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KR100719187B1 - 고휘도 방전 램프를 동작시키는 전자 안정기 회로 - Google Patents

고휘도 방전 램프를 동작시키는 전자 안정기 회로 Download PDF

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KR100719187B1
KR100719187B1 KR1020027009478A KR20027009478A KR100719187B1 KR 100719187 B1 KR100719187 B1 KR 100719187B1 KR 1020027009478 A KR1020027009478 A KR 1020027009478A KR 20027009478 A KR20027009478 A KR 20027009478A KR 100719187 B1 KR100719187 B1 KR 100719187B1
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도날드 카론
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오스람 실바니아 인코포레이티드
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Abstract

본 발명은 전자 안정기 회로에 관한 것으로, 전압-조정 DC 전력 소스 및 다수의 트랜지스터(Q5, Q6, Q7, Q8)을 가진 H-브리지를 포함한다(도 1 참조). 회로는 고휘도 방전 램프(50)를 동작시킨다. 트랜지스터에 전기적으로 연결된 조정 회로는 기생 커패시턴스(C 기생)를 방전시킴으로써 H-브리지를 통해 흐르는 피크 전류를 조정한다.

Description

고휘도 방전 램프를 동작시키는 전자 안정기 회로{ELECTRONIC BALLAST CIRCUIT FOR OPERATING A HIGH INTENSITY DISCHANRGE LAMP}
본 발명은 전자 안정기 회로 및 이 회로를 구동하는 방법에 관한 것이다. 전자 회로는 피크 전류 서지(surge), 특히 고휘도 방전(HID) 램프를 통과하는 피크 전류 서지를 검출 및 제한한다.
전류의 유입은 통상적인 D1 HID 램프의 점화 후에 발생한다. 이러한 전류는 일반적으로 30A의 피크를 가진다. 자동 HID 회로부에 사용되는 임의의 램프와 같은 이런 유형의 램프는 램프에 AC 전류를 제공하기 위하여 스위칭 회로로서 H-브리지 또는 풀브리지(Full Bridge)를 사용한다. 30A 서지는 H-브리지 제어 회로부의 신뢰할 수 없는 동작을 초래하거나 H-브리지 MOSFET 스위치의 고장을 초래한다.
전자 안정기 회로부에 의하여 높은 전류를 취급하는 것은 여러 방식으로 달성될 수 있다. 한 가지 방식은 시스템을 관통하는 최대 전류와 같거나 그보다 높은 전류 레벨로 정격(rate)화된 MOSFET와 같은 소자를 사용하는 것이다. 높은 전류 정격을 가진 소자를 사용하는 결점은 매우 비싸다는 것이다. 또한, 보다 높게 정격화된 소자는 낮게 정격화된 소자보다 크거나 무거운(heavy) 경향이 있다. 대부분의 응용에서, 이 소자들에 의하여 점유된 공간 및 무게는 최소가 되어야 한다.
초과 전류를 취급하는 두번째 방법은 "온" 전류의 유입을 제어하는 소자를 설치하는 것이다. 이같은 소자는 Huber등에 의한 US 5,719,473에 개시된 액티브 필터-전압 셋업 스테이지에 있어서의 단독 사이리스터 또는 사이리스터쌍; Huber에 의한 US 5,877,614에 개시된 셋업 레귤레이터 또는 블록킹 오실레이터로서 설계된 출력 스테이지; Twardzik에 의한 US 6,078,144에 개시된 오실레이터리 변압기; EP 0 757,420에 개시된 히스테리시스(hysteresis)를 갖는 멀티바이브레이터; 또는 충분한 볼트-초 성능의 인덕터를 포함하지만, 이에 제한되는 것은 아니다. 인덕터는 일반적으로 피크 전류를 제한하기 위하여 램프에 직렬로 위치한다. 이러한 소자들을 설치하는 것은 시스템의 전체 크기, 복잡도 및 비용을 증가시킨다.
본 발명의 목적은 H-브리지 회로를 통과하는 전류 흐름을 제한하기 위하여 H-브리지 회로에 현존하는 저-정격 MOSFET을 사용하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 MOSFET를 통과하는 전류 흐름을 제한하기 위하여 램프 점화 이후의 시간 주기동안 H-브리지의 MOSFET의 게이트 전압을 감소시키는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 기생 커패시턴스를 사용하여 MOSFET를 통과하는 전류를 제한하는 방법을 제공하는 것이다.
본 발명은 현존하는 장치의 정격내 레벨로 D1 램프 서지 전류를 제한하기 위하여 현존하는 H-브리지 MOSFET 스위치 중 적어도 하나를 사용하여 상기 목적들을 달성한다. 본 발명은 바람직한 실시예의 회로를 동작시킴으로써 생성된 기생 커패시턴스를 사용한다. 기생 커패시턴스를 방전시키기 위하여 회로의 저항들 중 하나로부터 전압을 추출하는 것은 MOSFET의 게이트 전압을 감소시킨다. 이후, 게이트는 부분적으로 닫히고 MOSFET를 관통하는 전류는 제한된다. 이러한 접근방식을 사용하는 이점은 서지를 검출 및 제한함으로써 외부 소자 또는 고비용이고 너무 큰 스위칭 MOSFET의 추가가 방지될 수 있다는 것이다.
도 1은 본 발명의 바람직한 실시예를 따르는 HID 램프의 전자 안정기 회로를 도시한 도면이다.
본 발명을 더 잘 이해하기 위해, 본 발명의 다른 목적, 장점 및 성능은 상기에 기술된 도면을 참조로 하여 상세한 설명과 청구범위로부터 명백해질 것이다.
본 발명의 바람직한 실시예는 도면에 도시된다. 본 실시예에서, 램프(50)는 자동 D1 HID 램프이다. 램프(50)에는 점화 변압기(60)가 일체화될 수 있다. 램프(50) 및 변압기(60)는 점선으로 된 박스(70)내의 회로에 의해 표시된다.
안정기의 출력은 H-브리지 스위칭 회로(30)에 공급되는 DC 전압을 제공한다. 적절히 변조된 안정기가 사용될 수 있다. H-브리지의 출력(30)은 대략 500 Hz의 주파수를 갖는 구형파 전압을 갖는다. H-브리지의 소자 및 동작은 하기에 기술된다.
방전 램프(50)는 방전 공간을 한정하는 종래의 밀봉된 아크 튜브(51)를 포함한다. 아크 튜브(51)는 바람직하게는 투명하거나 비칠 수 있다. 무수은 할로겐 충진재는 종래의 방법으로 방전 공간 내에 포함된다.
방전 램프(50)는 아크 방전이 가능하도록 밀봉된 두 개의 전극을 포함한다. 예를 들어, 아크 튜브(51)는 종래의 방법으로 대향 단부에서 밀봉된 두 개의 전극(53, 54)을 포함한다. 전극(54)은 커넥터(66)에 접속되고 전극(53)은 차례로 커넥터(68)에 접속된 변압기(60)에 접속되며, 그로인해 아크 튜브(51)는 H-브리지 스위칭 회로(30)에 접속된다.
H-브리지 스위칭 회로(30)는 MOSFET과 같은 트랜지스터 네 개를 포함한다; 두 개는 저전위측 트랜지스터(Q5, Q6) 및 두 개는 고전위측 트랜지스터(Q7, Q8)이다. 정상 상태 동작 동안, 회로는 Q6, Q8 온(ON), Q5, Q7 오프(OFF) 와 Q6, Q8 오프, Q5, Q7 온 사이에서 교번된다. 본 발명은 시간 상승(time up) 및 바로 후속하는 점화에 관련되기 때문에, 회로는 Q6, Q8에 관련되어, 특히 Q8의 게이트에 접속된 검출 및 제어 회로에 관해서만 기술될 것이다.
Q6 및 Q8은 점화되기 직전에 온 상태로 유지된다. 구동 소스인, Q8에 대한 위상 B(PHB)는 스위칭된 DC 소스이다. 즉, 구동 소스는 -85V 및 접지 사이에서 순환하며 약 500Hz의 주파수를 갖는다. Q7에 대한 구동 소스(PHA)(미도시)도 동일한 방식으로 동작한다. 2개의 구동 소스(PHB,PHA)는 180도 위상차가 있고 약 50%의 전력으로 동작한다.
도면은 본 발명에 따라 구성된 고립 게이트 장치 Q8에 대한 게이트 구동(제어) 회로의 예를 설명한다. 이 예에서, 고립된 게이트 장치(Q8)는 MOSFET이다. 그러나, 당업자는 게이트 구동 회로는 다른 FET, IGBT 및 MCT를 구동하는데 사용될 수도 있다는 것을 이해할 것이다. 물론, 하나의 게이트 구동 회로는 하나 또는 다수의 고립된 게이트 장치 Q를 구동할 수도 있다.
게이트 구동 회로는 안정기 전압 출력 Vout의 고전위 측에 연결되고 전력 소스의 저전압 측에 연결된 저항기(R14)에 직렬로 연결된 에너지 저장 커패시터(C28)를 포함한다. C28은 또한 제너 다이오드(D7)에 병렬로 연결된다. 물론, 다른 실시예에서, 다이오드(D7)는 제너 다이오드가 아닐 수도 있다. C28, R14 및 D7은 제 1 게이트 구동 트랜지스터(Q11)에 대한 조절된 공급을 형성한다. 제 1 게이트 구동 트랜지스터 Q11 및 제 2 게이트 구동 트랜지스터 Q15는 도1에 나타난 바와 같이, C28/R14 연결 및 전력 소스의 고전위측 사이에 연결된 토템 폴(totem-pole) 구성이다. 설명된 실시예에서, 토템폴 구성은 제 1 pnp 트랜지스터(Q15)에 직렬로 연결된 npn 트랜지스터(Q11)로 구성된다. 트랜지스터(R79)는 Q11/Q15의 에미터와 Q8의 게이트 사이에 위치한다.
제 2 pnp 트랜지스터(Q39)는 바이어스 저항기(R75)에 10V DC를 유지하기 위한 전류 소스로서 동작한다. R75는 전력 소스의 고전위측에 연결되어 정전기 방지(static protection)를 위하여 그리고 Q8를 풀다운(pull down)하여 트랜지스터(Q8)를 턴오프하는데 사용된다. 따라서, Q39 및 저항(R75)은 레벨 시프팅 회로를 형성한다. 그러나, 당업자는 임의의 드라이버 회로 또는 장치가 본 발명의 범위에 포함될 것이라는 점을 이해할 것이다.
게이트 구동 회로는 구동 소스(PHB) 및 Q39의 에미터 사이에 직렬로 연결된 저항기(R76)를 더 포함한다. 위에 제시된 바와 같이, PHB는 Q7을 제어하는 제 2 구동 소스(PHA)와 180도 위상차를 갖고 동작한다.
구동 신호 위상(PHB)으로부터의 구동 전압(Vb)은 Q8의 게이트를 구동하여 고립된 게이트 장치(Q8)를 턴온한다. 완전히 온 상태로 Q8을 유지하는데 필요한 전압은 5V 및 8V 사이이다. 이 전압은 R75에서의 전압 강하에서 Q11의 베이스-에미터 정션에서의 전압 강하를 뺀 값과 같다.
위에 설명된 회로 구성 때문에, Q39의 베이스 및 컬렉터 사이에 기생 커패시턴스(C 기생)가 발생한다. 당업자는 보통은 기생 커패시턴스(C 기생)의 발생이 회로의 스위칭 속도를 떨어뜨리기 때문에 이런 식으로 구성된 회로를 원하지 않는다. 그러나, 본 발명은 이하의 설명과 같이, 기생 커패시턴스(C 기생)를 사용하여 MOSFET에서 보았을때 피크 전류를 감소시키는 종래에 알려지지 않은 기술의 사용을 포함한다.
Q8에서 본 피크 전류치를 감소시키기 위해, H-브릿지에서의 전류가 감소될 필요가 있다. 이 전류 감소는 기생 커패시턴스(C 기생)를 방전시킴으로써 수행된다. 기생 커패시턴스(C 기생)를 방전시키기 위한 전류는 Q39로부터 나온다. 방전 전류가 R75에 10V DC를 유지하는데 사용되는 것과 동일한 전류 소스(Q39)로부터 나오기 때문에, R75를 통한 전류는 반드시 감소된다. R75를 흐르는 전류가 감소되면, R75에서의 전압 강하가 비례하여 감소된다. 위에 언급된 바와 같이, Q8의 게이트에서의 전압은 대략 R75에서의 전압 강하에서 Q11의 베이스-에미터 정션에서의 전압 강하를 뺀 값과 같다. 그러므로, R75에 걸린 전압의 감소는 Q8의 게이트에서의 전압 감소에 대응된다. Q8의 게이트에서의 전압은 2V - 4V 사이까지 떨어진다. 이 전압 강하는 MOSFET 채널의 임피던스를 증가시켜서 Q8에 흐르는 최대 전류를 약 20A까지 감소시킨다.
램프(500)는 초기에 오프되고 변압기(60)의 제 2 권선 측에서의 전압이 램프(50)를 점화하기에 충분할 때까지 오프상태를 유지한다. 안정기는 정상적으로 대략 -400VDC를 출력한다. 점화 동안 추가적인 대략 -600VDC 가 출력되고 변압기(60)의 제 1 권선측에 부가된다. 총 대략 -1000VDC가 변압기(60)의 제 1 권선측에 제공된다. 변압기(60)의 제 2 권선측은 대략 23,000V를 출력 전압을 가지며, 이는 램프를 점화하는데 충분한 전압이다.
점화 시퀀스 시간은 0 에서 5 마이크로 초이다. 점화시에, 램프(50)는 "글로우(glow)"를 시작하지만 아직 "아킹(arcing)"은 일어나지 않는다. 따라서, 전류는 아직 흐르지 않고 거의 무한대의 매우 높은 저항이 존재한다. 램프는 전류가 흐르도록 하기 위해 아킹이 필요하다. Vout에서의 대략 -400VDC가 에너지를 공급하여 전류 흐름을 개시하고 아킹을 발생시킨다. 일단 램프가 아킹되면, 램프 저항은 대략 10옴으로 하강하고 서지 전류가 회로에 흐르게 된다. 대략 13 마이크로 초의 시간에서, 전류는 영에서 대략 20 암페어로 변화하는데, 이는 상기에서 기술한 바와 같이 제어회로의 동작에 기인한 것이다.
전류가 그 피크값으로 증가함에 따라, Vout에서의 대략 -400VDC 가 0 볼트로 감소한다. 이러한 전압 강하는 위에서 기술된 회로 구성으로 인해 전하 커패시턴스, 기생 커패시턴스(C 기생)를 발생시킨다. 트랜지스터는 바이어스 저항기(R75)에 대해 10VDC를 유지하기 때문에, 기생 커패시턴스(C 기생)에서의 전압은 초기에 -390VDC가 될 것이다. 이러한 전압은 전류가 증가함에 따라 영 볼트로 감소한다.
기생 커패시턴스(C 기생)가 충전되어 양(positive)측은 접지에 존재하고 음측은 R75의 상측 단자에 존재한다. 기생 커패시턴스(C 기생)가 방전하기 위해서, 전류는 기생 커패시턴스(C 기생)를 통해 R75로부터 기생 커패시턴스(C 기생)의 접지로 흘러야 한다. 기생 커패시턴스(C 기생)를 방전하기 위하여 사용되는 전류는 Q39에서 비롯된다. 이러한 전류는 기생 커패시턴스(C 기생)를 방전하도록 일부 전류를 사용함으로써 R75에 대해 10VDC를 유지하는데 사용되기 때문에, R75에 흐르는 전류 및 그 전압이 감소된다. 결과적으로, Q8의 게이트 전압은 2 내지 4볼트 사이로 내려간다. Q8의 게이트 전압 감소는 Q8의 임피던스를 증가시키고 Q8의 게이트 전압 강하는 드레인-소스 전압을 0에서 150 볼트로 증가시키는데, 이는 램프 피크 전류를 20 암페어로 제한하며, 이러한 전류는 이러한 장치에서 통상적으로 발견되는 30 암페어보다 작은 값이다. 이는 MOSFET 및 그 장치가 작을 수 있다는 것을 의미한다.
이러한 전류 제한은 제 1 위상 B 사이클 동안 발생한다. 일단 램프가 정상상태에 도달하면, 위상 B 및 위상 A가 교번하여 Q6 및 Q8이 온되거나 Q5 및 Q7이 온된다. 상기 시스템에 대한 전압은 원래의 램프 전력 소비가 35와트가 되도록 유지된다. 35와트 전력은, 비록 전압이 60 내지 100볼트 범위 어디에도 있을 수 있지만 대략 85볼트의 공칭 Vout으로 존재함으로 의미한다.
이러한 회로는, 회로가 역방향으로 동작할 수 있도록 강제하기 위해 재구성될 수 있으며, 여기서 피크 제한은 제 1 위상 A 사이클 동안 발생한다. 외부 회로가 부가될 수 있고 주 전력 출력을 제어하는 마이크로프로세서가 사용되어 회로가 역방향으로 동작할 수 있도록 제어할 수 있다.
여기서 기술된 내용은 예시적 설명에 불과하고, 이로 제한되지 않는다. 당업자는 본 발명의 영역내에서 다양한 변형이 가능함을 잘 이해할 것이다.

Claims (20)

  1. 전압-조정 DC 전력 소스;
    다수의 H-브리지 트랜지스터를 포함하며 상기 전력 소스에 전기적으로 연결되는 H-브리지;
    상기 H-브리지에 연결된 램프 소켓;
    상기 H-브리지를 통해 흐르는 피크 전류를 조정하기 위해 상기 H-브리지 트랜지스터 중 적어도 하나에 전기적으로 연결된 게이트 구동 회로; 및
    방전 램프와 직렬로 장착되며 상기 다수의 H-브리지 트랜지스터 사이에서 상기 H-브리지에 연결된 점화기 변압기;
    를 포함하고,
    상기 다수의 H-브리지 트랜지스터는:
    상기 전력 소스의 저전위측과 상기 램프의 제 1 단자 사이에 위치하는 제 1 트랜지스터 - 상기 램프의 반대쪽 제 2 단자는 상기 점화기 변압기의 제 1 단자에 전기적으로 연결됨 - ;
    상기 점화기 변압기의 제 2 단자와 상기 전력 소스의 저전위측 사이의 제 2 트랜지스터;
    상기 전력 소스의 고전위측과 상기 점화기의 제 2 단자 사이의 제 3 트랜지스터; 및
    상기 전력 소스의 고전위측과 상기 램프의 제 1 단자 사이에 위치하며 상기 게이트 구동 회로에 전기적으로 연결된 제 4 트랜지스터를 포함하며,
    상기 게이트 구동 회로는:
    구동 소스;
    상기 전력 소스의 상기 고전위측에 전기적으로 연결된 바이어스 저항기;
    상기 전력 소스의 상기 저전위측에 전기적으로 연결된 베이스, 상기 바이어스 저항기에 전기적으로 연결된 콜렉터 및 상기 구동 소스에 전기적으로 연결된 에미터를 가진 전류 소스 트랜지스터; 및
    각각이 상기 바이어스 저항기에 연결된 베이스를 가지는 제 1 게이트 구동 트랜지스터와 제 2 게이트 구동 트랜지스터를 포함하며,
    상기 제 4 트랜지스터는 상기 제 1 게이트 구동 트랜지스터의 에미터에 전기적으로 연결되며, 상기 전류 소스 트랜지스터의 베이스와 콜렉터는 자신들 사이에 기생 커패시턴스가 존재하도록 연결되는,
    전자 안정기 회로.
  2. 삭제
  3. 제 1항에 있어서, 상기 트랜지스터는 MOSFET인 것을 특징으로 하는 전자 안정기 회로.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 방전 램프는 고휘도 방전 램프인 것을 특징으로 하는 전자 안정기 회로.
  5. 삭제
  6. 제 1항에 있어서, 상기 게이트 구동 회로는:
    상기 전력 소스의 저전위측에서 전기적으로 연결된 저항기;
    상기 저항기에 전기적으로 연결된 커패시터; 및
    상기 커패시터에 전기적으로 병렬 연결된 제너 다이오드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 안정기 회로.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 전류 소스 트랜지스터는 상기 적어도 하나의 H-브리지 트랜지스터 중 하나에 바이어스 전압을 제공하는 전자 안정기 회로.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 기생 커패시턴스는 상기 바이어스 저항기와 상기 전류 소스 트랜지스터 사이에 형성된 정션과 상기 전력 소스의 저전위측 사이에 위치하여, 상기 기생 커패시턴스는 상기 전력 소스에 의해 공급된 전압이 감소될 때 상기 바이어스 저항기로부터의 전류를 전환(divert)하는 것을 특징으로 하는 전자 안정기 회로.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 H-브리지 트랜지스터는 게이트를 가진 MOSFET이며,
    상기 기생 커패시턴스는 상기 전류 소스 트랜지스터의 베이스와 상기 전류 소스 트랜지스터의 에미터 사이에 위치하는 것을 특징으로 하는 전자 안정기 회로.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 제 1 게이트 구동 트랜지스터는 베이스와 트랜스미터를 구비하고,
    상기 제 2 게이트 구동 트랜지스터는 베이스와 에미터를 구비하며, 각각의 상기 베이스는 상기 바이어스 저항기에 연결되며 상기 각각의 에미터는 상기 H-브리지 트랜지스터 중 하나의 게이트에 전기적으로 연결되며,
    상기 제 1 게이트 구동 트랜지스터 및 상기 제 2 게이트 구동 트랜지스터는 토템 폴 구성을 갖는 것을 특징으로 하는 전자 안정기 회로.
  11. 전압-조정 DC 전력 소스;
    다수의 H-브리지 트랜지스터를 포함하며 상기 전력 소스에 전기적으로 연결되는 H-브리지;
    상기 H-브리지에 연결된 램프 소켓;
    상기 H-브리지를 통해 흐르는 전류를 제한하기 위해 상기 다수의 H-브리지 트랜지스터 중 적어도 하나를 제어하기 위한 게이트 구동 회로;
    방전 램프와 직렬로 장착되며 상기 다수의 H-브리지 트랜지스터 사이에서 상기 H-브리지에 연결된 점화기 변압기;
    를 포함하고,
    상기 다수의 H-브리지 트랜지스터는:
    상기 전력 소스의 저전위측과 상기 램프의 제 1 단자 사이에 위치하는 제 1 트랜지스터 - 상기 램프의 반대쪽 제 2 단자는 상기 점화기 변압기의 제 1 단자에 전기적으로 연결됨 - ;
    상기 점화기 변압기의 제 2 단자와 상기 전력 소스의 저전위측 사이의 제 2 트랜지스터;
    상기 전력 소스의 고전위측과 상기 점화기의 제 2 단자 사이의 제 3 트랜지스터; 및
    상기 전력 소스의 고전위측과 상기 램프의 제 1 단자 사이에 위치하며 상기 게이트 구동 회로에 전기적으로 연결된 제 4 트랜지스터를 포함하며,
    상기 게이트 구동 회로는:
    구동 소스;
    상기 전력 소스의 상기 고전위측에 전기적으로 연결된 바이어스 저항기;
    상기 전력 소스의 상기 저전위측에 전기적으로 연결된 베이스, 상기 바이어스 저항기에 전기적으로 연결된 콜렉터 및 상기 구동 소스에 전기적으로 연결된 에미터를 가진 전류 소스 트랜지스터; 및
    각각이 상기 바이어스 저항기에 연결된 베이스를 가지는 제 1 게이트 구동 트랜지스터와 제 2 게이트 구동 트랜지스터를 포함하며,
    상기 제 4 트랜지스터는 상기 제 1 게이트 구동 트랜지스터의 에미터에 전기적으로 연결되며, 상기 전류 소스 트랜지스터의 베이스와 콜렉터는 자신들 사이에 기생 커패시턴스가 존재하도록 연결되는,
    전자 안정기 회로.
  12. 삭제
  13. 제 11항에 있어서, 상기 트랜지스터는 MOSFET인 것을 특징으로 하는 전자 안정기 회로.
  14. 제 11항에 있어서, 상기 방전 램프는 고휘도 방전 램프인 것을 특징으로 하는 전자 안정기 회로.
  15. 삭제
  16. 제 11항에 있어서,
    상기 H-브리지의 저전위측에서 전기적으로 연결된 저항기;
    상기 저항기에 전기적으로 연결된 커패시터; 및
    상기 커패시터에 전기적으로 병렬 연결된 제너 다이오드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 안정기 회로.
  17. 제 11항에 있어서,
    상기 전류 소스 트랜지스터는 상기 적어도 하나의 H-브리지 트랜지스터 중 하나에 바이어스 전압을 제공하고,
    상기 기생 커패시턴스는 상기 바이어스 저항기와 상기 전류 소스 트랜지스터 사이에 형성된 정션과 상기 전력 소스의 저전위측 사이에 위치하여 상기 기생 커패시턴스는 상기 전력 소스에 의해 공급된 전압이 감소될 때 상기 바이어스 저항기로부터의 전류를 전환하며,
    상기 적어도 하나의 H-브리지 트랜지스터 중 하나는 게이트를 가진 MOSFET이며,
    상기 기생 커패시턴스는 상기 전류 소스 트랜지스터의 베이스와 상기 전류 소스 트랜지스터의 에미터 사이에 위치하는 것을 특징으로 하는 전자 안정기 회로.
  18. 제 17항에 있어서,
    상기 제 1 게이트 구동 트랜지스터는 베이스와 트랜스미터를 구비하고,
    상기 제 2 게이트 구동 트랜지스터는 베이스와 에미터를 구비하며, 각각의 상기 베이스는 상기 바이어스 저항기에 연결되며 상기 각각의 에미터는 상기 H-브리지 트랜지스터 중 하나의 게이트에 전기적으로 연결되며,
    상기 제 1 게이트 구동 트랜지스터 및 상기 제 2 게이트 구동 트랜지스터는 토템 폴 구성을 갖는 것을 특징으로 하는 전자 안정기 회로.
  19. 삭제
  20. 삭제
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