KR100579680B1

KR100579680B1 - 이동 전화기에서 간략화된 기준 주파수 분포

Info

Publication number: KR100579680B1
Application number: KR1020007005432A
Authority: KR
Inventors: 챨스 고어; 로드니 에이. 돌맨; 폴 더블유. 덴트
Original assignee: 에릭슨 인크.
Priority date: 1997-11-19
Filing date: 1998-11-03
Publication date: 2006-05-15
Anticipated expiration: 2018-11-03
Also published as: AU752021B2; MY120169A; EE200000296A; HK1035447A1; US5890051A; EP1032972B1; CN1286824A; US6308048B1; JP2001523908A; AU1296299A; EP1032972A1; KR20010032231A; JP4242559B2; US6125268A; US6484038B1; BR9814662A; WO1999026336A1; KR20010032271A; CN1206804C

Abstract

간략화된 설계를 갖는 이동 무선 전화기는 감소된 수의 집적 회로와 감소된 수의 RF 접속을 포함한다. 교대하는 심볼 레이트, 채널 스페이싱 (channel spacing), 또는 전송/수신 듀플렉스 스페이싱 (duplex spacing)이 이루어질 수 있도록 단일 크리스탈 (crystal) 기준 발진기 또는 2개의 크리스탈을 사용하여 이중 대역 이중 모드 (dual band, dual mode) 이동 전화기가 구성될 수 있다.

이중 대역 이동 전화기, 무선 전송 및 수신 장치, 국부 발진기, 위상 동기 루프, 다운변환기, 주파수 합성기.

Description

이동 전화기에서 간략화된 기준 주파수 분포{SIMPLIFIED REFERENCE FREQUENCY DISTRIBUTION IN A MOBILE PHONE}

본 발명은 전송 및 수신 주파수의 선택된 쌍을 사용하는 이동 통신에 관한 것이고, 또한 공통된 크리스탈 기준 발진기 (crystal reference oscillator)로부터 전송 및 수신 주파수 단차 (steps)와 디지털 클럭 레이트들(rates)을 유도하는 것에 관한 것이다.

이동 무선전화기의 종래 기술에서는 전송기가 다른 방향으로 전송 주파수 신호를 동시에 전송하면서 수신 주파수 신호를 수신하는 수신기를 사용하여, 전송 주파수가 듀플렉스 스페이싱 (duplex spacing)이라 공지된 일정한 오프셋 만큼 수신 주파수에서 분리되는 것으로 공지되어 있다.

비록 듀플렉스 스페이싱이 명목상 한 상수이지만, 이동 전화기가 동작하고 있는 주파수 대역에 의존해 다른 상수가 될 수 있다. 따라서, 하나 이상의 주파수 대역에서 동작하는 이동 전화기를 구성하는 것이 복잡해질 수 있다.

미국 특허 출원 번호 제08/795,930호의 "수신기 보조의 전송 신호 발생 (Transmit Signal Generation with the Aid of Receiver)" (Dolman)은 제1 또는 제2 듀플렉스 스페이싱을 이루도록 수신 주파수에 관련되어 전송 주파수를 제어하는 기준 주파수로 수신기의 제 2 국부 발진기를 사용하는 것을 설명한다. Dolman 출원은 여기서 참고로 포함된다.

또한, 종래 기술에서는 2개의 합성기 PLL 회로를 공통 집적 회로로 패키지화할 때, 위상 비교기가 서로 간섭되지 않도록 두 PLL의 기준 분할기를 동기화시키거나 다른 방법으로 연관시키는 것이 공지되어 있다. 공개 시장에서 입수가능한 Philips UM 1005 및 8026 이중 합성기 집적 회로가 이 기술을 사용한다. 이들 회로는 여기서 참고로 포함되는 미국 특허 제5,095,288호 및 제5,180,993호에서 설명되는 바와 같이, 부분-N (fractional-N) 분할기 및 프로그램가능한 루프 대역폭의 사용을 포함한다. 다른 주파수 대역에서 다른 동조 단차 (tuning step) 크기를 달성하기 위해 이중 모드 위성/셀룰러 전화기에서 이러한 합성기를 사용하는 새로운 기술이 여기서 또한 참고로 포함되는 미국 특허 No. 5,535,432 및 5,610,559에서 설명된다.

전자부품의 꾸준한 향상으로, 보다 소형의 무선 전화기가 다양한 국제 및 국내 프로토콜에 따를 수 있게 되었다. 유럽의 GSM 및 미국의 PCS 1900으로 알려진 국제 이동 전화 표준은 유럽의 900 MHz 대역에서는 45 MHz; 유럽의 1800 MHz 대역에서는 95 MHz; 그리고 미국의 1900 MHz PCS 대역에서는 80 MHz의 전송/수신 듀플렉스 스페이싱을 사용하여 동작한다. 채널 스페이싱은 200 KHz (13 MHz/65)이고, 전송 심볼 레이트는 13 MHz/48이다. 이 표준에서의 모든 타이밍은 공지된 바와 같이 13 MHz 클럭에 관련된다. DAMPS라 공지된 미국 IS 136 시스템은 미국 800 MHz 셀룰러 대역에서는 45 MHz 듀플렉스 스페이싱, 및 미국 1900 MHz PCS 대역에서는 80.4 MHz 듀플렉서 스페이싱을 사용하여, 24.3 Kilosymbols/sec의 전송 심볼 레이트와 30 KHz의 동조 단차 크기를 갖고 동작한다. 공지된 바와 같이, IS 136에서는 동조 단차 크기와 심볼 레이트 및 내부 타이밍이 모두 19.44 MHz 클럭으로부터 유도될 수 있다. IC95라 공지된 또다른 미국 표준은, 800 MHz 대역에서는 30 KHz의 동조 단차와 45 MHz의 듀플렉스 스페이싱의 조합으로, 또한 1900 MHz 대역에서 80 MHz 듀플렉스 스페이싱과 50 KHz 단차의 조합으로, 1228.8 MHz의 전송 칩 레이트에서 코드 분할 다중 억세스 (Code Division Multiple Access)를 사용한다. IS95에서, 칩 레이트와 주파수 단차 크기는 동일한 크리스탈 발진기로부터 쉽게 유도될 수 없다. 동일한 휴대용 유닛에서 상기에 설명된 둘 이상의 프로토콜을 조합하는 것은 동조 단차 크기의 다양함, 듀플렉스 스페이싱, 및 합성되어야 하는 심볼 레이트에 의해 방해가 됨을 쉽게 이해하게 된다. 결과적으로, 이러한 조합을 용이하게 하는 개선된 무선 통신 구조에 대한 필요성이 존재한다.

<발명의 요약>

본 발명에 따른 이동 전화 수신기는 프로그램가능한 디지털 주파수 합성기 위상 동기 루프 (phase lock loop, PLL)에 의해 주파수 단차 (step)로 동조될 수 있는 제1 국부 발진기 주파수를 사용하는 제1 수퍼헤테로다인 다운 변환 (superheterodyne downconversion) 수단을 구비한다. 제1 다운 변환 수단은 필터링을 위해 수신 신호를 제1 중간 주파수 (intermediate frequency, IF)로 변환한다. 제2 국부 발진기를 사용하는 제2 다운 변환 수단은 추가 필터링 및 처리를 위해 제1 IF 신호를 제2 IF 또는 복소 기저대 (complex baseband)로 변환한다. 제2 국부 발진기는 제2 발진기를 크리스탈 기준 발진기로 고정시키는 제2 디지털 주파수 합성기 PLL을 사용해 발생된다. 크리스탈 기준 발진기는 디지털 로직이 전송 심볼 레이트 및 수신기 처리 샘플링 레이트를 유도하는 버퍼링된 클럭 출력 신호를 제공한다.

본 발명의 제1 양태에 따라, 제2 국부 발진기는 제2 국부 발진기 주파수에서 버퍼링된 출력 신호를 제공한다. 버퍼링된 출력 신호는 제1 국부 발진기의 합성기 PLL에 대한 기준 주파수로 사용되므로, 크리스탈 발진기 신호를 제1 발진기의 PLL 회로에 분포시킬 필요가 없다. 본 발명의 제2 양태에 따라, 제1 발진기 PLL은, 분할된 제1 국부 발진기 신호를 제2 국부 발진기로부터의 분할된 다운 기준 주파수 신호와 비교하는 위상 비교기를 포함하고, 여기서 분할된 주파수는 원하는 수신기 주파수 동조 단차나 그 배수와 같다. 이 주파수는 본 발명의 특성을 실시하지 않고 적분비로 크리스탈 주파수를 분할해서는 이용가능하지 않음이 이해되어야 한다.

본 발명의 제3 양태에 따라, 제3 디지털 주파수 합성기 PLL은 제1 국부 발진기 주파수 ± 전송 오프셋 주파수와 같아지도록 전송기 주파수를 제어한다. 전송 주파수는 예를 들면, 전송 오프셋 주파수 신호를 생성하도록 제1 국부 발진기 주파수로 헤테로다인 처리될 수 있다; 이어서, 전송 오프셋 주파수 신호는 디지털 분할기에서 분할되고 제2 국부 발진기 주파수를 정수 계수로 나누어 또한 유도되는 위상 기준 주파수와 비교된다.

본 발명의 제3 특성에 따라, 전송 오프셋 합성기 PLL 및 제1 국부 발진기 PLL은 모두 공통 주파수 기준으로 제2 국부 발진기를 사용하므로, 공통 집적 회로에 패키지화될 수 있고, 두 PLL 각각에 대하여 제1 및 제2 위상 비교기 기준 주파수 신호를 각각 생성하도록 제1 국부 발진기 주파수를 분할하는 기준 분할기 중 적어도 일부를 공유할 수 있다. 두 PLL의 각 위상 비교기는 두 PLL 사이의 상호 간섭을 최소화하기 위해 각각의 제1 및 제2 위상 비교기 기준 신호의 최소 공배수 주파수로 신호의 반대 극성에 응답하도록 배치된다.

도 1은 종래 기술의 기준 주파수 분포를 도시하는 도면.

도 2는 또 다른 종래 기술 방식을 도시하는 도면.

도 3은 참조된 Dolman 참고 예에서 설명되는 개선된 시스템을 도시하는 도면.

도 4는 새로운 본 발명의 기준 주파수 분포 방식을 도시하는 도면.

도 5는 본 발명의 주파수 합성 방식을 상세히 도시한 도면.

도 6은 주파수 2배기를 사용하는 본 발명의 이중 대역 구조를 도시하는 도면.

도 7은 주파수 2부분기를 사용하는 본 발명의 이중 대역 구조를 도시하는 도면.

도 8은 하나의 주파수 2부분기 및 하나의 주파수 2배기를 사용하는 본 발명의 방식을 도시하는 도면.

도 9는 주파수 2부분기 및 주파수 2배기가 위치 교환되는 본 발명의 방식을 도시하는 도면.

도 10은 AMPS 수신을 위해 주파수 2배기의 전력이 낮아질 수 있는 본 발명의 방식을 도시하는 도면.

도 11은 주파수 2부분기를 사용하는 도 10의 변형을 도시하는 도면.

도 12는 이중-모드 라디오 (dual-mode radio)에 대한 다른 방법의 기준 주파수 분포를 도시하는 도면.

도 13은 도 12의 이중-모드 라디오에 대한 분할기 비율을 도시하는 도면.

도 14는 PCS1900 모드에서 I.F. 호모다인 (Homodyne)을 사용하는 이중-모드 라디오를 도시하는 도면.

도 15는 단일 크리스탈 (crystal)을 사용하는 이중-모드 라디오를 도시하는 도면.

도 16은 도 15의 이중-모드 라디오에 대한 분할기 비율을 도시하는 도면.

도 17은 2개의 기준 크리스탈을 사용하는 이중-모드 라디오를 도시하는 도면.

도 18은 도 17의 이중-모드 라디오에서 분할기 비율을 도시하는 도면.

도 19는 도 17의 제2 크리스탈을 제거하기 위한 분할기 비율을 도시하는 도면.

도 20은 19.5 MHz로부터 194.4 KHz를 발생시키는 스킵-카운터 (skip-counter)를 도시하는 도면.

이제 도 1을 참고하면, 종래 기술의 셀룰러 전화기 (cellular phone)는 전송/수신 듀플렉서 (duplexor)(11)를 통해 수신기 및 전송기에 접속되는 안테나(10)를 포함한다. 아날로그 FM AMPS 표준이나 IS95 CDMA 표준과 같이, 동시 전송 및 수신 (주파수 듀플렉스 (frequency duplex))이 사용될 때, 듀플렉서(11)는 듀플렉싱 필터 (duplexor filter)이다. 다르게는, 시간-듀플렉스를 사용하는 GSM/PCS1900이나 D-AMPS/IS136과 같은 TDMA 시스템에서, 듀플렉서는 T/R 스위치일 수 있다. 한 대역에서 주파수 듀플렉스를 사용하고 또 다른 대역에서 시간 듀플렉스를 사용하는 이중 대역 (dual band) 전화기에서, 듀플렉서(11)는 스위치와 듀플렉싱 필터 모두를 갖는 이중-대역 듀플렉서일 수 있다. 양 대역 모두에서 주파수 듀플렉스가 사용될 때, 듀플렉서(11)는 양 대역에 대한 듀플렉싱 필터를 포함할 수 있고, 양 대역 모두에서 시간 듀플렉스가 사용될 때는 단일 T/R 스위치가 양 대역에 동작할 수 있다.

듀플렉서는 전송기가 수신기 민감도에 영향을 주지 않고 안테나에 접속될 수 있게 한다. 수신기는 저잡음 증폭기와 "전치부 (the front end)"(12)로 공지된 다운변환기 (downconvertor)를 포함한다. 전치부는 둘 이상의 서로 다른 주파수 대역 각각에 대한 (800 MHz 및 1900 MHz 대역과 같은) 저잡음 증폭기, 다운변환 및 영상 저지할 수 있는 믹서, 및 제1 국부 발진기를 포함하는 단일 집적 회로로 제작될 수 있다.

제1 국부 발진기는 원하는 수신 주파수 신호와 혼합하여 제1 중간 주파수 신호를 만든다. 필터링은 고정 주파수 대역통과 필터, IF 필터(15)를 사용하여 실행될 수 있다. 제1 국부 발진기 합성기 위상 동기 루프(14)에 의해 원하는 수신 주파수 및 제1 IF의 합 또는 차와 동일한 주파수로 국부 발진기를 동조시킴으로써, 원하는 수신 주파수가 선택된다. 제1 LO PLL은 기본 동조 단차 크기의 프로그램가능한 정수 배수로 제1 LO를 동조시키고, 그 단차 크기는 크리스탈 주파수를 또 다른 정수로 나눔으로써 크리스탈 주파수 발진기(21)로부터 유도되어 구해진다. 작은 단차 크기에서는, 합성기는 다른 방법으로 더 작은 정수로 나눔으로써 크리스탈 발진기(21)로부터 더 큰 단차 크기를 유도하고, 이어서 상기에 포함된 참고 문헌에서 설명된 부분-N 합성의 기술을 사용해 원하는 더 작은 단차를 구하도록 이들 더 큰 단차 사이에 삽입한다. 제1 LO PLL 회로(14)는 제1 LO 주파수를 크리스탈 기준 신호에 비교하여 에러 신호를 발생한다. 그 에러 신호는 루프 필터 (Loop Filter)(24)에서 필터링 및 적분되어, 주파수가 정확하게 의도된 바와 같을 때까지 발진기 주파수를 제어하는 제어 신호를 만든다.

수신기는 필터링된 제1 IF를 증폭한 후, 제2 헤테로다인 (heterodyne) 믹서 및 제2 국부 발진기를 사용해 제2 주파수 다운 변환을 실행한다. IF 증폭기, 제2 국부 발진기, 및 제2 믹서는 모두 종래의 제2 집적 회로(16)에 포함된다. 제2 시간을 제2 또는 최종 중간 주파수로 다운 변환한 이후에, 최종적인 IF에서는 또 다른 증폭이 발생하고, 검출기 회로가 수신 신호의 강도에 관련된 무선 신호 강도 표시 (Radio Signal Strength Indication, RSSI)를 만들기 위해 사용될 수 있다. 제2 IF 증폭기는 엄격히 제한되고, 이어서 여기서 참고로 포함되는 미국 특허 No. 5,048,059의 "로그-폴라 신호 처리 (Log-polar signal processing)"에서 설명된 바와 같이, RSSI 신호를 디지털화하는 것과 동시에 제2 IF 신호를 사용해 위상 정보가 추출되어 디지털화되는 디지털 신호 처리기(20)에 엄격히 제한된 최종적인 IF 신호를 출력한다. IF 증폭기 회로(16)의 제2 국부 발진기 부분은 또한 합성기 PLL 회로(17) 및 루프 필터(23)를 통해 원하는 주파수로 제어된다. 제2 LO 주파수는 상기와 같이 생성된 에러 신호 및 크리스탈 발진기(21)와 비교된다. 따라서, 합성기 회로 (14) 및 (17)은 모두 제1 및 제2 LO를 제어하기 위한 주파수 기준 또는 정확도의 표준으로서 크리스탈을 사용한다. 디지털 신호 처리 로직(20)은 또한 수신기 샘플링 및 처리 레이트와 전송 심볼 레이트를 만들기 위해 정확한 주파수 표준을 요구할 수 있으므로, 크리스탈 발진기(21)로부터 출력이 공급된다.

전송기는 고정 듀플렉스 스페이싱 (duplex spacing)에 의해 수신 주파수로부터 신호 오프셋을 만들기 위한 전송 주파수 발생 회로(19)를 포함한다. 따라서, 전송 주파수는 제1 중간 주파수와 조합된 듀플렉스 스페이싱 만큼 제1 LO 주파수로부터 오프셋되지만, 그럼에도 불구하고 여전히 일정한 오프셋이다. 일정한 전송 오프셋은 제1 LO가 수신 및 전송 주파수 보다 낮거나 높은가 여부에 의존하여, 제1 IF - 듀플렉스 스페이싱 또는 제1 IF + 듀플렉스 스페이싱과 같다.

이어서, 전송 주파수 신호는 예를 들어, I 및 Q 입력 신호를 갖는 직교 변조기인 변조기(18)를 사용해 디지털 신호 처리기(20)로부터의 정보를 사용하여 변조된다. 변조된 신호는 이중-대역 전화기에서 이중-대역 전력 증폭기가 될 수 있는 전력 증폭기(13)를 사용해 전송 전력 레벨로 증폭된다.

전송 오프셋 PLL은 전송 및 제1 LO 주파수 사이에서 차이를 형성하고, 오프셋을 크리스탈 기준과 비교함으로써 원하는 오프셋과 동일한지를 점검한다. 따라서, TX 오프셋 PLL은 또한 발진기(21)로부터의 크리스탈 기준 주파수 신호를 필요로 하므로, 발진기 신호가 분포되어야 하는 위치는 4개가 된다.

발진기(21)로부터의 4개의 개별 출력은 버퍼 증폭기에 의해 서로 충분히 고립되고 인쇄 회로 마더기판 (motherboard)에서 구리 트랙을 구동시키도록 조건이 정해져야 한다. 이는 배터리 전력을 소모하고 방사되는 간섭 위험성을 나타낸다. 때때로, 대기상태 동안 배터리 전력을 절약하기 위해, 전송 오프셋 PLL을 공급하는 것과 같이, 일시적으로 요구되지 않는 출력은 제어 처리기 (디지털 신호 처리기(20)의 일부인)로부터의 제어 신호에 의해 off 상태로 될 수 있고, 이는 더 복잡하게 하는 것이다. 따라서, 인쇄 회로 기판 트랙을 통해 다수의 목적지에 크리스탈 기준 신호를 분포하는 것을 줄이는 것이 바람직하다.

이 방향에 대한 제1 단계는 미국의 Ericsson에 의해 판매되는 종래 제품에서 이미 취해졌다. Philips UM1005 또는 8026 부품과 같은 단일 칩에서 제1 및 제2 LO PLL을 조합함으로써, 둘 모두가 기준으로 크리스탈을 사용하므로, 크리스탈 기준으로 단일 입력이 사용될 수 있다. TX 오프셋 PLL 및 변조기(18)와 함께 전송 신호 발생기 칩으로 크리스탈 발진기(21)를 조합시킴으로써, 발진기(21)와 오프셋 PLL(19) 사이에는 외부 출력 접속이 필요하지 않다.

따라서, 도 2를 참고하면, 요구되는 크리스탈 기준 신호 출력의 수는 두개로 감소되어, 하나는 이중 합성기 회로(14 + 17)에 공급하고, 다른 하나는 디지털 신호 처리기(20)에 공급한다.

상기에 포함된 Dolman의 미국 특허 출원번호 제08/795,930호에서는 제어하고 있는 발진기의 주파수와 비교하도록 가능한 최소 정수로 크리스탈 기준 주파수를 나눔으로써 모든 PLL이 바람직하게 동작하는 것으로 설명된다. 이를 달리 표현하면, 제어되는 발진기 주파수와 기준 주파수 사이에 가능한 최대 공통 계수를 갖는 것이 바람직하다. Dolman은 전송 오프셋 주파수가 기준 주파수로서 크리스탈(22) 이 아닌 제2 LO를 사용해 발생될 때 용이해진다고 설명한다. Dolman의 발명 배치는 도 3에 도시된다.

제2 LO는 제1 출력 신호를 제어하는 PLL(17)에 제공하고 제2 출력을 TX 오프셋 PLL(19)로 제공한다. 크리스탈 발진기는 이제 전송 회로 (18, 19)에서는 어떤 목적으로도 사용되지 않으므로, 발진기(21)가 두 버퍼 출력을 갖는 개별 회로(21)로 한번 더 도시된다. 그러나, 개별 집적 회로 칩의 수와 같이, 무선 주파수 신호 출력의 총수는 증가된다. 인쇄 회로 기판에 분포되는 무선 주파수 신호는 다음과 같다:

1) 전치부(12)에서 PLL(14)로의 제1 LO 신호;

2) 전치부(12)에서 TX 오프셋 PLL(19)로의 제1 LO 신호;

3) 발진기(21)에서 PLL(14+17)로의 크리스탈 기준 주파수;

4) 발진기(21)에서 처리기(20)로의 크리스탈 기준 주파수;

5) IF 칩(16)에서 제어하는 PLL(17)로의 제2 LO; 및

6) IF 칩(16)에서 TX 오프셋 PLL(19)로의 제2 LO.

본 발명의 목적은 상기에 열거된 6개로부터 RF 분포 트랙의 수를 줄이는 것이다.

도 4는 본 발명의 한 실시를 도시한다. 제1 LO 신호가 라우팅되는 두 위치, 즉 제1 LO PLL(14) 및 TX 오프셋 PLL(19)은 제1 (전송) 집적 회로에서 변조기 회로(18)와 함께 위치한다. 따라서, 전치부 칩(12)에서 전송 칩 (14, 18, 19)으로 단 하나의 제1 LO 출력 접속만이 있다.

그러나, 두 합성기 PLL이 같은 칩상에 함께 위치할 때, 이들은 다른 시간에 출력 펄스를 만들어야 한다. 제2 LO가 TX 오프셋 PLL 기준으로 사용되고 크리스탈이 제1 LO 기준으로 사용되는 때와 같이, 두 위상 비교기가 독립적인 기준 주파수 소스를 가지면 이렇게 배치하는 것이 어렵거나 불가능하다. 그러므로, 본 발명에 따라, 제2 LO는 또한 제1 LO 합성기 PLL의 기준으로 사용된다. 더욱이, 이후 도시될 바와 같이, 제1 LO의 기준 소스로 제2 LO를 사용할 때, 특히 이중-대역/이중-모드 라디오를 구성하는 것이 바람직 할 때 여러가지 이점이 있다. 따라서, IF 칩(16)의 제2 LO 부분으로부터의 단일 기준 입력이 PLL (14) 및 (19) 모두에 제공된다.

크리스탈 발진기 회로(21)는 이제 발진기 (21)에서 PLL(17)로의 기준 신호가 내부 접속 전용이 되도록 제2 LO PLL 및 IF 회로(16)와 조합된다. 유사하게, 제어하는 PLL(17)로의 제2 LO 신호는 내부 신호 전용이다. 유일하게 남은 외부 신호는 기준 발진기(21)에서 디지털 처리기(20)로 공급된다.

이제, 무선 주파수 발진기 신호의 분포는 다음 신호들로 감소된다:

1) 전치부(12)에서 PLL (14 & 19)로의 제1 LO 신호;

2) 발진기(21)에서 처리기(20)로의 크리스탈 기준 주파수; 및

3) IF 칩(16)에서 TX 오프셋 PLL (14 & 19)로의 제2 LO.

크리스탈 발진기(21)를 디지털 처리 칩(20)으로 배치하는 것을 동일하게 생각할 수 있지만, 발진기(21)는 동일한 집적 회로 제작 처리를 사용하는 다른 아날로그/RF 회로와 보다 논리적으로 연관되므로, IF 칩 (16, 17, 21)과 양호하게 집적되는 것으로 생각된다. 일부 응용에서는 오버톤 크리스탈 (overtone crystal)과 같은 VHF (Very High Frequency) 크리스탈이 디지털 주파수 합성기 PLL 회로를 사용하지 않고 제2 국부 발진기의 주파수를 직접적으로 제어하도록 사용되는 것이 가능하다; 그러나, VHF 오버톤 크리스탈은 기본-모드 크리스탈 보다 원하는 발진 주파수로 조정되기 더 어려우므로, 디지털 PLL을 갖춘 기본-모드 크리스탈 기준 발진기가 바람직하다.

도 5는 도 4에 도시된 본 발명의 블록도에 따른 기준 주파수 분포 및 주파수 합성 배치를 보다 상세히 제공한다.

장치내의 정확한 주파수 기준의 기본 소스는 발진기 회로(21)에 접속된 도 1 내지 도 4의 수정 크리스탈 공진기(22)이다. 수정 크리스탈도 무선 스펙트럼의 2 GHz 영역에서 동작하는 셀룰러 전화기에 요구되는 필요한 정확도를 제공할 수 없으므로, 디지털 처리기(20)내에 포함되는 수단은 지상 네트워크 스테이션 또는 위성 중계소로부터 수신된 신호에 대하여, 크리스탈(22)에 속하는 수신기 주파수 에러를 결정하고, 그 에러를 제거하도록 크리스탈(22)에 접속된 주파수 조정 콤포넌트(예를 들면, 버랙터 다이오드 (varactor diode)와 같은)에 조정 신호가 전달된다.

도 5에서, 발진기 회로(21)는 제2 국부 발진기(33), 및 이를 제어하고, 기준 분할기(35), 제1 가변 분할기(32), 위상 비교기(31), 및 루프 필터(34)를 포함하는 제어 PLL과 함께 IF 칩(30)에 포함된다. 크리스탈 발진기 신호는 제1 정수 M1로 나누는 카운터/분할기(35)에 의해 주파수 분할되어, 위상 비교 주파수 F_ref/M1을 만들고, 여기서 F_ref는 크리스탈 주파수이다. 제2 국부 발진기 신호는 제1 가변 분할기(32)에서 정수 N1으로 주파수 분할되어, 제2 위상 비교 신호를 생성하고, 이는 M1 분할 회로(35)로부터의 위상 비교 주파수 신호와 비교되어 제1 위상 비교기(31)로부터 위상 및 주파수 에러 신호를 만든다. 위상 에러 신호는 루프 필터(34)를 사용해 필터링 및 집적되어 비교 주파수 리플 (ripple)이 없이 제2 국부 발진기(33)에 주파수 제어 신호를 제공한다. 분할기(35)로부터의 비교 주파수가 높을수록, 루프 필터(34)가 원하지 않는 리플을 제거하면서, 다른 방법으로 예를 들면, 잡음이나 진동으로 인한 제2 LO 주파수의 원하지 않는 변동을 정정하도록 고속 응답을 유지하는 것이 더 쉬워진다. 그러므로, 본 발명의 목적은 높은 비교 주파수, 즉 낮은 기준 분할비 M1을 구하는 것이다. 따라서, 제2 국부 발진기 주파수는 동일한 F_refN1/M1으로 정확하게 제어된다.

Dolman의 종래 발명과 본 발명에 따라, 버퍼링된 제2 국부 발진기 신호는 다른 주파수 발생을 위해, 특히 전송 오프셋 주파수 (상기에 참고된 Dolman의 종래 출원에 따라) 및 본 발명에 따른 제1 국부 발진기 주파수를 위해 기준으로 사용되도록 제2 LO(33)로부터 출력된다. 단일 교차 기판 접속로 제2 LO 신호의 분포를 줄이기 위해 TX 오프셋 및 제1 LO 합성기 PLL 회로가 모두 전송 신호 발생칩(40)에 함께 위치하므로, 각 PLL의 위상 비교기가 일부 최대 공통 주기내에서 가능한한 멀리 분리된 서로 다른 시간으로 펄스화되어야 한다. 이는 한 충전-펌프 (charge-pump) 위상 비교기가 공급원으로부터 전류 펄스를 수신할 때, 다른 충전 펌프가 각 루프 필터로 흐르는 전류 없이 삼중상태, 즉 고임피던스 상태 또는 개방 회로 출력이 되는 것을 보장한다. 이는 충전 펌프들 간의 간섭의 위험성을 최소화한다. 충전 펌프 위상 검출기의 설계 및 동작은 상기에 포함된 미국 특허 No. 5,095,288에서 보다 상세히 설명된다.

충전 펌프들(43, 49) 간의 바람직한 위상외(out-of-phase) 관계를 제공하기 위해, TX 오프셋 루프에 대한 위상 비교 주파수가 제1 LO에 대한 위상 비교 주파수의 정수비 M3인 내부 주파수 계획이 구해진다. 포함된 Dolman의 출원에 따라 제2 LO 주파수가 또한 TX 오프셋 기준의 정수 M2 배이므로, 제1 LO 비교 주파수는 M2.M3로 나누어진 제2 LO 주파수에 관련되어야 한다.

따라서, 제2 LO 주파수 신호는 IF 칩(30)에서 TX 칩(40)으로 입력되고, 제2 기준 분할기(41)에서 정수 M2로 나누어져, 다음과 같이 Dolman에 따라 TX 오프셋 위상 비교기(43)에 대한 위상 기준을 구한다:

F_LO2/M2 = F_ref.N1/(M1.M2)

이 주파수는 또한 제1 LO 위상 비교기(49)에 대한 위상 비교 주파수를 구하기 위해 제3 기준 분할기(42)에서 정수 M3로 나누어진다. 더욱이, 분할기 M3와 위상 비교기(43)는 분할기 M2의 출력의 반대 엣지에 응답하도록, 예를 들면 하나는 상승 엣지 (저전압 또는 '0' 상태에서 고전압 또는 '1' 상태로 전이)에 응답하고 다른 하나는 하강 엣지 (1 에서 0으로의 전이)에 응답하도록 배치된다. 이는 분할기(41)의 출력에서 최소 공배수 주파수의 시간에 1/2 싸이클 떨어져 응답하는 것을 보장한다.

따라서, 충전 펌프 위상 비교기(49)에 대한 위상 비교 레이트는:

F_ref.N1/(M1.M2.M3).

이 주파수는 제3 가변 분할기(48)에서 계수 N3로 하향 분할되는 제1 LO(51)로부터의 제1 주파수와 비교되어, 원하는 제1 LO 주파수로 발진기(51)를 제어하는 피드백 제어 신호를 구하도록 루프 필터(52)에서 필터링되는 비교기(49)로부터의 주파수 및 위상 에러 신호를 만든다:

F_ref.N3.N1/(M1.M2.M3)

바람직하게, N3는 정수 계수가 아니지만, 전체 부분과 분수 부분을 포함하여, 제1 LO PLL의 콤포넌트(48, 49, 52)가 상기에 포함된 특허 No. 5,180,993에 따라 부분-N 합성기를 형성한다. 선택적으로, M3와 N3는 모두 여기서 참고로 포함되는 미국 특허 출원 no. 의 "순차적인 분수 근사화에 의한 주파수 합성 (Frequency Synthesis by Sequential Fraction Approximations)" (Dent, 일자 출원)에 따라 부분-(N,M) 제어기에 의해 발생된 패턴으로 변화될 수 있다. 부분-N 및 부분-(N,M) 기술 모두, 제1 LO 위상 비교 주파수가 원하는 동조 단차 크기 보다 더 높게 할 수 있는 바람직한 효과를 가지므로, 루프 필터(52)가 원하지 않는 비교 주파수 리플을 필터링하면서, 다르게는, 에러를 정정하도록 고속 제어 루프 응답을 유지하는 것을 더 용이하게 만든다.

전송기 주파수 신호는 전송이 요구될 때 전송 주파수 발진기(45)에 의해 발생된다. 발진기(45)로부터의 전송 주파수 신호는 TX 믹서(46)에서 제1 LO(51)로부터의 제1 LO 신호와 혼합된다. 제1 LO 신호는 바람직하게 RF 트랙을 최소화하도록 단일 교차 기판 접속을 통해 수신 칩(12)으로부터 전해진다. 그럼에도 불구하고, 고주파로 RF 칩과의 균형된 접속은 원하지 않는 표유 결합 (stray coupling) 및 방사 효과를 줄이기 때문에, 기술된 칩 사이의 신호에 대한 단일 교차 기판 접속은 반위상(antiphase)으로 구동되는 두 트랙을 포함하는 균형된 접속이 될 수 있다.

TX 믹서(46)는 TX 오프셋 주파수 F_txoff에서 차이 주파수 신호를 생성하도록 전송 주파수와 제1 LO 주파수를 혼합시킨다. 믹서(46)로부터 출력되는 차이 주파수 신호는 원래의 더 높은 입력 주파수가 제거되어 계수 N2로 나누는 제2 가변 분할기(47)를 구동시키는 것을 보장하도록 저역통과 필터 처리될 수 있다. 주파수 F_txoff/N2에서의 출력 신호는 제2 위상 비교기(43)에서 분할기(41)로부터의 위상 기준과 비교되어 주파수 및 위상 에러 신호를 만든다. 비교기(43)로부터의 에러 신호는 루프 필터(44)에서 필터링 및 집적되어, 원하는 TX 오프셋 주파수가 정확하게 달성될 때까지 TX 발진기(45)를 제어하는 제어 신호를 만든다. 따라서, TX 오프셋 주파수는 다음과 같이 주어진다:

F_txoff/N2 = F_ref.N1/(M1.M2) 또는 F_txoff = F_ref.N2.N1/(M2,M1)

콤포넌트(41, 43, 44, 45, 46, 47)를 포함하는 TX 오프셋 PLL이 또한 부분-N 합성기가 되는 것이 가능하지만, 부분-N 합성기는 정수 합성기 보다 더 복잡하므로, 장치에 하나 이상을 포함하지 않는 것이 바람직하다. 따라서, 계수 N2는 정수인 것이 바람직하다. 따라서, 계수 N2는 정수인 것이 바람직하다.

위상 비교기 (31, 43, 49)에 대한 가능한 최고 위상 비교 주파수를 구하는 것은 전송 및 수신 주파수 채널 사이에 단일 듀플렉스 스페이싱을 갖는 단일-대역 라디오에서 거의 문제가 되지 않는다. 이는 하나 이상의 듀플렉스 스페이싱을 갖고 동작하여야 하는 2-대역 라디오에서 보다 어렵다. 그러므로, 도 6, 도 7, 도 8, 및 도 9를 참고하여, 이하, 본 발명에 따른 2-대역 라디오 설계가 설명된다.

도 6에 따른 2-대역 라디오는 가능한 두 전송 주파수 대역 중 더 낮은 것에서 전송 주파수를 발생시키는 전송 주파수 발진기(45)를 포함한다. 주파수 2배기 (doubler)(45a)는 두 주파수 대역 중 더 높은 대역에서의 동작을 원할 때 주파수를 2배로 만드는데 사용되고, 더 낮은 대역 및 더 높은 대역은 대략 한 옥타브 (octave) 만큼 떨어져있다. 발진기(45)로부터의 출력은 더 낮은 대역 동작이 요구될 때 변조기를 구동시키도록 직접 사용되고, 2배기(45a)로부터의 출력은 더 높은 대역에서의 동작을 원할 때 사용된다. 그러나, 도 6에 나타내지는 바와 같이, 발진기(45)로부터 전해지는 더 낮은 주파수는 TX 믹서(46)로 들어간다.

유사하게, 제1 국부 발진기(51)는, 수신 신호를 원하는 제1 중간 주파수로 변환하도록, 가능한 2개의 수신 주파수 대역 중 더 낮은 것에 적응되는 주파수에서 동작하고; 제1 LO(51)로부터의 신호는 두 수신 주파수 대역 중 더 높은 것에서의 동작을 원할 때 2배기(51a)를 사용해 주파수가 2배로 되어, 더 높은 대역에 대한 LO 주파수는 대략 더 낮은 대역 보다 한 옥타브 더 높아진다. 이러한 근사화는 제1 중간 주파수를 적절하게 선택하고 전치부 칩(12)에서 상단측 또는 하단측 믹싱을 적절하게 선택함으로써 가깝게 근사화되도록 조작될 수 있다.

예를 들면, 저대역 수신 동작에서,

F₁₀₁(lo) = F_rx(lo) + F_if1 상단측 믹싱에서, 또는

F₁₀₁(lo) = F_rx(lo) - F_if1 하단측 믹싱에서, 여기서

F₁₀₁(lo)는 저대역 제1 LO 주파수,

F_rx(lo)는 저대역 수신 채널 주파수, 및

F_ifl은 선택된 제1 중간 주파수.

유사하게, F₁₀₁(hi) = F_rx(hi) + F_if1 상단측 믹싱에서, 또는

F₁₀₁(hi) = F_rx(hi) - F_if1 하단측 믹싱에서, 여기서

F₁₀₁(hi)는 고대역 제1 LO 주파수,

F_rx(hi)는 고대역 수신 채널 주파수, 및

F_ifl은 저대역인 경우와 동일하게 선택된 제1 중간 주파수.

따라서, F₁₀₁(hi)가 F₁₀₁(lo)의 2배가 되도록,

F_rx(hi) +/- F_if1 = 2(F_rx(lo) +/- F_if1)

하면 F_if1 = F_rx(hi) - 2F_rx(lo) (두 선택적인 부호 '+'에 대해) ... (1)

또는 F_if1 = (F_rx(hi) - F_rx(lo))/3 (고대역에서 '1'이고 저대역에서 1+1) ... (2)

또는 F_if1 = 2F_rx(lo) - F_rx(hi) (두 선택적인 부호에 대해)

또는 F_if1 = (2F_rx(lo) - F_rx(hi))/3 (고대역에서 '+'이고 저대역에서 1-1)으로 주어진다.

나중 2개의 식은 불가능한 부정 결과를 제공한다. 가능한 다른 방법은 고대역의 제1 Lo 범위를 저대역의 제1 LO 범위의 3배로 만드는 것이므로,

F_if1 = (3F_rx(lo) - F_rx(hi))/2 (두 선택적인 부호 '-'에 대해) ... (3)

F_if1 = (3F_rx(lo) - F_rx(hi))/4 (고대역 및 저대역에서 '+') ... (4)

로 주어진다.

IS54 "D-AMPS" 단일-대역 표준에 따라 동작하고, 도 4 및 도 5에 따른 라디오에 대한 바람직한 내부 주파수 계획의 예가 설명된다. 무엇보다도, 위상 비교기 (31, 43, 49)에서 가능한 최고 위상 비교 주파수를 제공하는 주파수 계획의 탐색은 다음 결과를 산출한다.

1ST IF 2ND LO TXOFFSET M1 N1 M2 N2 M3 1ST LO FRAC-N MODULUS

101.64 101.52 146.64 9 47 9 13 47 8

상기 결과는 다음의 위상 비교 주파수를 제공한다:

F_xtal/M1 = 19.44/9 = 2.16 MHz 제2 LO 위상 비교기(31)에 대해;

F_lo2/M2 = 101.52/9 = 11.28 MHz TX 오프셋 위상 비교기(43)에 대해; 또한

F_lo2/(M2.M3) = 11.28/47 = 240 KHz 제1 LO 위상 비교기(49)에 대해.

제1 LO 동조 단차는 N3에 대해 부분-N 분할기를 사용하여 1/8의 단차를 제공함으로써 상기 240 KHz에서 30 KHz로 감소된다. 즉, 부분-N 모듈은 8이다.

상기 솔루션 (solution)은 11.28 MHz의 높은 TX 오프셋 위상 비교 주파수를 제공한다. 다른 기준은 가장 높은 제2 LO 위상 비교 주파수를 구하는 것이다. 제2 LO가 크리스탈의 조화파 (harmonic)인 다른 방법의 결과는 예를 들면:

1ST IF 2ND LO TXOFFSET M1 N1 M2 N2 M3 1ST LO FRAC-N MODULUS

116.76 116.64 161.76 1 6 243 337 1 16

상기 값은 위상 비교기(33)에서 19.44 MHz의 제2 LO 위상 비교 주파수를 제공하게 되고, 분할기(35)는 M1 = 1이기 때문에 필요하지 않다. 전송 오프셋 및 제1 LO 위상 비교기 (43, 49)는 모두 480 KHz에서 동작하고, 분할기(42)는 M3 = 1이므로 생략될 수 있다. 제1 LO 동조 단차는 모듈러스 (modulus) 16 부분-N 분할기(48)를 사용해 N3가 1/16의 단차로 변하도록 허용함으로써 480 KHz에서 30 KHz로 감소된다.

이하, 도 6에 따른 내부 주파수 기준 분포를 갖는 이중-대역 라디오를 설명한다. 이는 또한 이중-대역 D-AMPS 표준 IS136에 따라 동작하는 이중-대역 라디오와 호환가능하기 때문에, 상기 2개의 예시적인 솔루션 (solution)이 설명되었다. 제1 국부 발진기가 800 MHz 대역의 동작에 대해 높은 측에 있고 1900 MHz 대역 동작에 대해 낮은 측에 있으며, 제2 IF가 120 KHz에 고정되는 경우에서, 이중-대역 라디오에 대한 솔루션이 이후 표에 주어진다.

표 1은 제2 LO가 크리스탈의 조화파인 솔루션, 즉 제2 LO가 가능한 최고 위상 비교기 주파수를 갖고 M1이 1인 솔루션을 설명한다.

TX 오프셋 위상 비교기(43)에 대한 위상 검출기 비교 주파수를 결정하는데 상기 표 1의 내용을 사용할 때, 도 6의 배치가 2배기(51a)에서 1900 MHz로 2배로 되기 이전에 TX 발진기(S1) 주파수를 제어하는 것을 고려해야 한다.

그러므로, 위상 비교기(43)는 M2의 표시값과 분할기(41)에 의해 제공되는 반 주파수로 동작하여야 한다.

따라서, 위상 비교기(43)는 1900 MHz 대역에서 동작할 때 분할기(41)로부터 주파수를 절반으로 만드는 회로를 더 포함해야 하거나, 그렇지 않은 경우 1900 MHz에 대한 M2의 값을 2배로 만들어야 한다.

후자의 경우, 1900 MHz 동작에 대한 M3의 값은 절반이 되어야 하거나 (M3가 항상 1900 MHz에서 홀수이므로 불가능), 그렇지 않은 경우 1900 MHz 동작에 대한 부분 모듈러스가 절반이 되어야 한다. 후자가 바람직하므로, 1900 MHz에서 바람직한 부분-모듈러스는 1900 MHz 동작에 대해 표 1에 도시된 M2값의 2배와 조합되는 4 또는 12가 된다. 따라서, 위상 비교기(43)에서 TX 오프셋 위상 비교 주파수는 1900 MHz 동작에 대해 1080 KHz이고, 표 1의 제2 LO 주파수를 M2의 표시값으로 나눔으로써 얻어진 것과 같은 2160 KHz가 아니다.

더욱이, 도 6에서, 이는 항상 N3에 대한 가변 분할기(48)로 시작되어 부분-N 제1 LO 합성기 루프로 공급되는 2배기(51a)로부터의 2배 주파수임을 주목한다. 800 MHz 대역 동작 동안 수신기 믹서에 사용되는 주파수가 합성된 주파수의 절반이므로, 합성기는 30 KHz 단차로 수신기를 동조시키기 위해 60 KHz 단차만을 제공할 필요가 있다. 따라서, 800 MHz 동작에 대해 테이블 1에 도시된 부분-N 모듈러스는 절반이 될 수 있다.

동일한 부분-N 모듈러스를 사용해 양 대역에서 동작하는 것이 바람직하고, 이는 항상 800 MHz 및 1900 MHz 모듈러스의 최소 공배수인 모듈러스를 사용해 이루어져, 하나 또는 두 대역의 주파수 단차가 필요한 것 보다 더 세밀할 수 있음을 수용하여, 요구되는 주파수 해상도를 넘을 수 있다.

상기의 논제는 도 6의 주파수 2배 회로 (45a, 51a)에 반대되는 도 7의 주파수 2부분 회로 (45b, 51b)를 고려하는 한가지 동기가 된다. 또 다른 동기는 위상 잡음이 주파수 2배 회로에 의해 2배가 되지만 주파수 2부분 회로에 의해서는 2부분된다는 것이다. 따라서, 주파수 2부분 회로를 사용할 때는 원하지 않는 위상 잡음 및 리플을 낮출 것으로 기대된다. 또 다른 동기는 주파수 2배 회로가 원하지 않는 기본파 뿐만 아니라, 다른 원하지 않는 더 높은 조화파의 누설 (leakage)을 제거하는 필터를 요구한다는 것이다; 그러나, 주파수 2부분 회로의 출력은 다른 원하지 않는 스펙트럼 성분에 비교적 무관하다.

이제는 도 7을 참고하면, 믹서(46)에서 시작되어 TX 오프셋 합성기 루프로 공급되는 발진기(S1)의 비분할 출력인 것으로 나타난다. 그러므로, 800 MHz 대역 동작에 대한 위상 비교기는 표 1에 의해 주어진 2배 주파수에서 동작하여야 한다. 즉, 800 MHz 동작에 대해 표 1에 도시된 M2의 값이 절반이 되어야 하고, 다른 방법으로 N2의 값이 2배로 되어야 한다. 전자는 M2가 홀수인 경우 불가능하지만, 제1 IF가 155.64 MHz이고 M2 = 162일 때 가능하다. 따라서, 표 1이 도 7에 적용될 때, 800 MHz에 대한 N2의 값은 M2를 81로 2부분하는 것이 더 나은 선택인 제1 IF = 155.64 MHz인 경우를 제외하면, 2배로 되어야 한다; 이어서, 위상 비교기(49)에서 동일한 제1 LO 위상 비교 주파수를 유지하기 위해, 다르게는, 부분-N 모듈러스를 32에서 64로 증가시키기 위해, 800 MHz 동작에 대해 M3의 값을 (2로) 2배로 할 필요가 있다. 한편, 발진기(51)의 주파수는 800 MHz 동작에서 수신기에 사용되기 이전에 이부분되므로, 발진기(51)가 60 KHz 단차로 동조되어 부분-N 모듈러스가 다시 32로 이부분되도록 허용하는 것으로 충분하다.

도 7에 대해 상기에 고려된 것은 또한 TX 주파수 신호와 제1 LO가 항상 더 높은 주파수에서 제어되고 800 MHz 사용을 위해 이부분되는 도 8 및 도 9의 배치에 적용된다.

도 6, 도 7, 도 8, 및 도 9의 실시 사이에서 선택할 때, 또 다른 동기는 전력 소모이다. 도 6에서, x2 회로(51a)는 800 MHz 대역 수신 동작 동안 전력이 공급되어야 하고, 이는 대부분 배터리가 보충되기 이전에 대기 시간에 영향을 준다. x2 회로(45a)는 1900 MHz 전송 동안만 전력이 공급되어야 하므로, 800 MHz 대역 전송에서는 전력을 절약한다. 도 7에서, 분할기(51b)는 800 MHz 수신 동안만 전력이 공급되어야 하고, 1900 MHz 수신 동안에는 전력을 공급되지 않을 수 있다. 2부분 회로(45b)도 유사하게 800 MHz 전송 동안만 전력이 공급되어야 하고, 1900 MHz 전송에는 필요하지 않다.

도 8에서, x2 회로(45a)는 어느 주파수 대역에서든지 전송을 위해 전력이 공급되어야 하지만, 전력 증폭기(13)가 전송 전력 소모를 지배하기 때문에 이는 거의 영향력이 없다. 2부분 회로(51b)는 1900 MHz 수신 동안 전력을 공급되지 않을 수 있다. 도 6 및 도 9에서, x2 회로(51a)는 항상 어느 주파수 대역에서든지 수신을 위해 전력이 공급되어야 한다. 그러므로, 도 7이나 도 8 만큼 1900 MHz에서의 대기 배터리 수명에 바람직하지 못하다.

1900 MHz D-AMPS 동작은 TDMA를 사용하여, 낮은 수신 충격 계수 (duty factor)로 인해 훨씬 더 긴 대기 시간을 제공한다. 그러나, 800 MHz 동작은 아날로그 FM AMPS 모드를 포함하여, 수신 대기 충격 계수가 더 길다. 그러므로, 800 MHz AMPS 동작은 배터리 수명에 대해 제한 계수가 되므로, 제1 LO가 항상 더 낮은 주파수로 제어되어, 2배기(51a)가 800 MHz 수신 동안 전력이 공급되지 않을 수 있게 하는 도 10에 이르게 한다.

도 10을 참고하면, 제1 LO는 항상 더 낮은 주파수에서, 즉 2배가 되기 이전에 제어된다. 이는 800 MHz 동작에서 2배기(51a)가 전력이 공급되지 않게 한다. 그러나, 발진기(51)가 1900 MHz에서 30 KHz 단차를 제공하기 위해 15 KHz 단차로 동조되어야 하므로, 바람직하지 않게, 부분-N 모듈러스가 2배로 될 것을 요구하는 단점이 있다. 주파수 2배화 보다 주파수 2부분에 대해 상기에 설명된 다른 이점과 함께, 기존의 반도체 기술에서의 2부분 회로는 주파수 2배 회로 보다 적거나 거의 전력을 소모하지 않는다는 것을 고려하여, 도 7은 최상의 실시 형태가 될 수 있다.

제2 LO가 크리스탈의 조화파였던 상기의 표 1에 리스트된 솔루션은 분할기(35)에 대해 최소의 단위값을 제공한다. 표 2는 제2 LO 위상 비교기(31)가 3으로 나누어진 크리스탈 주파수인 (M1 = 3) 6.48 MHz에서 동작하는 솔루션을 리스트한다.

또한, 2.16 MHz (크리스탈/9, 즉 M1 = 9) 또는 720 KHz (크리스탈/27 또는 M1 = 27)의 배수인 제2 국부 발진기를 갖는 다수의 솔루션 및 M1 = 6인 적어도 하나의 솔루션이 있다. 아래의 표 3은 800 MHz 또는 1900 MHz 동작에서 TX 오프셋 비교기(43)에 대한 높은 비교 주파수와 같이 특별히 관심있는 특징을 갖는 다른 솔루션을 리스트한다.

상기 솔루션은 하나 또는 다른 주파수 대역에서 비교적 낮은 값의 (M2,N2)에 대해 주목할 만 하여, 이들 경우에서는 매우 높은 TX 오프셋 위상 비교 주파수를 제공한다.

상술된 바와 같이, 관심있는 것은 더 높은 주파수 범위의 제1 국부 발진기가 더 낮은 대역의 동작에 필요한 주파수 범위의 대략 2배와 같은 범위에 걸쳐 동조되어야 한다는 점이다.

800 MHz 셀룰러 대역에 대한 수신 주파수 범위는 869.04 내지 893.97 MHz이고, 1900 MHz PCS 대역의 수신 주파수 범위는 1930.08 내지 1990.08 MHz이다. 상 기를 식 (1), (2), (3), 및 (4)에 대입하면, 각각 바람직한 제1 중간 주파수 192 MHz, 64 MHz, 338.52 MHz, 및 169.26 MHz가 제공된다. 64 MHz IF는 너무 낮아서 60 MHz 폭의 1900 MHz 수신 대역에 걸쳐 동작할 때 충분한 영상 저지를 제공할 수 없다. 338.52 MHz IF는 SAW의 이용불가능성 또는 그 주파수에서 30 KHz 대역폭을 갖는 크리스탈 필터 때문에 선택되기 어렵다. 그러므로, 식 (1) 또는 식 (4)의 솔류션이 우선된다.

표 1 내지 표 3에서의 상기 모든 솔루션은 800 MHz 에서 높고 1900 MHz에서 낮은 제1 LO에 대한, 즉, 식 (2)의 솔루션에 대한 것이었다. 이들은 800 MHz 및 1900 MHz 동작 사이에 대역이 샌드위치형으로 위치하는 국부 발진기(51)의 범위를 제공하는데 사용될 수 있다. 800 및 1900 MHz에서의 동작에 요구되는 전체 동조 범위를 한 대역으로 커버하도록 시도하는 것이 바람직하지 못할 수 있다.

식 (1)의 경우에 대한 솔루션의 탐색은 192 MHz에 가장 가까운 제1 IF로 다음의 결과를 산출한다:

1st IF 189.96 MHz

2nd Lo 190.08 MHz= 88/9 x 19.44 MHz 크리스탈 (N1=88, M1=9)

TX 오프셋 (800MHz) 234.96 MHz = 89/72 x 2nd LO (N2=89, M2=72)

TX 오프셋 (1900MHz) 270.000 MHz = 125/88 x 2nd LO (N2=125, M2=88)

TX 오프셋 비교 주파수 AT 800 MHz = 2640 KHz

(실제로 N2=89, M2=36에서, 도 7의 배치에 대해 5280 KHz)

1900 MHz에서 TX 오프셋 비교 주파수 = 2160 KHz

2nd LO 비교 주파수 = 2160 KHz

가능한 1st LO 부분-N 모듈:1,2,4,8,11,22,44, 또는 88 (800MHz)

또한:1,2,3,4,6,8,9,12,18,24,36, 또는 72 (1900MHz)

제1 LO 위상 비교 주파수는 예를 들어 8의 부분-N 모듈러스가 양 대역에 대해 선택된 경우 240 KHz이다.

다른 방법으로, 1900 MHz에서 720 KHz 위상 비교 주파수를 제공하도록 24의 부분-N 모듈러스가 선택될 수 있지만, 위상 비교 주파수는 800 MHz에서는 여전히 240 KHz가 된다. 800 MHz에서의 동조 단자 크기는 24의 동일한 모듈러스로 10 KHz이거나 도 7의 배치에서 5 KHz가 된다. 이는 필요로 하는 30 KHz 보다 더 세밀하지만, 수용가능하다. 240 KHz는 800 MHz 동작에 적절한 비교 주파수이고, 발진기 위상 잡음이 800 MHz의 두배인 1900 MHz 동작에서는 720 KHz의 더 높은 비교 레이트가 바람직하다.

식 (4)에 따른 솔루션은 800 MHz 동작에서 고대역 제1 국부 발진기 주파수를 3으로 나눈다고 가정한다. 다른 말로 하면, 도 7의 분할기(51b)는 2부분 회로에서 3부분 회로로 변화되어야 한다. 또한, 800 MHz의 전송 주파수 단차가 정확하기 위해 분할기(45b)를 3부분 회로로 변화시킬 필요가 있다. 이 솔루션은 이중-대역 IS136 셀룰러 전화기에 바람직하지 못하므로, 여기서 더 고려되지 않고, 임의의 경우에서 설명되는 방법을 명확하게 확장시키게 된다.

본 발명은 PCS1900 (GSM-기초) 표준과의 호환가능성과 함께 800 MHz 대역에서 AMPS 및 IS54 (DAMPS)와의 호환가능성을 원하는 이중-대역/이중-모드 무선 전화 기에 사용될 수 있다.

해결되어야 할 문제점은 라디오가 일반적으로 24.3 KS/S 전송 심볼 레이트, 30 KHz 채널 스페이싱, 및 8 KS/S 음성 디지털화의 가장 인접한 공배수로 19.44 MHz 크리스탈을 사용하는 것을 근거로 D-AMPS 동작을 위해 설계된다는 점이다. 한편, 라디오는 일반적으로 270.833 KB/s (13 MHz/48)의 전송 비트 레이트, 200 KHz (13 MHz/65)의 채널 스페이싱, 및 8 KS/S 음성 디지털화 레이트의 최소 공배수인 13 MHz 크리스탈을 근거로 GSM, DSC1800 또는 PCS1900 동작을 위해 설계된다. 이는 부품 개수의 증가로 인해, 한 설계의 라디오와 다른 설계의 라디오가 단순히 집적되는 것을 어렵게 만든다. 그러므로, 둘 중 하나의 크리스탈 주파수로부터 동작될 수 있는 콤포넌트가 설계되도록 내부 주파수 성분을 찾는 것이 바람직하고, 또 다른 목적으로 800 MHz의 AMP 모드, 800이나 1900 MHz에서 D-AMPS 모드, 또는 1900MHz에서 PCS1900 모드 중 임의의 것에서 동일한 크리스탈 기준 주파수로의 동작을 허용하는 기준 주파수 분포 구조를 찾는 것이 바람직하다.

도 12는 기준 발진기(21)에 접속된 13 MHz 및 19.44 MHz 크리스탈을 모두 사용하는 솔루션을 설명하지만, 이들 중 하나만이 디지털 로직(20)으로부터의 "선택 크리스탈" 제어 신호를 통해 일정 시간에 활성화된다.

단일 중간 주파수 증폭기 칩은 이중-크리스탈 기준 발진기(21), 제2 LO 및 제어 PLL(17), 또한 이중-대역폭 제2 IF 증폭기 및 제2 믹서(16)를 구비한다. 기준 발진기는 13 MHz에서 한 모드로 동작되고, 제2 LO는 12 x 13 MHz로 제어된다. 다른 방법으로, 제2 모드에서, 기준 발진기는 19.44 MHz에 동작되고, 제2 LO는 예를 들어 19.44 MHz의 배수이면서 (19.44 MHz의 8배), 동일한 발진기가 사용될 수 있는 156 MHz에 충분히 가까운 155.52 MHz로 제어된다.

IF 증폭기 칩은 광대역 IF 필터 (Wideband IF filter)(15 WB) 또는 협대역 IF 필터 (Narrowband IF filter)(15 NB)를 사용해 필터링되는 전치부 칩(12)으로부터 다운 변환된 신호를 수신한다. 광대역 모드에서 필터 중심 주파수는 150 MHz로, 이는 RSSI 신호와 함께 디지털 신호 처리기(20)에 공급되는 6 MHz의 제2 IF를 생성하도록 그 모드에서 156 MHz의 제2 LO와 혼합한다. 협대역 제1 IF 필터는 155.52의 제2 LO 보다 더 높은 120 KHz의 중심 주파수에서, 즉 155.64 MHz에서 동작하여, 신호 처리 칩(20)으로 공급되는 120 KHz의 협대역 모드에서 제2 IF를 제공한다. 협대역 모드의 120 KHz 또는 광대역 모드의 6 MHz에서 제2 IF 신호는 바람직하게 제2 IF 필터 (도시되지 않은)를 사용해 IF 증폭기(16)에서 더 필터링된다. 한 실시에서, 120 KHz 제2 IF 필터는 대략 30 KHz의 통과대역폭을 갖는 집적 활성 대역통과 필터이고, IF 증폭기 칩 (16, 17, 21)의 일부로 제작된다. 6 MHz 제2 IF 필터링은 TV 사운드 IF 스테이지에 사용되는 것과 같이, 대략 170 KHz 대역폭의 외부 세라믹 필터 (도시되지 않은)에 의해 실행된다.

800 MHz에서 협대역 AMPS 모드로 동작할 때, 듀플렉스 스페이싱은 45 MHz이므로, 전송 주파수는 제1 LO 이하에서 45 + 155.64 MHz이다. 그러므로, TX 오프셋은 200.64 MHz가 된다. 그러나, 도 13에 도시된 바와 같이, TX 믹서(46)는 800 MHz 주파수의 2배에서 전송 및 수신 발진기 (45, 51)를 혼합하여, 401.28 MHz의 오프셋을 만든다. 이는 155.52 MHz의 제2 LO와 1920 KHz의 가장 큰 공통 계수를 가지므로, 분할기(47)는 제1 1920 KHz 신호를 구하도록 TX 믹서(46)로부터의 TX 오프셋을 제1 정수 N2로 나누고, 분할기(41)는 제2 1920 KHz 신호를 생성하도록 IF 칩(30)으로부터의 제2 LO를 정수 M2 = 81로 나눈다. 2개의 1920 KHz 신호는 에러 신호를 생성하도록 전송 위상 비교기(43)에서 비교된다. 에러 신호는 루프 필터(44)에서 필터링 및 집적되어, 분할기(45b)에서 2부분될 때, 원하는 800 MHz 전송 주파수가 되는 원하는 주파수에 이를 유지시키도록 TX 발진기(45)에 대한 제어 신호를 만든다.

800 MHz에서의 이 주파수 계획은 또한 800 MHz 대역에서 D-AMPS 모드에 사용될 수 있다. 1900 MHz에서 D-AMPS 모드로 동작하도록, 듀플렉스 스페이싱은 80.04 MHz가 되어, 전송 오프셋은 80.04 + 155.64 MHz = 235.68 MHz 가 된다. 이는 155.52 MHz의 제2 LO 주파수에 단순히 관련되지 않는다; 그러나, 1900 MHz에서는 다른 시간슬롯에서 동시에 일어나지 않게 전송 및 수신이 일어나도록 시간-듀플렉스 모드만이 사용되므로, 제1 국부 발진기는 235.44 MHz의 TX 오프셋이 235.68 MHz 대신에 사용될 수 있도록 전송 및 수신 사이에 240 KHz의 비교적 작은 양만큼 옆으로 벗어난다.

약간 수정된 235.44 MHz의 TX 오프셋은 2160 KHz의 공통 계수를 155.52 MHz의 제2 LO와 공유한다. 따라서, 1900 MHz D-AMPS 모드에서, 분할기(47)는 235.44 MHz를 2160 KHz로 분할하도록 재프로그램되어 정수 N2로 나누고, 분할기(41)는 2160 KHz를 구하도록 72의 M2로 나누도록 재프로그램되어, 위상 비교기(43)는 이제 1920 KHz 대신에 2160 KHz에서 신호를 비교한다.

최종적으로, 듀플렉스 오프셋이 80 MHz인 PCS1900 모드를 구하도록, 전송기 오프셋은 그 모드에서 제1 IF가 150 MHz이므로 80 + 150 MHz가 된다. 230 MHz TX 오프셋은 2 MHz의 공통 제수를 156 MHz인 제2 LO와 공유한다. 이 모드는 또한 시간 듀플렉스이므로, 제1 LO는 230 MHz에서 예를 들면, 234 MHz로 TX 오프셋을 수정하도록 옆으로 벗어나고, 이는 156 MHz의 제2 LO와 훨씬 더 큰 78 MHz의 공통 계수를 갖는다. 그럼에도 불구하고, 2 MHz의 위상 비교 주파수를 유지하여, 공통 루프 필터(44) 및 위상 비교기(43)의 사용을 용이하게 하도록 모든 위상 비교 주파수 (1920, 2160, 및 2000 KHz)가 충분히 가까와지도록 하는 것이 유리하다. 다른 방법으로, 78 MHz와 같이 더 큰 공통 계수를 이용하기를 원하면, 다른 루프 필터 및 위상 비교기가 안정성 및 로크-인 (lock-in) 시간의 원하는 폐쇄 루프 특성을 제공하는데 필요하다. 따라서, 도 13의 배치는 모든 대역 및 모드에서 루프-대역폭 및 로크-인 시간의 TX 오프셋 루프 동작 특성을 거의 같게 유지하도록 고의로 의도된다.

도 12 및 도 13의 이중-모드, 이중-대역 전송기-수신기는 모든 모드에서 2배 수퍼헤테로다인 (double superheterodyne) 수신기가 사용된다고 가정한다. 협대역 AMPS 및 D-AMPS 모드에서, 제2 중간 주파수는 120 KHz이고, 제2 IF 필터는 칩상에 집적된 활성 필터이다; 모든 GSM 음성 및 데이터 모드, 위상 통신 모드, 및 GPRS 패킷 데이터 모드를 포함할 수 있는 광대역 PCS1900 모드에서, 제2 IF는 6MHz이고, 제2 IF 필터는 그 주파수에서 집적되기 더 어렵다. 광대역 모드에 대한 다른 방법의 수신기 설계는 도 14에 도시되고, 여기서는 광대역 모드의 제2 IF가 0 주파수이고, 한 변환 단계로 안테나에서 수신된 주파수에서 0 주파수로 직접 변환되는, RF 호모다인 (Homodyne)과 반대되는, "IF 호모다인 (Homodyne)"이라 공지된다. 도 14의 수신기는 156 MHz의 제1 중간 주파수로 변환하는 제1 단계와 156 MHz 국부 발진기화 혼합함으로써 156 MHz에서 0 주파수로 변환하는 제2 단계의 두 단계로 안테나에서 수신된 주파수에서 0 주파수로 변환한다. 도 14의 제1 IF가 이제 도 12 및 도 13의 150 MHz와 반대되는 156 MHz이므로, 1900 MHz에 대한 TX 오프셋은 156 + 80 = 236 MHz가 되고, 2 MHz의 공통 계수를 156 MHz 국부 발진기와 공유한다. 따라서, 도 13에 대한 변화는 단지 PCS1900 동작을 위한 N2의 값이 230/2 = 115에서 236/2 = 118로 변한다는 것이다. 원하는 경우, N2를 236/4 = 59로, M2를 78에서 39로, 또한 M3를 2에서 4로 변화시킴으로서 (다른 방법으로, 제3 위상 비교기(49)에 대해 더 높은 기준 주파수를 수용하도록 N3의 부분-N 모듈러스를 변화시킴으로서) 더 높은 4 MHz의 공통 계수가 사용될 수 있다.

도 12, 도 13, 및 도 14의 실시는 임의의 시간에 단 하나만이 활성 상태이더라도, 2개의 다른 기준 크리스탈을 사용한다. 그럼에도 불구하고, 이는 모든 크리스탈이 다른 각각의 온도 보상을 필요로 하기 때문에, 크리스탈이 모두 독립적으로 온도 보상되어야 하는 복잡성을 부가한다. 온도 보상은 "자체-학습 (self-learning)" 기술에 의해 실행되고, 그에 의해 수신기는 기지국 신호를 고정시켜 기지국 신호 주파수를 크리스탈 에러를 정정하기 위한 기초로 사용한다. 보급 온도는 서미스터 (thermistor)를 사용해 측정되고, 크리스탈에 적용된 정정은 디지털 신호 처리기(20)내의 마이크로프로세서 메모리에서 보급 온도에 대하여 테이블에 저장된다.

온도 보상을 간략화할 뿐만 아니라 제2 크리스탈과 연관된 비용 및 기판 면적을 줄이기 위해, 관심있는 것은 단일 크리스탈을 사용해 도 15 및 도 16의 솔루션을 고려하는 것이다. 도 15의 솔루션은 19.5 MHz의 절충된 크리스탈 주파수를 선택하는 것이다. 이는 PCS1900 비트 레이트가 유도되는 13 MHz의 1.5배이고, 비트 레이트는 13 MHz/48에 반대되는 19.5 MHz/72로 유도가능하다. 19.5 MHz는 또한 24.3 KS/S의 심볼 레이트가 800으로 나눔으로써 유도되는 D-AMPS 모드에 필요한 19.44 MHz에 가깝다. 19.5 MHz가 사용될 때, 에러는 0.3%로, 162 심볼 기간 또는 6.667 mS의 TDMA 버스트를 전송하는 동안의 심볼 주기의 정확하게 절반인 전송 심볼 스트림에서 타이밍 드리프트 (timing drift)를 발생시킨다. 원칙적으로, 이러한 에러는 한 심볼까지의 전송 경로 지연 변화를 일으키는 다중경로 전파로 인하여 수신기에 의해 기대되는 경우에서 보다 더 크지 않다. 그럼에도 불구하고, 에러는 전파 경로에 의해 주어지는 결함을 에러가 합성하지 않도록 전송 신호를 정정하는 것이 바람직하다. 제1 근사치로, 심볼 레이트 에러는 0.0585%의 잔류 에러를 갖는 심볼 레이트를 구하도록 크리스탈 주파수를 802로 나눔으로써 감소될 수 있고, 162-심볼 버스트 기간에 걸쳐 심볼의 1/10 보다 적은 타이밍 드리프트를 제공하게 된다. 24.3 KS/S 심볼 레이트에 대해 보다 정확한 근사치를 생성하기 위해 때로는 802로 나누고 때로는 803으로 나누는 스킵-카운터 (skip-counter)를 통해 더 정제될 수 있다. 그러나, 한 실시예에서, 24.3 KS/S 변조는 비트 당 8개 샘플의 레이트로 디지털적으로 발생된다. 비트 당 수개의 샘플은 루트-레이즈드-코싸인 필터 (root-raised-cosine filter) 주파수 응답을 사용해 필터링된 심볼 스트림의 곡선 파형을 나타내는데 사용된다. 따라서, 크리스탈 주파수를 때로는 100으로 나누고 때로는 101로 나눔으로써, 심볼 레이트의 8배, 또는 초당 194.4 kilosamples에 대해 정확한 근사치를 생성하는 것이 진짜 바람직하다. N1회의 100부분이 일어나고 101부분이 일어나는 회수 N2가 이제 유도된다.

20 mS의 D-AMPS 프레임 반복 주기는 19.44 MHz 클럭의 388,800 싸이클에 반대되는 19.5 MHz 클럭의 390,000 싸이클을 나타낸다.

따라서, 타이밍 발생기는 20 mS 반복 주기를 생성하기 위해 19.44 MHz 클럭이 사용될 때의 388,800에 반대되는 19.5 MHz 클럭이 사용될 때의 390,000으로 나누도록 프로그램된다. D-AMPS TDMA 프레임은 3 시간슬롯으로 분할되어, 한 시간슬롯은 19.44 MHz 클럭의 129,600에 반대되는 19.5 MHz의 130,000 싸이클의 기간이다. 그러므로, N1 및 N2에 대한 제1 식은

100.N1 + 101.N2 = 130,000.

부가하여, 생성되는 1/8 심볼 샘플 주기의 총수는 이전과 같이 8 x 162 = 1296이므로, N1 및 N2에 대한 제2 식은

N1 + N2 = 1296.

이들 식을 풀면, N2 = 400, N1 = 896이다.

따라서, 스킵 카운터는 총 400회의 101부분으로 산재된 총 896회의 100부분을 실행하도록 프로그램되어, 25 nsec 또는 19.5 MHz의 클럭 주기의 반 클럭 주기 정도 보다 더 큰 타이밍 에러를 갖지 않도록 총 1296의 1/8 심볼 주기를 생성한다. 도 20은 상기를 이루는 스킵 카운터 설계를 도시한다. 분할기(100)는 누적기(101)로부터의 제어 입력에 따라 100 또는 101로 나누도록 구성되므로, 분할기(100)로부터의 연속적인 출력 펄스는 19.5 MHz 클럭의 100 싸이클 또는 101 싸이클 만큼 간격이 주어진다. 누적기(101)는 모듈로-81 누적기로 구성되고, 이는 증가분을 더한 이후, 누적기내의 값이 81 보다 크거나 같으면, 누적기값으로부터 81을 감산하고 오버플로우 (overflow) 또는 운반 (carry) 펄스가 발생된다. 누적기(101)로부터 출력되는 운반 펄스는 분할기(100)가 101부분하도록 하는데 사용된다.

최종 분할기(100) 출력 펄스에 의해 증가되는 경우 누적기(101)에 의해 운반이 일어나지 않으면, 분할기(100)는 다음 출력 샘플 레이트 펄스를 생성하도록 19.5 MHz 클럭 입력의 100 싸이클을 카운트한다. 최종 분할기 출력 펄스가 누적기에 증가하여 오버플로우를 일으키면, 분할기(100)로 피드백된 누적기 운반 출력은 분할기가 다음 분할기 출력 샘플 레이트 펄스를 생성하기 전에 19.5 MHz 클럭 입력의 101 싸이클을 카운트하게 한다.

누적기 증가를 25로 설정함으로써, 누적기는 400/1296 시간과 같은 시간의 운반 펄스 25/81을 만들고, 이는 D-AMPS 시간슬롯에서 정확히 1296개의 8 x 심볼 레이트 펄스를 만드는데 필요한 상기에 계산된 101부분의 레이트이다.

도 16은 19.5 MHz 크리스탈을 사용하는 내부 주파수 계획을 도시한다. D-AMPS 모드의 제1 IF는 154.32 MHz로 변하여, 각각 800 및 1900 MHz 동작에서 전송 위상 비교기(43)에 1320 KHz 및 1080 KHz의 높은 위상 비교기 주파수를 제공하고, 또한 제2 LO 위상 비교기(31)에서 780 KHz의 높은 비교 주파수를 제공한다.

본 발명의 또 다른 실시는 도 17에 도시되고, 이때는 모든 무선 발진기 주파수를 유도하는데 13 MHz 크리스탈을 사용하고, AMPS 및 D-AMPS 모드에 대한 비트 및 디지털 샘플링 레이트를 유도하는데만 디지털 칩(20)에 접속된 19.44 MHz 크리스탈을 사용한다. 이 경우에서의 주파수 계획은 실질적으로 제2 LO 위상 비교기가 520 KHz에서 동작하는 점만이 도 16과 다른 도 18에 도시된다.

도 16 및 도 18에서는 모두, 메인 수신기 합성기 (제1 LO)가 PCS1900 모드에서 5 (선택적으로 10 또는 20), AMPS 및 D-AMPS 모드에서 12의 모듈러스를 갖는 부분-N 합성기로 동작한다.

도 19의 배치를 사용함으로써 디지털 클럭을 발생시키는데만 사용되는 19.44 MHz 크리스탈을 제거하는 것이 가능하고, 여기서는 디지털 칩(20)이 필요할 때 내부 PLL을 통해 19.44 MHz 클럭 자체를 생성한다. 이를 용이하게 하기 위해, 분할기 (41, 42)는 두 분할기 (41a, 41b) 및 (42a, 42b)로 나뉜다. 분할기(41a)는 전송 위상 비교기(43)가 동작하는 1320 KHz를 구하도록 800 MHz에서 D-AMPS 모드로 154.44 MHz의 제2 LO 주파수를 117로 나눈다. 선택기 스위치(41c)는 이 모드에서 분할기(41a)의 출력을 선택하도록 동작된다. 이 모드 동안, 분할기(41b)는 동시에 동작하여, 디지털 칩(20)에 14.040 MHz 출력을 제공하도록 11로 나눈다. 이 주파수는 필요할 때 국부 PLL을 통해 디지털 칩(20)에 발생되는 19.44 MHz와 1080 KHz의 공통 계수를 공유한다. 분할기(42a)는 이때 발진기(51)의 60 KHz 단차를 제공하는데 모듈러스-11 부분-N 분할기(43)와 함께 사용되는 660 KHz를 구하도록 위상 비교기(43)의 동작 주파수를 또 다른 계수 2로 나누게 동작하고, 이는 800 MHz AMPS 또는 D-AMPS 동작에서 2부분한 이후 30 KHz 단차를 제공하게 된다. 1900 MHz D-AMPS 동작에서, 스위치(41c)는 대신에 13으로 나뉜 14.04 MHz, 즉 1080 KHz인 분할기(42b)의 출력을 선택한다. 이는 800 MHz에서의 45 MHz와 비교해 1900 MHz에서의 80.04 MHz인 듀플렉스 오프셋을 제공하는데 원하는 주파수이다. 위상 비교기(43)에 대해 선택된 1080 KHz는 또한 3부분하도록 재프로그램된 분할기(42a)에서 3으로 더 나누어져, 분할기(48)에 대해 12의 부분-N 모듈러스를 사용하는 것과 함께 1900 MHz의 D-AMPS 동작 동안 공진기(51)에 30 KHz 동조 단차를 제공하는 위상 비교기(49)에 360 KHz 위상 비교 주파수를 제공한다. PCS1900 동작에서, 분할기(41b)는 12부분하도록 프로그램되어, 디지털 칩(20)에 13 MHz 클럭 출력을 제공하도록 156 MHz의 제2 LO를 분할한다. 13 MHz는 분할기(42b)에서 위상 검출기 (43, 48)의 동작 주파수인 1 MHz로 13부분된다. 따라서, 분할기(42a)는 M3 = 1을 생성하도록 프로그램된다. 분할기(48)에 5의 부분-N 모듈러스를 사용하는 것은 이 모드에서 원하는 200 KHz 단차를 제공한다.

이와 같이, 상기에서는 본 발명이 270.833 KB/s 및 24.3 KS/S의 다른 심볼 레이트, 30 KHz 또는 200 KHz의 다른 채널 스페이싱, 및 45 MHz, 80.04 MHz, 또는 80.00 MHz의 전송-수신 듀플렉스 스페이싱을 유도하는 다양한 방법으로 단일 크리스탈 기준 또는 2개의 크리스탈을 사용해 이중-대역, 이중-모드 송수신기의 구조를 허용하는 것으로 나타난다.

더욱이, 이 탄력성은 종래 기술과 비교해 개선된 설계로 이루어지므로, 무선 하드웨어가 감소된 수의 RF 상호접속을 갖는 기본적인 3개의 집적 회로 칩으로 감소되도록 허용하여, 내부 간섭의 위험성을 최소화하고 전력 소모를 줄이게 된다.

본 발명은 공통 기준 크리스탈 발진기로부터 직접 합성되어야 하는 모든 클럭 주파수 및 무선 주파수를 유도하는 것이 불편할 때마다, 셀룰러 라디오 이외의 내용에서 유용하다. 본 발명은 종래 기술에 숙련된 자에 의해 다음의 청구항에서 설명되는 바와 같은 본 발명의 의도 및 범위내에 유지되면서 상기 지시를 사용하도록 적응될 수 있다.

Claims

전송 주파수로 전송할 신호를 발생시키고 수신 주파수로 신호를 수신하는 무선 송수신 장치에 있어서,

상기 수신 신호를 제1 국부 발진기 (local oscillator) 주파수 신호와 혼합하여 제1 중간 주파수 (intermediate frequency) 신호를 발생시키는 제1 다운변환기 (downconvertor);

상기 제1 중간 주파수 신호를 제2 국부 발진기 주파수 신호와 혼합하여 제2 중간 주파수를 발생시키는 제2 다운변환기;

수정 크리스탈 공진기 (quartz crystal resonator)에 의해 결정되는 정확한 주파수를 갖는 국부 발진기 신호를 발생시키는 제2 국부 발진기 수단;

상기 제2 국부 발진기 주파수 신호를 위한 제1 입력 및 상기 제1 국부 발진기 주파수 신호를 위한 제2 입력을 갖고, 그에 의존하여 원하는 상기 제1 국부 발진기 주파수 신호를 생성하도록 상기 제1 국부 발진기를 제어하는 제어 신호를 생성하는 제1 국부 발진기 주파수 합성기 수단; 및

전송 주파수의 신호를 생성하기 위한 것으로, 상기 제2 국부 발진기 신호를 위한 제1 입력 및 상기 제1 국부 발진기 신호를 위한 제2 입력을 갖고, 그에 의존하여 상기 전송 주파수 신호를 생성하는 전송 신호 발생기 수단

을 포함하는 장치.
전송 주파수로 전송할 신호를 발생시키고 수신 주파수로 신호를 수신하는 무선 송수신 장치에 있어서,

상기 수신 신호를 제1 국부 발진기 주파수 신호와 혼합하고 이를 제1 중간 주파수 신호로 변환하는 제1 다운변환기;

상기 제1 중간 주파수 신호를 제2 국부 발진기 주파수 신호와 혼합하고 이를 제2 중간 주파수로 다운변환하는 제2 다운변환기;

정확한 기준 주파수 신호를 제공하는 기준 크리스탈 발진기 수단;

상기 제2 국부 발진기 주파수 신호를 위한 제1 입력 및 상기 기준 주파수 신호를 위한 제2 입력을 갖고, 그에 의존하여 원하는 상기 제2 국부 발진기 주파수 신호를 생성하도록 상기 제2 국부 발진기를 제어하는 제어 신호를 생성하는 제2 국부 발진기 주파수 합성기 수단;

상기 제2 국부 발진기 주파수 신호를 위한 제1 입력 및 상기 제1 국부 발진기 주파수 신호를 위한 제2 입력을 갖고, 그에 의존하여 원하는 상기 제1 국부 발진기 주파수 신호를 생성하도록 상기 제1 국부 발진기를 제어하는 제어 신호를 생성하는 제1 국부 발진기 주파수 합성기 수단; 및

상기 전송 주파수의 신호를 생성하기 위한 것으로, 상기 제2 국부 발진기 신호를 위한 제1 입력 및 상기 제1 국부 발진기 신호를 위한 제2 입력을 갖고, 그에 의존하여 상기 전송 주파수 신호를 생성하는 전송 신호 발생기 수단

을 포함하는 장치.
제1항에 있어서,

상기 전송 신호 발생기는

상기 전송 주파수 신호를 발생시키는 전송 발진기 수단;

상기 전송 신호를 생성하도록 상기 전송 주파수 신호를 변조하는 변조기 수단;

전송 오프셋 (offset) 주파수 신호를 생성하도록 상기 전송 주파수 신호를 상기 제1 국부 발진기 신호와 혼합하는 전송 다운변환기 수단; 및

상기 전송 오프셋 주파수 신호를 위한 제1 입력 및 상기 제2 국부 발진기 주파수 신호를 위한 제2 입력을 갖고, 그에 의존하여 상기 전송 주파수 신호를 상기 전송 주파수로 정확하게 제어하도록 상기 전송 발진기 수단에 대한 제어 신호를 생성하는 전송 오프셋 합성기 수단

을 더 포함하는 장치.
제2항에 있어서,

상기 전송 신호 발생기는

상기 전송 주파수 신호를 발생시키는 전송 발진기 수단;

상기 전송 신호를 생성하도록 상기 전송 주파수 신호를 변조하는 변조기 수단;

전송 오프셋 주파수 신호를 생성하도록 상기 전송 주파수 신호를 상기 제1 국부 발진기 신호와 혼합하는 전송 다운변환기 수단; 및

상기 전송 오프셋 주파수 신호를 위한 제1 입력 및 상기 제2 국부 발진기 주파수 신호를 위한 제2 입력을 갖고, 그에 의존하여 상기 전송 주파수 신호를 상기 전송 주파수로 정확하게 제어하도록 상기 전송 발진기 수단에 대한 제어 신호를 생성하는 전송 오프셋 합성기 수단

을 더 포함하는 장치.
제1항에 있어서,

상기 제1 국부 발진기 합성기 수단은 부분-N 합성기 (fractional-N synthesizer)인 것을 특징으로 하는 장치.
전송 주파수로 전송할 신호를 발생시키고 수신 주파수로 신호를 수신하는 무선 송수신 장치에 있어서,

상기 수신 신호를 제1 국부 발진기 주파수 신호와 혼합하고 이를 제1 중간 주파수 신호로 변환하는 제1 다운변환기;

상기 제1 중간 주파수 신호를 제2 국부 발진기 주파수 신호와 혼합하고 이를 제2 중간 주파수로 다운변환하는 제2 다운변환기;

수정 크리스탈 공진기에 의해 결정된 정확한 주파수를 갖는 제2 국부 발진기 신호를 발생시키는 제2 국부 발진기 수단;

상기 제2 국부 발진기 신호를 위한 입력을 갖고, 제1 정수로 나누어진 상기 정확한 제2 국부 발진기 주파수와 동일한 주파수로 제1 출력 신호를 생성하고, 또한 제2 정수로 상기 제1 출력 신호를 주파수 분할함으로써 제2 출력 신호를 생성하는 기준 분할기 수단 -상기 제2 출력 신호는 제1 상태에서 제2 상태로의 상기 제1 출력 신호의 상태 변화에 응답해 고상태에서 저상태로 또는 저상태에서 고상태로 변화됨 -;

상기 제2 분할기 출력 신호를 위한 제1 입력 및 상기 제1 국부 발진기 주파수 신호를 위한 제2 입력을 갖고, 그에 의존하여 원하는 상기 제1 국부 발진기 주파수 신호를 생성하도록 상기 제1 국부 발진기를 제어하는 제어 신호를 생성하는 제1 국부 발진기 주파수 합성기 수단; 및

상기 전송 주파수의 신호를 생성하기 위한 것으로, 상기 제1 분할기 출력 신호를 위한 제1 입력 및 상기 제1 국부 발진기 신호를 위한 제2 입력을 갖고, 그에 의존하여 상기 전송 주파수 신호를 생성하고, 상기 제2 상태에서 상기 제1 상태로의 상기 제1 분할기 출력 신호 전이에 응답하는 전송 신호 발생기 수단

을 포함하는 장치.
복잡성이 감소된 셀룰러 무선전화기 (cellular radiotelephone)에 있어서,

제1 국부 발진기 주파수 제어 신호를 위한 제1 입력, 및 안테나를 통해 수신되는 신호를 위한 제2 입력을 갖고, 제1 출력 접속부에서 제1 국부 발진기로부터 상기 제1 국부 발진기 주파수의 제1 출력 신호를 제공하고, 제2 출력 접속부에서는 상기 제1 국부 발진기를 사용하여 상기 제2 입력에서 수신된 상기 신호를 다운변환함으로써 제1 중간 주파수의 제2 출력 신호를 제공하는 제1 수신기 집적 회로;

필터를 통해 상기 제1 수신기 회로의 상기 제2 출력에 접속된 제3 입력을 갖고, 제3 출력 접속부에서 제2 국부 발진기로부터의 제2 국부 발진기 신호를 생성하고, 제4 출력 접속부에서는 상기 제2 국부 발진기를 사용하여 상기 제3 입력에 입력된 상기 제1 중간 주파수 신호를 다운변환함으로써 제2 중간 주파수 신호를 생성하는 제2 수신기 집적 회로; 및

상기 제1 수신기 회로의 상기 제1 출력에 접속된 제4 입력을 갖고 상기 제1 수신기 회로의 상기 제1 입력에 접속된 제5 출력 접속부에서 제어 신호를 생성하고, 상기 제2 수신기 회로의 상기 제3 출력에 접속된 제5 입력을 갖고 그에 의존하여 원하는 전송 주파수로 신호를 생성하는 제1 전송 집적 회로

를 포함하는 셀룰러 무선전화기.
제1 심볼 레이트와 제2 심볼 레이트에서 교대로 코드화 및 변조된 정보 심볼을 수신하고 전송하는 이중-모드 (dual-mode) 셀룰러 무선전화기 장치에 있어서,

선택 신호에 응답하여 상기 선택 신호의 레벨에 따라 제1의 정확한 주파수 또는 제2의 정확한 주파수로 발진하고, 선택된 주파수의 출력 신호를 제공하는 이중 기준 주파수 발진기 수단;

상기 선택된 기준 발진기 주파수 신호를 사용하여 상기 선택된 기준 주파수에 따라 상기 제1 레이트 또는 상기 제2 레이트로 전송할 상기 코드화 및 변조된 정보 심볼을 발생시키는 디지털 신호 처리 수단;

상기 선택된 기준 주파수 신호에 위상-동기된 (phase-locked) 정확한 제2 국부 발진기 주파수 신호를 생성하는 제2 국부 발진기 주파수 합성기 수단;

정확한 제1 국부 발진기 주파수 신호를 생성하는 제1 국부 발진기 주파수 합성기 수단;

제어 신호에 따라 원하는 전송 주파수로 신호를 생성하는 전송 발진기 수단; 및

전송 오프셋 주파수 신호를 생성하도록 상기 전송 주파수 신호를 상기 제1 국부 발진기 신호와 혼합하는 전송 믹서 (mixer), 및 상기 제어 신호를 발생시키도록 상기 전송 오프셋 주파수 신호를 상기 제2 국부 발진기 주파수 신호와 비교하는 전송 위상 동기 루프 (phase lock loop)를 포함하는 전송 발진기 주파수 제어 수단

을 포함하는 장치.
제8항에 있어서,

상기 제1 국부 발진기 합성기 수단은 주파수 기준 신호로서 상기 제2 국부 발진기 신호를 사용하여, 상기 제1 국부 발진기 신호 주파수를 정확한 값으로 조정하는 장치.
제8항에 있어서,

상기 제1 국부 발진기 신호는 제1 중간 주파수 신호를 발생시키도록 증폭 및 필터링된 수신 신호와 혼합되고, 상기 제1 중간 주파수 신호는 또한 제2 중간 주파수 신호를 생성하도록 상기 제2 국부 발진기 신호와 혼합되는 장치.
제10항에 있어서,

상기 제2 중간 주파수 신호의 공칭 주파수는 상기 제1 심볼 레이트에서의 수신이 선택될 때 0이고, 상기 제2 심볼 레이트에서의 수신이 선택될 때는 0이 아닌 장치.
제8항에 있어서,

상기 제1의 정확한 주파수는 6.5 MHz의 배수이고, 상기 제2의 정확한 주파수는 9.72 MHz의 배수인 장치.
19.5 MHz의 정확하게 제어되는 주파수로 발진하는 기준 발진기 수단; 및

72의 정수 계수로 분할함으로써 상기 기준 발진기 주파수로부터 유도되는 전송 비트 레이트를 갖는 GSM 셀룰러 표준에 따른 신호를 발생시키고, 다르게는 정수가 아닌 계수로 분할하여 상기 기준 발진기 주파수로부터 유도되는 심볼 레이트를 갖는 IS-136 셀룰러 표준에 따른 신호를 발생시키는 전송기 수단

을 포함하는 이중-모드 디지털 셀룰러 무선전화기.
제13항에 있어서,

상기 비정수 분할은 계수 100과 25/81에 의한 제1 비정수 분할과 이에 후속되는 8에 의한 제2 정수 분할을 포함하는 무선전화기.