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KR100973754B1 - 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치 및 그방법 - Google Patents

첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치 및 그방법 Download PDF

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KR100973754B1
KR100973754B1 KR1020080124775A KR20080124775A KR100973754B1 KR 100973754 B1 KR100973754 B1 KR 100973754B1 KR 1020080124775 A KR1020080124775 A KR 1020080124775A KR 20080124775 A KR20080124775 A KR 20080124775A KR 100973754 B1 KR100973754 B1 KR 100973754B1
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한국항공대학교산학협력단
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Abstract

본 발명은 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 반복 구조의 클리핑(Clipping)과 필터링(Filtering) 기법을 기반으로 반복법(Iterative Method)에 따라, 클리핑 및 필터링된 변조 신호를 정규 차분 성분으로 이용하고 클리핑 및 필터링이 반복적으로 수행된 신호와 가감산함으로써, 보다 효율적으로 첨두값의 재생성을 감소시키며 필터링 이후의 첨두값 재생성을 최소한의 반복 횟수로 보다 빠르게 임계치까지 감소시킬 수 있으므로 시스템의 복잡도를 줄일 수 있으며 대역 외 스펙트럼 방출을 효과적으로 감소시킬 수 있는, 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치 및 그 방법을 제공하고자 한다.
이를 위하여, 본 발명은, 직교주파수분할다중화 송신 장치에 있어서, 입력 신호를 직교주파수분할다중화 방식에 따라 변조하여 변조 신호를 생성하기 위한 신호 변조 수단; 상기 생성된 변조 신호를 클리핑 및 필터링하여 정규 차분 성분을 생성하고, 상기 생성된 정규 차분 성분과 클리핑 및 필터링이 반복적으로 수행된 신호를 연산하여 첨두값을 감소시키기 위한 첨두값 감소 수단; 및 상기 첨두값 감소 수단으로부터 출력된 신호를 증폭시켜 전송하기 위한 신호 증폭 및 전송 수단을 포함한다.
첨두값 재생성, 직교주파수분할다중화, 반복법, 클리핑, 필터링, 첨두대평균전력비, 정규 차분 성분, 가감산

Description

첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치 및 그 방법{ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING TRANSMITTING APPARATUS FOR REDUCING PEAK VALUES AND METHOD THEREOF}
본 발명은 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 반복 구조의 클리핑(Clipping)과 필터링(Filtering) 기법을 기반으로 반복법(Iterative Method)에 따라, 클리핑 및 필터링된 변조 신호를 정규 차분 성분으로 이용하고 클리핑 및 필터링이 반복적으로 수행된 신호와 가감산함으로써, 보다 효율적으로 첨두값의 재생성을 감소시키며 필터링 이후의 첨두값 재생성을 최소한의 반복 횟수로 보다 빠르게 임계치까지 감소시킬 수 있으므로 시스템의 복잡도를 줄일 수 있으며 대역 외 스펙트럼 방출을 효과적으로 감소시킬 수 있는, 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
직교주파수분할다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기술은 주파수 선택적 페이딩(Frequency Selective Fading)과 협대역 간섭(Narrowband Interference)에 강한 전송 기술이다. OFDM 기술은 고속의 데이터 전송이 가능하다. 하지만, OFDM 기술은 독립적으로 변조된 다수 부반송파들의 중첩 현상으로 인해 전송 신호의 진폭이 증가하여 첨두대평균전력비(PAPR: Peak to Average Power Ratio) 문제가 발생한다.
최근 들어, 차세대 무선 통신 시스템의 표준으로 고속 데이터 전송이 가능한OFDM 시스템이 응용되고 있다. OFDM 시스템은 다수의 직교 부반송파를 이용하여 정보를 전송하는 기술이다. OFDM 시스템은 단위 시간당 많은 양의 데이터를 전송할 수 있는 장점을 가진다. 또한, OFDM 시스템은 주파수 선택적 페이딩이나 협대역 간섭에 효율적이다. 뿐만 아니라, OFDM 시스템은 송/수신 단에서 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)와 FFT(Fast Fourier Transform)가 이용되어 간단하게 구현될 수 있다.
그러나 OFDM 변조 과정에서 여러 부반송파가 동위상으로 겹쳐지면서 최대 부반송파 수에 비례하여 첨두대평균전력비가 증가하게 된다. 그러므로 아날로그/디지털 변환기(A/DC: Analog to Digital Converter)와 디지털/아날로그 변환기(D/AC: Digital to Analog Converter)의 복잡도가 증가한다. 또한, 전력 증폭기의 효율이 감소한다.
따라서 첨두대평균전력비를 감소시키기 위한 여러 가지 기술들이 연구되고 있다. 이들 중 가장 간단하게 첨두대평균전력비 문제를 해결할 수 있는 것은 클리핑(clipping) 기술이다. 이 종래의 기술은 신호의 위상을 변화시키지 않고, 일정 레벨을 넘어가는 신호의 크기만을 제한하여 간단하게 첨두대평균전력비를 감소시킬 수 있다.
하지만, 종래의 클리핑 기술은 원 신호를 강제로 왜곡시키기 때문에, 대역 내 왜곡이 발생하여 비트 오류율(BER: Bit Error Rate)의 성능이 저하된다. 또한, 종래의 클리핑 기술은 대역 외 스펙트럼 방출 현상을 발생시키는 문제점을 가진다.
이를 개선하기 위하여, 클리핑 이후에 필터링(Filtering)을 수행함으로써, 비선형 왜곡으로 인해 대역 외 스펙트럼 방출을 감소시킬 수 있는 클리핑 및 필터링 기술이 있다. 종래의 클리핑 및 필터링 기술로 첨두값의 재생성 문제는 어느 정도 해결할 수 있다. 하지만, 이러한 종래의 클리핑 및 필터링 기술에서도 필터링 이후, 첨두값의 재생성이 일어나기 때문에 첨두대평균전력비 문제가 여전히 존재한다.
특히, 종래의 반복적인 클리핑(clipping)과 필터링(filtering) 기술은 반복적으로 적용하게 되면, 반복 횟수가 증가할수록 첨두값 감소가 줄어들고 복잡도가 증가하여 효율이 떨어진다는 문제점이 있다.
따라서 상기와 같은 종래 기술은 반복 횟수가 증가할수록 첨두값 감소가 줄어들고 복잡도가 증가하여 효율이 떨어진다는 문제점이 있으며, 이러한 문제점을 해결하고자 하는 것이 본 발명의 과제이다.
따라서 본 발명은 반복 구조의 클리핑(Clipping)과 필터링(Filtering) 기법을 기반으로 반복법(Iterative Method)에 따라, 클리핑 및 필터링된 변조 신호를 정규 차분 성분으로 이용하고 클리핑 및 필터링이 반복적으로 수행된 신호와 가감산함으로써, 보다 효율적으로 첨두값의 재생성을 감소시키며 필터링 이후의 첨두값 재생성을 최소한의 반복 횟수로 보다 빠르게 임계치까지 감소시킬 수 있으므로 시스템의 복잡도를 줄일 수 있으며 대역 외 스펙트럼 방출을 효과적으로 감소시킬 수 있는, 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
본 발명은 상기 문제점을 해결하기 위하여, 반복 구조의 클리핑(Clipping)과 필터링(Filtering) 기법을 기반으로 반복법(Iterative Method)에 따라, 클리핑 및 필터링된 변조 신호를 정규 차분 성분으로 이용하고 클리핑 및 필터링이 반복적으로 수행된 신호와 가감산하는 것을 특징으로 한다.
더욱 구체적으로, 본 발명의 장치는, 직교주파수분할다중화 송신 장치에 있어서, 입력 신호를 직교주파수분할다중화 방식에 따라 변조하여 변조 신호를 생성하기 위한 신호 변조 수단; 상기 생성된 변조 신호를 클리핑 및 필터링하여 정규 차분 성분을 생성하고, 상기 생성된 정규 차분 성분과 클리핑 및 필터링이 반복적으로 수행된 신호를 연산하여 첨두값을 감소시키기 위한 첨두값 감소 수단; 및 상기 첨두값 감소 수단으로부터 출력된 신호를 증폭시켜 전송하기 위한 신호 증폭 및 전송 수단을 포함한다.
한편, 본 발명의 방법은, 직교주파수분할다중화 송신 방법에 있어서, 입력 신호를 직교주파수분할다중화 방식에 따라 변조하여 변조 신호를 생성하는 신호 변조 단계; 상기 생성된 변조 신호를 클리핑 및 필터링하여 정규 차분 성분을 생성하고, 상기 생성된 정규 차분 성분과 클리핑 및 필터링이 반복적으로 수행된 신호를 연산하여 첨두값을 감소시키는 첨두값 감소 단계; 및 상기 첨두값 감소 단계에서 첨두값이 감소된 신호를 증폭시켜 전송하는 신호 증폭 및 전송 단계를 포함한다.
상기와 같은 본 발명은, 반복 구조의 클리핑(Clipping)과 필터링(Filtering) 기법을 기반으로 반복법(Iterative Method)에 따라, 클리핑 및 필터링된 변조 신호를 정규 차분 성분으로 이용하고 클리핑 및 필터링이 반복적으로 수행된 신호와 가감산함으로써, 보다 효율적으로 첨두값의 재생성을 감소시키며 필터링 이후의 첨두값 재생성을 최소한의 반복 횟수로 보다 빠르게 임계치까지 감소시킬 수 있으므로 시스템의 복잡도를 줄일 수 있으며 대역 외 스펙트럼 방출을 효과적으로 감소시킬 수 있는 효과가 있다.
즉, 본 발명은, 직교주파수분할다중화 송신 장치에서 발생하는 PAPR 문제를 해결하기 위해, 클리핑 및 필터링을 이용할 때 발생하는 첨두값의 재생성을 반복법을 적용하여 개선시킬 수 있는 효과가 있다. 상보누적함수의 분석 결과, 반복법을 반복 구조의 클리핑 및 필터링 구조에 적용한 본 발명은, 최소한의 반복 횟수로 충분한 첨두값 재생성 억제 효과를 가져올 수 있으며, 대역 외 스펙트럼의 방출 정도와 대역 내 왜곡도 저하시켜 종래에 비해 PAPR를 효율적으로 감소시킬 수 있는 효과가 있다.
상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되어 있는 상세한 설명을 통하여 보다 명확해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다.
도 1 은 본 발명에 따른 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치의 일실시예 구성도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 직교주파수분할다중화 송신 장치는 신호 변조부(110), 첨두값 감소부(120), 신호 증폭 및 전송부(130)를 포함한다. 여기서, 신호 변조부(110)는 심볼 매핑부(111), 직렬-병렬 변환부(112), 역푸리에 변환부(113), 병렬-직렬 변환부(114) 및 가드 삽입부(115)를 포함한다.
신호 변조부(110)는 입력 신호를 직교주파수분할다중화 방식에 따라 위상편이변조 방식으로 변조시켜 위상편이변조(PSK: Phase Shift Key) 신호로 매핑하고, 그 위상편이변조 신호를 역푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Tramsform)시켜 변조 신호(예를 들면, 직교주파수분할다중화(OFDM) 신호)를 생성한다. 즉, 신호 변조부(110)는 입력 신호를 심볼 매핑하여 직교 위상편이변조 방식의 복소 데이터 심볼을 생성한다. 그리고 신호 변조부(110)는 다수의 부반송파로 변조하기 위해 역푸리에 변환 과정을 수행하고, 심볼간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 방지를 위해 보호구간(GI: Guard Interval)을 삽입한다.
그리고 첨두값 감소부(120)는 신호 변조부(110)에서 생성된 변조 신호를 클리핑 및 필터링하여 정규 차분 성분을 생성하고, 상기 생성된 정규 차분 성분과 클리핑 및 필터링이 반복적으로 수행된 신호를 연산(예 : 가감산 연산, 이에 대해서는 도 6을 참조하여 후술하기로 함)하여 첨두값을 감소시킨다.
그리고 신호 증폭 및 전송부(130)는 첨두값 감소부(120)에서 첨두값이 감소 된 신호 즉, 첨두값 감소부(120)로부터 출력된 신호를 고출력 증폭기(HPA: High Power Amplifier)를 통해 고출력 증폭하여 전송하게 된다.
한편, 신호 변조부(110)를 좀 더 구체적으로 살펴보면, 심볼 매핑부(111)는 입력 신호를 위상편이변조 방식으로 변조시켜 위상편이변조(PSK) 신호로 심볼 매핑한다. 여기서, 위상편이변조(PSK) 방식은 직교 위상편이변조(QPSK: Quadrature Phase Shift Keying), 16-직교진폭변조(16-QAM: 16-Quadrature Amplitude Modulation), 64-직교진폭변조(64-QAM: 64-Quadrature Amplitude Modulation) 등의 변조 방식이 될 수 있다.
도 2 는 도 1의 심볼 매핑부에서의 위상편이변조 방식으로 매핑된 신호에 대한 예시도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 심볼 매핑부(111)에서 심볼 매핑된 신호는 각 위상편이변조 방식에 따라, 직교 위상편이변조(QPSK) 심볼(201), 16-직교진폭변조(16-QAM) 심볼(202), 64-직교진폭변조(64-QAM) 심볼(203) 형태를 가진다.
그리고 직렬-병렬 변환부(112)는 심볼 매핑부(111)에서 매핑된 신호를 다수의 부반송파로 변조하기 위해, 부반송파의 개수에 맞추어 직렬-병렬(S/P: Serial to Parallel) 변환 과정을 수행한다.
도 3 은 도 1의 직렬-병렬 변환부에서의 직렬-병렬 변환 과정에 대한 예시도이다.
도 3에는 푸리에 변환 크기가 128개라고 하였을 때 직렬-병렬 변환 과정이 나타나 있다. 도 3에 나타난 번호(예를 들면, 1, 2, 3, 4…)는 직교 위상편이변조 심볼을 나타낸다. 직교 위상편이변조 심볼은 {1+j, 1-j, -1+j, -1-j}와 같은 값을 가진다. 직렬-병렬 변환부(112)는 직렬로 입력된 신호를 심볼 인덱스와 부반송파(Subcarrier) 인덱스를 가지는 병렬 신호로 변환한다.
그리고 역푸리에 변환부(113)는 직렬-병렬 변환부(112)에서 직렬-병렬 변환된 신호를 역푸리에 변환시킨다. 역푸리에 변환부(113)는 128개의 직교 위상편이변조 심볼 단위로 역푸리에 변환을 수행한다.
그리고 병렬-직렬 변환부(114)는 역푸리에 변환부(113)에서 역푸리에 변환된 신호를 병렬-직렬 변환시켜 직교주파수분할다중화(OFDM) 신호를 생성한다.
도 4 는 도 1의 병렬-직렬 변환부에서의 병렬-직렬 변환된 신호에 대한 예시도이다.
도 4에는 역푸리에 변환부(113)에서 역푸리에 변환되고, 병렬-직렬 변환부(114)에서 병렬-직렬 변환된 신호에 대한 성좌도가 나타나 있다.
도 5 는 도 4의 성좌도에서 절대값 신호에 대한 예시도이다.
도 5에는 도 4의 성좌도에서 실수부와 허수부의 합에 절대값을 취하여 더한 신호가 나타나 있다. 역푸리에 변환부(113)에서 역푸리에 변환 과정 이후, 다수의 부반송파들이 동위상으로 더해질 때 첨두값 신호(501, 502, 503)가 발생한다. 이러한 신호(501, 502, 503)는 첨두대평균전력비가 커지는 현상을 발생시키는 원인이 된다.
한편, 부반송파의 개수가 N개인 직교주파수분할다중화 장치의 n번째 기저대역 복소수 신호는 하기의 [수학식 1]과 같다.
Figure 112008084762436-pat00001
여기서, k는 부반송파의 순서, n은 심볼의 순서,
Figure 112008084762436-pat00002
는 n번째 기저대역 복소수 신호,
Figure 112008084762436-pat00003
는 k번째 부반송파에 입력되는 QPSK 변조 신호를 나타낸다.
직교주파수분할다중화 심볼당 N개를 샘플링하는 나이퀴스트 샘플링율(Nyquist Sampling Rate)은 연속 시간(Continuous-time) OFDM 신호의 최대치를 놓칠 수 있다. 그러므로 첨두대평균전력비가 정확히 측정될 수 없게 된다. 따라서 첨두대평균전력비를 정확하게 측정하기 위해, 제로 패딩(Zero Padding) 방식을 통해 신호에 과도 샘플링(Oversampling)이 수행된다. 여기서, 기저대역 복소수 신호는 하기의 [수학식 2]와 같다.
Figure 112008084762436-pat00004
여기서,
Figure 112008084762436-pat00005
는 QPSK 변조 신호에 과도 샘플링이 수행된 신호, k는 부반송파의 순서, n은 심볼의 순서,
Figure 112008084762436-pat00006
는 n번째 기저대역 복소수 신호를 나타낸다.
실수부와 허수부로 간단히 정리하면, QPSK 변조 신호에 과도 샘플링이 수행된 신호(
Figure 112008084762436-pat00007
)는 일반적으로 i.i.d(independent and identically distributed) 즉, 분산이 같고 독립적인 성질을 갖는 불규칙한 신호로 볼 수 있다. QPSK 변조 신호는
Figure 112008084762436-pat00008
가 된다. 여기서, N이 충분히 크면, 중심극한 정리(Central Limit Theorem)에 의해 Re{xn}과 Im{xn}의 분포는 가우시안(Gaussian) 확률 밀도 함수를 갖는 불규칙한 신호가 된다. 따라서 |xn|은 레일레이(Rayleigh) 분포를 따른다. 그리고 |xn|2은 평균이 0이고 자유도(degree of freedom)가 2인 중심 카이 제곱(Chi-Square) 분포가 되며 전력의 확률밀도함수는 하기의 [수학식 3]과 같다.
Figure 112008084762436-pat00009
여기서,
Figure 112008084762436-pat00010
는 n번째 기저대역 복소수 신호를 나타낸다.
상기의 [수학식 3]으로부터 직교주파수분할다중화 심볼의 첨두대평균전력비가 첨두 임계값(PAPR0)을 초과할 확률을 유도할 수 있다. 먼저, 직교주파수분할다중화 심볼 크기의 최대치와 평균치의 비로 정의되는 첨두대평균전력비는 하기의 [수학식 4]와 같다.
Figure 112008084762436-pat00011
여기서,
Figure 112008084762436-pat00012
는 N개의 표본 가운데 최대 전력,
Figure 112008084762436-pat00013
는 OFDM 심볼 x의 평균 전력을 나타낸다.
상기의 [수학식 4]를 기초로 하여, 상호 무상관인 N개의 샘플링된 값들을 이용하여 첨두대평균전력비(PAPR(x))가 첨두 임계값(PAPR0)보다 낮을 확률을 누적 분포 함수(CDF: Cumulative Distribution Function)로 나타내면 하기의 [수학식 5]와 같다. 이는 중첩된 부반송파에서 최대 전력을 찾기 위함이다.
Figure 112008084762436-pat00014
여기서, PAPR는 첨두대평균전력비, PAPR0는 특정 임계값,
Figure 112008084762436-pat00015
는 과도 샘플링을 한 N개의 부반송파에 대한 분포를 과도 샘플링을 하지 않은
Figure 112008084762436-pat00016
개의 부반송파에 대한 분포로 근사화할 수 있도록 하기 위한 값을 나타낸다.
상기의 [수학식 5]와 같이, 직교주파수분할다중화 신호의 첨두대평균전력비에 대한 상보누적함수(CCDF: Complementary Cumulative Distribution Function)는 하기의 [수학식 6]과 같다.
Figure 112008084762436-pat00017
여기서, PAPR는 첨두대평균전력비, PAPR0는 특정 임계값,
Figure 112008084762436-pat00018
는 과도 샘플링을 한 N개의 부반송파에 대한 분포를 과도 샘플링을 하지 않은
Figure 112008084762436-pat00019
개의 부반송파에 대한 분포로 근사화할 수 있도록 하기 위한 값을 나타낸다.
일반적으로 과도 샘플링을 한 직교주파수분할다중화 신호에 대해서,
Figure 112008084762436-pat00020
=2.8로 정하는 것이 바람직하다.
도 6 은 본 발명에 따른 도 1의 첨두값 감소부의 일실시예 상세구성도이다.
도 6에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 도 1의 첨두값 감소부(120)는 제1 클리핑 및 필터링부(121), 가감산부(122) 및 제2 클리핑 및 필터링부(123)를 포함한다.
첨두값 감소부(120)는 반복적인 클리핑 및 필터링을 기반으로 하는 반복법에 따라 신호 첨두값의 재생성을 보다 효율적으로 감소시키게 된다.
구체적으로 살펴보면, 제1 클리핑 및 필터링부(121)는 도 1의 신호 변조부(110)에서 역푸리에 변환된 변조 신호(
Figure 112008084762436-pat00021
)를 입력받아 클리핑 및 필터링하여 정규 차분 성분을 생성한다.
가감산부(122)는 제1 클리핑 및 필터링부(121)에서 생성된 정규 차분 성분을 이용하여, 이전 출력 신호(n-1번째 연산된 신호) 및 제2 클리핑 및 필터링부(123)에서 회귀된 신호를 반복적으로 가감산한다. 즉, 가감산부(122)는 n-1번째 연산된 신호와 제2 클리핑 및 필터링부(123)에서 클리핑 및 필터링된 신호를 더하고, 제1 클리핑 및 필터링부(121)에서 초기 연산된 정규 차분 성분을 뺀다.
제2 클리핑 및 필터링부(123)는 가감산부(122)에서 가감산된 신호를 클리핑 및 필터링하고, 그 클리핑 및 필터링된 신호를 가감산부(122)로 회귀시킨다. 즉, 가감산부(122)는 역푸리에 변환된 신호(
Figure 112008084762436-pat00022
)에 클리핑 및 필터링이 수행된 신호(
Figure 112008084762436-pat00023
)를 정규 차분 성분으로 두어 클리핑 및 필터링이 반복적으로 수행된 신호와 가감산한다. 가감산부(122)는 이러한 가감산을 통해 첨두값의 재생성을 감소시킬 수 있게 된다. 이러한 가감산은 하기의 [수학식 7]에 나타나 있다.
Figure 112008084762436-pat00024
여기서,
Figure 112008084762436-pat00025
는 k번째 부반송파에 입력되는 초기 QPSK 변조 신호, C는 클리핑 수행자, F는 필터링 수행자,
Figure 112008084762436-pat00026
는 첨두값 감소의 정도를 결정하는 가중치,
Figure 112008084762436-pat00027
는 n번 반복법에 맞추어 클리핑 및 필터링을 수행하여 이전 출력 신호와 가감산된 신호,
Figure 112008084762436-pat00028
는 n-1번 반복법에 맞추어 클리핑 및 필터링된 이전 출력 신호와 가감산된 신호를 나타낸다.
제1 및 제2 클리핑 및 필터링부(121, 123)는 첨두값 감소의 정도를 결정하는 가중치를 이용하여 상기 입력된 신호를 클리핑 및 필터링한다. 첨두값 감소의 정도를 결정하는 가중치(Relaxation Parameter)가 일반적으로 1보다 클 경우, 첨두값 감소는 더욱 커진다. 하지만, 비트 오류율(BER) 성능이 떨어지게 되므로, 첨두값 감소의 정도 즉, 크기를 결정하는 가중치는 비트 오류율에 맞춰 설정되어야 한다. 그리고 제1 및 제2 클리핑 및 필터링부(121, 123)는 클리핑 수행자(C)에 따라 신호를 왜곡하여 첨두대평균전력비(PAPR)를 감소시키는 기능을 수행한다. 제1 및 제2 클리핑 및 필터링부(121, 123)는 입력된 신호의 크기가 일정 레벨 이상을 초과할 때, 첨두대평균전력비(PAPR)를 감소시키게 된다. 이러한 첨두 임계값(PAPR0)에 따른 클리핑 수행자(C)는 하기의 [수학식 8]에 나타나 있다.
Figure 112008084762436-pat00029
여기서,
Figure 112008084762436-pat00030
는 k번째 부반송파에 입력되는 QPSK 변조 신호,
Figure 112008084762436-pat00031
는 k번째 부반송파에 대한 클리핑 수행자를 나타내며,
Figure 112008084762436-pat00032
는 클리핑 임계치로서 클리핑을 수행하기 위한 제한 레벨의 크기를 나타낸다.
제1 및 제2 클리핑 및 필터링부(121, 123)는 k번째 부반송파에 대한 클리핑 수행자에 따라, 입력된 신호의 크기가 제한 레벨인 클리핑 임계치(
Figure 112008084762436-pat00033
) 이하이면, 입력된 원신호(
Figure 112008084762436-pat00034
)를 출력하게 된다. 반면, 제1 및 제2 클리핑 및 필터링부(121, 123)는 입력된 신호의 크기가 제한 레벨인 클리핑 임계치(
Figure 112008084762436-pat00035
)를 초과하면, 입력된 신호의 위상을 고정하면서 신호의 크기만을 클리핑 임계치(
Figure 112008084762436-pat00036
)의 크기로 감소시켜 출력하게 된다.
한편, 제1 및 제2 클리핑 및 필터링부(121, 123)는 필터링 수행자(F)에 따라 표면탄성파 필터(Surface Acoustic Wave Filter)를 이용하여 특정 대역 외로 방출되는 스펙트럼을 필터링한다. 이는 클리핑 수행 과정에 의한 특정 대역 외 스펙트럼 방출이 발생하는 것을 보정하기 위함이다.
일례로, 첨두값 감소부(120)는 야코비 반복법(Jacobi Iterative Method)을 이용하여 첨두값을 감소시킨다. 여기서,
Figure 112008084762436-pat00037
는 정규 차분 성분으로 이용된다. 이는 첨두값 감소부(120)가 최소값을 구하는 과정에서 감소 속도를 증가시키면서 수렴하기 위해서이다. 여기서, 각 신호의 모양은 도 7에 나타나 있다.
도 7 은 도 6의 첨두값 감소부에서 반복법에 따라 첨두값이 감소되는 각 신호에 대한 결과도이다.
도 7에 도시된 바와 같이, 제1 클리핑 및 필터링부(121)는 신호 변조부(110)에서 변조된 신호를 입력받아 클리핑 및 필터링을 수행하여 정규 차분 성분으로 이용되는 정규 차분 신호(
Figure 112008084762436-pat00038
)(701)를 출력한다. 여기서, 정규 차분 신호(
Figure 112008084762436-pat00039
)(701)는 반복법이 수행된 신호(
Figure 112008084762436-pat00040
,
Figure 112008084762436-pat00041
)(702, 703)에 비해 신호의 첨두값 재생성이 가장 큰 신호이다. 상기의 [수학식 7]에 나타난 바와 같이, 첫 번째 반복법에 따라 연산된 신호(
Figure 112008084762436-pat00042
)와 정규 차분 신호(
Figure 112008084762436-pat00043
)(701)가 동일하기 때문에, 실제 첨두값 감소부(120)는 첫 번째 반복법에 따라 연산된 신호(
Figure 112008084762436-pat00044
)를 출력하게 된다.
하지만, 두 번째 반복법에 따라 연산된 신호(
Figure 112008084762436-pat00045
)는 첫 번째 반복법에 따라 연산된 신호(
Figure 112008084762436-pat00046
)가 된다. 따라서 세 번째 반복법에 따라 연산된 신호(
Figure 112008084762436-pat00047
)는 하기의 [수학식 9]와 같다.
Figure 112008084762436-pat00048
여기서,
Figure 112008084762436-pat00049
,
Figure 112008084762436-pat00050
,
Figure 112008084762436-pat00051
는 첫 번째 내지 세 번째 반복법에 따라 각각 연산된 신호,
Figure 112008084762436-pat00052
는 클리핑 및 필터링된 신호를 나타낸다.
상기의 [수학식 9]와 같이, 반복법이 적용될 때마다 첨두값이 점차 감소하게 된다. 클리핑 이후의 필터링 과정에서 발생되는 재생성 신호를 살펴보면, 재생성되는 신호는 클리핑을 수행한 위치를 중심으로 크게 발생된다.
도 8a 및 도 8b 는 첨두대평균전력비의 감소 기법에 따른 신호에 대한 일실시예 결과도이다.
도 8a에 도시된 바와 같이, 종래의 반복적인 클리핑 및 필터링이 적용된 신호는 첨두값의 감소 정도가 반복 횟수에 비례하여 줄어들게 된다.
도 8b에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 반복법을 이용한 첨두값 감소 방법은 종래의 반복적인 클리핑 및 필터링에 비해 빠르게 첨두값 재생성을 적은 반복 횟수로 감소시킬 수 있다. 또한, 반복법을 이용한 가감산부(122)는 신호가 왜곡되는 클리핑 과정과 달리 비선형 왜곡이 아니므로, 대역 외 스펙트럼이 방출되는 것을 제거하고 첨두값의 재생성을 감소시킬 수 있다. 반복법의 적용은 하기의 [수학식 10]의 수렴조건을 만족하는 경우에 가능하게 된다.
Figure 112008084762436-pat00053
여기서,
Figure 112008084762436-pat00054
는 n번째 반복법 가감 연산이 적용된 신호,
Figure 112008084762436-pat00055
는 클리핑 및 필터링이 수행된 신호를 나타낸다.
가감산부(122)는 가감산된 신호의 크기가 제2 클리핑 및 필터링부(123)에서 클리핑 및 필터링된 신호의 크기 미만일 때까지 반복적으로 가감산한다. 즉, 상기의 [수학식 10]과 같이, 가감산부(122)로부터 출력된 출력 신호의 반복법 적용에 따라, 신호의 첨두값이 제한 레벨인 클리핑 임계치 이하로 떨어질 경우에는 클리핑 과정이 필요 없게 된다. 필터링에 의해 첨두값이 재생성되기 때문에,
Figure 112008084762436-pat00056
은
Figure 112008084762436-pat00057
값보다 작아져 상기의 [수학식 10]에서 벗어나게 된다. 그리고 첨두값 감소부(120)는 원하는 첨두대평균전력비를 얻을 수 있기 때문에 추가의 반복 연산을 수행하지 않게 된다.
도 9 는 본 발명에 따른 도 6의 첨두값 감소부에서 반복법 적용 과정에 대한 일실시예 설명도이다.
도 6의 가감산부(122)는 3개의 신호(
Figure 112008084762436-pat00058
,
Figure 112008084762436-pat00059
,
Figure 112008084762436-pat00060
)를 정확한 동기에 맞게 더하고 차분하는 기능을 수행한다. 여기서, 3개의 신호는 실제 동작하고 생성되는 데 있어 서로 다른 연산 시간(Processing Time)을 가지고 있다.
도 9에는 가감산부(122)에서 연산 시간(Processing Time)에 따른 대기상태와 활동상태의 관계에 따른 버퍼의 기능이 중점적으로 나타나 있다.
도 9에 도시된 바와 같이, 첨두값 감소부(120)에서의 가감산부(122)는 실질적으로 반복법을 구현하기 위하여 최소한 2개 이상의 버퍼를 구비하고 있어야 한다. 가감산부(122)에 구비된 버퍼는 정규 차분 성분(
Figure 112010018907617-pat00061
)과 n-1번째 반복법이 적용된 신호(
Figure 112010018907617-pat00062
)를 각 신호의 연산 시간 동기에 맞춰 버퍼링시키는 기능을 수행한다.
여기서, 가감산부(122)에 구비된 제1 및 제2 버퍼를 살펴보면, 제1 버퍼는 정규 차분 성분(
Figure 112008084762436-pat00063
)을, n-1번째 반복법이 적용되어 가감산된 신호(
Figure 112008084762436-pat00064
)와 n번째 반복법이 적용되어 클리핑 및 필터링된 신호(
Figure 112008084762436-pat00065
)가 연산되는 시간 동안 버퍼링시킨다.
그리고 제2 버퍼는 n-1번째 반복법이 적용되어 가감산된 신호(
Figure 112008084762436-pat00066
)를, n번째 반복법이 적용되어 클리핑 및 필터링된 신호(
Figure 112008084762436-pat00067
)가 연산되는 시간 동안 버퍼링시킨다.
그렇기 때문에 처음 생성되는 정규 차분 신호(
Figure 112010018907617-pat00068
)는 반복법에 따른 피드백(Feedback)을 수행하기 위해서, 가감산부(122)에서 동기에 맞추어 연산이 수행되는 시간과 그 다음 n번째 신호(
Figure 112010018907617-pat00069
)가 생성되는 시간 동안 대기상태에 들어가게 된다. 또한, n번째 반복법이 적용된 신호(
Figure 112010018907617-pat00070
)는 n번째 클리핑 및 필터링된 신호(
Figure 112010018907617-pat00071
)가 생성되는 시간 동안 대기상태에 있게 된다.
즉, 정규 차분 성분(
Figure 112008084762436-pat00072
)이 저장된 제1 버퍼는 n-1번째 반복법이 적용된 신호(
Figure 112008084762436-pat00073
)와, 클리핑 및 필터링을 수행한
Figure 112008084762436-pat00074
가 연산되는 시간(Processing time) 동안 대기 상태에 있게 된다. 가감산부(122)는 n-1번째 반복법이 적용된 신호(
Figure 112008084762436-pat00075
)를 클리핑 및 필터링하는 과정에서 시간 동기를 정확하게 맞추어 반복법을 수행하게 된다. 가감산부(122)에서 다음 반복법을 적용하기 위하여, 가감 연산이 끝난 후의 신호는
Figure 112008084762436-pat00076
가 저장된 제2 버퍼에 새롭게 저장된다.
n번째 클리핑 및 필터링된 신호(
Figure 112008084762436-pat00077
)가 생성되면, 정규 차분 신호(
Figure 112008084762436-pat00078
)와 n번째 반복법이 적용된 신호(
Figure 112008084762436-pat00079
)는 활동 상태(Active)로 전환된다. 이때, 하나의 부반송파 단위로 연산이 수행된다. 즉, 가감산부(122)는 정확한 동기를 맞춰 연산하는 기능을 수행한다.
이하, 본 발명에 따른 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치 가 통신 시스템에 적용될 경우, 첨두대평균전력비(PAPR)의 감소 효율, 전력 스펙트럼 밀도(PSD: Power Spectral Density) 및 비트 오류율(BER: Bit Error Rate)을 살펴보기로 한다.
여기서, 본 발명에 따른 반복법의 성능을 분석하기 위한 시뮬레이션 조건은 다음과 같이 정하기로 한다. 본 발명은 변조 방식으로 QPSK를 이용하고, 전체 부반송파의 수를 N=128로 정한다. 그리고 직교주파수분할다중화 송신 장치는 다수의 부채널이 존재하며 평균 파워가 일정하지 않기 때문에, 첨두대평균전력비를 감소시키기 위한 크기 제한은 절대적일 수 없다. 그러므로 클리핑 이후의 직교주파수분할다중화 신호의 첨두대평균전력비와 첨두값 재생성 감소 정도를 확인하기 위해, 상보누적함수(CCDF)를 이용하여 분석하기로 한다.
도 10 은 첨두대평균전력비가 6.0 dB가 되도록 신호를 제한한 상보누적함수에 대한 결과도이다.
도 10에 도시된 바와 같이, 클리핑이 수행된 신호의 상보누적함수(1001)와 필터링이 수행된 신호의 상보누적함수(1006)를 비교하면, 신호의 첨두값이 1.9 dB 가량 재생성된 것을 확인할 수 있다. 다음으로, 반복 구조의 클리핑 및 필터링이 수행된 신호의 상보누적함수(1004, 1005, 1006)를 비교함으로써, 반복 횟수가 증가할수록 첨두값의 재생성이 줄어드는 것을 확인할 수 있다.
하지만, 원하는 클리핑 임계치인 제한 레벨만큼 감소하기에는 한계가 있다. 또한, 반복 횟수가 1 내지 6까지 증가할수록 첨두대평균전력비의 감소 정도가 줄어드는 것을 확인할 수 있다.
이를 개선하기 위해, 3번째 반복법이 적용된 신호(
Figure 112008084762436-pat00080
)의 상보누적함수(1003)와, 반복 구조의 클리핑 및 필터링이 6번 수행된 신호의 상보누적함수(1004)를 비교하면 0.1 dB 만큼 차이가 있다. 또한, 2번째 반복법이 적용된 신호(
Figure 112008084762436-pat00081
)의 상보누적함수(1002)와 반복 구조의 클리핑 및 필터링이 6번 수행된 신호의 상보누적함수(1004)를 비교하면 0.4 dB 가량 차이가 나는 것을 확인할 수 있다. 이러한 반복법이 적용된 신호의 상보누적함수(1002, 1003)는 반복 횟수를 줄이면서 효율적으로 첨두값의 재생성을 억제할 수 있음을 나타낸다.
Figure 112008084762436-pat00082
상기의 [표 1]에는 본 발명에 따른 첨두값 감소부(120)에서의 클리핑 임계치에 따른 첨두대평균전력비가 나타나 있다. 이는 클리핑 임계치(Clipping Level)에 따른 반복 구조의 클리핑 이후 필터링 기법과 반복법이 적용된 클리핑 및 필터링에 대한 첨두값의 재생성 정도를 비교하기 위함이다.
상기의 [표 1]을 통해, 반복 구조의 클리핑 및 필터링 기법은 반복 횟수가 증가할수록 첨두값의 재생성이 줄어드는 것을 확인할 수 있다. 또한, 클리핑 임계치가 낮을수록 첨두값의 재생성 정도가 더욱 큰 것을 알 수 있다.
반면, 반복법을 적용하여 클리핑 및 필터링을 3번 수행한 경우 반복법(n=3)(1003)의 경우, 첨두대평균전력비를 확인하여 보면 반복적으로 클리핑 및 필터링을 6번 수행하였을 때보다 첨두값의 재생성 감소가 더욱 큰 것을 알 수 있다. 이로부터 적은 반복 연산으로 효율적으로 첨두값의 재생성을 감소시킬 수 있음을 확인할 수 있다.
도 11 은 첨두대평균전력비가 6.0 dB가 되도록 신호를 제한한 전력 스펙트럼 밀도에 대한 결과도이다.
대역 외 스펙트럼 방출 크기를 알아보기 위해 첨두대평균전력비를 6.0 dB로 신호를 제한한 전력 스펙트럼 밀도가 도 11에 나타나 있다. 클리핑을 수행할 경우의 전력 스펙트럼 밀도(1101)는 대역 외 스펙트럼 방출이 증가하는 것을 확인할 수 있다.
이를 감소시키기 위해, 클리핑 이후에 필터링이 적용된 전력 스펙트럼 밀도(1103)는 대역 외 스펙트럼 방출이 줄어드는 것을 확인할 수 있다. 클리핑과 필터링을 3번 반복하여 반복법을 적용한 신호의 전력 스펙트럼 밀도(1102)가 나타나 있다.
클리핑과 필터링을 3번 반복하여 반복법을 적용한 신호의 전력 스펙트럼 밀도(1102)는 클리핑 이후 필터링을 적용한 경우(1103)와 비교하여 대역 외 스펙트럼 방출이 많이 증가하지 않는 것을 확인할 수 있다. 이는 반복법을 수행하는 과정에서 수행된 가감 연산이 선형 연산이기 때문에, 비선형 왜곡으로 인한 대역 외 스펙트럼 방출이 많이 증가하지 않는다는 것을 의미한다.
도 12 는 첨두대평균전력비가 6.0 dB가 되도록 신호를 제한한 비트 오류율에 대한 결과도이다.
대역 외 왜곡을 확인하기 위하여, 첨두대평균전력비를 6.0 dB로 신호를 제한한 비트 오류율(BER)이 도 12에 나타나 있다. 반복적으로 클리핑과 필터링을 적용하면 반복 횟수에 비례하여 비트 오류율 성능이 떨어지는 것을 확인할 수 있다.
반복법이 적용된 비트 오류율의 성능을 확인하여 보면 반복적으로 클리핑 및 필터링을 6번 수행하였을 때와 비교하여 0.2 dB 정도 성능이 좋은 것을 확인할 수 있다. 이러한 결과는 상보누적함수의 결과와 비교하여 첨두대평균전력비의 감소 측면에서도 0.18 dB가량 성능이 좋아지고, 비트 오류율 성능이 떨어지지 않음을 알 수 있다.
도 13 은 본 발명에 따른 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 방법에 대한 일실시예 흐름도이다.
먼저, 신호 변조부(110)는 입력 신호를 직교주파수분할다중화 방식에 따라 변조하여 변조 신호를 생성한다(1302).
이후, 첨두값 감소부(120)는 신호 변조부(110)에서 생성된 변조 신호를 클리핑 및 필터링하여 정규 차분 성분(정규 차분 신호)을 생성하고, 상기 생성된 정규 차분 성분과 클리핑 및 필터링이 반복적으로 수행된 신호를 연산(예 : 가감산 연산)하여 첨두값을 감소시킨다.
즉, 제1 클리핑 및 필터링부(121)는 신호 변조부(110)에서 생성된 변조 신호를 클리핑 및 필터링하여 정규 차분 성분을 생성한다(1304).
그리고 가감산부(122)는 반복법에 따라 이전 출력 신호와 제2 클리핑 및 필터링부(123)에서 회귀된 신호를 가산하고, 상기 가산된 신호에서 제1 클리핑 및 필터링부(121)에서 생성된 정규 차분 성분을 감산한다(1306).
이어서, 제2 클리핑 및 필터링부(123)는 가감산부(122)에서 가감산된 신호를 클리핑 및 필터링하고, 그 클리핑 및 필터링된 신호를 가감산부(122)로 회귀시킨다(1308).
이후, 신호 증폭 및 전송부(130)는 가감산부(122)에서 첨두값이 감소된 신호를 증폭시켜 전송한다(1310).
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
도 1 은 본 발명에 따른 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치의 일실시예 구성도,
도 2 는 도 1의 심볼 매핑부에서의 위상편이변조 방식으로 매핑된 신호에 대한 예시도,
도 3 은 도 1의 직렬-병렬 변환부에서의 직렬-병렬 변환 과정에 대한 예시도,
도 4 는 도 1의 병렬-직렬 변환부에서의 병렬-직렬 변환된 신호에 대한 예시도,
도 5 는 도 4의 성좌도에서 절대값 신호에 대한 예시도,
도 6 은 본 발명에 따른 도 1의 첨두값 감소부의 일실시예 상세구성도,
도 7 은 도 6의 첨두값 감소부에서 반복법에 따라 첨두값이 감소되는 각 신호에 대한 결과도,
도 8a 및 도 8b 는 첨두대평균전력비의 감소 기법에 따른 신호에 대한 일실시예 결과도,
도 9 는 본 발명에 따른 도 6의 첨두값 감소부에서 반복법 적용 과정에 대한 일실시예 설명도,
도 10 은 첨두대평균전력비가 6.0 dB가 되도록 신호를 제한한 상보누적함수에 대한 결과도,
도 11 은 첨두대평균전력비가 6.0 dB가 되도록 신호를 제한한 전력 스펙트럼 밀도에 대한 결과도,
도 12 는 첨두대평균전력비가 6.0 dB가 되도록 신호를 제한한 비트 오류율에 대한 결과도,
도 13 은 본 발명에 따른 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 방법에 대한 일실시예 흐름도이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
110: 신호 변조부 120: 첨두값 감소부
121: 제1 클리핑 및 필터링부 122: 가감산부
123: 제2 클리핑 및 필터링부 130: 신호 증폭 및 전송부

Claims (16)

  1. 직교주파수분할다중화 송신 장치에 있어서,
    입력 신호를 직교주파수분할다중화 방식에 따라 변조하여 변조 신호를 생성하기 위한 신호 변조 수단;
    상기 생성된 변조 신호를 클리핑 및 필터링하여 정규 차분 성분을 생성하고, 상기 생성된 정규 차분 성분과 클리핑 및 필터링이 반복적으로 수행된 신호를 연산하여 첨두값을 감소시키기 위한 첨두값 감소 수단; 및
    상기 첨두값 감소 수단으로부터 출력된 신호를 증폭시켜 전송하기 위한 신호 증폭 및 전송 수단
    을 포함하는 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 첨두값 감소 수단은,
    상기 생성된 변조 신호를 클리핑 및 필터링하여 정규 차분 성분을 생성하기 위한 제1 클리핑 및 필터링 수단;
    반복법에 따라 이전 출력 신호와 제2 클리핑 및 필터링 수단에서 회귀된 신호를 가산하고, 상기 가산된 신호에서 상기 생성된 정규 차분 성분을 감산하기 위한 가감산 수단; 및
    상기 가감산 수단으로부터의 신호를 클리핑 및 필터링하여 상기 가감산 수단으로 회귀시키기 위한 상기 제2 클리핑 및 필터링 수단
    을 포함하는 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 가감산 수단은, 상기 가감산된 신호의 크기가 상기 제2 클리핑 및 필터링 수단에서 클리핑 및 필터링된 신호의 크기 미만일 때까지 반복적으로 가산 및 감산하는
    첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 가감산 수단은, 상기 생성된 정규 차분 성분과 상기 가감산된 신호를 각 신호의 연산 시간 동기에 맞춰 버퍼링시키는 버퍼를 구비하는
    첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 버퍼는,
    상기 생성된 정규 차분 성분을 상기 가감산된 신호와 상기 제2 클리핑 및 필터링 수단에서 클리핑 및 필터링된 신호가 연산되는 시간 동안 버퍼링시키기 위한 제1 버퍼링 수단; 및
    상기 가감산된 신호를 상기 제2 클리핑 및 필터링 수단에서 클리핑 및 필터링된 신호가 연산되는 시간 동안 버퍼링시키기 위한 제2 버퍼링 수단
    을 포함하는 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 가감산 수단은, 상기 가감산된 신호를 반복적인 가감산 연산을 위하여 상기 제2 버퍼링 수단에 새롭게 저장시키는
    첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치.
  7. 제 2 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 클리핑 및 필터링 수단은, 상기 제1 및 제2 클리핑 및 필터링 수단으로 입력된 신호가 클리핑 임계치 이하이면 상기 입력된 신호를 출력하고, 상기 입력된 신호가 클리핑 임계치를 초과하면 상기 입력된 신호의 위상을 고정하면서 신호 크기만을 상기 클리핑 임계치로 감소시켜 출력하는
    첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 클리핑 및 필터링 수단은, 첨두값 감소의 정도를 결정하는 가중치를 이용하여 상기 입력된 신호를 클리핑 및 필터링하는
    첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 클리핑 및 필터링 수단은, 표면탄성파 필터를 이용하여 소정의 대역 외로 방출되는 스펙트럼을 필터링하는
    첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 장치.
  10. 직교주파수분할다중화 송신 방법에 있어서,
    입력 신호를 직교주파수분할다중화 방식에 따라 변조하여 변조 신호를 생성하는 신호 변조 단계;
    상기 생성된 변조 신호를 클리핑 및 필터링하여 정규 차분 성분을 생성하고, 상기 생성된 정규 차분 성분과 클리핑 및 필터링이 반복적으로 수행된 신호를 연산하여 첨두값을 감소시키는 첨두값 감소 단계; 및
    상기 첨두값 감소 단계에서 첨두값이 감소된 신호를 증폭시켜 전송하는 신호 증폭 및 전송 단계
    를 포함하는 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 첨두값 감소 단계는,
    상기 생성된 변조 신호를 클리핑 및 필터링하여 정규 차분 성분을 생성하는 제1 클리핑 및 필터링 단계;
    반복법에 따라 이전 출력 신호와 제2 클리핑 및 필터링 단계에서 회귀된 신호를 가산하고, 상기 가산된 신호에서 상기 생성된 정규 차분 성분을 감산하는 가감산 단계; 및
    상기 가감산된 신호를 클리핑 및 필터링하여 상기 가감산 단계로 회귀시키는 상기 제2 클리핑 및 필터링 단계
    를 포함하는 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 가감산 단계는, 상기 가감산된 신호의 크기가 상기 제2 클리핑 및 필터링 단계에서 클리핑 및 필터링된 신호의 크기 미만일 때까지 반복적으로 가산 및 감산하는
    첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 가감산 단계는,
    상기 생성된 정규 차분 성분을 상기 가감산된 신호와 상기 제2 클리핑 및 필터링 단계에서 클리핑 및 필터링된 신호가 연산되는 시간 동안 버퍼링시키는 제1 버퍼링 단계; 및
    상기 가감산된 신호를 상기 제2 클리핑 및 필터링 단계에서 클리핑 및 필터링된 신호가 연산되는 시간 동안 버퍼링시키는 제2 버퍼링 단계
    를 포함하는 첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 방법.
  14. 제 11 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 클리핑 및 필터링 단계는, 입력된 신호가 클리핑 임계치 이하이면 상기 입력된 신호를 출력하고, 상기 입력된 신호가 클리핑 임계치를 초과하면 상기 입력된 신호의 위상을 고정하면서 신호 크기만을 상기 클리핑 임계치로 감소시켜 출력하는
    첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 클리핑 및 필터링 단계는, 첨두값 감소의 정도를 결정하는 가중치를 이용하여 상기 입력된 신호를 클리핑 및 필터링하는
    첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 클리핑 및 필터링 단계는, 표면탄성파 필터를 이용하여 소정의 대역 외로 방출되는 스펙트럼을 필터링하는
    첨두값 감소를 위한 직교주파수분할다중화 송신 방법.
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