JPS62502932A - 不完全な送信媒体のための総体的なモデム構造体 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 不完全な送信媒体のための総体的なモデム構造体且更ム實見 挟亙立夏 本発明は、一般に、データ通信の分野に関するもので、より詳細には、高速モデ ムに関する。

丈米反極 最近、デジタルデータを直接送信するための特殊設計の電話線が導入されている 。しかしながら、膨大な量の電話線はアナログの音声周波数（ｖＦ）（ｉ号に搬 送するように設計されている。

モデムは、ＶＦ搬送波信号を変調してデジタル情報をＶＦ搬送波信号にエンコー ドしそしてこれらの信号を復調してこの信号によって保持されたデジタル情報を デコードするのに用いられている。

既存のＶ　Ｆ　を活線は、モデ１１の性能を低下すると共に、所望のエラー率以 下でデータを送信することのできる速度を制限するような多数の制約ｔある。こ れらの制約には、周波数に依存するノイズがＶＦ電話線に存在することや、ＶＦ 電話線によって周波数に依存する位相遅延が挿入されることや、周波数に依存す る信号ロスがあることが含まれる。

一般に、ＶＦ電話線の使用可能な帯域は、ゼロより若干上から約４　Ｋ　Ｈｚま でである。電話線ノイズの電カスベクトルは、周波数にわたって均一に分布され ず、一般的に不定なものである。

従って、これまで、ＶＦ電話線の使用可能な帯域にわたるノイズスペクトルの分 布を測定する方法は皆無である。

更に、周波数に依存する伝播遅延がＶＦ電話線によって誘起される。従って、複 雑な多周波数信号の場合は、ＶＦ電話線により信号の種々の成分間に位相遅延が 誘起される。この位相遅延も不定なものであり、送信が行なわれる特定の時間に 個々のＶＦ電話線について測定しなければならない。

更に、ＶＦ電話線の信号ロスは周波数と共に変化する０等価ノイズは、各搬送波 周波数に対して信号ロス成分に追加されるノイズスペクトル成分であり１画成分 は、デシベル（ｄ　Ｂ）で測定される。

一般に、公知のモデムは、満足なエラー率を得るようにデータ速度をダウン方向 にシフトすることによって等価ラインノイズ及び信号ロスを補償している。例え ば、バラン（Ｂａｒａｎ）氏の米国特許第４，４３８，５１１号には、ガンダル フ・データ・インク（Ｇａｎｄａｌｆ　Ｄａｔａ、　Ｉｎｃ、、）によって製造 された５Ｍ９６００スーパー・モデムと称する高速モデムが開示されている。ノ イズ障害がある場合、この５Ｍ９６００は、その送信データ速度を４８００ｂｐ ｓ又は２４００ｂｐｓに「ギヤシフト」即ち低下させる。バラン氏の特許に開示 されたシステムは、６４の直角変量された搬送波によってデータを送信する。バ ラン氏のシステムは、ライン上の大きなノイズ成分の周波数と同じ周波数を有す る搬送波の送信を終らせることにより、ＶＦライン上のノイズの周波数依存性を 補償するものである。従って、バラン氏のシステムは、ＶＦラインノイズスペク トルの最高点の搬送波周波数で送（、Ｗを終らせることによりそのスループット を僅かに低下させる。バラン氏のシステムは１本質的に、ＶＦラインノイズスペ クトルの分布に基づいて各搬送波信号のゴー／ノー・ゴー判断を行なう０本発明 は。

バラン氏によって開始された努力を引き継ぐものである。

殆どの公知のシステムは、ＶＦラインによって誘起される周波数依存性の位相遅 延を等化システムによって補償するものである。最も大きな位相遅延は、使用可 能な帯域の端付近の周波数成分において誘起される。従って、帯域の中心付近の 周波数成分は、帯域の外側の周波数成分を捕獲できるように遅延される６等化を 行なう場合には、一般に、上記の遅延を実行するための追加回路が必要とされる 。

ＶＦ電話線を介しての両方向送信に関連した更に別の問題は、出ていく信号と入 ってくる（Ｓ号とで干渉を生じるおそれがあることである。一般に、２つの信号 の分離及びアイソレーションは、次の３つの方法の１つで行なわれる。

（ａ）別々の信号に対して別々の周波数を使用する周波数マルチプレクシング、 この方法は、モデムをベースとする遠隔通信システムに通常用いられるものであ る。

（ｂ）別々の信号に対して別々の時間セグメントを使用する時間マルチプレクシ ング、この方法は、送信器がこれに含まれた全てのデータを送信した後にのみチ ャンネルを放棄する半二重システムにおいてしばしば使用される。

（ｃ）直交コードを用いて信号を送信するコードマルチプレクシング。

上記の全てのシステムでは、利用できるスペースが、最初のシステム設計中に固 定された一定の割合に基づいて分割される。

しかしながら、これらの一定の割合は、各モデムに生じる実際のトラフィックロ ード（通信負荷）問題に適したものではない１例えば、離れたホストコンピュー タに接続されたＰＣワークステーションにいる事務員は、１０又は２０個の文字 をタイプし、その応答として全スクリーンを受け取る。この場合、送信側モデム と受信側モデムとの間にチャンネルを等しく割り当てる一定の割合では、ＰＣワ ークステーションの事務員にチャンネルを相当過剰に割り当てることになる。従 って、実際のトラフィックロード状態の必要性に応じてチャンネル容量を割り当 てるモデムがあれば、チャンネル容量の効率的な利用が著しく促進される。

澄１Ｌ彰４貢一 本発明は、ダイヤル式のＶＦ電話線に使用する高速モデムに関する。このモデム は、多搬送波変調機構を使用しており、全データ送信率を最大にするようにデー タ及び電力を種々の搬送波に可変に割り当てる。搬送波間での電力の割当は、割 り当てる全電力が指定の限界を越えてはならないという制約を受ける。

好ましい実施例では、上記モデムは、更に、通信リンクの制御権を実際のユーザ 要求に応じて２つのモデム（Ａ及びＢ）間で分担させる可変割当システムを備え ている。

本発明の別の特徴は、周波数に依存する位相遅延を補償すると共に記号間の干渉 を防止するシステムであって１等化ネットワークを必要としないようなシステム にある。

本発明の１つの特徴によれば、直角振幅変調（ＱＡＭ）を用いて色々な複雑さの データエレメントが各搬送波にエンコードされる６多搬送波周波数における等価 ノイズ成分は、２つのモデム（ＡとＢ）との間の通信リンクを経て測定される。

良く知られているように、ビットエラー率（Ｂ　Ｅ　Ｒ）を指定レベル以下に維 持すべき場合には、所与の搬送波周波数における所与の複雑さのデータエレメン トを送イｄするに要する電力を、その周波数の等価ノイズ成分が増加した時に、 増加しなければならない。同様に、データの複雑さを増加するためには、信号対 雑音比、即ち、Ｓ／Ｎ比を増加しなければならない。

本発明の一実施例においては、外的なりＥＲ及び全利用電力の制約内で全データ 率を最大にするようにデータ及び電力が割り当てられる。電力割当システムは、 各搬送波における記号率をｎからｎ＋１までの情報単位で増加するために余分な 所要電力を計算する。次いで、システムは、記号率を１情報単位だけ増加するよ うに最小の追加電力を必要とする搬送波に情報単位を割り当てる。余裕電力は、 特に確立された送信リンクの等価ノイズスペクトルの値によって決まるので、電 力及びデータの割当は、この特定のリンクについてのノイズを補償するように特 に調整される。

本発明の別の特徴によれば、各搬送波における記号の第１の部分は、記号の巾を ＴＥとし、この第１部分の巾をＴＰ）ｌとすれば。

巾ＴＥ＋ＴＰＨのガード時間波形を形成するように再送信される。

ＴＰＨの大きさは、波形の周波数成分について推定される最大位相遅延に等しい か又はそれより大きい０例えば、記号が時間ＴＥ内に送信された時間シリーズｘ Ｏ・・・ｘｎ−１によって表わされる場合には、ガード時間波形が時間ＴＥ＋Ｔ ＰＨ内に送信された時間シリーズｘＯ・・・ｘｎ−１、ｘＯ・・・ｘＩｌｌ−１ によって表わされる０ｍのｎに対する比は、ＴＰＨのＴＥに対する比に等しい。

受信モデムにおいては、ガード時間波形の第１周波数成分の時間インターバルＴ ｏが決定される。巾ＴＥのサンプリング周期は、時間Ｔ　ｏ　＋　Ｔ　ＰＨにお いて開始される。

従って、各搬送波周波数における全記号がサンプリングされ、記号間の干渉が除 去される。

本発明の更に別の特徴によれば、モデムＡとＢとの間での送信リンクの制御の割 当は、１つの送信サイクル中に各モデムが送信するパケットの数に対して限界を セットすることによって行なわれる。情報のパケットは、１つの波形を構成する 搬送波全体においてエンコードされたデータを備えている。又、各モデムは、モ デム間の通信リンクを維持するための最小数のパケットを送信するように構成さ れる。従って、１つのモデムが送信すべきデータを有していない場合でも、最小 のパケットがタイミングを維持し、他のパラメータが送信される。一方、モデム のデータ量が多い場合には、制限された最大数のパケットＮのみを送信してから 他のモデムへ制御権を放棄するような制約が課せられる。

実際に、モデムＡが少量のデータを有しそしてモデムＢが大量のデータを有する 場合には、モデムＢが殆どの時間中送信リンクの制御権を有することになる。制 御権が最初にモデムＡに指定さ九た場合には、これが最小数工のパケットのみを 送信する。従って、モデムＡは、短い時間中にのみ制御権を有する６次いで。

制御権はモデムＢに指定され、Ｎ個のパケットを送信する。Ｎは非常に大きなも のである。再び、制御権はモデムＡに指定され。

１個のパケットを送信してから制御権をＢに戻す。

従って、制御権の割当は、Ｉ対Ｎの比に比例する。モデムＡのデータ量の送信に Ｌ個のパケットが必要とされる場合（ここで、ＬはＩとＮとの間の値である）１ 割当は、ＬとＮの比に比例する。

従って、送信リンクの割当は、ユーザの実際の要求に基づいて変化する。

更に、パケットの最大数Ｎは、各モデムごとに同じである必要はなく、モデムＡ 及びＢによって送信されるべきデータの既知の不均衡を受け入れるように変える ことができる。

本発明の更に別の特徴によれば、データを決定する前に信号ロス及び周波数オフ セットが測定される。追従システムは、測定値からの変化を決定し、これらのず れを補償する。

本発明の更に別の特徴によれば、ＴＯの正確な値を決定するシステムが含まれて いる。このシステムは１時間ＴＡにモデムＡから送信される波形に含まれたｆ、 及びｆ２の２つのタイミング信号を用いている。時間ＴＡにおける第１と第２の タイミング信号間の相対的な位相差はゼロである。

波形は、モデムＢに受け取られ、ｆ□のエネルギを検出することによって受信時 間のおおよその推定値Ｔ　ＥＳＴが得られる。この時間Ｔ　ＥＳＴにおけるタイ ミング信号間の相対的な位相差を用いて、正確なタイミング基準ＴＯが得られる 。

図面の簡単な説明 第１図は、２本発明に用いられる搬送波周波数全体のグラフ。

第２図は、各搬送波のＱＡＭを示す座標のグラフ、第３図は、本発明の実施例を 示すブロック図、第４図は、本発明の同期プロセスを示すフローチャート。

第５図は、０，２．４．５，６ビツトデータエレメントに対する座標、例示的な 信号対雑音比及び各産卵に対する電力レベルを示す一連のグラフ、 第６図は、水充填アルゴリズムを示すグラフ、第７図は、本発明に用いる水充填 アルゴリズムの応用を示すヒストグラム、 第８図は、搬送波周波数全体の周波数成分に対する位相依存周波数遅延の影響を 示すグラフ。

第９図は、記号間干渉を防止するために本発明に用いられる波形を示すグラフ。

第１０図は、送信された搬送波周波数全体を受信する方法を示すグラフ、 第１１図は、変調テンプレートを示す概略図、第１２図は、変調テンプレートの １つの方形の象限を示す概略図、そして 第１３図は、本発明のハードウェア実施例を示す概略図である。

舒ｊしい一施例の詳細な説明 本発明は１周波数に依存するラインノイズを補償するように周波数全体における 種々の搬送波周波数間で電力を状態に応じて割り当て、周波数に依存する位相遅 延を補償するための等化回路の必要性を排除し、変化するチャンネルロード状態 を考慮して送信側モデムと受信側モデムとの間でチャンネルを割り当てる二重機 構を形成するようなモデムに関する０本発明の更に別の特徴は、以下で述べる。

本発明の理解を容易にするために、本発明に用いられる周波数全体及び変調機構 を第１図及び第２図について最初に簡単に説明する。次いで、第３図を参照して １本発明の特定の実施例を説明する。最後に、第４図ないし第１３図を参照して 、本発明の動作及び種々の特徴を説明する。

調　び全体の構 第１回は１本発明の送信周波数全体１０を示す概略図である。

これは、使用可能な４　Ｋ　ＨｚのＶＦ帯域にわたって等しく離間された５１２ 個の搬送波周波数１２を含んでいる０本発明は、各搬送波周波数における位相に 拘りないサイン及びコサイン信号を送信するような直角振幅変調（ＱＡＭ）を用 いている。所与の搬送波周波数で送信されるデジタル情報は、その周波数におけ る位相に拘りないサイン及びコサイン信号を振幅変調することによってエンコー ドされる。

ＱＡＭシステムは、全ビット率ＲＢでデータを送信する。しかしながら、記号も しくはボーレートＲ３で示された各搬送波の送信率は、ＲＢの一部分に過ぎない ０例えば、データが２つの搬送波間に等しく割り当てられる場合には、Ｒ５＝Ｒ Ｂ／２となる。

好ましい実施例では、０．２．４．５又は６ビツトデータエレメントが各搬送波 においてエンコードされ、各搬送波の変調は１３６ミリ秒ごとに変化する。各搬 送波について６ビツトのＲ５を仮定すれば、理論的な最大値ＲＢは、２２，５８ ０ビット／秒（ｂｐｓ）となる、搬送波の７５％にわたって４ビツトのＲ３を仮 定すれば、典型的に実現できるＲ５は、約１１，３００ｂｐｓに等しい、この例 示的な高いＲ５は、ビットエラー率が１エラー／１００，０００送信ビット未満 の状態で達成される。

第１図において、複数の垂直１１Ａ１４は、周波数全体を［エポック」と称する 時間増分に分割する。エポックは、巾がＴＥであり、ＴＥの大きさは以下で述べ るように決定される。

デジタルデータを種々の搬送波周波数にエンコードするＱＡＭシステムを第２図 について説明する。第２図には、第ｎ番目の搬送波に対する４ビツト「座標」２ ０が示されている。４ビツト数は、１６の個々の値をとることができる。この座 標における各点は、ベクトル（ｘｎ、　ｙｎ）を表わしており、Ｘｎはサイン信 号の振幅であり、ｙｎは上記ＱＡＭシステムにおけるコサイン信号の振幅である 。付随の文字ｎは、変調される搬送波を示している。

従って、４ビツト座標では、４つの個々のｙｎの値と、４つの個々のｘｎの値と が必要とされる。以下で詳細に述べるように、所与の搬送波周波数で送信される ビットの数を増加するためには、その周波数に等価ノイズ成分があるために、電 力を増加することが必要とされる。４ビツト送信の場合、受信側のモデムは、Ｘ ｎ及びｙｎ振幅係数の４つの考えられる値を弁別できねばならない。

この弁別能力は、所与の搬送波周波数に対する信号対雑音比によって左右される 。

好ましい実施例では、パケット技術を用いてエラー率が減少される。１つのパケ ットは、搬送波の変調されたエポックと、エラー検出データとを含んでいる。各 パケットは、エラーが生じた場合、修正されるまで繰返し送信される。或いは又 、データの繰返し送信が所望されないシステムでは、ホワードエラー修正コード を含むエポックが用いられる。

ブロック図 第３図は、本発明の実施例のブロック図である。これについて説明すると、発振 側モデム２６は、公共のスイッチ式電話線を経て形成された通信リンクの発振端 に接続される０通信システムには、通信リンクの応答端に接続された応答モデム も含まれることを理解されたい、以下の説明において１発振モデムの同じ又は同 様の部分に対応する応答モデムの部分は、発振モデムの参照番号にプライム（′ ）記号を付けて示す。

第３図を説明すると、入ってくるデータ流は、モデム２６の送信システム２８に よりデータ入力３０に受け取られる。データは、一連のデータピントとしてバッ ファメモリ３２に記憶される。

バッファメモリ３２の出力は、変調パラメータ発生器３４の入力に接続される。

変調パラメータ発生器３４の出方は、ベクトルテーブルバッファメモリ３６に接 続され、該バッファメモリ３６は変調器４０の入力に接続される。変調器４ｏの 呂カは、時間シーケンスバッファ４２に接続され、次いで、該バッファ４２は、 アナログＩ１０インターフェイス４４に含まれたデジタル／アナログコンバータ ４３の入力に接続される。インターフェイス４４は、モデムの出力を公共のスイ ッチ式電話線４８に接続する。

受信システム５０は、公共のスイッチ式電話線４８に接続されてインターフェイ ス４４に含まれたアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）５２を備えている。

ＡＤＣ５２の出力は受信時間シリーズバッファ５４に接続され、該バッファは、 次いで、復調器５６の入力に接続される。復調器５６の出方は、受信ベクトルテ ーブルバッファ５８に接続され、該バッファは、次いで、デジタルデータ発生器 ６０の入力に接続される。このデジタルデータ発生器６０の出力は、受信データ ビットバッファ６２に接続され。

該バッファは、出力端子６４に接続される。

制御及びスケジューリングユニット６６は、変調パラメータ発生器３４、ベクト ルテーブルバッファ３６、復調器５６及び受信ベクトルテーブルバッファ５８に 接続されている。

第３図に示された実施例の機能について概略的に説明する。

データを送信する前に、発振モデム２６は、応答モデム２６′と協働して、各搬 送波周波数における等価ノイズレベルを測定し。

各搬送波周波数で送信されるべきエポック当たりのビット数を決定し、以下で詳 細に述べるように、各搬送波周波数に電力を割り入ってくるデータは、入力ボー ト３０で受け取られ、入力バッファ３２に記憶されるビットシーケンスにフォー マット化される。

変調器３４は、上記のＱＡＭシステムを用いて、所与の数のビットを各搬送波周 波数のための（ｘｎ、　ｙｎ）ベクトルにエンコードする０例えば、周波数ｆｎ で４つのビットを送信することが決定された場合には、ビット流からの４つのビ ットが第２図の４ビツト座標内の１６個の点の１つに変換される。これら座標点 の各々は、４つのビットの１６個の考えられる組合せの１つに対応する。従って 、周波数ｎに対するサイン及びコサイン信号の振幅は、ビットシーケンスの４つ のビットをエンコードする座標内の点に対応するａ　（ｘｎ、　ｙｎ）ベクトル は、次いで、ベクトルバッファテーブル３６に記憶される。変調器は１周波数全 体に含まれた搬送波のための（ｘ　ｎ、　ｙ　ｎ）ベクトルのテーブルを受け取 り、ＱＡＭ搬送波周波数の全体を構成する波形を表わすデジタルエンコード化さ れた時間シリーズを形成する。

好ましい実施例では、変調器４０は、高速フーリエ変摸器（ＦＦＴ）を備えてお り−（ｘ、ｙ）ベクトルをＦＦＴ係数として用いて逆ＦＦＴ演算を実行する。ベ クトルテーブルは、５１２周波数座標の１，０２４個のＦＦＴ点を表わす１，０ ２４の個々の点を含んでいる。逆ＦＦＴ演算により、ＱＡＭ全体を表わす１゜０ ２４個の点が時間シリーズで形成される。このデジタルエンコードされた時間シ リーズの１，０２４ｍのエレメントは、デジタル時間シリーズバッファ４２に記 憶される。デジタル時間シーケンスは、アナログ／デジタルコンバータ４３によ りアナログ波形に変換され、インターフェイス４６は、公共のスイッチ式電話線 ４８を経て送信するように信号を調整する。

受信システム５０について説明すれば、公共のスイッチ式電話線４８から受信し たアナログ波形は、インターフェイス４６によって調整され、アナログ／デジタ ルコンバータ５２に向けられる。アナログ／デジタルコンバータ５２は、アナロ グ波形をデジタルの１，０２４人力時間シリーズテーブルに変換し、これは。

受信時間シリーズバッファ５４に記憶される。復調器５６は、ｌ。

０２４人力時間シリーズテーブルを５１２人力（χｎ、ｙｎ）ベクトルテーブル に変換し、これは、受信ベクトルテーブルバッファ５８に記憶される。この変換 は１時間シリーズに基づいてＦＦＴを実行することにより行なわれる。各周波数 搬送波にエンコードされたビットの数に関する情報は、復調器及びデジタルデー タ発生器６０に既に記憶さ九ており、従って、受信ベクトルテーブルバッファ５ ８に記憶された（ｘ、ｙ）テーブルは、デジタルデータ発生器６０により出力デ ータビットシーケンスに変換されることに注意されたい１例えば、（ｘｎ、　ｙ ｎ）ベクトルが４ビツトのシーケンスを表わす場合には、このベクトルがデジタ ルデータ発生器６０により４ビツトシーケンスに変換されそして受信データビッ トバッファ６２に記憶される。受信データビットシーケンスは、次いで、出力デ ータ流として出力６４へ送られる。

使用するＦＦＴ技術の完全な説明は、１９７５年Ｎ、Ｊ、のプレンティス・ホー ル・インク（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ、　Ｉｎｃ、、）により出版されたラ ビナ（Ｒａｂｉｎｅｒ）氏等の「デジタル信号処理の理論及び応用（Ｔｈｅｏｒ ｙ　ａｎｄ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ　ｏｆ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ 　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）Ｊと題する文献に述べられている。しかしながら、上 記したＦＦＴ変調技術は、本発明の重要な部分ではない、或いは又、参考として ここに取り上げる前記バラン氏の特許のカラム１０．ライン１３−７０及びカラ ム１１、ライン１−３０に述べられたように、搬送波トーンを直接乗算すること によって変調を行なうこともできる１、更に、バラン氏の特許のカラム１２、ラ イン３５−７０、カラム１３．ライン１−７０及びカラム１４、ライン１−１３ に述べられた復調システムと取り替えることもできる。

制御及びスケジューリングユニット６６は、一連の動作を全体的に監視するよう に維持し、入力及び出力機能を制御する。

等価ノイズの測 上記したように、各周波数搬送波にエンコードされたデータエレメント及びその 周波数搬送波に割り当てられた電力の情報内容は、その搬送波周波数におけるチ ャンネルノイズ成分の大きさによって左右される１周波数ｆｎにおける等側送信 ノイズ成分Ｎ（ｆｎ）は、周波数ｆｎにおける測定した（受信した）ノイズ電力 に、周波数ｆｎにおける測定した信号ロスを乗算したものである。

等価ノイズはラインごとに変化し、所与のラインにおいても時間ごとに変化する 。従って、ここに示すシステムでは、データ送信の直ＡｊＪにＮ（ｆ）が測定さ れる。

このＮ（ｆ）を測定して、応答及び発振モデム２６と２６′との間に通信リンク を確立するために本システムに用いられる同期技術の段階が第４図に示されてい る。第４図を説明すれば、ステップ１において１発振モデムは応答モデムの番号 をダイヤルし。

応答モデムはオフ・フックの状態となる。ステップ２において。

応答モデムは、次の電力レベルで２つの周波数のエポックを送信する。

（ａ）１４３７．５Ｈｚ　ニー３ｄＢＲ（ｂ）１６８７．５Ｈｚ　ニー３ｄＢＲ 電力は、基準値Ｒに対して測定し、好ましい実施例では、ＯｄＢＲ＝−９ｄＢｍ であり１ｍはミリボルトである。これらのトーンは、以下で詳細に説明するよう に、タイミング及び周波数オフセットを決定するのに用いられる。

次いで、応答モデムは、全部で５１２の周波数を含む応答コームを一２７ｄＢＲ で送信する０発振モデムは、この応答コームを受け取り、このコームにおいてＦ ＦＴを実行する。５１２個の周波数の電力レベルは指定の値にセットされるので 、応答モデムドの各周波数に対して（ｘｎ、　ｙｎ）値を比較し、これらの値を 、送信された応答コードの電力レベルを表わす（ｘｎ、　ｙｎ）値のテーブルと 比較する。この比較により、ＶＦ電話線を通しての送信による各周波数の信号ロ スが得られる。

ステップ３の間に、発振モデム２６及び応答モデム２６′の両方は、各々のモデ ムによる送信が行なわれない場合にラインに存在するノイズデータを累積する０ 次いで、両方のモデムは、累積されたノイズ信号に基づいてＦＦＴを実行し、各 搬送波周波数における測定した（受信した）ノイズスペクトル成分値を決定する 。多数のノイズエポックを平均化して、測定値の精度を高める。

ステップ４において、発振モデムは、２つの周波数のエポックと、それに続いて 、５１２の周波数の発振コームを、ステップ２について述べたものと同じ電力レ ベルで送信する。応答モデムは、エポック及び発振コームを受け取り、ステップ ２の発振モデムについて述べたように各搬送波周波数におけるタイミング、周波 数ずれ及び信号ロスの値を計算する。この点において、発振モデム２６は、ノイ ズ及び信号ロスデータを応答発振方向に送信するように累積しており、一方、応 答モデムは、発振応答方向の送信に関連する同じデータを累積している。各モデ ムは、発振応答方向及び応答発振方向の両方における送信ロス及び受信ノイズに 関連したデータを必要とする。それ故、このデータは、同期プロセスの残りのス テップに基づいて２つのモデム間で交換される。

ステップ５において、発振モデムは、どの搬送波周波数が標準電力レベルの２ビ ツト送信を応答発振方向に維持するかを示す第１の位相エンコード信号を発生し て送信する。標準電力レベルで応答発振方向に２ビツトを維持する各成分は、１ ８０°の相対的な位相を有した一２８ｄＢＲ信号として発生される。標準電力レ ベルで応答発振方向に２ビツト送信を維持しない各成分は、−２８ｄＢＲで００ の相対的位相の信号としてコード化される。応答モデムは、この信号を受信し、 どの周波数搬送波が応答発振方向に２ビツトの送信を維持するかを決定する。

ステップ６において、応答モデムは、どの搬送波周波数が発振応答方向及び応答 発振方向の両方に２ビツト送信を維持するかを示す第２の位相エンコード信号を 発生し送信する。この信号を発生できるのは、応答モデムが発振応答方向のノイ ズ及び信号ロスデータを累積しており且つステップ５で発振モデムにより発生さ れた信号において応答発振方向に対して同じデータを受信しているからである０ 発振モデムによって発生された信号において、２つのビットを両方向に維持する 各周波数成分は、１８０″の相対的な位相でコード化され、他の全ての成分は、 ０″の相対的な位相でコード化される。

これで、２つのモデム間に送信リンクが存在する。一般に、３００ないし４００ 個の周波数成分が＃Ｍ準電電力レベル２ビツト送信を維持し、これにより、２つ のモデム間に約６００ビツト／エポツク率を確立する。ステップ７では、この存 在するデータリンクを経て形成される全体的なパケットにおいて応答発振方向に 各周波数で維持することのできるビットの数（０−１５）及び電力レベル（０− ６３ｄＢ）に関するデータを発振モデムが送信する。従って、ここで１発振及び 応答モデムの両方は、応答発振方向の送信に関するデータをもつことになる。各 周波数成分に維持することのできるビットの数及び電力レベルを計算するための ステップについて以下に述べる。

ステップ８において、応答モデムは、存在するデータリンクを用いて発振応答方 向に各周波数に維持することのできるビットの数及び電力レベルに関するデータ を送信する。従って、両モデムは、応答発振及び発振応答の両方向において各周 波数成分に維持すべきビットの数及び電力レベルが分かる。

各搬送波周波数における等価ノイズレベル成分の決定に関する上記の説明では、 所与のシーケンスの所要のステップが説明された。しかしながら、これらの一連 のステップはあまり重要ではなく、多くのステップは同時に行なってもよいし別 の順序で行なってもよい０例えば、発振コードに基づ＜ＦＦＴの実行とノイズデ ータの累積を同時に行なうことができる。又、同期プロセス中に正確なタイミン グ基準も計算される。このタイミング基準の計算は、各周波数成分に割り当てら れたビットの数及び電力レベルを計算する方法を説明した後に、詳細に述べる。

送信信号と受信信号との間に７　Ｈｚまでの周波数オフセットが存在するのは、 一般のＶＦ電話線の障害である。ＦＦＴを確実に機能させるためには、このオフ セットを補正しなければならない。好ましい実施例では、この補正は、受信信号 の真の像及びヒルバート像によりオフセット周波数における直角トーンの片側波 帯変調を行なうことによって達成される。同期及び追従アルゴリズムにより、必 要な周波数オフセットの推定値が形成される。

電力及びコードの複雑さの指 各搬送波周波数信号にエンコードされた情報は、復調器５６により受信チャンネ ルにおいてデコードされる。チャンネルノイズは、送信信号を歪ませ、復調プロ セスの精度を低下させる０例えば、特定の周波数ｆｏにＢｏ個のビットがあると いう特定の複雑さを有するデータエレメントを、等価ノイズレベル成分Ｎｏによ り特徴付けられたＶＦ電話線を経て送信する場合について分析する。一般に、外 部システムの条件により、許容できる最大ビットエラー率が決定される。ノイズ レベルＮｏ及び周波数ｆｏでｂＯ個のビットを送信する場合には、信号対雑音比 がＥｂ／Ｎｏ以上でなければならない、但し、Ｅｂは、ＢＥＲを所与のＢ　Ｅ　 Ｒ（Ｂ　Ｅ　Ｒ）。

より小さく維持するための信号電力／ビットである。

第５図は、種々の複雑さＢの信号に対するＱＡＭ座標を示している。各座標に対 する例示的な信号対雑音比Ｅｂ／Ｎｏと、上記の（Ｂ　Ｅ　Ｒｈｏを越えずにこ の座標におけるビットの数を送信するに要する電力とが、各座標グラフの横に示 されている。

モデムは、公共のスイッチ式電話線に出力される全利用電力が電話会社及び政府 機関によって設定された値Ｐａを越えないという制約のもとで作動する。従って 、ラインノイズを補償するために信号電力が不定に増加することはない。それ故 、所要のＢＥＲを維持するためには、ノイズが増加するにつれて、送信信号の複 雑さを低減しなければならない。

殆どの既存のモデムは、ラインノイズ電力が増加する時に、信号の複雑さをダウ ン方向に任意にギヤシフトする。例えば、１つの公知のモデムは、ビットエラー 率が指定の最大値以下に減少されるまで、送信デ・−タネを、９，６００ｂｐｓ の最大値がら。

７．２００ｂｐｓ、４，８００ｂｐｓ、２，４００ｂｐｓ、１゜２００ｂｐｓ、 等々の段階で低下させる。従って、信号率は、ノイズを補償するように大きな段 階で減少される。バラン氏の特許においては、送信率を減少する方法は、ノイズ スペクトルの周波数依存性を考慮するものである。従って、各チャンネルは、プ リセットされた数のビットを指定の電力レベルで保持している。各周波数のノイ ズ成分が測定され、各搬送波周波数で送信すべきであるかどうかについて判断が なされる。従って、バラン氏の特許では、データ率減少機構が、利用できる帯域 中にわたるノイズの実際の分布を補償する。

本発明では、各周波数搬送波における信号の複雑さ及び各周波数搬送波に割り当 てられた利用可能な電力の量がラインノイズスペクトルの周波数依存性に応答し て変化する。

全周波数内の周波数成分信号に種々のコードの複雑さ及び電力レベルを指定する 本システムは、水充填アルゴリズムに基づくものである。水充填アルゴリズムは 、チャンネルを横切る情報の流れを最大にするようにチャンネルの電力を指定す る情報理論的な方法である。チャンネルは、ノイズ分布が不均一である形式のも ので、送信器は電力の制約を受ける。第６図は、水充填アルゴリズムを目で見て 分かるようにするものである。第６図について説明すれば、電力は垂直軸に沿っ て測定され、周波数は水平軸に沿って測定される。等価ノイズスペクトルは実線 ７０で表わされ、利用可能な電力は、交差斜線領域７２によって表わされる。水 充填という名称は、指定電力を表わす成る量の水が充填される山間の一連の谷に 等価ノイズ関数が類似していることから付けられたものである。水は谷を満たし 、水平面をとる。水充填アルゴリズムの理論的な説明は、１９６８年、ニューヨ ーク、　Ｊ、　Ｗｉｌｅｙ　ａｎｄＳｏｎｓ出版の［情報理論及び信頼性のある 通信（Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　ＴｈｅｏｒｙＡｎｄ　Ｒｅ１ｉａｂｌｅ　Ｃｏ ｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）Ｊと題するガラバー（Ｇａｌｌａｇｈｅｒ）氏の文献 に述べられている。

水充填理論は、種々のコード（全てエラー修正のためのもの）を用いて達成でき る全てのデータ率の最大値として容量が定められ且つ無限の長さであることが最 良の傾向であるようなチャンネルの理論的な容量を最大にすることに関するもの である点を強調しておく。

本発明による方法は、チャンネルの容量を最大にするものではない、むしろ１本 発明の方法は、第１図について上記したように利用可能な電力に制約のあるＱＡ Ｍ全体を用いて送信される情報の量を最大にするものである。

水充填の考え方の実行は、指定の電力レベルが第２の最低搬送波の等価ノイズレ ベルに達するまで最低の等価ノイズフロアを有する搬送波に利用可能な電力の増 分を割り当てることである。

この割当を行なう場合には、５１２の周波数を走査しなければならない。

次いで、第３の最低チャンネルの等価ノイズレベルに達するまで２つの最低搬送 波の間で増分電力が割り当てられる。この割当レベルの場合には１周波数テーブ ルを何回も走査することが必要で、計算上から非常に複雑である。

本発明の好ましい実施例に用いる電力の割当方法は１次の通りである。

（１）受信器において等価ノイズを測定しそして送信ロスで乗算することにより 送信器におけるシステムノイズを計算する。これらの量を測定するこのプロセス は、第４図を参照し同期について上記で説明した。システムノイズ成分は、各搬 送波周波数について計算される。

（２）各搬送波周波数に対し１色々な複雑さくここに示す場合には、Ｏ１２，４ ，５，６及び８ビツト）のデータエレメントを送信するに必要な電力レベルを計 算する。これは、所要のＢＥＲｌ例えば、１エラー／１００，０００ビツトで種 々のデータエレメントを送信するに必要な信号対雑音比によって等価ノイズを乗 算することにより行なわれる。全ＢＥＲは、変調された各搬送波の信号エラー率 の和である。これらの信号対雑音比は、標準的な基準から得られ、この分野で良 く知られている。

（３）計算された所要の送信電力レベルから、データエレメントの複雑さを増加 するに必要な余分な電力レベルが決定される。

これらの余分な所要の電力レベルは、送信電力の差を、複雑さが最も接近してい るデータエレメントの複雑さの量的な差で除算したものである。

（４）各々のチャンネルについて、余分な所要電力レベル及び量的な差の２カラ ムテーブルを形成する。それらの単位は、典型的に、各々ワット及びビットで表 わされる。

（５）次第に大きくなる余分な電力に従って上記ステップ４のテーブルを編成す ることによりヒストグラムを構成する。

（６）利用できる電力が尽きるまで１次第に大きくなる余計な電力に対して利用 できる送信電力を順次に指定する。

上記の電力割当方法は、簡単な例によって良く理解できよう。

この例に含まれる数値は、オペレーティングシステムにおいて遭遇するパラメー タを表わすものではない。

表１は、周波数ｆＡ及びｆＢの２つの搬送波Ａ及びＢに対し。

選択されたビット数Ｎ１のデータエレメントを送信するための所要電力Ｐを示し ている。

人工 皿盈皮人 Ｎ□　Ｎ、−Ｎ、’　Ｐ　ＭＰ（Ｎ、〜Ｎ２）２　２　４　ＭＰ（０〜２）＝２ ／ビット４　２　１２　ＨＰ（２〜４）＝４／ビット５　１　１９　ＭＰ（４〜 ５）＝７／ビット６　１　２９　ＭＰ（５〜６）＝１０／ビット搬送波Ｂ Ｎ、Ｎ、−Ｎ、　Ｐ　ＭＰ（Ｎ□〜Ｎ　２　）０　−　〇　− ２２６ＭＰ（０〜２）＝３／ビット ４　２　１８　ＨＰ（２〜４）＝６／ビット５　１　２９　ＭＰ（４〜５）＝１ １／ビット６　１　４４　ＭＰ（５〜６）＝１５／ビット第１のビット数Ｎ□か ら第２のビット数Ｎ２へ複雑さを増加するための余分な電力は、次の関係式によ って定められる。

但し、Ｐ２及びＰｌは、複雑さＮ２及びＮ１のデータエレメントを送信するに必 要な電力である。Ｎ、−Ｎ工は、データエレメントの複雑さの量的な差である。

ＢＥＲは、プリセット限界以下に保つように制限されることを理解されたい。

周波数ｆＡに対する余分な電力は１周波数ｆＢに対するものよりも少ない。とい うのは、ｆＢにおける等価ノイズＮ　（ｆ　Ｂ）がｆＡにおける等価ノイズＮ　 （ｆ　Ａ）より大きいからである。

搬送波Ａ及びＢの割当機構に実施について以下に述べる・全ビット数ＮＴが周波 数全体にエンコードされるが、搬送波ＡにもＢにもビットが割り当てられていな いものと仮定する０例えば。

Ｎ（ｆＡ）及びＮ（ｆＢ）は、既にデータを保持しているこれらの搬送波の電力 よりも大きい。

この例では、システムは、全データエレメントの複雑さを最大量だけ増加するた めに利用可能な残りの１０個の電力単位を搬送波ＡとＢとの間で割り当てる。

ＮＴを２ビツトだけ増加するためには、チャンネルＡを用いる場合は４単位の電 力を割り当てねばならず、チャンネルＢを用いる場合は６単位の電力を割り当て ねばならない、というのは、両チャンネルに対してＮ１＝０及びＮ、＝２であり そしてチャンネルＡに対してＭＰ（０〜２）＝２／ビット、チャンネルＢに対し てＭＰ（０〜２）＝３７ビツトであるからである。それ故、システムは、４単位 の電力を搬送波Ａに割り当て、２ビツトデータエレメントを搬送波Ａにコード化 し、全信号の複雑さをＮＴからＮＴ＋２に増加し、残りの利用可能な電力単位が ６となる。

２ビツトを更に増加する場合には、搬送波Ａに対してＭＰ（２〜４）＝４／ビッ トで且つチャンネルＢに対してＭＰ（０〜２）＝３／ビットであるから、電力単 位が６つ必要である。それ故、システムは、６単位の電力を搬送波Ｂに割り当て 、２ビツトデータエレメントを搬送波Ｂにエンコードし、全信号の複雑さをＮＴ ＋２からＮＴ＋４ビットに増加し、残りの利用可能な電力単位はゼロとなる。

ここで明らかなように、システムは、種々の搬送波周波数の中で電力コストが最 低のものを「買い（ｓｈｏｐ）ｊ、全データエレメントの複雑さを増加させる。

割当システムは、周波数を最初に走査する間に各搬送波に対し最初に表１を形成 することによって全部で５１２個の搬送波全体まで拡張される。

次いで、全ての搬送波に対して計算された余計な所要電力レベルを次第に大きく なる電力に従って組成したヒストグラムが構成される。第７図は、本発明の方法 により構成した例示的なヒストグラムを示している。

第７図には、余計な電力の全体的な表が示されていない。むしろ、このヒストグ ラムは、０．５ｄＢのステップでカウント値が離された６４ｄＢの範囲を有する ように構成される。ステップとステップとの間の量的な差がカウントとして用い られる。この解決策では若干の丸めエラーが生じるが、作業の長さを著しく低減 することができる。ヒストグラムを構成するのに用いる方法は、本発明を実施す るのに重要ではない。

ヒストグラムの各カウントは１．そのカウントにおける電力値に等しい余分な電 力値を有する搬送波の数を表わしている整数入力を有している。このヒストグラ ムは、最低の電力レベルから走査される。各カウントの整数入力は、カウントの 数値で乗算され、利用可能な電力から減算される。走査は、利用可能な電力が尽 きるまで続けられる。

走査が完了すると、所与のレベルＭＰ（ｍａｘ）より低い全ての余計な電力値が 電力及びデータの割当に受け入れられることが決定される。更に、利用可能な電 力が余計な電力レベルＭＰ（ｍａｘ）を通して部分的に尽きた場合には、ｋ個の 追加搬送波に。

ＭＰ（ｍａｘ＋１）に等しい電力が割り当てられる。

次いで、システムは１種々の搬送波に電力及びデータを割り当てるために再び周 波数全体を走査する。各搬送波に割り当てられる電力の量は、ＭＰ（ｍａｘ）に 等しいか又はそれより小さい当該搬送波に対する余分な電力値の和である。これ に加えて、ｋＭＰ（ｍａｘ＋１）の値がそれまで割り当てられていない場合には 。

ＭＰ（ｍａｘ＋１）に等しい電力の量が割り当てられる。

タイミング及び位相遅延の補償 受信システムによって（ｘ、ｙ）ベクトルテーブルを再構成する場合には、受信 した波形を１０２４回サンプリングすることが必要である。帯域中は約４　Ｋ　 Ｈｚであり、従って、ナイキストのサンプリング率は約８０００／秒で、サンプ ル間の時間サンプルオフセットは１２５マイクロ秒である。従って、全サンプリ ング時間は１．２８ミリ秒である。同様に、送信ＦＦＴは、１ｏ２４の入力を有 する時間シリーズを発生し、記号時間は１２８ミリ秒である。

サンプリングプロセスでは、サンプリングを開始するためのタイミング基準が必 要とされる。このタイミング基準は、同期中に次の方法によって確立される。第 ４図を参照して定められた同期ステップ中には１発振モデムが時間ＴＥＳＴに応 答コームにおける１４３７．５Ｈｚの周波数成分（第１のタイミング信号）の工 ネルギを検出する。上記の時間は、第１のタイミング周波数成分が受信器に到達 する正確な時間のおおよその尺度であり、一般に、約２ミリ秒までの精度である 。

このおおよその尺度は、次の段階によってその精度が高められる。第１のタイミ ング信号及び第２のタイミング信号（１６８’７．５Ｈｚ＞は、エポックマーク において相対的な位相がゼロの状態で送信される。

発振モデムは、時間ＴＥＳＴにおいて第１及び第２のタイミング信号の位相を比 較する。第１と第２のタイミング信号間に２５０Ｈｚの周波数差があると、各１ ２５マイクロ秒の時間サンプルオフセットに対し２つの信号間に１１°の位相ず れが生じる。第１及び第２のタイミング信号は、それらの位置が帯域の中心付近 にあるために相対的な位相歪みが僅かである（２５０マイクロ秒未満）、従って 、２つのタイミングサンプルの位相を比較しそして位相差によって指示された時 間サンプリングオフセットの個数でＴＥＳＴを修正することにより、正確なタイ ミング基準Ｔｏを決定することができる。

サンプリングプロセスをタイミングどりすることに関連した更に別の問題は、周 波数に依存した位相遅延がＶＦラインによって誘起されることである。この位相 遅延は、典型的に、ＶＦ電話線の場合には、約２ミリ秒或いはそれ以上である。

更に、この位相遅延は、４ＫＨｚの使用帯域の端付近では著しく悪化する。

第８図は１周波数に依存する位相遅延を受けた後の全周波数の周波数搬送波の分 布を示している。第８図を説明すれば、周波数ｆＯ−ｆ　２ｉＧ及びｆ　５１２ に３つの信号９０．９２及び９４が示されている。長さがＴｓの２つの記号ｘｉ 及びｙｉは、各周波数において送信される。各記号の巾は、不変であることに注 意されたい。

しかしながら、帯域９２及び９４の端付近の信号の先縁は、帯域９４の中心付近 のこれら信号に対して遅延される。

更に、２つの順次に送信されたエポックｘｉ及びｙｉについては、ｉ域の外端付 近にある信号９２及び９６上の第１記号ｘｉの後部が、帯域の中心付近にある信 号９４上の第２記号ｙｉの先端に重畳する。この重畳により；記号間の干渉が生 じる。

サンプリングインターバルが所与の時間インターバルＴｓでサンプリングするよ うに枠付けされる場合には、全周波数における各搬送波の完全なサンプルが得ら れず、他のエポックからの信号がサンプリングされる。

既存のシステムは、位相修正（等化）回路網を用いて位相歪みを補償すると共に 記号間の干渉を防止する。

本発明は、独特なガード時間フォーマットを用いて等化回路網の必要性を排除す るものである。このフォーマットが第９図に示されている。

第９図を説明すれば、時間シリーズｘｉ−ｙｉ及びｚｉによって各々表わされた 第１、第２及び第３の送信記号が示されている。

第３図に示された波形は１周波数ｆの搬送波の１つに変調される。

この例では、記号時間Ｔｓが１２８ミリ秒で、最大位相遅延ＴＰＯが８ミリ秒で あると仮定される。ガード時間波形は、１３６ミリ秒のエポックを定める１例え ば、第１の波形１１０（Ｘｉ）においては、記号の時間シリーズＸ。−Ｘ１１． ｆｆ１３が最初に送信され、次いで、記号の最初の８ミリ秒Ｘ、　−Ｘｃ３が繰 り返される。

エポックのサンプリングは、ガード時間波形の最後の１２８ミリ秒に揃えられる （最初に到着する周波数成分によって定められたガード時間エポックの開始に対 して）。

この検出プロセスが第１０図に示されている。第１０図において、帯域の中心付 近のｆｌと、帯域の端付近のｆ２とにおける第１及び第２のガード時間波形１１ ０及び１１２が示されている。

ｆｌにおける周波数成分は、受信器に最初に到着する全周波数のうちの成分であ り、ｆ２における成分は、最後に到着する成分である。第１０図において、ｆ２ の第２の波形１１２は、ｆ、の第１の波形１１０が受信器に到着する時間ＴＯ後 の時間Ｔｏ＋ＴＰＯ（８ミリ秒）に受信器に到着する。この時間Ｔｏ＋ＴＰＨに １２８ミリ秒のサンプリング時間が開始される。従って、ｆ２の全記号ｘ０−Ｘ 工。２３がサンプリングされる。その記号の最初の８ミリ秒が再送信されるので 、ｆｌの全記号もサンプリングされる。

又、記号間の干渉も排除される。ｆｌの第２記号（ｙｉ）の到着は、（ｘｉ）の 最初の８ミリ秒の再送イｄによって、８ミリ秒遅延される。従って、ｆ□の第２ 記号の先端は、ｆ２の第１記号の後端と重畳しない。

８ミリ秒のガード時間は、システムの使用可能な時間と帯域中との積を約６％減 少するに過ぎない、この僅かな減少は、必要なガード時間に対して各記号の巾が 非常に長いことによるものである。

ズ目剃 実際に、所与の搬送波については、復調プロセス中に抽出される（ｘ、ｙ）ベク トルの大きさが厳密に座標点に入らず、ノイズ及び他のファクタにより各点のま わりに成る程度分布される。

従って、信号は、第１１図に示された変調テンプレートを用いてデコードされる 。

第１１図を説明すれば、テンプレートは方形１１３のグリッドで形成され、方形 １１３の中心には座標点１１４が設けられている。

第１１図において、ベクトルＷ＝（ｘｎ、ｙｎ）は、ｆｎにおけるサイン及びコ サイン信号の復調された振幅を表わしている。Ｗは、座標点（３，３）を中心と する方形１１３内にある。従って。

Ｗは、　（３，３）とデコードされる。

本発明は、同期中に決定された値からの送信ロス、周波数オフセット及びタイミ ングの変化を決定するように追従を行なうシステムを備えている。

この追従システムは、第１１図の復調テンプレートの方形における受信ベクトル の位置を利用するものである。第１２において、１つの方形が、左上、右上、左 下及び右下、各々、１１５゜１１６．１１７及び１１８の４つの象限に分けられ ており、これらは、各々、速過ぎ、遅過ぎ、大き過ぎ、小さ過ぎを表わしている 。これら４つの全ての象限におけるカウントが、成る周波数において成る時間に 及ぶものも、成る時間において成る周波数に及ぶものも、互いに等しいか又はは ゾ等しい場合には、システムが整列状態にある。即ち、ノイズが唯一の障害であ る場合には、デコードされたベクトルＷに対するエラーの方向がランダムとなる 。

しかしながら、送信ロスが０．１　ｄ　Ｂでも変化する場合には、小さ過ぎるカ ウントの数が大き過ぎるカウントの数から著しく変化する。同様に、速過ぎるカ ウントの数と遅過ぎるカウントの数との差が大きい場合には、オフセット周波数 の変化によって位相の回転が生じたことを示している。従って、速過ぎ、遅過ぎ 及び大き過ぎ、小さ過ぎのカウント間の差は、信号ロス及びオフセット周波数の 変化に追従するエラー特性となる。

本発明は、このエラー特性を用いて、同期中に決定された信号ロス及び周波数オ フセットを調整するものである。各周波数に対し、主０゜１　ｄ　Ｂ又は主１゜ ０°の調整がエラー特性に基づいて行なわれる。成る実施例では、デコード領域 を、速過ぎ、遅過ぎ、大き過ぎ、小さ過ぎという個別の又は重畳するサブ領域に 別のやり方で分割するのが好ましい。

更に、タイミング信号の位相は、Ｔｏを修正できるように追従される。

チャンネル制御権の指 本発明は、更に、確立された通信リンクの制御権を発振モデムと応答モデム（各 々、Ａ及びＢと称する）の間で指定する独特のシステムを具備している。エンコ ードされた全周波数で構成される各波形は、情報パケットを形成する。

通信リンクの制御権は、最初に、モデムＡに指定される。次いで、モデムＡは、 その入力バッファにおけるデータの量を決定し、Ｉ（最小）とＮ（予め定めた最 大）のデータパケットの間で適当に送信を行なう、所定数Ｎは限界として働き、 送信されるパケットの最終的な個数は、入力バッファを空にするに必要なものよ りも著しく小さい、一方、モデムＡがその入力バッファに殆ど或いは全くデータ を有していない場合には、モデムＢとの通信を維持するために依然としてｌ個の 情報パケットを送信する０例えば、１個のパケットは、第４図及び同期プロセス について述べた周波数の発振又は応答コームを含む。

゛　次いで、通信リンクの制御権はモデムＢに指定され、該モデムは、モデムＡ の動作を繰り返す、もちろん、モデムＢが最小数Ｉのパケットを送信する場合に は、モデムＢが動いていることをモデムＡに知らせる。

迅速な文字エコーや他のユーザ向けの目標を達成するために、２つのモデムの限 界Ｎを同じものにしたり或いはモデム制御のもとでのこれらモデムの適用を制限 したりする必要はない。

ハードウェアの実施 第１３図は、本発明のハードウェア実施例を示すブロック図である。第１３図を 説明すれば、電子的なデジタルプロセッサ１２ｏ、アナログ■／○インターフェ イス４４及びデジタルＩ１０インターフェイス１２２が共通のデータバス１２４ に接続されている。アナログＩ１０インターンェイス４４は、公共のスイッチ式 電話線４８を共通のデータバス１２４にインターフェイスし。

デジタルインターフェイス１２２は、デジタルターミナル装置１２６を共通のデ ータバス１２４にインターフェイスする。

本発明の好ましい実施例では、次の部品が使用される。アナログＩ１０インター フェイス４４は、高性能の１２ビツトコーダ・デコーダ（コーデック）及び電話 線インターフェイスである。このインターフェイスは、ＲＡＭ１３２をアクセス し、監視マイクロプロセッサ１２８によって制御される。コーデックは、アナロ グ／デジタルコンバータ、デジタル／アナログコンバータ及び多数のバンドパス フィルタを単一のチップに組み合わされたものである。

デジタルＩ１０インターフェイス１２２は、標準的な２５ピンのＲ３２３２型コ ネクタに対する標準的なＲ５２３２直列インターフェイスであるか或いはパーソ ナルコンピュータバスに対する並列インターフェイスである。

電子的なデジタルプロセッサ１２０は、アドレスバス１３５に接続された監視プ ロセッサ１２８と、汎用の数学プロセッサ１３０と、３２ＫＸ１６ビツトの共用 ＲＡＭサブシステム１３２と、リードオンリメモリ（ＲＯＭ）ユニット１３３と を備えている。

監視マイクロプロセッサ１２８は、１０ＭＨｚの６８０００プロセツサ及び６８ ０００プログラムメモリを含む６８０００データプロセツササブシステムである 。３２ＫＸ１６ビツトのプログラムメモリは、ＲＯＭユニット１３３に含まれた 多数の低電力高密度のＲＯＭチップで構成される。

数学プロセッサ１３０は、２０　Ｍ　Ｈｚの３２０プロセツサ。

３２０プログラムメモリ及び共用ＲＡＭシステムのインターフェイスを含む３２ ０デジタル信号マイクロプロセッサシステム（ＤＳＰ）である、ＲＯＭユニット １３３に含まれた２つの高速ＲＯＭチップは、８１９．２Ｘ１６ビツトのプログ ラムメモリを構成する。

３２０システムのプログラムメモリは、変調テーブルのルックアップ、ＦＦＴ、 復調及び上記の他の動作を実行するプログラムを含んでいる。６８０００プロセ ツサは、入力及び出力のデジタルデータ流を処理し、３２０信号プロセッサ及び それに関連したアナログＩ１０へのタスク及びその監視を実行し、そしてそれ自 体及びシステムのテストを適宜実行する。

本発明は、特定の実施例について説明した。他の実施例は。

今や、当業者に明らかであろう。

特に、搬送波周波数全体は、上記したように制限しなくてもよい、搬送波の数は 、２の累乗、例えば、１０２４でもよいし、他の任意の数でもよい、更に、周波 数は、全ＶＦ帯域にわたって均一に離間されなくてもよい、更に、ＱＡＭ機構は 、本発明の実施にとって重要ではない１例えば、ＡＭを使用してもよいが、デー タ率ＲＢが低下する。

更に、変調テンプレートは方形で構成する必要がない、座標点を取り巻く任意の 形状の領域を画成することができる。追従システムは、変調テンプレートの方形 を４つの象限に分割したものについて説明した。しかしながら、座標点の周りに 画成された任意の領域におけるカウント数の差を追跡することにより所与のパラ メータを追跡することができる。

更に、監視マイクロプロセッサ及び汎用の数学プロセッサを含むハードウェア実 施例についても説明した。しかしながら、色々な組合せのＩＣチップを使用する ことができる。例えば、専用のＦＦＴチップを用いて、変調及び復調動作を実行 することができる。

更に、上記で用いた情報単位はビットであった。しかし、本発明は、２進システ ムに限定されるものではない。

それ故、本発明は、請求の範囲のみによって限定されるものとする。

ＦＩＧ、５゜ ＦＩＧ、Ｊ。

ＦＩＧ、Ｊ。

ＦＩＧ、９゜ １・Ｃ０５ ＦＩＧ、−１１゜ ＦＩＧ、１２゜ 国際調査報告

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. １．電話線を介してデータを送信し、搬送波周波数全体にデータエレメントをエ ンコードする形式の高速モデムにおいて、搬送波周波数にデータ及び電力を割り 当てる方法が、上記搬送波周波数全体に含まれた各々の搬送波周波数に対して等 化ノイズ成分を決定し、 各搬送波におけるデータエレメントの複雑さを、０とＮとの間の整数をｎとすれ ば、ｎ個の情報単位からｎ＋１個の情報単位まで増加するに要する余分な電力を 決定し、上記搬送波周波数全体に含まれた全ての搬送波の余分な電力を次第に電 力が増加する順に順序付けし、この順序付けされた余分な電力に次第に電力が増 加する順序で利用可能な電力を割り当て、 利用可能な電力が尽きる点の値ＭＰ（ｍａｘ）を決定しそして割り当てられる電 力がその搬送波に対する上記ＭＰ（ｍａｘ）に等しいか又はそれより小さい全て の余分な電力の和に等しくなり且つ割り当てられるデータ単位の数が上記ＭＰ（ ｍａｘ）に等しいか又はそれより小さい当該搬送波のための余分な電力の数に等 しくなるように各搬送波周波数に電力及びデータを割り当てるという段階を具備 することを特徴とする方法。
2. ２．上記の順序付け段階は、 任意の余分な電力レベルのテーブルを用意し、そして各々の決定された余分な電 力レベルの値を上記任意の余分な電力レベルのテーブルの値の１つへと丸めて計 算の複雑さを減少させるという段階を備えた請求の範囲第１項に記載の方法。
3. ３．等化ノイズを決定する上記の段階は、電話線で相互接続されたモデムＡ及び Ｂを用意し、上記モデムＡとＢとの間に通信リンクを確立し、上記モデムＡ及び Ｂにおける非送信時間インターバル中にラインノイズデータを累積し、 少なくとも第１の周波数搬送波全体を上記モデムＡからＢへと送信し、各搬送波 の振幅は所定の値を有するものであり、上記第１の周波数搬送波全体をモデムＢ で受信し、モデムＢで受信した各搬送波の振幅を測定し、モデムＢで測定した振 幅を上記所定の振幅と比較して、各搬送波周波数における信号ロス（ｄＢ）を決 定し、上記累積したノイズの各搬送波周波数における成分の値（ｄＢ）を決定し 、そして 各搬送波周波数における信号ロスを各搬送波周波数におけるノイズ成分に加算し て等化ノイズを決定するという段階を備えている請求の範囲第２項に記載の方法 。
4. ４．ＶＦ電話線を経て信号を送信する形式の高速モデムにおいて、 入力デジタルデータ流を受け取ってこの入力デジタルデータを記憶する手段と、 上記入力デジタルデータをエンコードするように変調された全搬送波を形成する 手段であって、各搬送波に種々の複雑さのデータエレメントがエンコードされる ようにする手段と、各搬送波についてＶＦ電話線の信号ロス及びノイズロスを測 定する手段と、 測定された信号ロス及びノイズレベルを補償するように、、各搬送波にエンコー ドされたデータエレメントの複雑さと各橿送波に割り当てられた電力の量とを変 える手段とを具備することを特徴とする高速モデム。
5. ５．種々の周波数の膿送波全体にデータエレメントをエンコードする形式の高速 モデムにおいて、 デジタル電子プロセッサと、 デジタル電子メモリと、 上記プロセッサと上記メモリを接焼するバス手段と、上記デジタル電子プロセッ サに関連していて、上記搬送波周波数全体に．貧まれた各々の搬送波周波数に対 して等化ノイズ成分を決定し、各搬送波におけるデータエレメントの複雑さを、 ０とＮとの間の整数をｎとすれば、ｎ個の情報単位からｎ＋１個の情報単位まで 増加するに要する余分な電力を決定し、上記搬送波周波数全体に含まれた全ての 搬送波の余分な電力を次第に電力が増加する傾に順序付けし、この順序付けされ た余分な電力に次第に電力が増加する順序で利用可能な電力を割り当て、利用可 能な電力が尽きる点の値ＭＰ（ｍａｘ）を決定しそして割り当てられる電力がそ の搬送波に対する上記ＭＰ（ｍａｘ）に等しいか又はそれより小さい全ての余分 な電力の和に等しくなり且つ割り当てられるデータ単位の数が上記ＭＰ（ｍａｘ ）に等しいか又はそれより小さい当該搬送波のための余分な電力の数に等しくな るように各搬送波周波数に電力及びデータを割り当てるための手段とを具備する ことを特徴とする高速モデム。
6. ６．搬送波周波数のＱＡＭ全体より成る形式のデータをＶＦ電話線を経て送信す る高速モデムで・送信の前にシステムパラメータの大きさを測定するような形式 の高速モデムにおいて、チータの受信中に上記システムパラメータの大きさのず れに追従する方法が、 複数の搬送波周波数に対してＱＡＭ座標を形成し、複数の第１領域を備えていて 、上記座標の１つの点が各々の第１領域内に配置されるような復調テンプレート を上記複数の搬送波周波数の１つに対して構成し、 各々の第１領域に第１及び第２・の追従領域が配置された１組の追従領域を形成 し、 上記１組の第１及び第２追従領域に配置された復調点を得るように上記搬送波全 体を復調し、 上記１組の第１追従領域に配置された点の数と、上記１組の第２追従領域に配置 された点の数とをカウントし、上記１組の第１追従領域に配置されたカウントの 数と上記第２追従領域に配置されたカウントの数との差を決定してエラー特性を 構成し、そして 上記エラー特性を用いて、データの受信中に上記信号パラメータの大きさを調塾 するという段階を具備したことを精微とする方法。
7. ７．復調テンプレートを構成する上記段階は、上記第１領域を、上記座標点を中 心とする方形の形状に限定する段階を備えている請求の範囲第６項に記載の方法 。
8. ８．上記追従領域を形成する段階は、 上記方形を象限に分割し．そして 上記追従領域を対称的に配置された象限であるように選択するという段階を備え ている請求の範囲第７項に記載の方法。
9. ９．送信リンクによって接続された２つのモデム（Ａ及びＢ）を備え、各モデム が送信すべきデータを記憶する入力バッファを有しているような形式の通信シス テムにおいて、送信リンクの制御権をモデムＡとＢとの間で割り当てる方法が、 送信リンクの制御権をモデムＡに割り当て、モデムＡの入力バッファに記憶され たデータの量を決定し、モデムＡの入力バッファに記憶されたデータの量を送信 するに必要なデータのパケット数Ｋを決定し、モデムＡからモデムＢへＬ個のデ ータパケットを送信し、ここで、Ｌは、ＫがＩＡより小さければＩＡに等しく、 ＫがＩＡに等しいか又はそれより大きければＫに等しくそしてＫがＮＡより大き ければＮＡに等しく、ＩＡは、送信されるパケットの最小数でありそしてＮＡは 、その最大数であり、 送信リンクの制御権をモデムＢに指定し、モデムＢの入力バッファのデータ量を 決定し、モデムＢの入力バッファに記憶されたデータ量を送信するに必要なデー タのパケット数Ｊを決定し、モデムＢからモデムＡへＭ個のデータパケットを送 信し、ここで、Ｍは、ＪがＩＢより小さければＩＢに等しく、ＪがＩＢに等しい か又はそれより大きければＪに等しくそしてＪがＮＢより大きければＮＢに等し く、ＩＢは、送信されるパケットの最小数でありそしてＮＢは、その最大数であ り、 これにより、モデムＡとＢとの間の制御権の割り当ては、モデムＡ及びＢの入力 パッファに記憶されたデータの量に基づいたものとなることを特徴とする方法。
10. １０．電話線を介してデータを送信し、搬送波周波数全体にデータエレメントを エンコードする形式の高速モデムにおいて、搬送波周波数にデータ及び電力を割 り当てるシステムが、上記搬送波周波数全体に含まれた各々の搬送波周波数に対 して等化ノイズ成分を決定する手段と、 各搬送波におけるデータエレメントの複雑さを、０とＮとの間の整数をｎとすれ ば、ｎ個の情報単位からｎ＋１個の情報単位まで増加するに要する余分な電力を 決定する手段と、上記搬送波周波数全体に含まれた全ての搬送波の余分な電力を 次第に電力が増加する順に順序付けする手段と、この順序付けされた余分な電力 に次第に電力が増加する順序で利用可能な電力を割り当てる手段と、利用可能な 電力が尽きる点の値ＭＰ（ｍａｘ）を決定する手段と、 割り当てられる電力がその搬送波に対する上記ＭＰ（ｍａｘ）に等しいか又はそ れより小さい全ての余分な電力の和に等しくなり且つ割り当てられるデータ単位 の数が上記ＭＰ（ｍａｘ）に等しいか又はそれより小さい当該搬送波のための余 分な電力の数に等しくなるように各搬送波周波数に電力及びデータを割り当てる 手段とを具備したことを特徴とするシステム。
11. １１．上記の順序付け手段は、 任意の余分な電力レベルのテーブルを形成する手段と、各々の決定された余分な 電力レベルの値を上記任意の余分な電力レベルのテーブルの値の１つへと丸めて 計算の複雑さを減少させ手段とを具備する請求の範囲第１０項に記載のシステム 。
12. １２．モデムＡ及びＢが電話線によって接続され、等化ノイズを決定する上記の 手段は、 上記モデムＡとＢとの間に通信リンクを確立する手段と、上記モデムＡ及びＢに おける非送信時間インターバル中にラインノイズデータを累積する手段と、 第１の周波数搬送波全体を上記モデムＡからＢへと送信する手段とを具備し、各 搬送波の振幅は所定の値を有するものであり、更に、上記第１の周波数搬送波全 体をモデムＢで受信する手段と、 モデムＢで受信した各搬送波の振幅を測定する手段と、モデムＢで測定した振幅 を上記所定の振幅と比較して、各搬送波周波数における信号ロス（ｄＢ）を決定 する手段と、上記累積したノイズの各搬送波周波数における成分の値（ｄＢ）を 決定する手段と、 各搬送波周波数における信号ロスを各搬送波周波数におけるノイズ成分に加算し て等化ノイズを決定する手段とを具備する請求の範囲第１１項に記載のシステム 。
13. １３．搬送波周波数のＱＡＭ全体より成る形式のデータをＶＦ電話線を経て送信 する高速モデムで、送信の前にシステムパラメータの大きさを測定するような形 式の高速モデムにおいて、データの受信中に上記システムパラメータの大きさの ずれに追従するシステムが、 複数の搬送波周波数に対してＱＡＭ座標を形成する手段と、複数の第１領域を備 えていて、上記座標の１つの点が各々の第１領域内に配置されるような復調テン プレートを上記複数の搬送波周波数の１つに対して構成する手段と、各々の第１ 領域に第１及び第２の追従領域が配置された１組の追従領域を形成する手段と、 上記１組の第１及び第２追従領域に配直された復調点を得るように上記搬送波全 体を復調する手段と、上記１組の第１追従領域に配置された点の数と、上記１組 の第２追従領域に配置された点の数とをカウントする手段と、上記１組の第１追 従領域に配置されたカウントの数と上記第２追従領域に配置されたカウントの数 との差を決定してエラー特性を構成する手段と、 上記エラー特性を用いて、データの受信中に上記信号パラメータの大きさを調整 する手段とを具備することを特徴とするシステム。
14. １４．復調テンプレートを構成する上記手段は、上記第１領域を、上記座標点を 中心とする方形の形状に限定する手段を備えている請求の範囲第１３項に記載の システム。
15. １５．上記追従領域を形成する手段は、上記方形を象限に分割する手段と、 上記追従領域を対称的に配置された象限であるように選択するという手段とを備 えている請求の範囲第１３項に記載のシステム。
16. １６．送信リンクによって接続された２つのモデム（Ａ及びＢ）を備え、各モデ ムが送信すべきデータを記憶する入力バッファを有しているような形式の通信シ ステムにおいて、送信リンクの制御権をモデムＡとＢとの間で割り当てるシステ ムが、送信リンクの制御権をモデムＡに割り当てる手段と、モデムＡの入力バッ ファに記憶されたデータの量を送信するに必要なデータのパケット数Ｋを決定す る手段と、モデムＡからモデムＢへＬ個のデータパケットを送信する手段とを具 備し、ここで、Ｌは、ＫがＩＡより小さく然もＮＡより小さければＩＡに等しく 、ＫがＩＡに等しいか又はそれより大きければＫに等しくそしてＫがＮＡより大 きければＮＡに等しく、ＩＡは、送信されるパケットの最小数でありそしてＮＡ は、その最大数であり、 更に、送信リンクの制御権をモデムＢに指定する手段と、モデムＢの入力バッフ ァのデータ量を決定する手段と、モデムＢの入力バッファに記憶されたデータ量 を送信するに必要なデータのパケット数Ｊを決定する手段と、モデムＢからモデ ムＡへＭ個のデータパケットを送信する手段とを具備し、ここで、Ｍは、ＪがＩ Ｂより小さければＩＢに等しく、ＪがＩＢに等しいか又はそれより大きく然もＮ Ｂより小さければＪに等しくそしてＪがＮＢより大きければＮＢに等しく、ＩＢ は、送信されるパケットの最小数でありそしてＮＢは、その最大数であり、 これにより、モデムＡとＢとの間の制御権の割り当ては、モデムＡ及びＢの入力 バッファに記憶されたデータの量に基づいたものとなることを特徴とするシステ ム。
17. １７．送信リンクによって接続された２つのモデム（Ａ及びＢ）を備え、各モデ ムは送信すべきデータを記憶する入力パッフ７を有し、各モデムは電話線を経て データを送信しそして各モデムは搬送波周波数全体にデータエレメントをエンコ ードする形式のもであるような高速モデム通信システムにおいて、搬送波周波数 に電力及びデータを効率的に割り当て、位相遅延の最大推定量をＴＰＨとすれば 、周波数に依存するこの位相遅延を補償し、記号間の干渉を防止し、送信リンク の制御権をモデムＡとモデムＢとの間で割り当てそしてサンプリング周波数の逆 数に等しい所与の時間サンプルオフセットを有するサンプリングインターバルを 開始するように上記モデムを動作させる方法が、上記搬送波周波数全体に含まれ た各々の搬送波周波数に対して等化ノイズ成分を決定し、 各搬送波におけるデータエレメントの複雑さを、０とＮとの間の整数をｎとすれ ば、ｎ個の情報単位からｎ＋１個の情報単位まで増加するに要する余分な電力を 決定し、上記搬送波周波数全体に含まれた全ての搬送波の余分な電力を次第に電 力が増加する順に順序付けし、この順序付けされた余分な電力に次第に電力が増 加する順序で利用可能な電力を割り当て、 利用可能な電力が尽きる点の値ＭＰ（ｍａｘ）を決定し、割り当てられる電力が その搬送波に対する上記ＭＰ（ｍａｘ）に等しいか又はそれより小さい全ての余 分な電力の和に等しくなり且つ割り当てられるデータ単位の数が上記ＭＰ（ｍａ ｘ）に等しいか又はそれより小さい当該搬送波のための余分な電力の数に等しく なるように各搬送波周波数に電力及びデータを割り当て、上記搬送波周波数の１ つにエンコードされた記号を送信し、この記号は、所定の時間巾Ｔｓを有してお り、上記記号の第１のＴＰＨ秒を再送信して、巾ＴＥ＋ＴＰＨの送信波形を形成 し、 送信リンクの制御権をモデムＡに割り当て、モデムＡの入力バッファに記憶され たデータの量を決定し、モデムＡの入力バッファに記憶されたデータの量を送信 するに必要なデータのパケット数Ｋを決定し、モデムＡからモデムＢへＬ個のデ ータパケットを送信し、ここで、Ｌは、ＫがＩＡより小さければＩＡに等しく、 ＫがＩＡに等しいか又はそれより大きければＫに等しくそしてＫがＮＡより大き ければＮＡに等しく、ＩＡは、送信されるパケットの最小数でありそしてＮＡは 、その最大数であり、 送信リンクの制御権をモデムＢに指定し、モデムＢの入力バッファのデータ量を 決定し、モデムＢの入力バッファに記憶されたデータ量を送信するに必要なデー タのパケット数Ｊを決定し、モデムＢからモデムＡへＭ個のデータパケットを送 信し、ここで、Ｍは、ＪがＩＢより小さければＩＢに等しく、ＪがＩＢに等しい か又はそれより大きければＪに等しくそしてＪがＮＢより大きければＮＢに等し く、ＩＢは、送信されるパケットの最小数でありそしてＮＢは、その最大数であ り、 これにより、モデムＡとＢとの間の制御権の割り当ては、モデムＡ及びＢの入力 バッファに記憶されたデータの量に基づいたものとなり、 ｆ１及びｆ２第１及び第２の周波数成分を含むアナログ波形をモデムＡに発生し 、 時間丁ＡにモデムＡからモデムＢに上記波形を送信し、上記第１及び第２周波数 成分の位相を、時間ＴＡにおけるそれらの相対的な位相差が約０°に等しくなる ように調整し、周波数ｆ１のエネルギをモデムＢにおいて検出して、上記波形が モデムＢに到達する推定時間ＴＥＳＴを決定し、時間ＴＥＳＴにおいて上記第１ と第２の周波数成分間の相対的な位相差をモデムＢで決定し、 上記第１及び第２の搬送波の相対的な位相が０から上記相対的な位相差まで変化 するに必要なサンプリング時間オフセットの数ＮＩを計算し、そして 上記ＴＥＳＴの大きさをＮＩのサンプリングインターバルだけ変化させて、正確 な時間基準Ｔｏを得るという段階を具備することを特徴とする方法。