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KR100373299B1 - 신호 변환 방법 및 장치 - Google Patents

신호 변환 방법 및 장치 Download PDF

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KR100373299B1
KR100373299B1 KR10-1999-7002567A KR19997002567A KR100373299B1 KR 100373299 B1 KR100373299 B1 KR 100373299B1 KR 19997002567 A KR19997002567 A KR 19997002567A KR 100373299 B1 KR100373299 B1 KR 100373299B1
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텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍)
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Abstract

본 발명은 광대역 신호로부터 기저대역 신호로 그리고 기저대역 신호로부터 광대역 신호로 변환시 필요로되는 데이터 처리량을 감소시키기 위하여 복소 디지탈 기저대역 신호 세트를 실수 디지탈 광대역 고주파수 신호로 변환시키는 방법 및 장치에 관한 것이다. 이 목적을 성취하기 위하여, 실수 디지탈 광대역 주파수 신호를 복소 디지탈 기저대역 신호로 변환시키는 장치는, 실수 디지탈 광대역 고주파수 신호를 대응하는 복소 신호 세트로 필터링하는 복소 디지탈 대역통과 필터 세트 및, 각 복소 디지탈 협대역 고주파수 신호를 대응하는 복소 디지탈 기저대역 신호로 우선 다운 샘플링하고 나서 저역통과 필터링함으로써 상기 복소 디지탈 협대역 고주파수 신호 세트를 상기 복소 디지탈 기저대역 신호 세트로 변환시키는 수단을 구비한다.

Description

신호 변환 방법 및 장치{SIGNAL TRANSFORMATION METHOD AND APPARATUS}
이동 전화 시스템에 있어서의 기지국은 최대 30 MHz의 대역폭을 갖는 광대역 고주파수 무선 신호를 수신 및 송신한다. 수신된 광대역 신호는 협대역(예컨대, 30 kHz 폭) 채널(FDMA) 또는 채널군(TDMA)으로 분리된다. 역 과정에서, 채널 또는 채널군은 송신용의 광대역 신호로 합성된다.
전체 광대역 스펙트럼의 A/D 변환을 실행하고 채널 분리를 디지탈 방식으로 실행하도록 제안되어 왔다. 각 채널 또는 채널군에 대하여, 디지탈 광대역 신호는 이 특정 채널 또는 채널군을 기저대역에 이르기 까지 시프트시키기 위해 서로다른 주파수로 복조된다. I 및 Q 성분을 생성시키기 위해 직교 네트워크를 사용하여 변조를 실행한다. 그 후, 이들 성분은 원치않는 인접 채널 또는 채널군으로부터 원하는 채널 또는 채널군을 분리시키기 위해 저역통과 필터링된다. 최종적으로, 분리된 신호의 표본이 추출(decimate)된다(다운 샘플링(down-sampling)).
역과정에서, 기저대역 신호가 보간(업 샘플링(up-sampling)), 변조 및 광대역 신호로 합성된다.
이 방법들의 결점은 디지탈 광대역 신호의 높은 샘플링 주파수로 복조 및 변조를 실행해야만 하므로, 다수의 데이터 처리를 필요로 한다는 것이다. 게다가, 요구되는 국부 발진기 및 승산기는 다수의 공간을 필요로 하고 전력을 소비한다.
본 발명은 실수 디지탈 광대역 고주파수 신호를 복소 디지탈 기저대역 신호 세트로 변환하는 방법 및 장치, 복소 디지탈 기저대역 신호 세트를 실수 디지탈 광대역 고주파수 신호로 변환하는 방법 및 장치, 이들 변환에 사용될 수 있는 바람직한 형태의 복소 필터, 및 이들 변환을 이용하는 무선 통신 시스템에 있어서의 기지국에 관한 것이다.
도 1은 간단한 FIR 필터의 블록도.
도 2는 대응하는 복소 FIR 필터의 일 실시예의 블록도.
도 3은 복소 FIR 필터의 다른 실시예의 블록도.
도 4는 도 2 및 도 3의 필터에 의해 실행되는 복소 승산을 도시하는 블록도.
도 5는 실수 쌍일차 디지탈 사다리형 필터(BDLF 필터)의 블록도.
도 6은 본 발명에 따른 복소 BDLF 필터의 일 실시예의 블록도.
도 7은 광대역 고주파수 신호를 분리된 기저대역 신호로 변환하는 종래에 공지된 기지국의 블록도.
도 8은 광대역 주파수 신호를 분리된 기저대역 신호로 변환하는 본 발명에 따른 기지국의 바람직한 실시예의 블록도.
도 9는 도 7의 기지국의 동작을 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 10은 도 8의 기지국의 동작을 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 11은 기저대역 신호 세트를 광대역 고주파수 신호로 변환하는 종래에 공지된 기지국의 블록도.
도 12는 기저대역 신호 세트를 광대역 고주파수 신호로 변환하는 본 발명에 따른 기지국의 바람직한 실시예를 도시하는 도면.
도 13은 도 11의 기지국의 동작을 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 14는 도 12의 기지국의 동작을 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 15는 기저대역 신호를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 16은 도 15의 전력 스펙트럼을 갖는 기저대역 신호 내에서 표본의 일부를 0으로 설정하는 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 17은 도 16의 전력 스펙트럼을 갖는 신호 내에서 0 표본을 생략하는 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 18은 대역통과 신호를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 19는 도 18의 전력 스펙트럼을 갖는 대역통과 신호 내에서 표본의 일부를 0으로 설정하는 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 20은 도 19의 전력 스펙트럼을 갖는 신호 내에서 0 표본을 생략하는 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 21은 광대역 신호를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 22는 도 21의 전력 스펙트럼을 갖는 광대역 신호에 대해 동작하도록 의도된 복소 필터를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 23은 도 21의 전력 스펙트럼을 갖는 광대역 신호에 대한 복소 필터의 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 24는 도 23의 전력 스펙트럼을 갖는 대역통과 신호 내에서 표본의 일부를 0으로 설정하는 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 25는 도 24의 전력 스펙트럼을 갖는 신호 내에서 0 표본을 생략하는 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 26은 광대역 신호를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 27은 도 26의 전력 스펙트럼을 갖는 광대역 신호에 대해 동작하도록 의도된 복소 필터를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 28은 도 26의 전력 스펙트럼을 갖는 광대역 신호에 대한 복소 필터의 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 29는 도 28의 전력 스펙트럼을 갖는 대역통과 신호 내에서 표본의 일부를 0으로 설정하는 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 30은 도 29의 전력 스펙트럼을 갖는 신호 내에서 0 표본을 생략하는 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 31은 도 30의 전력 스펙트럼을 갖는 신호를 저역통과 필터링하는 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 32는 기저대역 신호를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 33은 도 32의 전력 스펙트럼을 갖는 기저대역 신호를 0으로 채우는 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 34는 도 33의 전력 스펙트럼을 갖는 신호를 저역통과 필터링하는 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 35는 기저대역 신호를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 36은 도 35의 전력 스펙트럼을 갖는 기저대역 신호를 0으로 채우는 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 37은 도 36의 전력 스펙트럼을 갖는 신호를 복소 대역통과 필터링하는 효과를 나타내는 전력 스펙트럼을 도시한 도면.
도 38은 본 발명에 따라서 광대역 신호를 기저대역 신호 세트로 변환하는 방법을 나타내는 플로우차트.
도 39는 본 발명에 따라서 기저대역 신호 세트를 광대역 신호로 변환하는 방법을 나타내는 플로우차트.
도 40은 표본 주파수를 유리수 비율로 변환시키는 더욱 통상적인 표본 비율 변환기의 블록도.
도 41은 광대역 고주파수 신호를 분리된 기저대역 신호로 변환하는 본 발명에 따른 기지국의 변형 실시예의 블록도.
도 42는 기저대역 신호 세트를 광대역 고주파수 신호로 변환하는 본 발명에 따르는 기지국의 변형 실시예를 도시하는 도면.
도 43은 광대역 신호를 기저대역 신호 세트로 변환하는 본 발명에 따르는 변형 방법을 나타내는 플로우차트.
도 44는 기저대역 신호 세트를 광대역 신호로 변환하는 본 발명에 따르는 변형 방법을 나타내는 플로우차트.
본 발명의 목적은 광대역 신호에서 기저대역 신호로 및 기저대역 신호에서 광대역 신호로 변환시 필요한 데이터 처리량을 감소시키는 것이다.
이 목적은 첨부된 청구의 범위에 따른 방법, 장치 및 기지국에 의해 해결된다.
본 발명의 또 다른 목적은 이 변환에 이용되는 바람직한 형태의 복소 필터를 제공하는 것이다.
요약하면, 본 발명은 복소 대역통과 필터를 사용하여 높은 광대역 신호 샘플링 주파수로 채널 분리를 실행하는 것이다. 광대역 신호를 기저대역에 이르기까지 복조하는 대신에, 단지 표본을 추출(다운 샘플링)하여 복소 필터에서 직접 획득되는 I 및 Q 신호에 대해 주파수 감소가 실행될 수 있다.
기저대역이 표본추출(decimation)에 의해 직접 도달될 수 없을 때 이용되는 본 발명의 변형에 있어서, 대부분의 이점은 기저대역 근방의 주파수로 표본추출한 후 기저대역으로 복조를 실행함으로써 획득될 수 있다는 것이다.
유사하게, 복소 필터가 협대역 고주파수 신호를 획득하기 위해 보간된(업 샘플링) 기저대역 또는 저주파수 신호를 필터링하는데 사용될 수 있다. 그 후, 이와 같은 고주파수 신호는 송신용의 광대역 신호로 합성될 수 있다.
고주파수 대역이 보간에 의해 직접 도달될 수 없을 때 이용되는 본 발명의 변형에 있어서, 대부분의 이점은 보간하기 전에 기저대역 근방의 주파수로 변조를 실행함으로써 획득될 수 있다.
본 발명의 또 다른 목적 및 장점을 첨부한 도면과 함께 상세한 설명을 통해서 이해할 수 있을 것이다.
전체 도면에서 동일 또는 유사한 구성요소에 동일한 참조 부호를 사용하였다.
복소 필터의 개념이 본 발명에 있어서 기본적인 것이기 때문에, 이 설명은 도 1 내지 도 6을 참조하여 복소 필터를 소개함으로써 시작될 것이다.
도 1은 z-1로 표시된 2개의 지연 소자 및 필터 계수(a0, a1, a2)를 갖는 간단한 FIR 필터를 도시한다.
본 발명의 기본적인 구성요소는 복소 대역통과 필터이다. 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 그러한 복소 대역통과 필터는 모든 소망의 특성, 즉 통과 대역 리플, 송신 대역 및 차단 주파수를 갖는 저역통과 필터 프로토타입(prototype)을 설계함으로써, 그리고 이 저역통과 필터를 복소 대역통과 필터로 주파수 변환함으로써 설계된다. 이 주파수 변환은 저역통과 필터 프로토타입 전달 함수에서 z를 z0·z로 치환함으로써 달성된다. 여기에서, z0은 아래 수학식 1로 정의된 단위 원 상의 한 점이다.
여기서, Ω0은 변환된 복소 필터의 통과 대역의 중심(각) 주파수이고, T는 샘플링 기간이다.
도 1은 저역통과 필터 프로토타입을 나타내는 것으로 가정하면, 대응 복소 대역통과 필터는 도 2에 도시되어 있는 형태일 수 있다. 도 2에서, z0 -1과의 승산이 각 지연 소자(z-1)와 관련된다. 더욱이, 도 2에서, 신호 경로는 신호들이 복소 값일 수 있음을 강조하기 위해 이중 화살표로 제공되어 있다.
도 3은 복소 승산이 대신에 필터 계수와 결합되어 필요한 승산기의 수를 감소시킨 등가의 복소 필터를 도시한다. 따라서, 도 2 및 도 3의 필터의 전달 함수는 동일하다.
도 4는 복소 출력 신호 B를 얻기 위해 복소 입력 신호 a와 복소 계수 z0의 가능한 승산의 실행을 도시한다. 도 4로부터 알 수 있는 바와 같이, 이것은 신호 A 및 B와 승산 계수 z0을 각각의 실수 및 허수 성분으로 분리하여 4 실수 승산 및 2 실수 가산을 실행함으로써 달성된다.
특히 관심을 끄는 형태의 디지탈 필터는 소위 쌍일차 디지탈 사다리형 필터(BDLF 필터)이다. 실수 BDLF 필터의 이점은 참조 문헌 [1]에서 광범위하게 논의된다. 이 공보는 이들 필터가 파형 디지탈 필터(WDF 필터)와 계수 양자화 및 신호 양자화 잡음 레벨에 대해 종속 결합된 4차 필터(biquads)와 같은 종래에 공지된 실수 필터 구조보다 성능이 우수하다는 것을 나타낸다. 더욱이, WDF 필터와 비교하여, 상기 필터는 요구되는 가산기의 총 수에 관하여 덜 복잡한 구조를 갖는 다는 것이 입증되었다. 도 5는 실수 5차 BDLF 저역통과 필터의 블록도를 도시한다. 이 도면에서, 동일한 표시가 참조 문헌 [1]에서와 같이 사용된 바 있다. 여기에서 특히 중요한 것은 지연 소자(z-1)이다. 이 소자들이 z0 -1와 승산됨으로써 보충되는 경우, 이 저역통과 필터는 도 2 및 도 3의 필터와 같은 대역통과 필터로 변환될 수 있다. 그러한 복소 BDLF 필터는 도 6의 블록도에 도시되어 있다. (고역 통과 필터 또는 광대역 저역통과 필터 프로토타입을 이용함으로써, 대신에 이들 프로토타입에서의 주파수 시프트를 실행하여 복소 대역 정지 필터를 설계하는 것이 또한 가능하다.) 이론적인 복소 BDLF 필터는 전술한 실수 BDLF 필터의 우수한 특성을 유지하는 것이 바람직하다.
그러한 복소 필터의 설명에 이어서, 본 발명에 따라서 이들 필터를 기지국에 적용하는 것이 지금부터 설명될 것이다.
도 7은 무선 통신 시스템에서의 일반적인 기지국을 도시한다. 설명을 용이하게 하기 위해, 종래 기술과 본원 발명 사이의 차이점을 설명하는데 필수적인 블록만이 도면에 포함되어 있다. 안테나는 증폭기(A)에서 증폭되어 대역통과 필터(BP)를 통과하여 아날로그/디지탈 변환기(A/D)에 의해 디지탈 실수 광대역 신호로 변환된 광대역 신호를 수신한다. 예시적인 실시예에서, A/D 변환은 RF 신호에 대해 직접 실행되지만, 대역통과 필터(BP) 및 A/D 변환기 사이에 하나 이상의 혼합 단계를 포함함으로써 IF 신호에 대해 A/D 변환을 실행하는 것도 가능하다. 디지탈 광대역 신호는 (FDMA 시스템내의) 채널 또는 (TDMA 시스템내의) 채널군을 모두 포함한다. 따라서, 채널 또는 채널군 분리는 복조기(DEM) 세트에 디지탈 광대역 신호를 공급함으로써 실행된다. 이들 복조기는 분리될 주파수 대역의 중심 주파수에 대응하는 각 복조 주파수 Ω1, Ω2, …, ΩN을 갖는다. 이 복조기는 각 주파수 대역의 동위상(I) 및 직교(Q) 성분을 생성한다. 그러나, 이 복조는 전체 광대역 신호에 대해 실행되기 때문에, I 및 Q 성분은 필터(LP)에서 저역통과 필터링되어야 한다. 이 신호들은 현재 기저대역에 있지만, 불필요하게 높은 샘플링 속도를 갖는다. 따라서, 샘플링 속도는 샘플링율을 감소시키기 위해 필요한 수의 표본을 필수적으로 제거하는 다운 샘플러(↓D)에서 감소된다. 예를 들어, 광대역 신호가 30 MHz의 대역폭을 갖고 1000 채널(N=1000) 또는 각각 단지 30 kHz의 대역폭만을 갖는 채널군을 포함하는 경우, 다운 샘플러(↓D)는 일반적으로 매 1000번째 표본 만을 유지한다.
이 종래의 공지된 기지국의 심각한 결점은 복조가 매우 높은 주파수(광대역 신호의 대역폭의 2배와 동일한 크기 정도)에서 실행되어야 한다는 것이다. 이 신호는 이미 디지탈 형태이기 때문에, 이것은 표본들을 표에 저장되어 있는 사인 및 코사인 값과의 상당한 양의 승산을 포함한다.
도 8은 본 발명에 따른 기지국의 유사한 블록도를 도시한다. 수신된 신호는 도 7의 실시예에서와 같이 증폭, 대역통과 필터링 및 디지탈 형태로 변환된다. 그러나, 디지탈 광대역 신호는 도 7에서와 같이 복조기로 향하는 것이 아니라 대신에 중심 주파수 Ω1, Ω2, …, ΩN을 갖는 복소 대역통과 필터(CMPLX BP) 세트로 향한다. 광대역 신호가 실수 신호이기 때문에, 이들 복소 대역통과 필터(CMPLX BP)로의 다른 입력은 0으로 된다(이 설명에서는 복소 대역통과 필터의 상부 입력 및 출력 신호는 실수부에 대응하는 반면에, 하부 입력 및 출력 신호는 허수부에 대응하는 것으로 가정한다). 이들 복소 디지탈 대역통과 필터는 원하는 I 및 Q 성분을 직접 생성하지만(복소 필터로부터의 실수 및 허수 출력 신호는 이미 직교 상태이기 때문), 기저대역 대신에 Ω1, Ω2, …, ΩN근처에 집중된 협 고주파수 대역에서 생성된다. 이들 I 및 Q 성분은 다운 샘플러(↓D)에서 다운 샘플링된다. 광대역 신호가 30 MHz의 대역폭을 갖는 것으로 가정하고, 협대역은 30 kHz의 대역폭을 갖는 것으로 가정하는 경우, 표본추출은 1000배 정도로될 것이다. 결국, 표본추출된 신호는 디지탈 저역통과 필터(LP)에서 저역통과 필터링된다.
도 9 및 도 10은 도 7의 종래에 공지된 기지국의 신호 처리와 도 8의 실시예에 따른 본 발명의 기지국을 비교한다. 양 실시예는 디지탈 광대역 신호(WB)로 개시한다. 이 광대역 신호는 다수의 주파수 대역을 포함하고, 각 대역은 채널 또는 채널군을 포함한다. 도 9 및 도 10에서, P는 각 신호의 전력을 나타내는 반면에, Ω는 (각)주파수를 나타낸다. 광대역 신호(WB)는 고주파수 신호이다. 이 사실은 파선의 주파수축으로 표시되어 있다. 종래에 공지된 기지국에 있어서, 복조는 광대역 신호의 채널을 기저대역으로 되게 한다. 이것은 도 9의 중앙에 도시되어 있다. 전체 신호는 기저대역으로 변환되고, 사용된 복조 주파수 Ω1, Ω2, …, ΩN에 따라서 광대역 신호의 상이한 주파수 대역이 기저대역으로 집중되는 것에 유의하라.
광대역 신호(WB)를 복조하는 대신에 본 발명의 기지국에 있어서는, 이 신호가 복소 대역통과 필터(CMPLX BP) 세트를 통과한다. 이것은 광대역 신호(WB)를 도 10의 중앙에 도시된 바와 같이 중심 주파수 Ω1, Ω2, …, ΩN근방에 집중되는 복소 고주파수 협대역 신호 세트로 변환시킨다.
종래에 공지된 기지국에 있어서, 저역통과 필터링은 원치않는 협 주파수 대역을 제거하고, 표본추출은 샘플링 속도를 감소시킨다. 그 결과는 도 9의 우측에 도시되어 있는 분리된 기저대역 신호로 될 것이다.
본 발명의 기지국에 있어서, 복소 협대역 고주파수 신호가 표본추출된다. 결국, 이들 표본추출된 신호는 분리된 복소 기저대역 신호를 획득하기 위해 저역통과 필터링된다. 이 단계들은 도 15 내지 도 31을 참조하여 이하 설명할 것이다.
도 7 내지 도 10은 광대역 신호가 채널 또는 채널군으로 분리되는 방법을 나타낸다. 도 11 내지 도 14는 그 역과정, 즉 채널 또는 채널군이 광대역 신호와 합성되어 기직국에 의해 전송되는 방법을 나타낸다.
도 11은 이러한 문제점에 대한 종래 기술의 해결 방법을 도시한다. 기저대역 신호인 I 및 Q 성분은 업 샘플러(↑U) 및 저역통과 필터(LP)에서 보간된다. 이 업 샘플링은 I 및 Q의 모든 표본 사이에 다수의 0 표본을 삽입하여 실행될 수 있다. 상술된 바와같이 동일한 주파수 대역이 가정되면, 999개의 0이 I 및 Q의 모든 표본 사이에 삽입될 것이다. 이 업 샘플링은 원래의 스펙트럼의 복제가 생성되는 열을 생성한다. 그리고 나서, 보간된 열은 저역통과 필터(LP)에서 이 신호들을 저역통과 필터링함으로써 획득된다. 이것이 0 충전에 의해 획득된 스펙트럼의 복제를 제거한다. 그리고 나서, 보간된 신호는 변조기(MOD)에서 변조 주파수 Ω1, Ω2, …, ΩN으로 변조된다. 그 결과로 생성된 성분들은 가산기에서 합성되고, 획득된 실수 협대역 고주파수 신호들은 합성, D/A 변환, 대역통과 필터링(BP), 증폭(A) 및 송신된다. 이 종래에 공지된 기지국은 도 7의 기지국과 동일한 결점을 갖는데, 즉, 상당한 량의 승산이 보간된 신호의 변조 과정 중에 실행되어야 한다.
도 12는 본 발명에 따른 대응 기지국을 도시한다. 도 11의 실시예에서와 같이, 0 충전이 스펙트럼의 복제를 야기한다. 그러나, 이 경우에, 이들 복제중 하나는 유지되어야 하는, 즉 중심 주파수 Ωi(i=1,2,…,N)를 갖는 복제인 스펙트럼으로서 선택된다. 이 협 스펙트럼은 중심 주파수 Ω1, Ω2, …, ΩN을 갖는 복소 대역통과 필터(CMPLX BP)를 통해 0으로 충전되거나 업 샘플링된 신호를 필터링함으로써 획득된다. 부수적인 효과로서, 실수 협대역 고주파수 신호는이 복소 대역통과 필터로부터 직접 획득된다(실제로 작은 허수부가 예컨대, 양자화 에러에 기인하여 남아있을 수 있지만, 이 허수부는 간단히 무시된다). 도 12의 기지국의 나머지는 도 11의 기지국에 대응한다.
도 13 및 도 14는 신호 스펙트럼 형태로 이 과정들을 나타낸다. 도 11의 기지국에 대응하는 도 13에서, 기저대역 신호는 보간, 변조 및 대역통과 필터링된다. 이것은 동 도면의 중간에서 협대역 고주파수 신호를 제공한다. 이 신호들은 광대역 신호(WB)와 합성된다.
도 12의 기지국에 대응하는 도 14에서, 기저대역 신호는 대응하는 중심 주파수 Ω1, Ω2, …, ΩN에서 업 샘플링 및 대역통과 필터링된다. 이 단계들은 도 32 내지 도 37을 참조하여 더욱 상세히 설명한다. 결국, 고주파수 협대역 신호는 광대역 신호(WB)와 합성된다.
표본추출 과정이 지금부터 도 15 내지 도 31을 참조하여 설명될 것이다.
도 15 내지 도 17은 기저대역 신호의 표본추출을 나타낸다. 원래 신호의 스펙트럼은 도 15에 도시되어 있다. 새로운 신호는 매 M번째 표본을 남겨 놓고 그 표본의 나머지를 0과 같게 설정함으로써 이 신호로부터 획득될 수 있다. 예를 들어, 이 과정을 M=6으로 실행하면 도 16에 도시되어 있는 스펙트럼을 갖는 신호를 생성한다. "제로화"하는 효과는 원래의 스펙트럼의 균일하게 이격된 복제를 생성시킨다는 것이다. 표본추출은 0 표본을 생략함으로써 완료된다. 그 결과로 생성된 스펙트럼이 도 17에 도시되어 있다. 0 표본을 생략하는 효과는 샘플링 주파수를 fs에서 fs'까지 하강시키는 것이다(이 예에서 fs'=fs/6).
실제로, 전술한 "제로화"하는 단계는 생략되고 단지 매 M번째 표본만이 남는다. 그러나, "제로화"하는 단계는 동일한 표본추출 과정이 또한 통과 대역 신호에 어떻게 사용될 수 있는지를 쉽게 이해할 수 있게 한다. 이것이 지금부터 도 18 내지 도 20을 참조하여 설명될 것이다.
도 18은 통과 대역 신호의 스펙트럼을 나타낸다. 기저대역 신호의 경우와같이, 이 스펙트럼의 복제는 원래 신호를 0으로 충전함으로써 생성된다. 샘플링 주파수(fs) 및 표본추출 인자(M)가 신중히 선택된 경우, 통과 대역 신호의 복제중 하나의 스펙트럼은 기저대역으로 될 것이다. 이것은 도 19에 도시되어 있다. 실제로, 도 16 및 도 19 사이의 비교는 이들이 실제로 동일하다는 것을 나타낸다. 따라서, 0 표본을 생략함으로써 낮은 샘플링 주파수를 갖는 표본추출된 기저대역 신호가 도 20에 도시되어 있는 바와 같이 이 경우에도 획득될 것이다.
그러므로, 표본추출에 의해 통과 대역 신호를 기저대역으로 변환할 때의 주요 특징은 통과 대역 신호가 "제로화"함으로써 생성된 "복제 그리드(replica grid)"로 된다. 이러한 경우에, 통과 대역 신호 스펙트럼의 복제는 자동적으로 기저대역에서 생성된다. 보다 높은 표본추출 인자는 더 높은 밀도의 그리드를 생성하며, 그에 따라 가능한 통과 대역 위치의 수를 증가시킨다.
도 21 내지 도 25는 인자 M=10에 의한 표본추출을 나타낸다. 도 21은 도 8의 아날로그/디지탈 변환기(A/D)로부터의 광대역 신호의 스펙트럼을 나타낸다. 여기에, 모든 가능한 "복제 그리드" 위치가 표시되어 있다. 그러나, 무선 통신 시스템의 운영자는 이 광대역 신호 내의 임의의 주파수 대역만을 할당받는다. 도 21에서, 단지 3 채널(또는 채널군)이 운영자를 위하여 예약되어 있다. 3 채널 모두 "복제 그리드" 상에 있다는 것을 유의하라. 따라서, 3 채널을 모두 기저대역으로 분리 및 변환시키는 것이 가능하다. 이 채널중 제1 채널이 기저대역으로 분리 및 변환된다고 가정하자. 이것은 도 22에 도시되어 있고, 여기에서 굵은 선은 복소 대역통과 필터의 전달 함수를 나타낸다. 필터링 후에 도 23의 스펙트럼이 획득된다. 이것은 도 18의 스펙트럼과 유사하다. 따라서, 도 24 및 도 25는 도 19 및 도 20과 각각 유사하다. 도 24의 복제는 의도된 바와 같이 도 21의 채널들과 동일한 그리드 위치에 있다는 것에 유의하라. 운영자에 의해 사용되는 다른 2 채널은 동일 그리드 상에 있기 때문에, 동일한 표본추출 인자(M=10)를 사용하여 이 채널들을 기저대역으로 변환시키는 것이 또한 가능하다.
일반적으로 채널 분리는 대개 25∼30 kHz로만 이루어지고 광대역 신호는 대개 30 MHz의 대역폭을 가질 수 있기 때문에, 이것은 전이 대역이 매우 협소함으로, 복소 대역통과 필터에 대한 요구조건을 다소 엄격하게 한다. 도 26 내지 도 31은 전이 대역을 넓힘으로써 이 요구조건을 감소시키는 방법을 나타낸다.
도 26은 도 21과 유사한 광대역 신호를 나타낸다. 그러나, 이 경우에, 조작자 대역의 모든 채널이 실제로 사용되지 않고 오히려 채널 1 및 3이 사용된다. 이하 기술되는 바와 같이, 이것은 도 27에 도시되어 있는 바와 같이 보다 넓은 필터를 선택할 수 있게 한다. 복소 대역통과 필터링(도 28)후에, 제로화하고(도 29) 0을 생략하면, 스펙트럼은 도 30과 유사하게 된다. (이 예에서 표본추출 인자 M=5인 것에 유의하라.) 스펙트럼의 원치않는 부분은 도 30에서 넓은 실선으로 표시된 저역통과 필터(도 8에서의 LP)에 의해 소거될 수 있다. 그 결과가 도 31의 스펙트럼이다. 표본추출 M=10이 바람직한 경우, 이것은 도 31의 신호에 대해 인자 2(M=5*2=10)로 또다른 표본추출을 행함으로써 달성될 수 있다. 이것은 도 25와 동일한 스펙트럼을 생성할 것이다.
도 32 내지 도 37은 보간 또는 업 샘플링 과정을 더욱 상세히 나타낸다. 도 32는 기저대역 신호의 스펙트럼을 도시한다. 도 33의 스펙트럼은 도 32의 스펙트럼을 갖는 신호를 0으로 채움으로써 획득되는 신호의 스펙트럼을 나타낸다. 이 예에서, 원래 신호내의 모든 표본 사이에 6개의 0이 삽입되어 있다. 저역통과 필터링(도 33에서 굵은 실선으로 표시됨)후에, 보간된 신호의 스펙트럼은 도 34처럼 된다.
표본추출 경우와 같이, 상기 보간 방법은 통과 대역 신호를 획득하기 위해 적용될 수 있다. 이것은 도 35 내지 도 37에 도시되어 있다. 도 35는 도 32와 동일한 원래 신호를 도시한다. 0으로 채운 후에, 스펙트럼은 도36처럼 되는데, 이것은 도 33과 유사하다. 그러나, 보간된 기저대역 신호를 획득하기 위해 저역통과 필터링하는 대신에, 복제중 하나가 추가 처리를 위해 사용된다. 이것은 도 36에 굵은 실선으로 표시되어 있다. 이것은 저역통과 필터(실제로 이것은 도 1 및 도 2를 참조하여 전술한 바와 같은 높은 주파수로 변환된 동일한 저역통과 필터를 나타낸다) 대신에 복소 대역통과 필터를 나타내는데, 이것은 소망의 고주파수 신호(도 36)를 생성한다. 표본추출 경우와 같이, 소망의 주파수 대역은 "복제 그리드 상"에 놓여야 한다.
도 38은 본 발명을 따른 채널 또는 채널군 분리시의 기본적인 단계를 도시하는 플로우차트이다.
도 39는 본 발명에 따른 채널 또는 채널군 합성 방법의 기본적인 단계를 도시하는 플로우차트이다.
도 40은 전술한 표본추출 및 보간 방법을 개괄적으로 나타낸다. 도 18에서, 신호의 재샘플링은 유리수 인자 U/D에 의해 실행된다. 이것은 인자 D로 대역통과 필터링 및 다운 샘플링하는 것보다 앞서 인자 U로 업 샘플링함으로써 달성된다. 이 방식으로, 채널을 "복제 그리드"에 적용하는 것이 보다 용이해질 수 있다.
상술된 바와 같이, 본 발명의 바람직한 실시예는 채널이 있거나, (유리수 재샘플링에 의해) 적절한 복제 그리드로 변환될 수 있는 특징에 의존한다. 그러나, 상기 채널중 일부는 이와같은 그리드에 놓일 수 없거나 그러한 그리드로 재샘플링될 수 없는데, 이것은 이들 채널이 기저대역에 이르기까지 직접적으로 데시메시팅될 수 없거나 통과 대역까지 보간될 수 없다는 것을 의미한다. 이와 같은 경우에, 본 발명에 의해 획득되는 대부분의 이점은 이 채널들에 대해 표본추출한 후에 복조 또는 보간하기 전에 변조를 행하여 획득될 수 있다. 이들 추가 단계들은 이 채널들을 그리드 상의 주파수로 이동시키지만, 종래 기술에서와 같이 고주파수 대신에 낮은 복조/변조 주파수로 행한다. 이것은 복잡성을 상당히 감소시킨다.
도 41은 광대역 고주파수 신호를 분리된 기저대역 신호로 변환하는 본 발명에 따른 기지국의 변형 실시예의 블록도이다. 이 변형된 버전과 도 8의 바람직한 실시예 사이의 차이점은 복조 주파수 ω1, ω2, …,ωN으로 규정된 저주파수 복조기(DEM)가 표본추출에 의해 기저대역에 도달하지 않은 채널을 다운 변환시키도록 표본추출(↓D) 다음에 제공된다. 이것은 채널중 일부에만 적용할 수 있기 때문에, 복조기(DEM)는 파선으로 둘러싸여 있다(복조기는 실제로 필요한 경우에만 포함된다).
도 42는 기저대역 신호 세트를 광대역 고주파수 신호로 변환하는 본 발명에 따른 기지국의 변형 실시예를 도시한다. 이 변형된 버전 및 도 12의 바람직한 실시예 사이의 차이점은 변조 주파수 ω1, ω2, …,ωN으로 규정된 저주파수 변조기(MOD)가 보간에 의해 통과 대역에 도달하지 않은 채널을 업 변환시키도록 보간기(↑U) 이전에 제공되어 왔다. 이것은 채널중 일부에만 적용할 수 있기 때문에, 변조기(MOD)는 파선으로 둘러싸여 있다(복조기는 실제로 필요한 경우에만 포함된다).
도 43은 본 발명에 따라서 광대역 신호를 기저대역 신호 세트로 변환하는 변형 방법을 도시하는 플로우차트이다. 도 38의 플로우차트에 대하여 차이점은 다운 샘플링 단계후의 추가의 복조 단계이다.
도 44는 본 발명에 따라서 기저대역 신호 세트를 광대역 신호로 변환하는 변형 방법을 나타내는 플로우차트이다. 도 39의 플로우차트에 대한 차이점은 업 샘플링 단계 이전의 추가의 변조 단계이다.
상술된 바와 같이, 본 발명의 기지국에 사용되는 복소 대역통과 필터는 바람직하게는 복소 BDLF 필터를 포함하지만, FIR 필터, WDF 필터, 4차 필터와 같은 다른 복소 필터 구조가 또한 사용될 수도 있다는 이해하여야 한다.
당업자라면 첨부된 청구의 범위에 의해 규정되어 있는 본 발명의 사상 및 범위를 벗어남 없이 본 발명에 대해 다양한 변형 및 변경이 이루어질 수 있음을 이해할 것이다.
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Claims (25)

  1. 실수 디지탈 광대역 고주파수 신호를 복소 디지탈 기저대역 신호 세트로 변환시키는 장치로서,
    실수 디지탈 광대역 고주파수 신호를 I 성분 및 Q 성분을 각각 갖는 대응하는 복소 신호 세트로 필터링하는 복소 디지탈 대역통과 필터 세트로서, 각각의 복소 디지탈 대역통과 필터는 디지탈 저역통과 필터 전달 함수가 복소 디지탈 대역통과 필터 전달 함수로의 변환을 통해서 복소 디지탈 대역통과 필터로 변환되는 실수 디지탈 저역통과 필터로 형성되고, 상기 실수 디지탈 광대역 고주파수 신호를 복소 디지탈 협대역 고주파수 신호 세트로 분리하는 실질적으로 중첩하지 않는 협 통과대역을 갖는, 복소 디지탈 대역통과 필터 세트 및,
    제1 다운 샘플링에 의해 상기 복소 디지탈 협대역 고주파수 신호 세트를 상기 복소 디지탈 기저대역 신호 세트로 변환시키고 나서 각 복소 디지탈 협대역 고주파수 신호를 대응하는 복소 디지탈 기저대역 신호로 저역통과 필터링하는 수단을 구비하는 실수 디지탈 광대역 고주파수 신호를 복소 디지탈 기저대역 신호 세트로 변환시키는 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 변환 수단은 다운 샘플링 후 그러나 저역통과 필터링전 상기 복소 디지탈 협대역 고주파수 신호중 적어도 일부를 복조하는 복조기를 구비하는 것을 특징으로 하는 실수 디지탈 광대역 고주파수 신호를 복소 디지탈 기저대역 신호 세트로 변환시키는 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 복소 디지탈 대역통과 필터는 복소 전달 함수를 갖는 쌍일차 디지탈 사다리형 필터로 형성되는 것을 특징으로 하는 실수 디지탈 광대역 고주파수 신호를 복소 디지탈 기저대역 신호 세트로 변환시키는 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 장치는 기지국인 것을 특징으로 하는 실수 디지탈 광대역 고주파수 신호를 복소 디지탈 기저대역 신호 세트로 변환시키는 장치.
  5. 신호 변환 방법으로서,
    실수 아날로그 광대역 고주파수 대역통과 신호를 실수 디지탈 광대역 고주파수 대역통과 신호로 A/D 변환시키는 단계와,
    실질적으로 중첩하지 않는 협 대역통과를 갖는 복소 디지탈 대역통과 필터의 세트를 통해서 상기 실수 디지탈 광대역 고주파수 대역통과 신호를 필터링함으로써 복소 디지탈 협대역 고주파수 신호 세트를 형성하는 단계로서, 각각의 복소 신호는 I 성분 및 Q 성분을 갖는, 복소 디지탈 협대역 고주파수 신호 세트 형성 단계와,
    I 및 Q 성분을 갖는 저주파수 디지탈 신호 세트를 형성하기 위하여 상기 복소 디지탈 협대역 고주파수 신호 세트를 다운 샘플링하는 단계와,
    상기 다운 샘플링 단계 이후에, 각각의 저주파수 디지탈 신호를 I 및 Q 성분을 갖는 대응하는 디지탈 기저대역 신호로 저역통과 필터링하는 단계를 포함하는 신호 변환 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    저역통과 필터링전에 상기 복소 디지탈 협대역 저주파수 신호중 적어도 일부를 복조하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 변환 방법.
  7. 신호 변환 장치로서,
    실수 아날로그 광대역 고주파수 대역통과 신호를 실수 디지탈 광대역 고주파수 대역통과 신호로 변환시키는 A/D 변환기와,
    상기 실수 디지탈 광대역 고주파수 대역통과 신호를 복소 디지탈 협 대역 고주파수 신호로 분리하기 위하여 실질적으로 중첩하지 않는 협 대역통과를 갖는 복소 디지탈 대역통과 필터 세트로서, 각각의 복소 신호는 I 성분 및 Q 성분을 갖는, 복소 디지탈 대역통과 필터 세트와,
    상기 복소 디지탈 협 대역 고주파수 신호 세트를 I 및 Q 성분을 갖는 저주파수 디지탈 신호 세트로 변환시키는 다운 샘플링 수단 및,
    I 및 Q 성분을 갖는 대응하는 디지탈 기저대역 신호로 각각의 저주파수 디지탈 신호를 저역통과 필터링하는 수단을 구비하는 신호 변환 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 복소 디지탈 협대역 저주파수 신호중 적어도 일부를 복조하기 위하여 상기 저역통과 필터링 수단 및 상기 다운 샘플링 수단간에 배치되는 복조기를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 신호 변환 장치.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 복소 디지탈 대역통과 필터 각각은 디지탈 저역통과 필터 전달 함수를 복소 디지탈 대역통과 필터 전달 함수로의 변환을 통해서 복소 디지탈 대역통과 필터로 변환되는 실수 디지탈 저역통과 필터에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 신호 변환 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 복소 디지탈 대역통과 필터는 복소 전달 함수를 갖는 쌍일차 디지탈 사다리형 필터에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 신호 변환 장치.
  11. 제 7 항에 있어서,
    상기 장치는 기지국인 것을 특징으로 하는 신호 변환 장치.
  12. 삭제
  13. 삭제
  14. 삭제
  15. 삭제
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 실수 디지탈 광대역 고주파수 대역통과 신호를 I 및 Q 성분을 갖는 디지탈 기저대역 신호의 세트로 변환시키는 수단을 포함하는 무선 통신 시스템의 기지국에 있어서,
    상기 실수 디지탈 광대역 고주파수 대역통과 신호를 복소 디지탈 협대역 고주파수 신호 세트로 분리하기 위해 근본적으로 중첩하지 않는 협 통과 대역을 갖는 복소 디지탈 대역통과 필터(Ω1, Ω2, …, ΩN) 세트 및,
    각 복소 디지탈 협대역 고주파수 신호를 I 및 Q 성분을 갖는 대응하는 디지탈 기저대역 신호로 다운 샘플링(↓D) 및 저역통과 필터링(LP)함으로써 상기 복소 디지탈 협대역 고주파수 신호의 세트를 I 및 Q 성분을 갖는 상기 디지탈 기저대역 신호의 세트로 변환하는 수단(↓D, LP)을 구비하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 변환 수단(↓D, LP)은 다운 샘플링(↓D)한 후 그러나 저역통과 필터링(LP) 전 상기 복소 디지탈 협대역 고주파수 신호중 적어도 일부를 복조하는 복조기(DEM)를 구비하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  20. 제 18 항 또는 제 19 항에 있어서,
    상기 복소 디지탈 대역통과 필터(Ω1, Ω2, …, ΩN) 각각은 디지탈 저역통과 필터 전달 함수를 복소 디지탈 대역통과 필터 전달 함수로의 변환을 통해서 복소 디지탈 대역통과 필터로 변환되는 실수 디지탈 저역통과 필터에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 기지국.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 복소 디지탈 대역통과 필터(Ω1, Ω2, …, ΩN)는 복소 전달 함수를 갖는 쌍일차 디지탈 사다리형 필터에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 기지국.
  22. I 및 Q 성분을 갖는 디지탈 기저대역 신호 세트를 실수 디지탈 광대역 고주파수 대역통과 신호로 변환하는 수단을 포함하는 무선 통신 시스템의 기지국에 있어서,
    각 복소 디지탈 기저대역 신호를 대응하는 복소 디지탈 고주파수 신호로 업 샘플링(↑U) 함으로써 I 및 Q 성분을 갖는 상기 디지탈 기저대역 신호 세트를 복소 디지탈 고주파수 신호 세트로 변환시키는 수단(↑U)과;
    상기 복소 디지탈 고주파수 신호 세트를 실수 디지탈 협대역 고주파수 신호 세트로 필터링하기 위하여 근본적으로 중첩하지 않는 협 통과대역을 갖는 복소 디지탈 대역통과 필터(Ω1, Ω2, …, ΩN)의 세트와;
    상기 실수 디지탈 광대역 고주파수 대역통과 신호를 형성하기 위하여 상기 실수 디지탈 협대역 고주파수 신호를 가산하는 수단(+)을 구비하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 변환 수단은 업 샘플링하기 전에 I 및 Q 성분을 갖는 상기 디지탈 기저대역 신호중 적어도 일부를 변조하는 변조기(MOD)를 구비하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  24. 제 22 항 또는 제 23 항에 있어서,
    상기 복소 디지탈 대역통과 필터(Ω1, Ω2, …, ΩN) 각각은 디지탈 저역통과 필터 전달 함수를 복소 디지탈 대역통과 전달 함수로의 변환을 통해서 복소 디지탈 대역통과 필터로 변환되는 실수 디지탈 저역통과 필터에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 기지국.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 복소 디지탈 대역통과 필터(Ω1, Ω2, …, ΩN)는 복소 전달 함수를 갖는 쌍일차 디지탈 사다리형 필터에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 기지국.
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