JPS60251793A - 周波数復調器 - Google Patents
周波数復調器Info
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- JPS60251793A JPS60251793A JP60100636A JP10063685A JPS60251793A JP S60251793 A JPS60251793 A JP S60251793A JP 60100636 A JP60100636 A JP 60100636A JP 10063685 A JP10063685 A JP 10063685A JP S60251793 A JPS60251793 A JP S60251793A
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- signal
- frequency
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/04—Systems for the transmission of one television signal, i.e. both picture and sound, by a single carrier
- H04N7/045—Systems for the transmission of one television signal, i.e. both picture and sound, by a single carrier the carrier being frequency modulated
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0025—Gain control circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
その帯域幅が動作中調整可能で、なかんずく同期信号を
受信するテレビジョン画像受信機に使用され、こ、の復
調器が本質的に位相比較器とフィルタと電圧制御発信器
で形成される位相制御ループ形である周波数復調器に関
するものである。
受信するテレビジョン画像受信機に使用され、こ、の復
調器が本質的に位相比較器とフィルタと電圧制御発信器
で形成される位相制御ループ形である周波数復調器に関
するものである。
かかる復調器適用の特に興味ある分野は衛星テレビジョ
ンの分野である。使用される送信機は限られた電力なの
で受信機は可能な限りノイズに強くなければならない。
ンの分野である。使用される送信機は限られた電力なの
で受信機は可能な限りノイズに強くなければならない。
入力信号Ｓ／Ｎ比に対する復調信号Ｓ／Ｎ比を表わす曲
線は、はとんどノイズの−ない入力信号の場合は、２つ
の比がほぼ比例して変化する部分を有する。これに対し
ある闇値、復調閾値以下では、復調信号Ｓ／Ｎ比は入力
信号Ｓ／Ｎ比が減少する時に非常に急速に劣化する。こ
の場合復調器の位相制御ループ形は最もよい復調闇値動
作をする形である。
線は、はとんどノイズの−ない入力信号の場合は、２つ
の比がほぼ比例して変化する部分を有する。これに対し
ある闇値、復調閾値以下では、復調信号Ｓ／Ｎ比は入力
信号Ｓ／Ｎ比が減少する時に非常に急速に劣化する。こ
の場合復調器の位相制御ループ形は最もよい復調闇値動
作をする形である。
しかしながら、受信が特に悪い場合には、この形の復調
器は多数の白または黒点で劣化した像を発生する。Ｓ／
Ｎ比の劣化に比例して復調器の通過帯域を減少させると
、その最大コントラストは減少するがそのノイズは全体
の結果がよりよくなるように減少する画像を得ることが
可能である。
器は多数の白または黒点で劣化した像を発生する。Ｓ／
Ｎ比の劣化に比例して復調器の通過帯域を減少させると
、その最大コントラストは減少するがそのノイズは全体
の結果がよりよくなるように減少する画像を得ることが
可能である。
復調闇値が入力信号ならびに出力の歪の函数として変わ
る復調器は１９８１年４月１５日出願された日本国特許
出願筒５７−１７１８０８号明細書に記述されている。
る復調器は１９８１年４月１５日出願された日本国特許
出願筒５７−１７１８０８号明細書に記述されている。
当該復調器は、出力で抽出され、復調電圧を発生する演
算増幅器の入力で闇値を固定するため整流される歪成分
に、加えられる整流された入力信号を使用する。上述の
技術的問題に関しては、復調闇値の変化が直接Ｓ／Ｎ比
とは関係がないという欠点があり、これは入力信号また
は歪のレベルとＳ／Ｎ比との間に必ずしも系統的な対応
がないがらである。
算増幅器の入力で闇値を固定するため整流される歪成分
に、加えられる整流された入力信号を使用する。上述の
技術的問題に関しては、復調闇値の変化が直接Ｓ／Ｎ比
とは関係がないという欠点があり、これは入力信号また
は歪のレベルとＳ／Ｎ比との間に必ずしも系統的な対応
がないがらである。
本発明の目的は復調器の帯域幅を制御するすぐれた手段
を提供することによって、受信状態をさらに改善せんと
するものである。
を提供することによって、受信状態をさらに改善せんと
するものである。
この目的を達成するため、本発明による復調器は、それ
が同期信号の開始時に、前記復調器の出力から復調され
た信号をサンプルするサンプリング回路を具え、当該サ
ンプリング回路はサンプリング信号を整流するための整
流器と、整流されたサンプリング信号をあらかじめ定め
られたｄ、ｃ。
が同期信号の開始時に、前記復調器の出力から復調され
た信号をサンプルするサンプリング回路を具え、当該サ
ンプリング回路はサンプリング信号を整流するための整
流器と、整流されたサンプリング信号をあらかじめ定め
られたｄ、ｃ。
（直流）電圧と比較するための比較器とを具え、補正信
号を発生するこの比較器の出力は、前記ループにある可
変利得増幅器の可変利得入力に接続されていることを特
徴とするものである。
号を発生するこの比較器の出力は、前記ループにある可
変利得増幅器の可変利得入力に接続されていることを特
徴とするものである。
本発明に関わる装置は、それが出力におけるノイズの特
に正確なそして信頼性のある測定を提供するという利点
を有し、それは有効な信号成分のある所でＳ／Ｎを測定
するのではなく、信号が排他的にノイズ成分からなる瞬
時（ラインまたはフィールド同期信号の開始時）にこの
ノイズを測定するからである。
に正確なそして信頼性のある測定を提供するという利点
を有し、それは有効な信号成分のある所でＳ／Ｎを測定
するのではなく、信号が排他的にノイズ成分からなる瞬
時（ラインまたはフィールド同期信号の開始時）にこの
ノイズを測定するからである。
好都合にも本発明に関わる復調器は、複数のかかる信号
からのただ１つのフィールド同期信号期間中にサンプル
するように、フィールド周波数分割器を具えている。か
くて補正がフィールド期間のはじめの各点で実行される
時に発生する画像の劣化は避けられ、ここでその劣化は
補正に際し現われる１時的な現象に起因するものである
。
からのただ１つのフィールド同期信号期間中にサンプル
するように、フィールド周波数分割器を具えている。か
くて補正がフィールド期間のはじめの各点で実行される
時に発生する画像の劣化は避けられ、ここでその劣化は
補正に際し現われる１時的な現象に起因するものである
。
本発明に関わる復調器の他の実施態様は、前記整流され
たサンプリング信号の値または前記補正信号の値を蓄え
るメモリを具えている。
たサンプリング信号の値または前記補正信号の値を蓄え
るメモリを具えている。
好都合にもさらに前記可変利得増幅器が２つの並列の径
路により形成され、１つはより低い周波数用で他はより
高い周波数用であり、より高い周波数むきの径路は可変
利得を有し、一方より低い周波数むきの径路は固定利得
を有している。かくて制御はより低い周波数またはゆっ
くりした偏倚については永久に保持され、前記ループを
ロックしそこなう危険は存在しない。
路により形成され、１つはより低い周波数用で他はより
高い周波数用であり、より高い周波数むきの径路は可変
利得を有し、一方より低い周波数むきの径路は固定利得
を有している。かくて制御はより低い周波数またはゆっ
くりした偏倚については永久に保持され、前記ループを
ロックしそこなう危険は存在しない。
以下添付図面を参照し、限定的でない例による説明をし
て、本発明が如何に効果を発揮し得るかのよりよい理解
とする。
て、本発明が如何に効果を発揮し得るかのよりよい理解
とする。
第１図示の復調器は本質的に位相比較器３とローパスフ
ィルタ４と電圧制御発振器５で形成される位相制御ルー
プを具えている。
ィルタ４と電圧制御発振器５で形成される位相制御ルー
プを具えている。
復調されるべき信号が入力端子１に加えられる。
それは可変利得中間周波数増幅器２２と中間周波数フィ
ルタ２と時には線形増幅器２３を通過し、最後に位相比
較器３の入力に印加され、比較器３の他の入力（図の底
部で〉は電圧制御発振器５の出力に接続されている。位
相比較器３の出力はローパスループフィルタ４の入力に
印加され、後により詳細に説明される増幅器６を通過し
、最後に復調信号出力端子１３に印加される。この出力
信号はさらに電圧制御発振器５の周波数制御入力に印加
される。
ルタ２と時には線形増幅器２３を通過し、最後に位相比
較器３の入力に印加され、比較器３の他の入力（図の底
部で〉は電圧制御発振器５の出力に接続されている。位
相比較器３の出力はローパスループフィルタ４の入力に
印加され、後により詳細に説明される増幅器６を通過し
、最後に復調信号出力端子１３に印加される。この出力
信号はさらに電圧制御発振器５の周波数制御入力に印加
される。
中間周波数フィルタ２は制御ループの狭帯域がノイズに
打勝つに十分でない時復調器の必須部分となる。このフ
ィルタ２は過剰な歪を除去すのに十分広帯域で復調闇値
を改善するのに十分狭帯域であらねばならない。例えば
３０ ＭＨｚの帯域幅が適当である。例えば４４１ Ｍ
ｌ（Ｚの中間周波数では表面波フィルタがよい選択であ
る。
打勝つに十分でない時復調器の必須部分となる。このフ
ィルタ２は過剰な歪を除去すのに十分広帯域で復調闇値
を改善するのに十分狭帯域であらねばならない。例えば
３０ ＭＨｚの帯域幅が適当である。例えば４４１ Ｍ
ｌ（Ｚの中間周波数では表面波フィルタがよい選択であ
る。
位相検波器３は適性な速度を保つためショソドキーダイ
オードで実現される平衡リングミキサである。
オードで実現される平衡リングミキサである。
電圧制御発振器５は高感度で、はぼ２２ ＭＨｚ／Ｖ、
著しい歪のない大きなループ帯域幅がある。
著しい歪のない大きなループ帯域幅がある。
本発明に関わる復調器は、端子に印加されるフィールド
同期信号の開始時に復調器の出力信号（１３）をサンプ
ルするためのサンプリング回路１０゜１２．２５を具え
、その出力サンプルはフィルタ８と増幅器９とを通過し
、サンプリング回路１０，１２ 。
同期信号の開始時に復調器の出力信号（１３）をサンプ
ルするためのサンプリング回路１０゜１２．２５を具え
、その出力サンプルはフィルタ８と増幅器９とを通過し
、サンプリング回路１０，１２ 。
２５の整流回路ｌＯで整流される。フィルタ８と増幅器
９とは、好都合にもテレビジジン受信機の映像部分に通
常使用されるフィルタと映像増幅器によって構成される
。
９とは、好都合にもテレビジジン受信機の映像部分に通
常使用されるフィルタと映像増幅器によって構成される
。
サンプラーの出力信号は、後に詳細に説明する回路１４
を介して、比較器７の入力に印加され、そこで別の入力
２１に印加されるあらかじめ定められた直流電圧と比較
される。この直流電圧の値は、実際には復調信号のＳ／
Ｎ比が３０ｄＢである時、サンプラーにより通常発生す
る整流されたノイズ電圧に等しくなるよう選択される。
を介して、比較器７の入力に印加され、そこで別の入力
２１に印加されるあらかじめ定められた直流電圧と比較
される。この直流電圧の値は、実際には復調信号のＳ／
Ｎ比が３０ｄＢである時、サンプラーにより通常発生す
る整流されたノイズ電圧に等しくなるよう選択される。
かくて比較器はＳ／Ｎ比が３０１１１Ｂよりよい時には
補正信号を供給しない。復調器の通常帯域用補正信号を
提供するこの比較器７の出力は、このループに内蔵され
る可変利得増幅器６の利得制御入力１６に接続される。
補正信号を供給しない。復調器の通常帯域用補正信号を
提供するこの比較器７の出力は、このループに内蔵され
る可変利得増幅器６の利得制御入力１６に接続される。
サンプリング回路１０，１２．２５は以下の如く動作す
る：端子１１にブイールドパルスの受信があると、サン
プリング回路１０．１２．２５の回路１２はこのパルス
を制御用の適性な形に調整し、この時間間隔中には映像
信号はなく従って復調器の出力でのノイズのみがあり、
整流回路１０の動作は例えば前記時間間隔中のみこの整
流回路に入力信号を印加するよう、回路１０の入力に配
置されたサンプリング回路１０．１２．２５のゲート２
５を閉じることによって可能となる。コンデンサで平滑
化される整流電圧は比較器７に直接印加される。好適に
はこの値を２サンプル装作問で保持するのを確実にする
ため蓄えられるべきである。この目的でメモ１月４が整
流回路１０の出力と比較器７の入力との間に配置される
。
る：端子１１にブイールドパルスの受信があると、サン
プリング回路１０．１２．２５の回路１２はこのパルス
を制御用の適性な形に調整し、この時間間隔中には映像
信号はなく従って復調器の出力でのノイズのみがあり、
整流回路１０の動作は例えば前記時間間隔中のみこの整
流回路に入力信号を印加するよう、回路１０の入力に配
置されたサンプリング回路１０．１２．２５のゲート２
５を閉じることによって可能となる。コンデンサで平滑
化される整流電圧は比較器７に直接印加される。好適に
はこの値を２サンプル装作問で保持するのを確実にする
ため蓄えられるべきである。この目的でメモ１月４が整
流回路１０の出力と比較器７の入力との間に配置される
。
値がメモリ１４に入れこまれた瞬間パルス整形回路１２
によって制御される。メモリ１４はインピーダンス整合
回路ならびに／またはゲート回路と共働する１個のコン
デンサによって構成され、これは当業者により容易に実
現される。メモ１月４はディジタルメモリで置換構成さ
れてもよく、この場合アナログ−ディジタル変換器で先
導される。その場合比較器７はディジタル形で、ディジ
タル−アナログ変換器があとに続く。
によって制御される。メモリ１４はインピーダンス整合
回路ならびに／またはゲート回路と共働する１個のコン
デンサによって構成され、これは当業者により容易に実
現される。メモ１月４はディジタルメモリで置換構成さ
れてもよく、この場合アナログ−ディジタル変換器で先
導される。その場合比較器７はディジタル形で、ディジ
タル−アナログ変換器があとに続く。
好適にはパルス整形回路１２はまたフィールド周波数分
割器を具えている。入力１１に印加されるフィールド同
期信号は計数され、例えば１０００信号のうち１信号の
みがサンプル装作をトリガーするのに使用される。フィ
ールド周波数が例えば５０Ｈｚであるとサンプリングは
２０秒毎に実施される。これは復調器の調整中に引続く
１時的現象の発生を視界から除去する目的を有し、ここ
でこの現象は各画像で発生するかもしれない。
割器を具えている。入力１１に印加されるフィールド同
期信号は計数され、例えば１０００信号のうち１信号の
みがサンプル装作をトリガーするのに使用される。フィ
ールド周波数が例えば５０Ｈｚであるとサンプリングは
２０秒毎に実施される。これは復調器の調整中に引続く
１時的現象の発生を視界から除去する目的を有し、ここ
でこの現象は各画像で発生するかもしれない。
第２図はループフィルタ４の出力と復調された信号の出
力端子１３間に接続された可変利得増幅器６を示す。こ
の増幅器は２つの径路で形成され、１つの径路はより低
い周波数用のローパスフイ１８と他の径路はより高い周
波数用のバイパスフィルタ１７を具え、より高い周波数
むき径路は可変抵抗として動作するＦＥＴ ）ランジス
タ２０の使用で可変利得を有し、一方より低い周波数む
き径路は固定利得を有する。これら２つの径路よりの信
号は加算回路１９で加算され、和信号は出力１３に供給
される。ループフィルタ４とバイパスフィルタ１７は随
意にバイパスフィルタ１７の代りに１個のバンドパスフ
ィルタを形成するよう組み合わされてもよい。
力端子１３間に接続された可変利得増幅器６を示す。こ
の増幅器は２つの径路で形成され、１つの径路はより低
い周波数用のローパスフイ１８と他の径路はより高い周
波数用のバイパスフィルタ１７を具え、より高い周波数
むき径路は可変抵抗として動作するＦＥＴ ）ランジス
タ２０の使用で可変利得を有し、一方より低い周波数む
き径路は固定利得を有する。これら２つの径路よりの信
号は加算回路１９で加算され、和信号は出力１３に供給
される。ループフィルタ４とバイパスフィルタ１７は随
意にバイパスフィルタ１７の代りに１個のバンドパスフ
ィルタを形成するよう組み合わされてもよい。
２つの径路への分割はループの静的ならびに動的な動作
の別々の制御を可能とし、よい安定性と広い映像帯域の
かくとくを可能とする。２２ ＭＨｚ以上のループ帯域
幅は通常の条件（１４ｄＢ以上または同程度の入力信号
のＳ／Ｎ比について）に必要である。
の別々の制御を可能とし、よい安定性と広い映像帯域の
かくとくを可能とする。２２ ＭＨｚ以上のループ帯域
幅は通常の条件（１４ｄＢ以上または同程度の入力信号
のＳ／Ｎ比について）に必要である。
増幅器６の制御可能径路は実際可変減衰器を伴った（図
示されていない）固定利得増幅部分により形成される。
示されていない）固定利得増幅部分により形成される。
第１図を再び参照するに、比較器７から発生する補正信
号はまたその利得を制御するため可変利得、中間周波数
増幅器２２に伝達される。Ｓ／Ｎ比の劣化時には系の通
過帯域は増幅器２２の制御により削減され、−広場幅器
の制御はループ３，４．５゜６の減衰度を増加させる。
号はまたその利得を制御するため可変利得、中間周波数
増幅器２２に伝達される。Ｓ／Ｎ比の劣化時には系の通
過帯域は増幅器２２の制御により削減され、−広場幅器
の制御はループ３，４．５゜６の減衰度を増加させる。
復調闇値以下のノイズは一時的な位相のロックはずれ（
位相スリップ）の故にパルス形で現われ、いいかえれば
変化する増幅度と帯域幅が“クリック”として現われる
。ループの帯域幅を削減して復調器は多くのクリックを
避ける。ループの最小の帯域幅はほぼ１０ ＭＨｚにセ
ントされる。この値で受容可能な画像がわずか２ｄＢの
副搬送波／ノイズ比を有する入力信号から得られる。
位相スリップ）の故にパルス形で現われ、いいかえれば
変化する増幅度と帯域幅が“クリック”として現われる
。ループの帯域幅を削減して復調器は多くのクリックを
避ける。ループの最小の帯域幅はほぼ１０ ＭＨｚにセ
ントされる。この値で受容可能な画像がわずか２ｄＢの
副搬送波／ノイズ比を有する入力信号から得られる。
端子２１に印加されるあらかじめ定められた直流電圧は
、好都合にも測定回路２４で有効な映像信号（すなわち
同期ピーク外映像信号）の振幅に比例する直流電圧とあ
らかじめ定められた固定の一定直流電圧との加算により
得られる。
、好都合にも測定回路２４で有効な映像信号（すなわち
同期ピーク外映像信号）の振幅に比例する直流電圧とあ
らかじめ定められた固定の一定直流電圧との加算により
得られる。
回路２４により発生し端子２１に供給される直流電圧の
主部分はしかしながら、２つの電圧をともに加算するこ
とにより回路２４が、一定電圧が優勢で映像信号に比例
する電圧が全電圧のほぼ１０％を超えないような重みづ
け動作をする時は、固定される。この装置はその目的の
ため、クリックが白色よりも黒色においてより著しいと
いう事実を考慮して、信号の内容（白／黒）の函数とし
て復調闇値を補正せねばならない。
主部分はしかしながら、２つの電圧をともに加算するこ
とにより回路２４が、一定電圧が優勢で映像信号に比例
する電圧が全電圧のほぼ１０％を超えないような重みづ
け動作をする時は、固定される。この装置はその目的の
ため、クリックが白色よりも黒色においてより著しいと
いう事実を考慮して、信号の内容（白／黒）の函数とし
て復調闇値を補正せねばならない。
復調器にはリミッタは不必要で、適当なリミッタまたは
ギルバート（Ｇｉｌｂｅｒｔ）乗算器のようなリミッタ
装置の存在が復調闇値を増大させるだろう。
ギルバート（Ｇｉｌｂｅｒｔ）乗算器のようなリミッタ
装置の存在が復調闇値を増大させるだろう。
位相比較器の入力におけるＯ ｄＢｍの副搬送波レベル
はほぼ２３ ＭＨｚのループ帯域幅を与え、−１５ｄＢ
ｍの場合はこのループ帯域幅は１２ ＭＨｚまで減少す
る。搬送波／ノイズ比がかなり低い例えば２ｄＢのよう
なレベルで使用するのは不適当な通常の復調器に比し著
しくはない。
はほぼ２３ ＭＨｚのループ帯域幅を与え、−１５ｄＢ
ｍの場合はこのループ帯域幅は１２ ＭＨｚまで減少す
る。搬送波／ノイズ比がかなり低い例えば２ｄＢのよう
なレベルで使用するのは不適当な通常の復調器に比し著
しくはない。
ここに例をあげて説明してきた回路の変形は本発明の本
質をはずれることなく設計される。例えばケート２５は
端子１３からメモ１月４の径路以外に位置してもよいし
、あるいはライン同期信号がフィールド同期信号の代り
に使用されてもよい。
質をはずれることなく設計される。例えばケート２５は
端子１３からメモ１月４の径路以外に位置してもよいし
、あるいはライン同期信号がフィールド同期信号の代り
に使用されてもよい。
メモリ１４は補正電圧を蓄えるため比較器７の下の流れ
に位置してもよく、この時は比較を実施するために使用
される整流されたサンプルを蓄える代りにフィールド同
期信号の開始時に一時的に実施されるものである。
に位置してもよく、この時は比較を実施するために使用
される整流されたサンプルを蓄える代りにフィールド同
期信号の開始時に一時的に実施されるものである。
第１図は本発明に関わる復調器のブロック回路線図、
第２図は可変利得増幅器の１実施態様を示す図である。
１・・・入力端子 ２・・・中間周波数フィルタ３・・
・位相比較Ｒｉ ４・・・ローパスフィルタ５・・・電
圧制御発振器 ６・・・可変利得増幅器７・・・比較器
８・・・ローパスフィルタ９・・・増幅器 １０・・・
整流回路 １１端子 １２・・・パルス整形回路 １３・・・信号出力端子 １４・・・メモリ１６・・・
利得制御人力 １７・・・バイパスフィルタ１８・・・
ローパスフィルタ １９・・・加算回路２０・・・ＦＥ
Ｔ ｌ−ランジスタ ２１・・・別の入力２２・・・可
変利得中間周波数増幅器 ２３・・・線形増幅器 ２４・・・測定回路２５・・・
ゲート 特許出願人 エヌ・ベー・フィリップス・フルーイラン
ベンファブリケン
・位相比較Ｒｉ ４・・・ローパスフィルタ５・・・電
圧制御発振器 ６・・・可変利得増幅器７・・・比較器
８・・・ローパスフィルタ９・・・増幅器 １０・・・
整流回路 １１端子 １２・・・パルス整形回路 １３・・・信号出力端子 １４・・・メモリ１６・・・
利得制御人力 １７・・・バイパスフィルタ１８・・・
ローパスフィルタ １９・・・加算回路２０・・・ＦＥ
Ｔ ｌ−ランジスタ ２１・・・別の入力２２・・・可
変利得中間周波数増幅器 ２３・・・線形増幅器 ２４・・・測定回路２５・・・
ゲート 特許出願人 エヌ・ベー・フィリップス・フルーイラン
ベンファブリケン
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、 その帯域幅が動作中調整可能で、なかんずく同期
信号を受信するテレビジョン画像受信機に使用され、こ
の復調器が本質的に位相比較器とフィルタと電圧制御発
信器で形成される位相制御ループ形である周波数復調器
において、それが同期信号の開始時に、前記復調器の出
力から復調された信号をサンプルするサンプリング回路
を具え、当該サンプリング回路はサンプリング信号を整
流するための整流器と、整流されたサンプリング信号を
あらかじめ定められたｄ、ｃ、 （直流）電圧と比較す
るための比較器とを具え、補正信号を発生するこの比較
器の出力は、前記制御ループにある可変利得増幅器の可
変利得入力に接続されていることを特徴とする周波数復
調器。 ２、特許請求の範囲第１項記載の復調器において、それ
が複数のかかる信号からのただ１つのフィールド同期信
号期間中にサンプルするように、フィールド周波数分割
器を具えていることを特徴とする周波数復調器。 ３、特許請求の範囲第１または２項記載の復調器におい
て、それが前記整流されたサンプリング信号の値または
前記補正信号の値を蓄えるメモリを具えていることを特
徴とする周波数復調器。 ４、 特許請求の範囲第１〜３項何れかに記載の復調器
において、前記可変利得増幅器が２つの並列の径路によ
り形成され、１つはより低い周波数用で他はより高い周
波数用であり、より高い周波数むきの径路は可変利得を
有し、一方より低い周波数むきの径路は固定利得を有す
ることを特徴とする周波数復調器。 ５、 なかんずくそれを通して復調されるべき信号が流
れる径路にある位相比較器の上の流れと、可変利得中間
周波数増幅器を具えた特許請求の範囲第１〜４項何れか
に記載の復調器において、前記比較器から発生する補正
信号がまた利得を制御するための前記中間周波数増幅器
に運ばれることを特徴とする周波数復調器。 ６、特許請求の範囲第１〜５項何れかに記載の復調器に
おいて、比較器に使用される前記あらかじめ定められた
直流電圧が、有用な映像信号の振幅に比例する直流電圧
と、あらがしめ定められた固定の一定直流電圧とをとも
に加えることによって測定回路（２４）中に得られるこ
とを特徴とする周波数復調器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8407500 | 1984-05-15 | ||
| FR8407500A FR2564663B1 (fr) | 1984-05-15 | 1984-05-15 | Demodulateur de frequence a largeur de bande ajustable |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60251793A true JPS60251793A (ja) | 1985-12-12 |
| JPH0523553B2 JPH0523553B2 (ja) | 1993-04-05 |
Family
ID=9303990
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60100636A Granted JPS60251793A (ja) | 1984-05-15 | 1985-05-14 | 周波数復調器 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4605904A (ja) |
| EP (1) | EP0162514B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60251793A (ja) |
| DE (1) | DE3572284D1 (ja) |
| FI (1) | FI90701C (ja) |
| FR (1) | FR2564663B1 (ja) |
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| JP2560093B2 (ja) * | 1988-10-05 | 1996-12-04 | シャープ株式会社 | Ｆｍチューナ |
| JPH0770925B2 (ja) * | 1989-05-16 | 1995-07-31 | 三洋電機株式会社 | Ｆｍ復調回路 |
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| DE59610041D1 (de) * | 1995-10-24 | 2003-02-13 | Epcos Ag | Identifizierungs- und/oder Sensorsystem |
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| CN109004930B (zh) * | 2018-09-29 | 2024-05-28 | 清华大学 | 基于锁相环直接解调频率调制信号的电路系统及控制方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS54150027A (en) * | 1978-05-18 | 1979-11-24 | Sony Corp | Television picture receiver |
| US4473801A (en) * | 1979-12-17 | 1984-09-25 | Robert Maurer | Demodulator circuit with phase control loop |
| JPS57171808A (en) * | 1981-04-15 | 1982-10-22 | Mitsubishi Electric Corp | Fm demodulating circuit |
| JPS586629A (ja) * | 1981-06-26 | 1983-01-14 | ラリ−・エ−・シヨツツ | 無線周波数信号受信機 |
| WO1983000973A1 (en) * | 1981-08-31 | 1983-03-17 | Ohta, Tomozo | High-sensitivity fm demodulating system |
-
1984
- 1984-05-15 FR FR8407500A patent/FR2564663B1/fr not_active Expired
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1985
- 1985-05-08 US US06/731,815 patent/US4605904A/en not_active Expired - Fee Related
- 1985-05-10 DE DE8585200733T patent/DE3572284D1/de not_active Expired
- 1985-05-10 EP EP85200733A patent/EP0162514B1/fr not_active Expired
- 1985-05-10 FI FI851858A patent/FI90701C/fi not_active IP Right Cessation
- 1985-05-14 JP JP60100636A patent/JPS60251793A/ja active Granted
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3572284D1 (en) | 1989-09-14 |
| FI851858A0 (fi) | 1985-05-10 |
| FI90701C (fi) | 1994-03-10 |
| EP0162514A1 (fr) | 1985-11-27 |
| FR2564663B1 (fr) | 1986-09-19 |
| FR2564663A1 (fr) | 1985-11-22 |
| FI90701B (fi) | 1993-11-30 |
| FI851858L (fi) | 1985-11-16 |
| EP0162514B1 (fr) | 1989-08-09 |
| US4605904A (en) | 1986-08-12 |
| JPH0523553B2 (ja) | 1993-04-05 |
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