JPS58171132A - 受信機入力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の属する技術分野 本発明は受信機入力回路に関する。この回路では、中間
周波信号から取出された信号を、増幅度制御ループを介
して、混合段より前にある回路部分に帰還させることに
より、増幅度の制御が行なわれる。

ｉＭＴ置装幅装置とそれに後置接続された混合装置を有
する受信機入力回路は公知である。その際この前置増福
回路および混合装置は、同調選択素子を介して相互に接
続され１、またその全増幅度は信号に依存して制御ない
し調整される。

この種の回路の典型例は、ラジオおよびテレビ受信機の
入力回路である。以前と同じくこの回路で問題になるの
は、小信号特性と大信号特性との間の妥協点および製造
コストの低減についての妥協点との間で、どこに妥協点
を見出すかということである。公知の装置では、適切な
能動半導体素子を選択し、かつ増幅度を制御することに
よって、この問題を解決しようとしている。この問題の
所与条件となるのは、受動および能動半導体素子、バイ
ポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ、および同
調ダイオードを含むダイオードの動特性である。

シーメンス社発行の”ＨａｌｂＬｅｉｔｅｒ　−０ｃｈ
ａｌｔｂｅｉｅｐｉｅｌ”　１９７２７？’　７３号の
第６８頁〜４６頁には、上述の問題に関連するテレビ−
この文献の第６９頁記載のブロック図は、例えばテレビ
受信機のためのＶＨＦ　／　ＵＨＦ入力部分を示してい
る。その際この入力部分には、入力高域通過フィルタ、
それに引続いてＰＩＮ制御回路網、ＶＨＦ　／　ＵＨＦ
入力部分のだめのアンテナ分波器、ｖＨＦおよびＵＨＦ
’用の制御されない前置増幅器段、およびパラクラダイ
オードによって同調される、前置増幅器段とそれに後置
接続された混合段の間にある帯域フィルタが設けられて
いる。増幅度の制御は、ＰＩＮダイオード制御回路網を
介して入力信号のレベルを上げることにより行なわれる
。この場合制御信号は、受信機の中間周波数段から得ら
れる。この種の増幅度ｉ１ｉ制御方式では、半導体素子
、例えばバイポーラトランジスタやバラクタダイオード
が信号を制御する際、大きな歪みの発生源となることが
防止される。Ｐ工Ｎダイオードによるこの種の増幅度制
御方式の基本的な利点は、ＰＩＮダイオード自体は実質
的に信号歪化の原因にならないということである。しか
し公知の回路には欠点がある。

１つの欠点は、制御減衰に伴って同じ割合でノイズ量が
増大し、従って信号が強い時に十分大きいｓ　／　Ｎ比
を得ようとすると、制御開始点をできるだけ大きな信号
レベルヘシフトしなければならないということである。

もう１つの欠点として、制御回路網で用いられる素子の
コストが高いこと、そして大きな制御電力が必要なこと
が挙げられる。

また公知の装置では、増幅度制御のために前置増幅器ト
ランジスタ自体が使用される。この場合、トランジスタ
のコレクタ電流の逓昇制御により増幅度が下方制御され
る。しかしこの増幅度制御方式には、制御状態に依存し
て部分的に強い非直線性が生じるという欠点がある。つ
まシこの非直線性が特に混変調および相互変調などの信
号歪みの原因になるのである。

同じ文献の別の号、即ちＨａｌｂ’１ｅｉｔｅｒｓｃｈ
ａ１ｔ　−ｂｅｉｓｐｉｅ’ｌｅ”１９７３／７４号の
第３４頁に、電子同調可能な選択回路を有する超短波ラ
ジオ受信機の入力部分用の回路例が記載されている。こ
の場合も増幅度の制御は、アンテナ入力側と第１選択回
路の間に配置されたＰ工Ｎダイオ−１制御回路網によっ
て行なわれる。従って、制御信号は回路の出力側におい
て中間周波信号から取出される。この場合、最大Ｓ／Ｎ
比を得るためには、有効信号の電圧が約１　ｍＶの時に
制御を開始するとよい。この増幅度制御は、外部からの
悪影響によシ回路が過制御になるのを防ぐために行なわ
れる。この公知回路の欠点は、得られる制御信号の帯域
幅が信号入力側から混合器までの伝送帯域幅に比べて狭
いということである。

従って、同調していない強い信号によって前置段および
混合段が過制御になる危険がある。この場合、制御信号
の帯域幅が狭いために増幅度の制御がまったく、あるい
は不十分にしか行なわれず、強い信号が増幅され、大き
な高周波帯域幅のために選択度が小さいためこの信号が
ほとんど減衰されずに混合段まで達した場合、混合段は
極めて危険な状態になる。さらに、電子同調のために用
いられるバラクタダイオードに強い信号が加えられると
、このダイオードも回路に悪い影響を及ぼす。つまシ、
ダイオード自体が混変調や相互変調の原因となシ、また
信号の強度や周波数が相応の値の時には゛、有効信号の
強い変調を伴った弛張振動を発生させる。

信号電圧が上昇する時、こうした障害はバラクタダイオ
ードに悪影響を与えて、その平均容量を動的に変化させ
る。従って、上述したように前置増幅段がまったく、ま
たは不十分にしか下方制御されない場合は、前置増幅段
の出力側にあるバラクタダイオードは極めて危険になる
。

この場合、弛張振動が発生しないとしても、バラクタダ
イオードの容量が動的に変化しているので、入力した弱
い有効信号に対して予選択回路の離調が起る。つま）混
合器に供給される有効信号が減衰され、そのためＳ／Ｎ
比が低下する。同調リアクタンスとしてのバラクタダイ
オードを用いて予選択を行なう際に発生する上述の問題
は、他の条件が同じ場合により良好な予選択能力を求め
る時、つまり予選択回路の共振Ｑを高めようとする場合
には、より悪化する。

この構成は、例えば混合段の定める大信号特性だけを考
えれば、たしかに望ましいものである。

しかし他方では、この構成により障害の悪影響がさらに
増大するおそれが生じる。なぜなら、信号電力が同じ場
合、共振Ｑが大きいために、バラクタダイオードに加わ
る信号電圧もさらに大きくなるからである。

発明の目的 本発明の基本的課題は、次のような受信機入力回路を提
供することである。叩ち、この入力回路は、信号路にあ
る非直線素子を用いて信号制御を行う時に発生する望ま
しくない信号歪化を、小信号特性を考慮しながら、しか
も通常の素子を用いて、大幅に回避できなければならな
い。

本発明によればこの課題は、特許請求の範囲第１項およ
び第１０項記載の特徴によって解決される。

実施例の説明 次に図面を参照しながら本発明について詳しく説明する
。

第１図は本発明による受信機入力回路の原理を示すブロ
ック図である。ここで受信機入力回路１は１ｍ常の構成
素子、つまシ装置増幅器４、同調選択回路網５、混合お
よび発振器段６、および中間周波数選択フィルタ７を有
している。フィルタ７からは予選択された中間周波信号
が取出され、中間周波増幅器１３へ供給される。その他
に第１図には本発明による増幅度制量ループも図示され
ている。つまり入力回路１の中にある２つの制御ループ
と、中間周波増幅器１３と接続された制御ループである
。この場合、第１の制御ループに対する？ｌｉ制御信号
は前置増幅段の出力側（制御信号線路１１）で取出され
る。同じように第２制御ループに対する制御信号は混合
段の出力側（制御線路１２）で、第３　ｆｉｉ制御ルー
プに対する信号は信号周波数を選択する中間周波増幅器
１３から取出される。増幅度の制御は、制御信号形成回
路１０の中で形成されたｎｉ制御信号１５によシ、入力
回路網３において行なわれる。高周波信号電圧を第１お
よび第２の制御ループへの直流信号に変換するだめ、整
流回路８ないし９が用いられる。

本発明の回路による効果は、まず第１および第２の制御
ループによってもたらされる。次にその機能および構成
について説明する。

ａ）第１の増幅度制御ループ この制御ループは、第２の制御ループが動作していない
時に、混合段の望ましくない過制御、また場合によって
は同調回路網５に使用されているバラクタダイオードの
過制御を防止する。その有効帯域幅は回路網５（高周波
選択フィルタ）の伝送帯域幅と同じである。

また制御を開始する信号応答閾値は、混合器入力側また
は選択フィルタの中にあるバラクタダイオードの制御限
界よシも下にある。最大応答閾値は、周波数およびレベ
ルが所定範囲内にあシ、まだ振幅変調が行なわれている
場合に、弛張振動および制御振動が発生しないような値
に定められる。

ｂ）第２の増幅度制御ループ この制御ループは、強い有効信号による混合段の過制御
（出力側においても゛）、および発振器の周波数への影
響を防止するだめに働く。この過制御および周波数への
影響は、受信機が同調した強い有効信号またはそれに周
波数が近接する障害信号によって発生する。

第２の制御ループの有効帯域幅は第１の制御ループのそ
れよシは狭く、第６制御ループよυは広い。またこの帯
域幅は中間周波フ・イルタフの選択特性にほぼ相応して
いる。信号応答閾値は第１の制御ループよりも低く設定
されている。

さらに本発明では、第６制御ループは他の制御ループに
対して付加的に働く。この場合その有効帯域幅および信
号応答閾値は第２制御ループより狭い。

本発明の実施例では、第６制御ループの信号応答閾値ば
、所定の障害信号レベルより下では低下するように、制
御信号（有利には第２の制御ループの）によって制御さ
れる。従って有効信号が比較的小さい時から入力回路の
増幅度は下方″制御されることになシ、回路は強い障害
信号の悪影響から保護される。このことは、強い障害信
号の影響で受信有効信号のＳ／Ｎ比が低下する場合には
有益かつ無害である。Ｓ／Ｎ比の低下は例えば位相ノイ
ズによっても起る。

第２図は本発明による入力回路の実施例を示している。

この実施例において入力回路は、６つのりアクタンス素
子３ａ、３ｂ、３ｃおよび信号減衰のだめの制御可能な
Ｐ工Ｎダイオード３ｄを備えだ入力回路網３と、ベース
接地接続されたバイポーラトランジスタを備えだ前置増
幅器４とを有している。さらに入力回路には、共振回路
１６．１７を有する同調回路網５、混合および発振器段
６、共振回路１８を備えた中間周波増幅器７．整流回路
８，９、および制御信号形成回路１０が設けられている
。

整流回路８，９で得られた信号に依存する直流信号は、
コンデンサ２１によって平滑にさ２’Ｌ。

回路部分１０内の分流抵抗に制御信号として供給される
。接続点４ｈと基準電位との間に接続されたこの分流抵
抗は、Ｐ工Ｎダイオード３ｄへ流れる直流電流を制御す
る。その際、分流抵抗とＲＩＮダイオードを流れる個々
の電流の和は、前置増幅器４の動作電流と等しい。ＰＩ
Ｎダイオード（増幅度制御素子である）の制御は、分流
抵抗によってこの抵抗とＰ工Ｎダイオードとに動作電流
を分配することによって行なわれる。この増幅度制御方
式には、制御時に回路全体の動作電流が実質的にほとん
ど変化せず、また付加的な制御電力を必要としないとい
う利点がある。

制御時の動作電力がほとんど一定であるこの増幅度制御
方式の別の利点は、制御回路を他の回路部分と集積化し
た場合、制御時にも集積回路の中で重大な温度変化が発
生しないことである。

信号歪化の原因となる第１の素子４ｂの前において、入
力回路網３の中でＰＸＮダイオードによって増幅度を制
御することの利点は、制御時に歪ｆヒの原因となる回路
内のすべての素子が信号による過制御から保護されるこ
とである。さらにＰＩＮダイオードを用いた本発明によ
る制御回路には、後置接続された増幅素子がアンテナの
高電圧放電パルスから保護されるという利点がある。

一般に整流回路自体も信号を歪ませるので（例えば相互
変調）、信号の歪みが生じた場合それが入力回路に悪影
響を与えないように、整流回路８ないし９を構成すると
有利である。この構成は、例えば整流すべき信号電圧と
歪みをもたらす整流回路との間にバッファ増幅器または
増幅器素子を配置することによシ実現される。

多くの使用例で、コンデンサ２１により制御信号を平滑
するのが有利である。この場合コンデンサ２１は、信号
レベルの最大値に対応する値まで急速に充電され、その
後信号レベルの低下に比較的ゆつくシと追随する。従っ
て、振幅変調された強い障害信号が発生して、そのピー
ク振幅による過制御の危険が生じ、算術平均値のみによ
って応答する制御回路がこの危険全回避できない場合で
も、本発明による制御回路は障害を相当に除去すること
ができる。

第６図は入力回路網の別の実′施例を示している。ここ
では、付加的なリアクタンス３ｆ〜３ｋからなる別のり
アクタンス回路網と第２０ＰＩＮダイオード３ｅとが使
用されている。この場合ＰＩＮダイオードは直列に直流
的に作用する。

そして制御電流が増大するに従って、一方ではリアクタ
ンス素子３ａ、３ｂの直列共振、他方ではりアクタンス
素子３ｆ　、３ｇからなる並列共振回路の並列共振を減
衰させる。その際、上述したりアクタンス素子の直列な
いし並列共振周波数は、伝達すべき信号周波数帯域の中
心周波数と等しい。コンデンサ３ｈおよび４ｆは、この
信号周波数を実質的に短絡するように働く。

この実施例においてリアクタンス３ｊは、増幅素子４ｂ
（この図では端子４ａ）に対して、端子２に現れる信号
源抵抗を逓降的に変化させる働きをする。第２図と比較
した場合のこの入力回路網の利点は、制御範囲がよシ大
きく、隣接である。

第４図は入力回路網のさらに別の実施例を示している。

第１図に示す回路網構成とは違って、アースと信号入力
端子２ａとの間に、素子３１〜３ｎから成る同調選択回
路が挿入接続されている。この回路は選択度が高いとい
う利点を有している。この場合、制御時に同調選択回路
が強く減衰されるのを防ぐことができる。非制御状態に
おいて前置増幅器トランジスタを制御するだめの信号源
インピーダンスは、例えば、リアクタンス３］のタップ
を選択することにより、まだは結合コイルを相応に構成
することによって所望の値に調整することができる。第
２〜４図に示す入力回路網は、増幅度制御（入力側にお
ける信号減衰）を行っている時にベース接地接続された
前置増幅器トランジスタ４ｂに対する信号源インピーダ
ンスを上昇させるという点では共通している。従って、
制御の進行と共に大きくなる電流減結合によって、ノイ
ズ量をほとんど増大させることなく、制御作用を強める
ことができる。このことは、その抵抗を制御でき、リア
クタンス３ａと３ｂの接続点に作用するＰ■Ｎダイオー
ドによって実現される。

第５図は本発明による同調回路網の実施例を示している
。この回路網５はバラクタダイオードによって同調を行
なう。ダイオードには、共振回路１６．１７および発振
回路の共振回路のそれぞれによ如調整された同調電圧が
供給される。この回路は、受信機入力回路内のすべての
同調可能な回路の反復調整を不必要とすることができる
。この回路は以下のように機能する。

設定同調周波数が最低の時、同調電圧発生器２８（例え
ばＰＬＬ回路）の発生する調整電圧は、発振回路のコイ
ルによって最小同調電圧に調整される。従ってコイル１
６Ｃと１７０は、信号周波数が最小の時に受信機入力部
分の増幅度が最大になるように調整される（Ｌ調整）。

同調周波数と伝送帯域の信号周波数が高くなると、ポテ
ンショメータ２３．２４．２５によって順に、所謂Ｃ調
整が行なわれる。つまシュ１ソテンシヨメータ２５は上
部同調電圧を調整し、２３゜２４は最大増幅度を定める
。本発明の実施例では、同調調整用の分圧器の１つ、例
えば発振回路用の分圧器２５を固定分圧器としてもよい
。

共振回路１６．１７のパラクラダイオードのＣ（Ｕ）特
性が等しくなければ、これら回路相互間でＣ調整をする
必要がある。これは第５図に示すダブルダイオードでは
なく１固別ダイオードを使用した場合に当てはまる。

第６図は、１つのダブルダイオードを有する同調回路網
５の実施例である。このダブルダイオード２２は、イン
ダクタンス１６ｃないし１７ｃと共に共振回路１６ない
し１７を形成し、また１種類の共通の同調電圧の供給を
受ける。

この場合共振回路の結合は誘導的に行なわれ、コンデン
サ２９はほぼ高周波短絡作用をする。

この実施例の利点は、バラクタグイオーＶのＣ（Ｕ）％
性がほぼ一致するとい゛うことである。従つて同調電圧
を個別に調整することは不必要になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は複数の増幅度制御ループを有する本発明による
受信機入力回路の原理図、第２図は本発明による受信機
入力回路の実施例のブロック回路図、第６図はより正確
な同調が可能な入力回路網の実施例のブロック回路図、
第４図は入力回路網のさらに別の実施例のブロック回路
°図、第５図は反復調整が不必要な同調回路網の実施例
のブロック回路図、第６図はダブルバラクタダイオード
を有する２回路フィルタを用いて共通に同調を行なう同
調回路網の実施例のブロック回路図である。 １・・・受信機入力回路、２・・・アンテナ、３・・・
入力回路網、４・・・前置増幅器、５・・・同調回路量
、６・・・混合および発振段、７・・・中間周波選択フ
ィルタ、８，９・・・整流回路、１０・・・制御信号形
成回路、１３・・・中間周波増幅器、１６．１７・・・
共振回路、３　ｃｌ　、　３　ｅ・−ＰＩＮダイオード
、３ｍ。 １６ａ、１７ａ、２２・・・ダブルバラクタダイオード
、２３，２４．２５・−・分圧器、２７・・・電圧源、
２８・・・制御信号発生器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　増幅度を制御するだめの第１の制御ループを有し
   、該制御ループに対する制御信号が中間周波信号から導
   出され、かつ混合段に前置された回路部分へ供給される
   受信機入力回路において、第２の増幅度制御ループ（９
   ，１０，３，４，５）が設けられ、その制御信号が混合
   段の前で取出されることを特徴とする受信機入力回路。 ２、信号を予選択するだめの同調０工能な回路網（５）
   が設けられ、第２の増幅度制御ループへの制御信号が該
   同調可能回路網（５）の出力側から取出される特許請求
   の範囲第１項記載の受信機入力回路。 ３、　同調可能な回路網（５）が前置増幅段（４）と混
   合段（６）との間に配置されている特許請求の範囲第２
   項記載の受信機入力回路。 ４、第２の増幅度制御ループに対する制御信号が前置増
   幅段（４）の出力側で取出される特許請求の範囲第１項
   記載の受信機入力回路。 ５、増幅度制御素子が、過制御により危険になる素子を
   有する前置増幅段（４）より前の信号路に配置されてい
   る特許請求の範囲第１項〜第４項のいずれかに記載の受
   信機入力回路。 ６、制御回路が応答を開始する信号応答閾値がいくつか
   設けられている特許請求の範囲第１項〜第５項のいずれ
   かに記載の受信機入力回路。 ７、　制御ループが有効に機能する周波数帯域幅がいく
   つか設けられている特許請求の範囲第１項〜第６項のい
   ずれかに記載の受信機入力回路。 ８、　第１の制御ループの周波数帯域幅よシ第２の制御
   ループの周波数帯域幅の方が大きい特許請求の範囲第１
   項〜第７項のいずれかに記載の受信機入力回路。 ９　第２の制御ループの応答閾値が第１の制御ループの
   応答閾値よシも高い特許請求の範囲第１項〜第８項のい
   ずれかに記載の受信機入力１回路。 １０、増幅度を制御するだめの第１の制御ループを有し
   、該制御ループに対する制御信号が中間周波信号から導
   出され、かつ混合段に前置された回路部分へ供給される
   受信機入力回路において、第２の増幅度制御ループ（９
   ，１０，３，４，５）が設けられ、その制御信号が混合
   段の前で取出されるようになっており、また第３の増幅
   度制御ループ（１３，１０゜３．４，５，６．７）が設
   けられ、その応答閾値および周波数帯域が第１および第
   ２の増幅度制御ループの応答閾値および周波数帯域より
   も小さいことを特徴とする受信機入力回路。 １１、第６制御ループの応答閾値が制御可能である特許
   請求の範囲第１０項記載の受信機入力回路。 １２、第６制御ループの応答閾値が第１および／または
   第２の制御ループにより制御される特許請求の範囲第１
   ０項に記載の受信機入力回路。 １３、増幅度制御用ＰＩＮダイオード（３ｄ）が設けら
   れている特許請求の範囲第１０項〜第１２項のいずれか
   に記載の受信機入力回路。 １４、　ＰＩＮダイオードへの制御電流が前置増幅段（
   ４）の動作電流から取出される特許請求の範囲第１３項
   記載の受信１機入力回路。 １５、増幅度の逓昇制御に対して、逓降制御とは異なる
   時定数が与えられている特許請求の範囲第１０項〜第１
   ４項記載の受信機入力回路。 １６、逓昇制御に対する時定数が逓降制御の時定数よシ
   も大きい特許請求の範囲第１５項記載の受信機入力回路
   。 １Ｚ　ベース接地接続されたトランジスタ（４ｂ）が増
   幅素子として前置増幅段（′４）の中に設けられている
   特許請求の範囲第１０項〜第１６項のいずれかに記載の
   受信機入力回路。 １８、増幅度を逓降制御する際にトランジスタ（４ｂ）
   の信号源インピーダンスが上昇するように、１つないし
   複数のＰ工Ｎダイオード（３ｄ、３ｅ）がリアクタンス
   回路網（３）の中に配置されている特許請求の範囲第１
   ０項〜第１７項のいずれかに記載の受信機入力回路。 １９　同調可能な、振動回路（１６，１７）の同調をと
   るためにバラクタダイオード（１６ａ。 １７ａ）が設けられている特許請求の範囲第１０項〜第
   １８項のいずれかに記載の受信機入力回路。 ２０、同調可能な振動回路を同調調整するために分圧器
   （２３，２４，２５）が設けられている特許請求の範囲
   第１０項〜第１９項のいず　５れかに記載の受信機入力
   回路。 ２１、同調調整のために設けられた分圧器（２３゜２４
   ．２５）が、同調電圧発生器（２８）と電圧源（２７）
   との間に設けられている特許請求の範囲第２０項記載の
   受信機入力回路。 ２２、電圧源（２７）が、その電圧と最小同調電圧とが
   等しくなるように構成されている特許請求の範囲第２１
   項記載の受信機入力装置。 ２６．２つの同調回路（１６，１７）で・同調をとるた
   めに１つのダブルバラクタダイオード（２２）が設けら
   れている特許請求の範囲第１０〜第２２項のいずれかに
   記載の受信機入力回路。 ２４、制御信号を発生するだめの整流回路（８゜９）が
   設けられ、該整流回路（８，９）が、入力回路の信号路
   内でできる限り信号を歪ませないように構成されている
   特許請求の範囲第１０項〜第２６項のいずれかに記載の
   受信機入力回路。