와, 기지국 수신기(950)로 구성된다.

상기 이동국 송신기(900)는 심벌 매핑기(symbol mapper)(911)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(913)와, 파일럿 심벌 삽입기(pilot symbol inserter)(915)와, 역고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform; 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)기(917)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(919)와, 보호 구간 삽입기(guard interval inserter)(921)와, 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter); 923)와, 무선 주파수(Radio Frequency; 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(processor; 925)로 구성된다.

먼저, 전송하고자 하는 정보 데이터 비트들(information data bits)이 발생하면, 상기 정보 데이터 비트는 상기 심벌 매핑기(911)로 입력된다. 상기 심벌 매핑기(911)는 상기 입력되는 정보 데이터 비트들을 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 심벌 변환한 뒤 상기 직렬/병렬 변환기(913)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 혹은 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 사용될 수 있다.

상기 직렬/병렬 변환기(913)는 상기 심벌 매핑기(911)에서 출력하는 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 파일럿 심벌 삽입기(915)로 출력한다. 상기 파일럿 심벌 삽입기(915)는 상기 직렬/병렬 변환기(913)에서 출력한 병렬 변환된 변조된 심벌들에 파일럿 심벌들을 삽입한 후 상기 IFFT기(917)로 출력한다.

상기 IFFT기(917)는 상기 파일럿 심벌 삽입기(915)에서 출력한 신호를 입력하여 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(919)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(919)는 상기 IFFT기(917)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(921)로 출력한다.

상기 보호 구간 삽입기(921)는 상기 병렬/직렬 변환기(919)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(923)로 출력한다. 여기서, 상기 보호 구간은 상기 OFDM 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다.

또한, 상기 보호 구간은 간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플(sample)들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 'Cyclic Prefix' 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 'Cyclic Postfix' 방식 중 어느 한 방식으로 삽입된다.

상기 디지털/아날로그 변환기(923)는 상기 보호 구간 삽입기(921)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(925)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(925)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(923)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송한다.

상기에서는 이동국 송신기(900)에 대해서 설명하였으며, 두 번째로, 상기 기지국 수신기(950)에 대해서 설명하기로 한다.

상기 기지국 수신기(950)는 RF 처리기(951)와, 아날로그/디지털 변환기(analog/digital converter)(953)와, 수신 빔 생성기(955)와, 신호 처리기(957)와, 보호 구간 제거기(guard interval remover)(959)와, 직렬/병렬 변환기(961)와, 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)기(963)와, 등화기(equalizer)(965)와, 파일럿 심벌 추출기(pilot symbol extractor)(967)와, 동기 & 채널 추정기(synchronization & channel estimator)(969)와, 병렬/직렬 변환기(971)와, 심벌 디매핑기(symbol demapper)(973)로 구성된다.

먼저, 상기 이동국 송신기(900)에서 송신한 신호는 다중 경로 채널(multipath channel)을 겪고 잡음이 가산된 형태로 상기 기지국 수신기(950)의 수신 안테들을 통해서 수신된다. 상기 수신 안테나들을 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(1151)로 입력되고, 상기 RF 처리기(1151)는 상기 수신 안테나들을 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF; Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 상기 아날로그/디지털 변환기(953)로 출력한다. 상 기 아날로그/디지털 변환기(953)는 상기 RF 처리기(951)에서 출력한 아날로그 신호를 디지털 변환한 후 상기 수신 빔 생성기(955) 및 신호 처리기(957)로 출력한다. 여기서, 상기 수신 빔 생성기(955) 및 신호 처리기(957)의 동작은 상기에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

한편, 상기 수신 빔 생성기(955)에서 출력한 신호는 상기 보호 구간 제거기(959) 로 출력한다. 상기 보호 구간 제거기(959)는 상기 수신 빔 생성기(955)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(961)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(961)는 상기 보호 구간 제거기(959)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 FFT기(963)로 출력한다.

상기 FFT기(963)는 상기 직렬/병렬 변환기(961)에서 출력한 신호를 N-포인트 FFT를 수행한 후 상기 등화기(965) 및 상기 파일럿 심벌 추출기(967)로 출력한다. 상기 등화기(965)는 상기 FFT기(963)에서 출력한 신호를 입력하여 채널 등화(channel equalization)한 후 상기 병렬/직렬 변환기(971)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(971)는 상기 등화기(965)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 심벌 디매핑기(973)로 출력한다. 상기 심벌 디매핑기(973)는 상기 병렬/직렬 변환기(971)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 이동국 송신기(900)에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조하여 수신 정보 데이터 비트로 출력한다.

한편, 상기 FFT기(963)에서 출력한 신호는 상기 파일럿 심벌 추출기(967)로 입력되고, 상기 파일럿 심벌 추출기(967)는 상기 FFT기(963)에서 출력한 신호에서 파일럿 심벌들을 검출하고, 상기 검출한 파일럿 심벌들을 상기 동기 & 채널 추정기(969)로 출력한다. 상기 동기 & 채널 추정기(969)는 상기 파일럿 심벌 추출기(967)에서 출력한 파일럿 심벌들을 이용하여 동기 및 채널 추정을 수행하고 그 결과를 상기 등화기(965)로 출력한다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같은 본 발명은, 이동 통신 시스템에서 수신빔 가중치 생성 방식, 즉 CM 방식과 DD방식의 적절한 조합에 의한 방식을 사용하여 수신빔 가중치를 생성함으로써 빠르면서도 최소 에러값을 가지는 수신빔 가중치를 생성하는 것을 가능하게 한다는 이점을 가진다.

이렇게, 빠르면서도 최소 에러값을 가지는 수신빔 가중치를 생성할 수 있기 때문에 정확한 수신 빔을 생성하는 것이 가능하게 되고, 상기 정확한 수신 빔 생성은 수신하기를 원하는 신호만을 정확하게 수신하는 것을 가능하게 하여 시스템 성능을 향상시킨다는 이점을 가진다.

Claims (14)

1. 다수의 수신 안테나들의 어레이를 사용하여 각 수신 안테나로 수신되는 수신 신호로부터 수신빔 생성을 위한 수신빔 가중치를 생성하는 방법에 있어서,

   상기 수신 신호를 역확산하는 과정과,

   임의의 시점에서 제1방식을 사용하여 제1에러값을 결정하고, 상기 시점에서 상기 제1방식과는 상이한 제2방식을 사용하여 제2에러값을 결정하는 과정과,

   상기 제1에러값과 제2에러값간의 차에 상응하게 제1방식 적용 가중치 및 제2방식 적용 가중치를 결정하는 과정과,

   상기 제1방식 적용 가중치가 적용되는 제1방식과 상기 제2방식 가중치가 적용되는 제1방식을 결합한 방식을 사용하여 제3에러값을 생성하는 과정과,

   상기 역확산 신호와, 상기 제3에러값과, 상기 수신빔을 상기 역확산 신호에 적용함으로써 생성되는 출력 신호를 사용하여 상기 수신빔을 생성하기 위해 사용되는 수신 빔 가중치를 생성하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 수신빔 가중치를 생성하는 방법.
2. 제1항에 있어서,

   상기 제1방식 적용 가중치 및 제2방식 적용 가중치를 결정하는 과정은 시그모이드(sigmoid) 특성을 가지는 함수를 사용하여 상기 제1방식 적용 가중치 및 제2방식 적용 가중치를 결정하는 것임을 특징으로 하는 수신빔 가중치를 생성하는 방법.
3. 제1항에 있어서,

   상기 제 1방식은 상수 계수(CM; Constant Modulus) 방식이며, 상기 제 2방식은 결정 방향(DD; Decision-Directed) 방식임을 특징으로 하는 수신빔 가중치를 생성하는 방법.
4. 다수의 수신 안테나들의 어레이를 사용하여 각 수신 안테나로 수신되는 수신 신호로부터 수신빔 생성을 위한 수신빔 가중치를 생성하는 장치에 있어서,

   상기 수신 신호를 역확산하는 역확산기와,

   임의의 시점에서 제1방식을 사용하여 제1에러값을 결정하고, 상기 시점에서 상기 제1방식과는 상이한 제2방식을 사용하여 제2에러값을 결정하고, 상기 제1에러값과 제2에러값간의 차에 상응하게 제1방식 적용 가중치 및 제2방식 적용 가중치를 결정하고, 상기 제1방식 적용 가중치가 적용되는 제1방식과 상기 제2방식 가중치가 적용되는 제1방식을 결합한 방식을 사용하여 제3에러값을 생성하는 에러값 조합기와,

   상기 역확산 신호와, 상기 제3에러값과, 상기 수신빔을 상기 역확산 신호에 적용함으로써 생성되는 출력 신호를 사용하여 상기 수신빔을 생성하기 위해 사용되는 수신 빔 가중치를 생성하는 가중치 계산기를 포함함을 특징으로 하는 수신빔 가중치를 생성하는 장치.
5. 제4항에 있어서,

   상기 에러값 조합기는 상기 제1방식 적용 가중치 및 제2방식 적용 가중치를 시그모이드(sigmoid) 특성을 가지는 함수를 사용하여 결정함을 특징으로 하는 수신빔 가중치를 생성하는 장치.
6. 제4항에 있어서,

   상기 제1방식은 상수 계수(CM: Constant Modulus) 방식이며, 상기 제 2방식은 결정 방향(DD: Decision-Directed) 방식임을 특징으로 하는 수신빔 가중치를 생성하는 장치.
7. 제1항에 있어서,

   상기 제2방식 적용 가중치를 결정하는 과정은 상기 제1에러값이 상기 제2에러값을 초과할 경우 상기 제2방식 적용 가중치를 상기 제1방식 적용 가중치를 초과하는 값으로 결정하는 것임을 특징으로 하는 수신빔 가중치를 생성하는 방법.
8. 제1항에 있어서,

   상기 제1방식 적용 가중치를 결정하는 과정은 상기 제1에러값이 상기 제2에러값 이하일 경우 상기 제1방식 적용 가중치를 상기 제2방식 적용 가중치를 초과하는 값으로 결정하는 것임을 특징으로 하는 수신빔 가중치를 생성하는 방법.
9. 제1항에 있어서,

   상기 제1에러값 및 제2에러값 각각은 수신하기를 원하는 신호와 상기 출력 신호간의 차를 나타내는 값임을 특징으로 하는 수신빔 가중치를 생성하는 방법.
10. 제9항에 있어서,

    상기 제1에러값 및 제2에러값 각각은 평균 제곱 에러(MSE: Mean Square Error)값임을 특징으로 하는 수신빔 가중치를 생성하는 방법.
11. 제4항에 있어서,

    상기 에러값 조합기는 상기 제1에러값이 상기 제2에러값을 초과할 경우 상기 제2방식 적용 가중치를 상기 제1방식 적용 가중치를 초과하는 값으로 결정함을 특징으로 하는 수신빔 가중치를 생성하는 장치.
12. 제4항에 있어서,

    상기 에러값 조합기는 상기 제1에러값이 상기 제2에러값 이하일 경우 상기 제1방식 적용 가중치를 상기 제2방식 적용 가중치를 초과하는 값으로 결정함을 특징으로 하는 수신빔 가중치를 생성하는 장치.
13. 제4항에 있어서,

    상기 제1에러값 및 제2에러값 각각은 수신하기를 원하는 신호와 상기 출력 신호간의 차를 나타내는 값임을 특징으로 하는 수신빔 가중치를 생성하는 장치.
14. 제13항에 있어서,

    상기 제1에러값 및 제2에러값 각각은 평균 제곱 에러(MSE: Mean Square Error)값임을 특징으로 하는 수신빔 가중치를 생성하는 장치.

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