JPS6194486A - クロミナンス過負荷制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の背景〕 この発明はカラーテレビジョン受像機においてクロミナ
ンスチャンネルの過大出力信号の発生による過負荷を減
するために用いられる制御方式に関する。

通常の放送映像信号のクロミナンス成分は、同期用カラ
ーバースト基準信号とこれに続くカラー画像情報とを順
序圧しいフォーマットで含んでいる。そのカラーバース
トの振幅と、カラーバースト対画像情報の振幅比とは、
一般に規約により一定であるが、受信信号のカラーバー
スト（および画像情報）の大きさが、放送設備や伝送媒
体の不良によって所要のレベルから偏倚することが少く
ない。この偏倚を補償してクロミナンス成分を公称レベ
ルに回復式せるために、通常の受像機は自動クロミナン
ス制御（ＡＣＣ）回路を備えている。

このＡＣＣ回路はカラーバースト偵の無用の変化を検知
し、そのバーヌト信号振幅を所要レベルに一定に保つよ
うにクロミナンス信号利得を制御するために用いる制御
情報を発生する。

適当なＡＣＣ四路があってもある種の不良条件下ではカ
ラー受像機のクロミナンス信号チャンネルに信号の過大
が生じ、このためにカラー映像管がオーバードライブさ
れて画像の解像度を低下させ得るブルーミング効果を起
すことがある。例えば、米国特許第３７４０４６２号明
細書記載のように、ノイズの多い信号の受信中、通常比
較的ノイズ不感性のバーヌト振幅検波技法を用いたその
ＡＣＣ系によって、付随するノイズ成分を考慮せずに真
のクロミナンス信号を処理するのに適する利得設定値が
決められるが、利得制御されたクロミナンス成分と付随
する高レベルのノイズ成分は、強め合う位相関係のとき
組合さって表示画像領域に上記の不都合なプルーミング
効果を生ずるよう・な過大振幅のクロミナンス出力信号
を形成することがある。この過大振幅の今１つの原因は
放送機に異常なバースト対クロミナンス振幅比を用いた
こともあるっ 上記米国特許ではこの問題を受像機のＡＣＣ系にクロミ
ナンス過負荷医減装置を追加して処理している。即ちこ
の方式では、ＡＣＣ処理後クロミナンス信号を追加の利
得制御増幅器に供給し、後者の制御をその出力が適当な
所定閾値を超えたときのピーク検波器の躍波済出力によ
り決定する。

〔発明の概要〕

この発明の原理によるクロミナンス過負荷制御方式は、
クロミナンス信号成分処理回路の出力信号に応じて、選
ばれた時間幅の間所定の値を連続して超えた出力信号振
幅の平均値に対応するクロミナンス過負荷制御値を生成
する制御手段を用い、所定長の時間（例えばフィールド
またはフレーム期間）中にその制御手段の生成したその
過負荷制御値の平均値を実質的に表わす過負荷制御信号
を発生するために、その制御手段の出力に応動する追加
の手段を備えている。

上記構成において過大振幅が過負荷制御値の決定に寄与
することを許されるまでに持続時間の閾値を合せるだめ
の要件は、例えば比較的影響のない隔Ｔｆａされた短時
間の過渡的過負荷の存在が、満足に表示される筈のカラ
ー画像において好ましくない飽和低下を強いないことを
保証するが、（上記閾値に用いられる）この過負荷の時
間幅が、クロミナンス信号処理回路の出力中の真のクロ
ミナンス信号成分に付随することが確かなノイズレベル
に従って制御されるのが望ましいと考えられる。

低ノイズ状態では本質的にクロミナンス信号それ自身だ
けが存在して過負荷状態に寄与するが、高ノイズレベル
の存在するときは、クロミナンス信号処理回路の出力が
真のクロミナンス信号成分と大振幅のノイズ成分の組合
せ生成物である。ノイズ成分の諸因子の無作為性のため
、ノイズの貢献度が高ければその生成物の大きさが無作
為に小さく（また無作為に大きくンなる。この生成物の
太き芒に対するノイズの貢献度が比較的大きい場合に面
倒な過負荷状態を決して見逃さないために、付随するノ
イズレベルが上昇するほど、過負荷識別に要する過大振
幅維持時間の幅を相対的に減するのがよい。従って、こ
の発明によるクロミナンス過負荷制御方式は、クロミナ
ンス信号処理回路の出力信号に応じてそのノイズエネル
ギ含有量を決定し、それに応するノイズ制御信号をそれ
によって制御される過負荷制御値生成に関連する時間幅
の間発生する手段をさらに含むことが望ましい。

所定時間中各過負荷制御随の平均値を実質的に表わすよ
うに生成される過負荷制御信号は、必要に応じてこの過
負荷制御方式における利得制御動作の唯一の決定要素に
なることもある。この場合与えられた過剰振幅に対する
クロミナンス信号利得の低下は過負荷の衝撃係数には無
関係であるが、推奨構成では、過負荷制御信号の尺度が
、例えば、上記所定時間内において上記制御手段により
クロミナンス過負荷制御値が生成される回数を検知する
手段により決まる相対過負荷密度の尺度に従って定めら
れる。この尺度は例えば与えられた過剰振幅に対する利
得低下が過負荷密度の低いときよシ高いときに大きくな
るように定められる。これは、過負荷の効果が画面の広
範囲に及ぶ場合にはその過負荷を本質的に完全緩和する
ことが望ましいが、中程度の過負荷が隔離された部分に
ある場合には、完全緩和を伴う全貌飽和効果よシネ完全
緩和の方が好ましいという主観的観測と１容れるもので
ある。

〔推奨実施例の説明〕

第１図はデジタルテレビジョン受像機に適用されたクロ
ミナンス過負荷低減方式を示す。図において、２進デジ
タルベースバンド合成映像信号が例えばアナログ・デジ
タル変換器から母線１０に供給され、クロミナンス・ル
ミナンヌ信号分離回路１１で処理されてルミナンス成分
Ｙとクロミナンス成分Ｃに分離でれる。ルミナンス成分
Ｙは処理回路１２で適当に処理でれてマトリックス回路
１７に供給きれ、ここで適当に処理されたクロミナンス
信号と組合されて表示管（図示せず）を駆動するＲｌＧ
、Ｂの色信号を発生する。

回路１１からのクロミナンス信号は帯域通過濾波器（Ｂ
ＰＦ）１３で濾波器れてその周波数帯域外の信号を除去
式れ、クロミナンス処理回路１４に供給される。この回
路１４による処理は例えば通常のＡＣＣ処理を含み、こ
こで処理されたクロミナンス信号は過負荷検知器１６と
信号減衰器または増悟器１５から成るクロミナンス過負
荷低減装置に印７１ｔ１ｇれる。この過負荷低減装置か
らの信号は他のクロミナンス処理回路１４′を介してマ
トリックヌ１７に印加される。

第２図（ａ）は第１図のクロミナンス過負荷検知器１６
の詳細図で、この発明の１実施例に従って構成され泥も
のである。例えば処理回路１４からのクロミナンス信号
は母線２０を介して強度検知器２２に印加される。母線
２０上の信号は例えば一連の色差言号Ｒ−ＹＳＢ−Ｙの
サンプル即ち工、Ｑサンプルで、これらの信号め振幅は
サンプリング位相を感じる。検知器２２はこれらのサン
プルから公知の方法で信号値一度を取出す。例えば、サ
ングルが副搬送波周波数の４倍の周波数で起れば、その
信号の強度は連続する各サングル対の自乗和の平方根か
ら算出し得る。強度サンプルはテレビジョン受像機の様
式によりクロミナンス処理回路１４から取るようにして
、別の素子２２を省略することもできる。

この絶対値は素子２６でラッチでれるっクロミナンス信
号の情報帯域幅は最大１．５ＭＨｚであったが、ナイキ
ストサンプリング規準を満たすには、情報帯域幅の少く
とも２倍に等しい割合で信号をサンプリングする必要が
ある。色副搬送波周波数ｆｓｃは３．５８ＭＨ２である
が、過負荷検出回路では全信号情報を保持する必要がな
いから、例えば強度検知器２２の出力サンプルの４細巾
１個または８細巾１個をラッチするように素子２６をク
ロッキングすればよい。

素子２６からの強度サンプルは減算器２８０減数入力と
ゲート回路３２の信号入力に印加され、その減算器２８
の被減数入力には基準信号源３０からクロミナンス信号
の所要最大強度に対応する基準値が印加される。

減算器２８の極在または符号ビット出力信号はゲート回
路３２の制御入力端子に供給され、ゲート回路３２は符
号ビット出力が論理「１」のときその信号入力の強度サ
ンプルを通過させるようになっている。素子２６からの
強度値が信号源３０からの基準値を超えるときはすべて
符号ビット出力に論理［１」が生ずるから、ゲート回路
３２はこのような過負荷状態を示すクロミナンス強度サ
ンプルだけを通す。

ゲート回路３２からの過負荷サンプルは連続Ｎ個のサン
プル群の平均値を発生する信号平均回路３４に印加され
、その各群のサンプル数Ｎがその前のフィールドまたは
フレームに対するクロミナンスチャンネルのノイズに関
係するＦ（０Ｍ５２からの信号によって制御６れる。

平均回路３４からのサングルは時定数発生器３６、計数
器３８およびＲＯＭ４２を含む過負荷制御信号発生器３
５に供給される。時定数発生器３６は素子３４からの平
均値を積分するもので、第３図について詳細に後述する
が、ここではその下降時定数より上昇時定数の方が速い
ことを知ると充分である。

フレームまたはフィールド期間中に起った過負荷状態の
数は計数器３８で計数され、この計数１直はラッチ４０
に記憶でれて次のフレームまたはフィールド期間中に使
用される。

計数器３８の生成する計数器またはその一部、例えばそ
の２進数出力の高位３ビツトまたは４ピツ）ｉｄＲＯＭ
４２へのアドレスコードワードとして素子３６からの直
と組合されるっ　ラッチ４０からの各ビットは一’ｃの
アドレスコードフードの最高位として構成しても、最下
位ビットと己て構成してもよい。

ＲＯＭ４２は電流信号の過負荷状態に対して適当な過負
荷制御信号を生成するようにプログラミングてれている
。記憶された計数器３８の計数出力がアドレスコードワ
ードに含まれているため、上述の目的で過負荷発生回数
に依って過負荷制御は号の尺度設定が行われるうこの結
果、素子３６の発生する与えられた出力値に応じてＲＯ
Ｍ４２の出力が行うべき利得低下は、ラッチ４０からの
計数値が低いときより高いときの方が大きい。

第２図（ａ）で計数器３８、ラッチ４０、ＲＯＭ４２ｕ
！Ｊセットクロック信号でストローブされるが、このリ
セットクロック信号は例えば垂直同期パルスとタイミン
グの合ったもので、ランチ４０にフィールド期間の終り
に計数器３８にあった計数器を記憶させた後その計数器
３８を零にリセットする。このリセットパルスはＲＯＭ
４２に印加する前に遅延されてラッチ４０からの新しい
アドレス値を設定し得るようにすると共に、ＲＯＭ４２
に新しくアドレス入力きれた過負荷制御値を出力させる
う 第２図（′ｂ）は素子３４からのクロミナンス過負荷平
均値に応動する代りの過負荷制御信号発生器３５’であ
る。この図において第２図い）の素子と同じ引用数字を
付した素子は同様の機能を持つ。素子３４からの過負荷
平均値は加算器６０の一方の入力に印加され、その第２
の入力は加算器６０でそれまでに作られた合計を記憶す
るラッチ６ユの出力に結合きれているっ素子３４からの
各サンプルはその素子３４からのそれまでのサンプルの
合計に加算６れ、加算器６０で合計されたサンプルの総
数は、各リセットパルス間に起る過負荷サンプルの数に
なる。

その合計値はリセットパルスの制御によりラッチ６２に
記憶され、さらに除算器６３に被除数として印加される
。

素子３４は過負荷サンプルの生ずる度に線路３７にパル
スを生じ、合計されたサンプルの数が計数器３８で計数
され、その数が除算器６３に印加されて合計値を除算し
、素子３４からのクロミナンス過負荷平均値の平均を生
成する。除算器６３の出力は素子３８からの（ランチ４
０を介する）計数出力と組合きれて過負荷制御信号を生
成するＲＯＭ４２’に印加されるアドレスコードフード
を形成する。

第２図れ）に戻シ、強度検知器２２からのサンプルはゲ
ート回路４８の信号入力に印加式れる。回路４６は例え
ば垂直プランキングパルスや水平同期パルスに応じて垂
直ブランキング期間中にゲートは号を発生する。このゲ
ート信号はゲート回路を制御して例えば１水平線期間中
サンプルを通過させる。

ゲート信号は画像、■工Ｒ等の情報のないとき１つまた
はそれ以上の線期間中に起シ、従ってゲート回路４８を
通ったサンプルの大きさはノイズ振幅を表すことになる
。

各ノイズサンプルは例えば第２図中）の素子６０．６１
．６２と同様の回路構成を有する素子５０で積分でれる
。ノイズ積分期間を通じる合計ノイズはクロミナンス信
号中の相対ノイズエネルギを表わす。

素子５０の発生する数が極めて大きくて、これを表わす
ため多数のビットを要することがあることは判るが、大
きな合計ノイズ数を装置に課すことのあるハードウェア
条件を緩和するため、積分中のノイズサンプルの高位ビ
ットだけを含むようにするか、ノイズ値のそのときの合
計の高位ビットだけを用いるのが望ましいこともある。

過負荷平均回路３４用に高解像度のノイズ制御信号を発
生することは実際的です＜、むしろノイズ制御信号は回
路３４を比較的粗く調節するノイズエネルギ範囲を表わ
すべきであるっ例えば、ノイズ制御信号が１６のノイズ
範囲を表わす１６種の直だけを含むようにしてもよい。

ＲＯＭ５２はアドレス入力をノイズ積分器５０の出力に
結合され、積分きれたノイズ値を過負荷平均回路３４に
印加されるノイズ範囲表示制御信号に変換するようにプ
ログラミングされ、例えば、ノイズ積分値範囲の最高の
場合制御信号値をＮ　＝　ａとし、最低の場合Ｎ−１２
とし、中間の場合Ｎ＝８〜３２とするようにプログラミ
ングすることもできる。（ノイズｍ　分？Ｆ３５０　（
ｒｉｌ直ブランキング期間の始めだけリセットされるこ
とに注意。ン 第３図は第２図（ａ）の素子３４に用いられる回路の一
例を示す。この素子３４の実施例は過負荷状態を示す連
続Ｎ個のサンプルに付き１つの過負荷出力サンプルを生
成する。この出力サンワブルは連続Ｎ個のサンプルの平
均で、数須Ｎはノイズ測定素子５０．５２からの制御信
号により決定される。

第３図において、ラッチ７１とアンドゲート７２は連続
するサンプルが過負荷状態を示したときを表示するよう
に構成葛れている。減算器２８からの符号ビット信号は
ラッチ７１とアンドゲート７２の第２入力端子とに印加
される。連続するサンプルが過負荷状態を示すと、アン
ドゲート７２の両入力端子が論理高レベルとなるため、
その出力も論理高レベルとなる。

アンドゲート７２の出力端子はラッチ８１を介してプロ
グラム計数器７９のプログラム／付勢入力Ｐ／Ｅとラッ
チ７５のリセット入力端子とに結合されている。アンド
ゲート７２（およびラッチ８１）の出力信号が低レベル
のときは、ラッチ７５がリセット状■に保たれ、計数器
７つがプログラムモードになる。

すなわち計数器が計数動作を停止してＲ○・す′、５２
からプログラム値を受入れるようになる。しかし、アン
ドゲート７２（およびラッチ８１ンの出力が高レベルの
ときは、ラッチ７５がクロッキングモードで動作し、計
数器７９は付勢δれてクロックパルスを計数する（この
クロックはランチ２６により与えられるサンプル周波数
と同期または同等のものであるン。ラッチ８１はアンド
ゲート７２と素子７５．７９との間に挿入されて、各サ
ンプルが装置全体に亘ってクロッキングきしるとき、す
なわち符号ビットの論理状態が一定の期間中、これらの
素子の擬似リセットをなくするようになっていることに
注意されたい。

計数器７９はそれが少くともＮクロック周期中付勢モー
ドであればＮ個のクロックパルスに対する出力パルスを
１つ発生する。連続Ｎ個のサンプルが過負荷を示ざ斥け
れば、アンドゲート７２はさらに他の連続サンプルが過
負荷を呈するとき計数器７９を再プログラミングδせ、
計数を再開させる。

しかし連続Ｎ個のサンプルが過負荷を示したため計数器
７９が出力パルヌを生成すれば、この出力パルスはオア
ゲート８０を介してラッチ７５をリセットし、ラッチ７
７に印加されて加算器７４の出力をそれに記憶させる。

入カフ３にゲート３２からの強度値を受ける加算器７４
とこの加算器７４の出力と入力にそれぞれ入力と出力が
結合されたランチ７５とによってデジタル積分器が形成
されている。ラッチ７５に供給されるリセット信号は加
算器７４がＮ個より多い過負荷サンプルの合計を作るの
を防ぐ。Ｎ個の過負荷サンプルの合計が発生したときだ
けその値がラッチ７７に記憶δれ、この記憶値は除算器
７８に被除数として供給きれる。除算器７８はＲＯＭ５
２からの値によりそのランチ７７の内容をＮで割ってＮ
個の過負荷サンプルの平均値を生成するようにだれてい
る。

計数器７９をＮ個のクロックパルスを計数するようにプ
ログラミングするに要する値が実際には値Ｎでないこと
はデジタル回路設計の分野の当業者には判ることであっ
て、同様に、除Ｘ器７８が例えばシフト加算型のスケー
リング回路であれば、ＲＯＭ５２から供給式れる値はＮ
と異る。

第３図の回路は、連続Ｎ個のサンプルが過負荷を示し、
新しい過負荷強度平均値が算出される度に計数器７９が
出力パルスを発生するときにのみ、過負荷強度平均サン
プルを発生する。

第４図は第２図の時定数発生器３６の１実施例で、その
出力は例えば垂直同期信号によりフィールドまたはフレ
ーム期間の終りにラッチ１０６に記憶された可逆計数器
１０５の計数値である。計数器１０５の出力はまた減算
器１００の一方の入力にも印加される。素子３４からの
過負荷平均値が計数器１０５の計数値を超えると、減算
器１００からの符号ビットによりその計数器は加算計数
に切換えられ、逆にその計数値を超えなければ、その符
号ビットにより減算計数に切換えられる。計数器がその
とき加算減算のどちらの計数をしていても、その計数値
がそのときの過負荷値に等しくなったとき、その計数器
は少くとも次の過負荷値が減算器１００に印加でれるま
で減算計数に切換えられる。

加算計数速度（例えばｆｓｃ／１６４）は減算計数速度
（例えばｆｓｃ　／２４６０　）よシ速く、計数器の上
昇時間を下降時間より短くしている。

その間計数器１０５の計数Ｍは素子３４からの各過負荷
値の平均値に比例する。

可逆計数器１０５の動作は次のようにして制御される。

マルチプレクサ１０４の各信号入力端子にアップクロッ
ク信号とダウンクロック信号が印加され、そのマルチプ
レクサ１０４の出力が計数器１０５のクロック入力に印
加される。計数器の加算減算計数制御端子（Ｕ／Ｐ）と
マルチプレクサの制御入力端子はアンドゲート１１０の
出力端子に結合されている。アンドゲート１１０は通常
減算器１００からの符号ビットをマルチプレクサ１０４
と計数器１０５ｉＣ通すようになっておシ、その出力が
論理ｌのとき計数器１０５が原罪計数になシ、マルチプ
レクサ１０４がアップクロック信号を計数器に供給する
が、その出力が論理０のときは計数器１０５が減算計数
にナシ、マルチプレクサがダウンクロック信号を供給す
るようになっている。

アンドゲート１１０以外の回路１０２は減算器ユ００か
らの符号ビットの値の変化を感知する。符号ビットが論
理１か０にまたはこの逆に変化すると、Ｄｆｉフリップ
フロップ１１１がアントゲ−）１１０を除勢してその出
力を論理０にする。フリップフロップ１１ユはアンドゲ
ート１１０を除勢すると同時に、素子３４から新しい過
負荷平均が供給されるときに線路３７に生ずるパルヌに
よりリセットされる壕で、回路１０２を連発する符号ビ
ットの変化に感じないようにする。フリップフロップ１
１１がリセットされると、アントゲ−）　１１０は再び
開かれて減算器１００からの符号ビットを通過させ、計
数器１０５を適当な計数モードにおく。

入力母線２０に印加されたクロミナンスサンプルが符号
付きの８ビツトサンプルであれば、素子３４から供給さ
れるサンプルの大きさは７ビツトの値である。従って計
数器１０５は７ビツト計数出力を生ずるように選ばれ、
その生ずる計数値は素子３４からの最大過負荷平均を超
えることができないが、アンドゲート１ユ０が除勢され
て計数器１０５が減算計数に切換えられると、その計数
器Ω示し得る最低値まで計数が可能になり、さらに即ち
その計数値が最大値まで折返し、その値から引続き減算
計数することになる。これを防ぐために、計数器１０５
の出力計数値が最小計数出力の発生を検知するようにな
った復号器１０７に印加δれる。復号器１０７の出力信
号はアンドゲート１０８を制御してダウンクロック信号
をマルチプレクサ１０４に供給きせる。最小計数値が検
知でれると、アンドゲート１０８が除勢されるため、ダ
ウンクロック信号が計数器から遮断され、これによって
計数器の出力が折返すのが防がれる。

第２図（ａ）では前述の様に、線路３７に検知きれた過
負荷の発生が１フイールドまたは１フレ一ム期間中計数
器３８により計数σれ、その計数値がラッチ４０に記憶
されて次のフィールドまたはフレーム期間中に使用きれ
るが、別の計数用回路構成によると、計数１ｉｉ３８を
、連続過負荷の信号のブロックを表わす線路３７上の連
続Ｒ個のパルスについてのみその計数を増すように構成
することもできる。

この連続Ｒ個のパルスを加算計数するには、計数器３８
を２つの縦続計数器で構成すればよい。すなわちその第
１計数器を例えば第３図について説明した素子７１．７
２．８１．７９と同様に構成して、線路３７に連続Ｒ個
のパルスが生ずるときだけパルスを生成するようにし、
第２計数器をその第１計数器の生ずる出力パルスを計数
するように構成すればよい。

【図面の簡単な説明】

第１図はクロミナンス過負荷制御回路を含むデジタルテ
レビジョン受像機の一部を示すブロック図、第２図Ｃａ
）は第１図の受像機に用いるためこの発明を実施したク
ロミナンス過負荷制御回路のブーツ２図、第２図（至）
は第２図（ａ）の回路の制御信号発生部の他の実施例の
ブロック図、第３図は第２図（ａ）の回路に用いる信号
平均回路のブロック図、第４図は第２図（ａ）の回路に
用いる時定数発生器のブロック図である。 １５．１６・・・クロミナンス過負荷制御方式、２２〜
３４・　制御手段、３５．３５′　・・・過負荷制御信
号発生手段、５０・・・ノイズ制御信号発生手段。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）合成映像信号のクロミナンス信号成分を処理する
   手段を含むカラーテレビジョン受像機において、 上記クロミナンス信号成分処理手段の発生する出力信号
   に応じてそのノイズエネルギ含有量を決定し、それに応
   じたノイズ制御信号を発生する手段と、 上記クロミナンス信号成分処理手段の発生する上記出力
   信号に応じて、上記ノイズ制御信号により制御される時
   間幅の間所定値を連続的に超える出力信号強度の平均値
   に対応するクロミナンス過負荷制御値を発生する制御手
   段と、 上記制御手段の出力に応じて、所定長の時間中に発生さ
   れた上記クロミナンス過負荷制御値の平均値を実質的に
   表わす過負荷制御信号を発生する手段とを含むクロミナ
   ンス過負荷制御方式。