SE514795C2

SE514795C2 - Anordning och förfarande för upp- och nedkonvertering

Info

Publication number: SE514795C2
Application number: SE9703617A
Authority: SE
Inventors: Svante Signell; Thorsten Schier
Original assignee: Ericsson Telefon Ab L M
Priority date: 1997-10-03
Filing date: 1997-10-03
Publication date: 2001-04-23
Also published as: WO1999018657A2; SE9703617L; DE69838230T2; BR9812708A; EP1057253A2; AU9370298A; CA2305134A1; DE69838230D1; WO1999018657A3; CA2305134C; US6611569B1; CN1273707A; EP1057253B1; CN1171379C; SE9703617D0; JP2001519611A

Description

25 30 514 7295 Dessa syftemål uppnås med en anordning och ett förfarande i enlighet med de bifogade patentkraven.

Kort uttryckt baseras föreliggande uppﬁnning på insikten att komplexa ﬁlter automatiskt tillhandahåller en 90° fasförskjutning mellan den reella och imaginära komponenten av en komplex signal. Detta särdrag kombinerat med en andra blandare kan användas för eliminering av det oönskade Hil- bert-ﬁltret i känd teknik. Samtidigt erhålls en tvåstegsomvandling innehål- lande två blandare.

KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Uppﬁnningen samt ytterligare syftemål och fördelar som uppnås med denna förstås bäst genom hänvisning till nedanstående beskrivning och de bifogade ritningarna, i vilka: Fig. 1 är ett blockschema av ett enkelt FIR-ﬁlter; Fig. 2 är ett blockschema av en utföringsform av ett motsvarande komplext FIR-ﬁlter; Fig. 3 är ett blockschema av en annan utföringsform av ett komplext FIR-ñlter; Fig. 4 är ett blockschema illustrerande komplex multiplikation utförd av» ﬁltren i ﬁgurerna 2 och 3; Fig. 5 är ett blockschema av ett reellt bilinjärt digitalt stegﬁlter (BDLF- ﬁlter); Fig. 6 är ett blockschema av en utföringsforrn av ett motsvarande komplext BDLF-ﬁlter; Fig. 7 är en utföringsform av ett komplext kopplat kondensatorﬁlter av bandpasstyp: Fig. 8 är ett blockschema av en tidigare känd uppkonverterare, Fig. 9 är ett blockschema av en tidigare känd nedkonverterare; 10 15 20 25 30 514 795 3 Fig. 10-l2 illustrerar funktionen av nedkonverteraren i Fig. 9 i frekvensdomänen; Fig. 13 är en utföringsform av en nedkonverterare i enlighet med före- liggande uppfinning; Fig. 14-18 illustrerar funktionen av nedkonverteraren i Fig. 14 i frekvensdomänen, Fig. 19-21 är blockscheman av andra utföringsformer av nedkon- verteraren i enlighet med föreliggande uppﬁnning; Fig. 22-27 är blockscheman av olika utföringsformer av uppkonverter- aren i enlighet med föreliggande uppfmning; Fig. 28 år ett ﬂödesschema som illustrerar nedkonverteringsför- farandet i enlighet med föreliggande uppfmning; Fig. 29 är ett ﬂödesschema som illustrerar uppkonverteringsför- farandet i enlighet med föreliggande uppfinning.

DETALJERAD BESKRIVNING Av DE FÖREDRAGNA UTFömNGs- FORMERNA I ritningens figurer kommer samma hånvisningsbeteckningar genomgående att användas för samma eller liknande element.

Eftersom begreppet komplexa filter, i synnerhet komplexa bandpassfilter, är väsentligt för föreliggande uppfinning, börjar denna beskrivning med att in- troducera komplexa filter under hänvisning till ﬁg. 1-7.

Fig. l illustrerar ett enkelt FIR-filter med två fördröjningselement betecknade z-l och filterkoefñcienter an, ai och az.

En väsentlig komponent för föreliggande uppfinning är ett komplext band- passfilter. I enlighet med en föredragen utföringsfonn konstrueras ett sådant komplext bandpassﬁlter genom att en lågpassﬁlterprototyp med alla de ön- skade egenskapema, d v s passbandsrippel, transmissionsband och gräns- 10 15 20 25 30 514 795 4 frekvens konstrueras och genom att detta lågpassñlter frekvenstranslateras till ett komplext bandpassﬁlter, Denna frekvensförskjutning utförs genom substituering av zo-z i stället för z i lågpassﬁlterprototypens överföringsfunk- tion. Här är zo en punkt på enhetscirkeln definierat av = ejQoT Zo ( 1 ) där Qo är mitt-(vinkel)-frekvensen för det förskjutna komplexa ﬁltrets pass- band och T är samplingsperioden.

Om det antas att Fig. 1 representerar lågpassﬁlterprototypen, kan mots- varande komplexa bandpassﬁlter ha den form som visas i Fig. 2. I Fig. 2 as- socieras en multiplikation med en faktor 20-1 i varje fördröjningselement 2-1. I Fig. 2 har vidare signalbanorna försetts med dubbelpilar för att understryka det faktum att signalerna kan vara komplexvärda.

Fig. 3 visar ett ekvivalent komplext filter, i vilket den komplexa multiplika- tionen i stället har kombinerats med ﬁlterkoefﬁcienterna, vilket reducerar antalet erforderliga multiplikatorer. Filtren i Fig. 2 och 3 har därför samma överföringsfunktion.

Fig. 4 illustrerar en möjlig implementering av en multiplikation av en kom- plex insignal A med en komplex koefﬁcient zø för erhållande av en komplex utsignal B. Såsom framgår av Fig. 4 åstadkoms detta genom uppdelning av signalerna A och B och multiplikationskoefﬁcienten zQ i sina respektive reella och imaginära komponenter samt utförande av 4 reella multiplikationer och 2 reella additioner.

En särskilt attraktiv form av digitala filter är s k bilinjära digitala stegfilter (BDLF-ﬁlter = Bilinear Digital Ladder Filter). Fördelarna med reella BDLF- ﬁlter diskuteras uttömmande i [2]. Denna publikation visar att dessa ﬁlter är 10 15 20 25 30 514 795 5 bättre ån tidigare kända filterstrukturer, såsom WDF-ﬁlter (WDF = Wave Digital Filter) och kaskadkopplade biquadfilter med avseende på koefficient- och signalkvantiseringsbrusnivåer. I förhållande till WDF-filter visar de sig även ha en mindre komplicerad struktur i termer av antalet erforderliga ad- derare.

Fig. 5 visar ett blockschema av ett reellt femte ordningens BDLF-filter av lågpasstyp. I denna ﬁgur har samma hänvisningsbeteckningar använts som i [2]. Av speciellt intresse är här fördröjningselementen z-l. Om dessa ele- ment kompletteras med en multiplikation med 20-1, kan detta lågpassñlter transforrneras till ett komplext bandpassfilter såsom filtren i Fig. 2 och 3. Ett sådant komplext BDLF-filter av bandpasstyp illustreras i blockschemat i Fig. 6. Ett skäl till att komplexa BDLF-ñlter föredrages år att de bibehåller alla de utmärkta egenskapema för reella BDLF-filter som nämnts ovan.

En annan typ av komplext bandpassfilter som kan användas är ett komplext kopplat kondensatorfilter (svvitched capacitor ﬁlter). Det komplexa ﬁltret kan erhållas genom frekvensförskjutning av de grundläggande B, I, T och C- elementen av ett reellt kopplat kondensatorfilter av lågpasstyp. Ett exempel på ett sådant filter visas i Fig. 7, i vilken ett tredje ordningens komplext kop- plat kondensatorñlter av bandpasstyp baserat på ett analogt elliptiskt pro- totypﬁlter av lågpassfilter illustreras. Vidare antages de numrerade förbin- delsepunktema 2-7 och 9-14 vara anslutna i par 2-2, 3-3, etc. Detta anta- gande förenklar ritningen.

Sedan komplexa filter som sådana beskrivits kommer nu tillämpningen av dessa ﬁlter för ned- och uppkonvertering i enlighet med föreliggande uppfin- ning att beskrivas. Innan uppfinningen förklaras kommer dock först den kända lösningen och konverteringsproblemet att beskrivas mera i detalj un- der hänvisning till Fig. 8-13. I denna beskrivning kommer teckenkonven- tionema i [3] att användas (det bör dock noteras att olika teckenkonven- 10 15 20 25 514 795 6 tioner existerar, vilket resulterar i teckenomvandlingar vid tillämpliga stål- len) .

Fig. 8 illustrerar uppkonverteringsprocessen av en digital basbandssignal an(n) i en enkelsidbandig uppkonverterare. Den digitala signalen konverteras till en analog signal a(t) i en D / A-omvandlare 10. Signalen a(t) delas sedan upp i två grenar. En av grenarna ansluts till ett Hilbert-ﬁlter 12 för bildande av Hilbert-transforrnen â(t) av signalen a(t). De två grenarna leds därefter till en blandare 14, 16. De resulterande komponenterna adderas i en adderare 18 (en av komponenterna kan inverteras för additionen, beroende på huru- vida det undre eller det övre sidbandet skall behållas). I Fig. 8, där det övre sidbandet väljs, kommer därför den modulerade signalen att ha formen: x(t) = a(t) cos mot + â(t) sin mot ( 2 ) Den enkelsidbandiga nedkonverteraren som illustreras i Fig. 9 mottager en högfrekvent insignal x(t) med denna form. Här är a(t) den (deterministiska) inforrnationsinnehållande basbandsdelen som skall rekonstrueras.Signalen leds till en blandare 20, 22, vilken bildar en sammansatt signal med följande fas- och kvadraturkomponenter: x] (t) = [a(t) cos mot + â(t) sin mot]cos mct = -å-a(t){cos(mo - mc )t + cos(mo + mc + åâ(t){sin(mo - mc )t + sin(mo + mc ( 3 ) xo (t) = [a(t) cos mot + â(t) sin motK- sin mc t) = å-a(t){sin(mo - mc )t - sin(mo + mc - šâ(t){cos(mo - mc )t - cos(mo + mc I Fig. 10 illustreras blandningsprocessen enligt ekvation (3) i frekvens- domänen. Här betecknar “F{-}” Fourier-transforrnering och “*” faltning. Vi- dare indikerar streckade linjer rent imaginära Fourier-transformer. Ur ekva- tion (3) och Fig. 10 framgår att resultatet av blandningssteget är att dela upp 10 15 20 514 795 7 den hög-frekventa signalen i en signal som har spektrum av summa / skillnadsfrekvensband.

En av komponenterna (fas- eller kvadraturkomponenten) i den sammansatta signalen leds till ett Hilbert-ﬁlter 24. Ett sådant ﬁlter har överföringsfunk- tionen (med den teckenkonvention som används i [3]: HHJLB (m) = jSgnÜÛ) ( 4 ) Denna överföringsfunktion illustreras i Fíg. 11. I Fig. 11 betecknar “x” mul- tiplikation. Effekten av att pålägga Hilbert-ﬁltret är att multiplicera positiva frekvenskomponenter av Fourier-transformen med j och negativa frekven- skomponenter av Fourier-transfonnen med -j. Fourier-transformering av X2 (t) i (3) ger: XÄÛÛ: §A »f gjøaa - (wo - wm-ßø» + (wo - wC>»} _J¿A ﬂlàçxw 4% + wc))_fs(w+ (a, +wc)))} ( 5) -;z~={-§<«f>+ß»} +§a»~{§<ß>+ß»} som kan arrangeras om såsom: L-àfï/ X2= gA=-«{§7<ß<«»->> --*2-A-={§7<ß>-ß>> åriga) (m, _ (wo _ wc))- (so, _ (wo + an» _ša*{š(ß(w + (wo _ wC))-§(w + (wo + an» Effekten av Hilbert-ﬁltret kan nu beräknas (under beaktande av att can-wc och coo+coc båda är positiva kvantíteter): wo=wooooo(w>xo= o~¿ww{»2*-j(w(w-(wo-wo»-w(w-(wo+wo»>} - (~ o~>gw w{§7(w(w + (wo - wo »-w(w + (wo + wo >>>} -o-gßww) »-{;(w(w -(wo -wo»-w(w -(wo + wo>»} - (mgoww) »-«{¿§_-(w(w+ (wo -wo»-w(w w (wo + wo>»} Genom hopsamling av termer ehålls: fo= §ww{;(w(w-(wo-wo>>+w(w+(wo-wo>>>} -§w *{;-(w(w - (wo + wo»+ w(w w (wo w wo>»} gww) »-«{§;(w(w~(wo -wo »-w(w « (wo + wo»)} -;21 w{2lj(w(w w (wo - wo>>~ w(w w (wo w wo>»} ( 6) = F{§ww-www(wo + wo>f>} + w~{§wf>} 10 Detta resultat illustreras i den högra delen av Fig. l l. Den filtrerade signalen adderas till den andra mellansignalkomponenten i en adderare 26 för bildande av en lågfrekvenssignal y(t) i enlighet med ekvationen: ya) = x, (f) + 2,0) = wa) wws(w,, - (wc) + â(f)sm(w° - wCy ( 7 ) 15 såsom illustreras i Fig. 12. Av ekvation (7) framgår att basbandssignalen a(t) kan återvinnas om mc väljs lika med m0. Slutligen kan den demodulerade signalen digitaliseras i en A/ D-omvandlare 28. 10 15 20 25 514 795 9 Ned- och uppkonverteringen i enlighet med föreliggande uppﬁnning kommer nu att förklaras under hänvisning till Fig. 13-29.

Fig. 13 är ett blockschema som illustrerar en utföringsform av en nedkon- verterare i enlighet med föreliggande uppfinning. En högfrekvenssignal x(t) i enlighet med ekvation (2) leds till en första blandare 30, 32, vilken bildar en sammansatt signal u(t) med följande fas och kvadraturkomponenter: ul(t) = [u(t) cos mot + â(t) sin wot]cos coAt = ša(t){cos(wo - coA)t + cos(co0 + an, + ilâ(t){sin(wo - wA)t + sin(a>,, + mA 2 <8) u, (t) = [a(t) cos mot + â(t) sin wOtK- sin wAt) = å-a(t){sin(w° - mA) - sin(coo + wA)t} - åâ(t){cos(w0 - an) - cos(wo + a), I Fig. 14 illustreras blandningsprocessen i ekvation (8) i frekvensdomänen.

Såsom tidigare betecknar “F{-}” Fourier-transformering och “*” faltning. Vi- dare indikerar streckade linjer rent imaginära Fourier-transformer. Ur ekva- tion (8) och Fig. 14 framgår att resultatet av blandningssteget är att dela upp spektrum av högfrekvenssignalen i en signal med summa/ skillnadsfrekvensband. Detta liknar blandningssteget i nedkon- verteraren i Fig. 9, förutom att frekvensförskjutningen mA är mindre än frekvensförskjutningen wc som används i Fig. 9. I stället för att använda ett Hilbert-ﬁlter leds, i enlighet med föreliggande uppﬁnning, fas- och kvadra- turkomponenterna u1(t), u2(t) av den sammansatta signalen u(t) till ett kom- plext bandpassﬁlter 34. Det komplexa bandpassñltret bildas genom förskjutning av ett reellt lågpassﬁlter, som idealt representeras av överför- faringsfunktionen: 10 15 20 25 514 795 lO 1 IcoI HL,,(w)= 05 |w|=wc (9) 0 |co|>wc till det önskade frekvensbandet (cos är ﬁltrets gränsfrekvens). Det resulter- ande komplexa bandpassﬁltret representeras av: Hmm) = Hﬂw) *ßlw - (wo - at, + wa] (10) Denna frekvensförskjutningsprocess illustreras i Fig. 15. I det illustrerade fallet är frekvensförskjutningen mo-coﬁwg, eftersom det övre sidbandet skall nedkonverteras. Om det undre sidbandet skulle ha nedkonverterats, skulle den erforderliga frekvensförskjutningen ha varit oao-coA-wç; Effekten av det komplexa bandpassñltret 34 kan bäst förstås genom att den sammansatta signalen u(t) skrivs i komplex form: a~iexp+ expe (wo + mil» 'âoxexllwtt - ma» @Xp<- (wo + all» u(t) = u1(t)+j-u2(t) = I\)|>-^ Ü _; _; É-ø/ NIK.

Effekten av bandpassﬁltret är att blockera frekvensbandet runt -(m0+coA) såsom illustreras i Fig. 16. Resultatet är: . 1 ' Å va) = v1+ 1-v2= hßpø) *um = -¿«(f)exp((w0 - wJf)-§«(f)e> Därför kan v1(t) och v2(t) identiﬁeras såsom: vl=åacos+åâsin 1 1 l 13) »m = ïasinïâcos< 10 15 20 25 514 795 11 Denna bandbreddsbegränsade signal leds till en andra blandare 36, 38 (i följande beskrivning antages de andra blandarna i Fig. 13, 19-21 inkludera lågpassﬁlter, om sådana är nödvändiga), vilken alstrar en mellansignal med fas- och kvadraturkomponenter W1(t), w2(t) representerade av: 1 w, (t) = v,(t)cos aißt = ïa(t){cos(aJo - a), - m3) + cos(aJ° - aJA + m3 + šâ(t){sin(azo - a), - a>B)t+ sin(a>,, -aæá + aøß)t} (14) w2(t) = v,(t)sina1Bt - åa(t){cos(a>0 - aJA - aøß) - cos(a>0 - a), + a), +šâ(t){sin(aø0 -aJA - m3) -sin(a:0 -aøA + coß)t} Det andra blandningssteget illustreras också i Fig. 17. Slutligen adderas komponentema av mellansignalen i en adderare 40, vilken alstrar låg- frekvenssignalen: 1 l i . w,(t) + w,(t) = ïa(t)cos(a>° - ag, - m8) + -2-a(t) s1n(a>0 - a), - ma) (15) såsom illustreras i Fig. 18. Om coAﬂnB väljs lika med m0 reduceras detta ut- tryckt till 1/2-a(t), vilket år exakt det önskade resultatet, förutom faktorn 1/2 som introducerats av den andra blandaren 36, 38. Om så önskas kan denna faktor elimineras genom multiplikation med 2 utförd av en eventuellt anord- nad multiplikator 42 (denna multiplikation kan även utföras tidigare, t ex i en av blandarna). Slutligen kan signalen a(t) konverteras till en digital signal aD(t) i en A/ D-omvandlare 44.

Det noteras att om coﬁcoß ej år lika med om kommer formen av det ursprun- gliga spektrumet i Fig. 14 och det slutliga spektrumet i Fig. 18 att vara den- samma. Den enda skillnaden år att topparna ligger närmare varandra i det slutliga spektrumet. Om så önskas kan processen därför upprepas för att ytterligare bringa signalen nedåt i frekvens. 10 15 20 25 30 514 795 12 Utföringsformen i Fig. 13 är till största delen analog. Genom förﬂyttning av A/D-omvandlingen längre in i blockschemat, är alltmer digitala imple- menteringar möjliga.

Fig. 19 illustrerar en utföringsform av nedkonverteraren i enlighet med före- liggande uppﬁnning, i vilken två A/D-omvandlare 44, 46 har anordnats mellan bandpassﬁltret och den andra blandaren. Denna utföringsform kan använda ett komplext kopplat kondensatorﬁlter 34SC av bandpasstyp, t ex ﬁltret som illustreras i Fig. 7. Det noteras att i detta fall är utsignalerna v1(n), v2(n) från filtret redan i tidsdiskret form, endast den faktiska digitali- seringen behöver utföras av A/D-omvandlarna. Alla element efter A/ D- omvandlarna 44, 46, såsom blandaren 36D, 38D, adderaren 4OD och den eventuellt anordnade multiplikatorn 42D är nu helt naturligt digitala. Blan- daren 36D, 38D kommer därför nu att kännetecknas av en normaliserad digital frekvens QB i stället för den analoga frekvensen oJB.

Om A/D-omvandlarna 44, 46 flyttas ytterligare in i blockschemat såsom i utföringsformen enligt Fig. 20, kan det komplexa bandpassfiltret vara digi- talt, t ex ett BDLF-ﬁlter 34D. Såsom tidigare är elementen till höger om A/ D-omvandlarna 44, 46 digitala i denna utföringsform.

Slutligen kan en A/D-omvandlare 44 direkt läggas på högfrekvenssignalen, såsom i utföringsformen enligt Fig. 21. Beroende på tillämpningen kan detta emellertid erfordra en A/D-omvandlare kapabel att hantera mycket hög- frekventa signaler. Såsom tidigare är element till höger om A / D-omvandlaren 44 digitala i denna utföringsform. I denna utföringsform är båda blandarna digitala och kännetecknas av nonnaliserade digitala frekvenser QA och QB.

Ett komplext bandpassñlter kan även användas för att implementera en uppkonverterare (i enlighet med det välkända transpositionsteoremet). Olika 10 15 20 25 30 514 795 13 utföringsformer av en sådan uppkonverterare kommer nu att beskrivas un- der hänvisning till Fig. 22-27.

I utföringsformen enligt Fig. 22 konverteras en digital signal aD(n) till en analog signal a(t) i en D / A-omvandlare 50 (D / A-omvandlare antages inkludera lämpliga anti-avbildningsfilter). En första blandare 30, 32 (i föl- jande beskrivning antages de första blandarna i Fig. 22-27 inkludera nöd- vändiga lågpassfilter) karaktäriserad av frekvensen coA blandar den analoga signalen till en sammansatt signal med en faskomponent och en kvadra- turkomponent. Ett komplext bandpassfilter 34 ﬁltrerar denna signal till en bandbreddsbegränsad signal. Beroende på läget av bandpassﬁltret kommer det övre eller undre sidbandet att väljas. En andra blandare 36, 38 karak- täriserad av frekvensen om blandar denna bandbreddsbegrånsade signal till en mellansignal med en faskomponent och en kvadraturkomponent. Slutli- gen bildar en adderare 40 summan mellan komponenterna för denna mel- lansignal. Såsom i nedkonverteraren kan eventuellt en multiplikator 42 vara anordnad för att taga hänsyn till den faktor 1/2 som introduceras av de två blandarna (i stället för den enda blandaren i den kända tekniken som illus- treras i Fig. 8).

Uppkonverteraren kan liksom nedkonverteraren vara mer eller mindre digital beroende på läget av D /A-omvandlingssteget.

I utföringsformen enligt Fig. 23 har sålunda D / A-omvandlarna 50, 52 anordnats mellan den första blandaren och det komplexa bandpassﬁltret. I denna utföringsform kommer blandaren 3OD, 32D att vara digital.

I utföringsformerna enligt Fig. 24 och 25 har D / A-omvandlingen ﬂyttats ba- kom det komplexa filtret, vilket nu är ett digitalt filter 34D, t. ex. ett kom- plext digitalt BDLF-filter av bandpasstyp. Beroende på läget av D/ A-om- vandlaren kan den andra blandaren och adderaren vara analoga (Fig. 24) 10 15 20 25 30 514 795 14 eller digitala (Fig. 25). Det år även möjligt att utföra D /A-omvandlingen omedelbart före en analog addition.

Såsom i fallet med nedkonverteraren kan uppkonverteraren också imple- menteras med ett komplext kopplat kondensatorñlter 34SC av bandpasstyp, såsom illustreras i Fig. 26 och 27. Eftersom ett kopplat kondensatorñlter erfordrar en analog insignal är D / A-omvandlarna 54, 56 anordnade framför ﬁltret (givetvis kan D /A-omvandlingen utföras tidigare, såsom i ut- föringsformen enligt Fig. 22). Eftersom utsignalen från ett kopplat konden- satorﬁlter dessutom är en tidsdiskret signal, utförs ytterligare en D /A- omvandling, antingen direkt efter filtret (Fig. 26) eller efter den andra blan- daren (Fig. 27).

I de utföringsformer som illustrerats i denna ansökan adderas komponen- terna av mellansignalen. Detta kräver att blandarna har olika fasrelationer (“-sin” och “sin”). Om blandarna har samma fasrelation kan komponenterna i stället subtraheras från varandra för att kompensera för detta faktum.

Fig. 28 är ett ﬂödesschema som illustrerar nedkonverteringsförfarandet i en- lighet med föreliggande uppfinning. Processen börjar i steg 100. I steg 102 blandas högfrekvenssignalen till en sammansatt signal med en faskompo- nent och en kvadraturkomponent. I steg 104 bandbreddsbegrånsas den sammansatta signalen i ett komplext bandpassñlter till en bandbreddsbe- gränsad signal med en faskomponent och en kvadraturkomponent. I steg 106 blandas den bandbreddsbegränsade signalen till en mellansignal med en faskomponent och en kvadraturkomponent. I steg 108 adderas (subtra- heras) en komponent av mellansignalen till (från) den andra komponenten.

Detta avslutar processen i steg 1 10.

Fig. 29 är ett ﬂödesschema som illustrerar uppkonverteringsförfarandet i enlighet med föreliggande uppfmning. Processen börjar i steg 200. I steg 202 10 15 20 25 514 795 15 blandas lågfrekvenssignalen till en sammansatt signal med en faskomponent och en kvadraturkomponent. I steg 204 bandbreddsbegränsas den samman- satta signalen i ett komplext bandpassfilter till en bandbreddsbegränsad signal med en faskomponent och en kvadraturkomponent. I steg 206 blan- das den bandbreddsbegränsade signalen till en mellansignal med en faskomponent och en kvadraturkomponent. I steg 208 adderas (subtraheras) en komponent av mellansigrialen till (från) den andra komponenten. Detta avslutar processen i steg 2 10.

Av ovanstående beskrivning framgår att en väsentlig del av föreliggande uppfinning är rekonstruktion (alstring) av en lågfrekvent (högfrekvent) signal ur en sammansatt signal med en faskomponent och en kvadraturkompo- nent. I stället för att använda ett Hilbert-filter, såsom vid känd teknik, an- vänder uppfinningen ett komplext bandpassfilter och en blandare. Eftersom denna del av uppfinningen redan har beskrivits i detalj under hänvisning till och ingår i ned- och uppkonverterarna, är en ytterligare beskrivning ej nöd- vändig.

Vidare har föreliggande uppfinning beskrivits under hänvisning till ampli- tudmodulering med enkelt sidband. Komplexa bandpassñlter kan dock även användas vid andra typer av amplitudmodulering, såsom modulering med dubbelt sidband, för elíminering av Hilbert-filter. I själva verket kan förelig- gande uppfinning tillämpas vid modulering i allmänhet (amplitud, frekvens, fas), både digital och analog, och vid både deterministiska och stochastiska signaler.

Fackmannen inser att olika modifieringar och förändringar kan utföras vid uppfmningen utan avvikelse från dess grundtanke och ram, som defmieras av de bifogade patentkraven. 514 795 16 REFERENSER [I] Allan R. Hambley. “An Introduction to Communication Systems”, W.H. 5 Freeman and Company, 1990 [2] S. Signell, T. Kouyoumdjiev, K. Mossberg, L. Harnefors, “Design and Analysis of Bilinear Digital Ladder Fi1ters", IEEE Transactions of Circuits and Systems, Feb. 1996 10 [3] Ronald N. Bracewell, ”The Fourier Transform and Its Applications”, McGraw-Hill, 1986

Claims

10 15 20 25 30 PATENTKRAV

1. Nedkonverterare för konvertering av en modulerad högfrekvenssígnal till en lågfrekvenssignal, inkluderande en första blandare för blandning av hög- frekvenssignalen till en sammansatt signal med en faskomponent och en kvadraturkomponent; k ä n n e t e c k n a d av : ett komplext bandpassﬁlter (34; 34D; 34SC) för bandbreddsbegräns- ning av den sammansatta signalen till en bandbreddsberänsad signal med en faskomponent och en kvadraturkomponent; en andra blandare (36, 38; 36D; 38D) för blandning av den band- breddsbegränsade signalen till en mellansignal med en faskomponent och en kvadraturkomponent; och en adderare (40; 4OD) för addering (subtrahering) av en komponent av mellansignalen till (från) den andra komponenten.

2. Nedkonverterare enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d a v att hög- frekvenssignalen år en signal med enkelt sidband och att lågfrekvenssigna- len är en basbandssignal.

3. Nedkonverterare enligt krav 1 eller 2, k ä. n n e t e c k n a d a v en A/ D-omvandlare (44) för A/D-omvandling av utsignalen från adderaren (40).

4. Nedkonverterare enligt krav 1 eller 2, k ä n n e t e c k n a d a v att A/ D-omvandlare (44, 46) är anordnade för A /D-omvandling av den bandbreddsbegrânsade signalens komponenter; att den andra blandaren är en digital blandare (36D, 38D); och att adderaren år en digital adderare (4OD).

5. Nedkonverterare enligt krav 3 eller 4, k ä' n n e t e e k n a d a v att det komplexa bandpassﬁltret år ett komplext kopplat kondensatorﬁlter (34SC). lO 15 20 25 30 514 795 ia

6. Nedkonverterare enligt krav l eller 2, k ä n n e t e c k n a d a v att A/ D-omvandlare (44, 46) år anordnade för A/D-omvandling av den sammansatta signalens komponenter; att det komplexa bandpassﬁltret är ett komplext digitalt bandpass- ﬁlter (34D); att den andra blandaren år en digital blandare (36D, 38D); och att adderaren är en digital adderare (40D).

7. Nedkonverterare enligt krav 1 eller 2, k ä n n e t e c k n a d a v att en A/D-omvandlare (44) är anordnad för A/D-omvandlíng av hög- frekvenssignalen; att den första blandaren är en digital blandare (3OD, 32D); att det komplexa bandpassﬁltret är ett komplext digitalt bandpass- ﬁlter (34D); att den andra blandaren är en digital blandare (36D, 38D); och att adderaren är en digital adderare (40D).

8. Nedkonverterare enligt krav 6 eller 7, k ä n n e t e c k n a d a v att det komplexa bandpassﬁltret år ett komplext BDLF-ﬁlter (34D).

9. Uppkonverterare för konvertering av en lågfrekvenssignal till en mo- dulerad högfrekvenssignal, inkluderande en första blandare för blandning av lågfrekvenssignalen till en sammansatt signal med en faskomponent och en kvadraturkomponent, k ä n n e t e c k n a. d a v: ett komplext bandpassﬁlter (34; 34D; 34SC) för bandbredds- begränsning av den sammansatta signalen till en bandbreddsbegränsad sig- nal med en faskomponent och en kvadraturkomponent; en andra blandare (36, 38; 36D, 38D) för blandning av den band- breddsbegrânsade signalen till en mellansignal med en faskomponent och en kvadraturkomponent; och 10 15 20 25 30 514 795 19 en adderare (40; 4OD) för addering (subtrahering) av en komponent av mellansignalen till (från) den andra komponenten.

10. Uppkonverterare enligt krav 9, k ä n n e t e c k n a d a v att hög-frek- venssignalen är en signal med enkelt sidband och att lågfrekvens-signalen är en basbandssignal.

11. Uppkonverteraren enligt krav 9 eller 10, k ä n n e t e c k n a d a v en digital lågfrekvenssignal och en D / A-omvandlare för D / A-omvandling av den digitala lågfrekvenssignalen.

12. Uppkonverterare enligt krav 9 eller 10, k ä n n e t e c k n a d a v att lågfrekvenssignalen är en digital signal; att den första blandaren âr en digital blandare (30D, 32D); och att D / A-omvandlarna (50, 52) är anordnade för D / A-omvandling av komponenterna av den sammansatta signalen.

13. Uppkonverterare enligt krav 9 eller 10, k ä n n e t e c k n a d a v att lågfrekvenssignalen är en digital signal; att den första blandaren är en digital blandare (30D, 32D); att det komplexa bandpassﬁltret är ett komplext digitalt bandpassﬁlter (34D); att D/ A-omvandlare (50, 52) är anordnade för D/ A-omvandling av komponentema av den bandbreddsbegränsade signalen.

14. Uppkonverterare enligt krav 9 eller 10, k ä n n e t e c k n a d a v att lågfrekvenssigrialen är en digital signal; att den första blandaren är en digital blandare (30D, 32D); att det komplexa bandpassﬁltret är ett komplext digitalt bandpassﬁlter (s4D); i att den andra blandaren är en digital blandare (36D, 38D); lO 15 20 25 30 514 795 zo att adderaren är en digital adderare (4OD); och att en D /A-omvandlare (50) är anordnad för D /A-omvandling av ut- signalen från den digitala adderaren.

15. Uppkonverterare enligt krav 13 eller 14, k ä n n e t e c k n a d a v att det digitala bandpassﬁltret är ett komplext BDLF-ﬁlter (34D).

16. Uppkonverterare enligt krav 9 eller 10, k ä n n e t e c k n a d a v att lågfrekvenssignalen är en digital signal; att den första blandaren är en digital blandare (3OD, 32D); att en första uppsättning D /A-omvandlare (54, 56) är anordnade för D / A-omvandling av komponenterna av den sammansatta signalen; att det komplexa bandpassﬁltret är ett komplext kopplat kondensator- filter (34SC); och att en andra uppsättning D/A-omvandlare (50, 52) är anordnade för D / A-omvandling av komponenterna av den bandbreddsbegränsade signalen.

17. Uppkonverterare enligt krav 9 eller 10, k ä n n e t e c k n a d a v att lågfrekvenssignalen är en digital signal; att den första blandaren är en digital blandare (3OD, 32D); att en första uppsättning D/A-omvandlare (54, 56) är anordnade för D/ A-omvandling av komponenterna av den sarnmansatta signalen; att det komplexa bandpassﬁltret är ett komplext kopplat kondensator- ﬁlter (34SC) ; att den andra blandaren är en digital blandare (36D, 38D); att adderaren är en digital adderare (4OD); och att ytterligare en D / A-omvandlare (50) är anordnad för D /A- omvandling av utsignalen från den digitala adderaren.

18. Förfarande för nedkonvertering av en modulerad högfrekvenssignal till en lágfrekvenssignal, inkluderande steget blandning av högfrekvens-signalen 10 15 20 25 30 51421795 till en sammansatt signal med en faskomponent och en kvadraturkompo- nent,vílketförfarande kännete cknas av: komplex bandbreddsbegrånsning av den sammansatta signalen till en bandbreddsbegränsad signal med en faskomponent och en kvadratur- komponent; blandning av den bandbreddsbegränsade signalen till en mellansignal med en faskomponent och en kvadraturkomponent, och addering (subtrahering) av en komponent av mellansignalen till (från) den andra komponenten.

19. Förfarande enligt krav 18, k ä n n e t e c k n a t a v att högfrekvens- signalen är en signal med enkelt sidband och att lågfrekvens-signalen år en basbandssignal.

20. Förfarande för uppkonvertering av en lågfrekvenssígnal till en modulerad högfrekvenssignal, inkluderande steget blandning av låg- frekvenssignalen till en sammansatt signal med en faskomponent och en kvadraturkomponent, vilket förfarande k ä n n e t e c k n a s a v: komplex bandbreddsbegrânsning av den sammansatta signalen till en bandbreddsbegrånsad signal med en faskomponent och en kvadratur- komponent; blandning av den bandbreddsbegränsade signalen till en mellansignal med en faskomponent och en kvadraturkomponent; addering (subtrahering) av en komponent av mellansignalen till (från) den andra komponenten.

21. Förfarande enligt krav 20, k ä n n e t e c k n a t a v att högfrekvens- signalen är en signal med enkelt sidband och att lågfrekvens-signalen är en basbandssignal. lO 15 20 25 30 514 795 22

22. Anordning för rekonstruktion av en Iågfrekvenssignal ur en samman-satt signal med en faskomponent och en kvadraturkomponent, k ä n n e - t e c k n a d a v : ett komplext bandpassﬁlter (34; 34D; 34C) för bandbreddsbegränsning av den sammansatta signalen till en bandbreddsbegränsad signal med en faskomponent och en kvadraturkomponent; en blandare (36, 38; 36D, 38D) för blandning av den bandbredds- begränsade signalen till en mellansignal med en faskomponent och en kvadraturkomponent; och en adderare (40; 4OD) för addering (subtrahering) av en komponent av mellansignalen till (från) den andra.

23. Anordning enligt krav 22, k ä n n e t e c k n a d a v att lågfrekvens- signalen är en basbandssignal.

24. Anordning enligt krav 22 eller 23, k ä n n e t e c k n a d a v en A/D- omvandlare (44) för A/D-omvandling av utsignalen från adderaren (40).

25. Anordning enligt krav 22 eller 23, k ä n n e t e c k n a d a v att A/ D-omvandlare (44, 46) är anordnade för A / D-omvandling av den bandbreddsbegränsade signalens komponenter; att blandaren år en digital blandare (36D, 38D); och att adderaren är en digital adderare (4OD).

26. Anordning enligt krav 24 eller 25, k ä n n e t e c k n a d a v att det komplexa bandpassﬁltret är ett komplext kopplat kondensatorñlter (34SC).

27. Anordning enligt krav 22 eller 23, k ä n n e t e c k n a d a v att A/D-omvandlare (44, 46) är anordnade för A/D-omvandling av den sarnmansatta signalens komponenter; 10 20 25 30 . 795 23 att det komplexa bandpassfiltret år ett komplext digitalt bandpass- ﬁlter (34D); att blandaren år en digital blandare (36D, 38D); och att adderaren år en digital adderare (4OD).

28. Anordning enligt krav 27, k ä n n e t e c k n a d a. v att det komplexa bandpassñltret år ett komplext BDLF-ﬁlter (34D).

29. Anordning för alstring av en högfrekvenssignal ur en sammansatt signal med en faskomponent och en kvadraturkomponent, k ä n n e t e c k n a. d a v: ett komplext bandpassﬁlter (34; 34D; 34SC) för bandbreddsbegråns- ning av den sammansatta signalen till en bandbreddssignal med en faskom- ponent och en kvadraturkomponent; en blandare (36, 38; 36D, 38D) för blandning av den bandbredds- begränsade signalen till en mellansignal med en faskomponent och en kvadraturkomponent; en adderare (40; 40D) för addering (subtrahering) av en komponent av mellansignalen till (från) den andra komponenten.

30. Anordning enligt krav 29, k ä n n e t e c k n a d a v att hög- frekvenssignalen är en signal med enkelt sidband.

31. Anordning enligt krav 29 eller 30, k ä n n e t e c k n a d a v att den sammansatta signalen år en digital signal; att det komplexa bandpassﬁltret år ett komplext digitalt bandpass- ﬁlter (34D); och att D / A-omvandlare (50, 52) år anordnade för D / A-omvandling av den bandbreddsbegrånsade signalens komponenter. lO 15 20 25 30 514- 795 24

32. Anordning enligt krav 29 eller 30, k ä. n n e t e c k n a d a v att den sammansatta signalen är en digital signal; att det komplexa bandpassﬁltret är ett komplext digitalt bandpass- ﬁlter (34D); att blandaren är en digital blandare (36D, 38D); att adderaren är en digital adderare (4OD); och att en D / A-omvandlare (50) är anordnad för D / A-omvandling av ut- signalen från den digitala adderaren.

33. Anordning enligt krav 31 eller 32, k ä n n e t e c k n a d a v att det komplexa bandpassﬁltret är ett komplext BDLF-ﬁlter (34D).

34. Anordning enligt krav 29 eller 30, k ä' n n e t e c k n a d av att den sammansatta signalen är en digital signal; att en första uppsättning D/A-omvandlare (54, 56) är anordnade för D / A-omvandling av den sammansatta signalens komponenter; att det komplexa bandpassﬁltret är ett komplext kopplat kondensator- ﬁlter (34SC); och att en andra uppsättning D/ A-omvandlare (50, 52) är anordnade för D / A-omvandling av den bandbreddsbegränsade signalens komponenter.

35. Förfarande för rekonstruering av en lågfrekvenssignal ur en samman- satt signal med en faskomponent och en kvadraturkomponent, vilket för- farandekännetecknas av: komplex bandbreddsbegränsning av den sammansatta signalen till en bandbreddsbegränsad signal med en faskomponent och en kvadratur- komponent; blandning av den bandbreddsbegränsade signalen till en komplex mellansignal med en faskomponent och en kvadraturkomponent; och att addering (subtrahering) av en komponent av mellansignalen till (från) den andra komponenten. 10

36. Förfarande enligt krav 35, k ä n n e t e c k n a t a v att lågfrekvens- signalen år en basbandssígnal.

37. Förfarande för alstring av en högfrekvenssignal ur en sammansatt signal med en faskomponent och en kvadraturkomponent;, vilket förfarande k ä n - netecknas av: komplex bandbreddsbegrånsning av den sammansatta signalen till en bandbreddsbegrånsad signal med en faskomponent och en kvadratur- komponent; blandning av den bandbreddsbegränsade signalen till komplex mellan- signal med en faskomponent och en kvadraturkomponent; och addering (subtrahering) av en komponent av mellansignalen till (från) den andra komponenten.

38. Förfarande enligt krav 37, k ä n n e t e c k n a t a v att hög frekvens- signalen är en signal med enkelt sidband.