DE3447282A1

DE3447282A1 - Funkempfaenger

Info

Publication number: DE3447282A1
Application number: DE19843447282
Authority: DE
Inventors: Heinz 7100 Heilbronn Rinderle
Original assignee: Telefunken Electronic 7100 Heilbronn GmbH; Telefunken Electronic GmbH
Current assignee: Conti Temic Microelectronic GmbH
Priority date: 1984-12-24
Filing date: 1984-12-24
Publication date: 1986-07-10
Also published as: US4761828A; KR940006169B1; KR860005499A; DE3447282C2; JPS61157033A; JP2540299B2

Description

TßLEFUNKEN electronic GmbH
Theresienstr. 2, 7100 Heilbronn

Heilbronn, 03.12.1984 T/E7-La/ma - HN 84/65

Funkempfänger

Die Erfindung betrifft einen Funkempfänger, bei dem das Empfangssignal durch Mischung in ein Zwischenfrequenzsignal und/oder in ein Basisbandsignal umgesetzt wird.

Funkempfänger dienen bekanntlich zum Empfang elektromagnetischer Wellen. Funkempfänger sind beispielsweise Rundfunkempfänger, Fernsehempfänger oder Funksprechgeräte .

Bei Funkempfängern tritt bekanntlich das Problem auf, daß ein Signalspektrum vom Empfänger verarbeitet werden muß, dessen Spektralkomponenten Pegelunterschiede bis zu 120 dB aufweisen können. Dabei kommt es durch die pegelstarken Signalkomponenten meist zu Interferenzstörungen wie z. B. Mehrfachempfang durch Oberwellenmischung und Intermodulation. Solche Störungen werden bekanntlich durch die signalbedingte Ansteuerung der nichtlinearen, im Signalweg befindlichen Bauelemente verursacht.

Besonders kritisch sind die Intermodulationsstörungen, weil sie bereits bei relativ niedrigem Störsignalpegel auftreten können. Intermodulationsstörungen sind Störungen, die von mindestens zwei Störsignalen verursacht werden und die dann störend in Erscheinung treten, wenn die Frequenzen von z. B. zwei Störsignalen mit den Frequenzen f ι bzw. f 2 eine derartige Konstellation zu-

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einander haben, daß eine der beiden Bedingungen

2f ., - f ~ = f oder 2f ₉ - f , = f si s2 e s2 si e

erfüllt ist. Dabei ist f die Frequenz des Nutzsignals bzw. die eingestellte Erapfangsfrequenz.

In diesem Falle kann auf der Nutzfrequenz ein "scheinbares" Nutzsignal empfangen werden, das - im Falle zweier Störsignale - typischerweise den Modulationsinhalt beider Störsignale enthält. Eine solche Empfangssituation wird dann meist vom Benutzer, z. B. vom Rundfunkhörer, als fehlende Trennschärfe des Empfängers interpretiert. Eine andere Störwirkung der Intermodulation ist die Interferenzbildung mit einem schwächeren Nutzsignal, was z. B. ohne Intermodulation oder bei geringer Intermodulation befriedigend zu empfangen wäre. Die Gefahr der Störwirkung von pegelstarken Signalkomponenten am Empfängereingang steigt im allgemeinen überproportional mit der Anzahl pegelstarker Signalkomponenten und mit deren Pegel. Intermodulationsstörungen in einem Funkempfänger werden meist in den Empfängerstufen vor der Kanalselektion, also in der Empfängervorstufe (HF) oder in der Mischstufe gebildet. Bauelemente, die solche Störungen verursachen, sind z. B. bipolare Transistoren, Feldeffekttransistoren und Dioden; auch Abstimmdioden zählen zu den intermodulationsbildenden Bauelementen.

Das Intermodulationsverhalten eines Funkempfängers wird in der Fachliteratur durch den sogenannten Interceptpunkt charakterisiert. Gemeint ist der Interceptpunkt dritter Ordnung. Der Interceptpunkt ergibt sich aus dem Diagramm der Figur 1. In diesem Diagramm ist auf der Abszisse der Pegel des Nutzsignals P sowie die Pegel

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Pι und P 2 der beiden die Intermodulation verursachen-

den Störsignale und auf der Ordinate als Beispiel der Zwischenfrequenzsignalpegel P ο am Ausgang der Empfängermischstufe aufgetragen. Die Kurve 1 zeigt den Ausgangssignalpegel P £ in Abhängigkeit vom Nutzsignal P Die Kurve 2 beschreibt die Abhängigkeit des Ausgangspegels P_£ von Störsignalpegeln P - und P-?» die die Intermodulation (3. Ordnung) verursachen. Für die Darstellung der Abhängigkeit ist angenommen, daß beide Achsen der Figur 1 logarithmische Teilung haben, daß weiterhin die beiden Störsignalpegel gleich groß sind und daß außerdem keine Verstärkungsregelung im Signalweg erfolgt. Ferner sei angenommen, daß als kleinster Nutzsignalpegel im Diagramm (Nullpunkt der Abszisse) derjenige Pegel betrachtet wird, bei dem ein Signal/ Stör-Verhältnis von 30 dB am Empfängerausgang, bezogen auf eine vorgegebene Nutzsignalmodulation, entsteht. Der Schnittpunkt der beiden Kurventangenten ergibt einen fiktiven Punkt im Diagramm, den sogenannten Interceptpunkt, der einem bestimmten Eingangspegel, dem fiktiven Pegel der die Intermodulation bildenden Störsignale und einem bestimmten fiktiven ZF-Ausgangspegel zugeordnet ist. Typischerweise unterscheiden sich die Steigungen der beiden Kurventangenten um den Faktor 3. Im allgemeinen wird bei Funkempfängern die Angabe des Interceptpunktes auf den Empfänger-Eingangspegel (IP3) bezogen.

Für einen Funkempfänger wird ein großer Pegelwert des Interceptpunktes angestrebt. Je größer dieser Wert ist, umso größere Störsignalpegel kann der Empfänger ohne Störwirkung durch Intermodulation verarbeiten. Einer Erhöhung des Interceptpegels eines Empfängers sind jedoch wirtschaftliche Grenzen gesetzt.

Zur Reduzierung von Intermodulationsstörungen oder allgemeiner von Interferenzstörungen ist es bekannt, in

Abhängigkeit vom Eingangssignal die Verstärkung am Empfänger-Eingang zu regeln, z. B. durch die Steuerung eines Verstärkerelementes oder durch Steuerung eines Dämpfungsgliedes, welches z. B. aus PIN-Dioden gebildet ist. Die Erzeugung der die Verstärkung oder Dämpfung steuernden Stellgröße wird in bekannten Funkempfängern z. B. durch Gleichrichtung des verstärkten Zwischenfrequenzsignals und/oder durch Gleichrichtung des Signals vor der Kanalselektion, z. B. über den Ausgang der Vorstufe oder über den Eingang oder den Ausgang der Mischstufe bewirkt.

Die positive Wirkung einer solchen Regelung zur Verminderung von Interferenzstörungen entsteht allerdings nur dann, wenn das die Verstärkung bzw. die Dämpfung steuernde Bauelement vor der die Interferenz bildenden Empfängerstufe angeordnet ist und das gesteuerte Bauelement selbst nicht störend zur Interferenz beiträgt.

Der Nachteil der bekannten Funkempfängerschaltung, bei der die Stellgröße durch Gleichrichtung des ZF-Signals im Signalweg des Empfangsteils erfolgt, besteht darin, daß eine völlige Unterdrückung der Demodulation eines Interferenzsignals grundsätzlich nicht möglich ist, da die zur Unterdrückung der Interferenz erforderliche Stellgröße im Regelkreis durch das Interferenzsignal selbst nicht erzeugt werden kann. Erzeugt ein Interferenzsignal bereits eine wirksame Stellgröße, so wird das Interferenzsignal auch demoduliert und damit störend. In diesem Fall kann die Interferenzstörung nur durch ein entsprechend starkes Nutzsignal unterdrückt werden. Bei einem Funkempfänger der beschriebenen Art kann die Störwahrscheinlichkeit durch Interferenz nur dadurch vermindert werden, daß der Signalpegel für den Einsatz der Regelung bzw. der Erzeugung der Stellgröße entsprechend klein gewählt wird.

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Diese Maßnahme hat jedoch den Nachteil, daß das maximal erreichbare Signal/Stör-Verhältnis eines empfangenen Nutzsignals entsprechend klein bleibt, da für ein Nutzsignal ab beginnender Regelung das Signal/Stör-Verhältnis praktisch nicht mehr weiter mit dem Signalpegel ansteigt.

Der Nachteil der bekannten Funkempfängerschaltung, bei der die Stellgröße durch Gleichrichtung des Signals vor der ZF-Selektion breitbandig erfolgt, besteht darin, daß bei Anwesenheit pegelstarker Signale, die nicht Nutzsignale sind und die entsprechend wirksame Stellgrößen erzeugen, das gesamte Signalgemisch, auch die Nutzsignale am Empfängereingang, abgeschwächt werden und zwar auch dann, wenn aufgrund der Frequenzkonstellation der Störsignale keine Störung auftreten würde. Selbst ein einziges starkes Störsignal, das kein Intermodulationsprodukt bilden kann, verschlechtert oder unterbindet damit den Empfang schwächerer Nutzsignale.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Funkempfänger insbesondere Rundfunkempfänger anzugeben, der in der Lage ist, Interferenzstörungen, insbesondere durch Intermodulation, zumindest weitgehend zu unterdrücken, und der im Gegensatz zu bekannten Empfängern trotzdem noch relativ schwache Signale zu empfangen vermag. Diese Aufgabe wird bei einem Funkempfänger der eingangs erwähnten Art nach der Erfindung dadurch gelöst, daß der Verzerrungsgrad von empfangenen Störsignalen im Empfänger zeitweise geändert wird und daß eine Erkennungsschaltung vorgesehen ist, die an der durch die Änderung des Verzerrungsgrades bedingten Änderung des zur Demodulation gelangenden Signals erkennt, ob der Empfänger in den Nutzkanal fallende Interferenz-Störsignale empfängt, und die für den Fall eines Störsignalempfanges eine Unterdrückung oder Reduzierung der Interferenz-Störsignale auslöst.

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Unter "empfangenen Störsignalen" versteht man solche Signale, die keine Nutzsignale sind, die jedoch unter bestimmten Bedingungen, wie Signalpegel und Signalfrequenz, durch nichtlineare Verzerrungen, die sich in einem Empfänger infolge von im Signalweg vorhandenen Nichtlinearitäten nicht vermeiden lassen, im Signalweg des Empfängers Interferenzsignale bilden, die zur Demodulation gelangen und infolgedessen zu hören sind. Sie stören entweder den gewünschten Empfang eines Nutzsignals oder machen sich auch ohne Nutzsignal als Störung bemerkbar. Der Grad der im Signalweg unvermeidbar auftretenden nichtlinearen Verzerrungen wird zum Erkennen der unerwünschten Interferenzstörungen erfindungsgemäß verändert.

Das der Erfindung zugrunde liegende Prinzip der Signalerkennung, d. h. die Unterscheidung von Nutzsignal und Interferenzsignal, insbesondere von Intermodulationssignalen, beruht darauf, daß bei Änderung der Nichtlinearität im Übertragungsweg eines Signalspektrums das Interferenzsignal sich relativ stärker ändert als das Nutzsignal. Dieses Verhalten wurde im Zusammenhang mit Fig. 1 beschrieben. Dieselbe Wirkung wird erreicht, wenn anstelle einer Änderung der Nichtlinearität der Übertragungskennlinie der Pegel des Signalspektrums geändert wird und zwar vor der die Signalverzerrung bildenden Empfängerstufe. Danach kommt es also darauf an, eine unterschiedliche Verzerrung des Signalspektrums herbeizuführen und das Ergebnis in der Erkennungsschaltung auszuwerten.

Die erfindungsgemäße, zeitweise unterschiedliche Verzerrung im Empfänger wird vorzugsweise durch ein Impulssignal bewirkt. Die durch das Impulssignal bewirkte Änderung der Signalverzerrung kann so gestaltet sein, daß entweder bei Vorhandensein des Impulses die Signal-

verzerrung vergrößert wird oder die Signalverzerrung vermindert wird. Eine Erhöhung der Signalverzerrung kann beispielsweise dadurch erzielt werden, daß die Gegenkopplung oder der Arbeitspunkt der Vorverstärkerstufe oder des Mischers mittels des Impulssignals umgeschaltet wird oder daß Verzerrungen bildende Komponenten mittels des Impulssignals in den Signalweg eingeschaltet werden. Eine Verminderung der Signalverzerrung wird beispielsweise dadurch erreicht, daß mittels des Impulssignals zeitweise eine Signaldämpfung vor der die unerwünschten Verzerrungen bildenden Empfängerstufe bewirkt wird. Eine solche Signaldämpfung kann beispielsweise über eine gesteuerte PIN-Diode im Signalweg erreicht werden. Die Verwendung von PIN-Dioden zur Signaldämpfung hat den Vorteil, daß sie bei höheren Signalfrequenzen - ca. ab 10 MHz - selbst keine Verzerrungen verursachen.

Bei dem Empfänger nach der Erfindung kommt es darauf an, aus der zeitweisen Änderung der Signalverzerrung ein Nutzsignal von einem Interferenzsignal zu unterscheiden und daraus ein entsprechendes Erkennungssignal zu erzeugen. Eine solche Unterscheidung ist z. B. durch Auswertung des Ausgangspegels des Signalgleichrichters möglich. Mittels dieses Signals kann dann ein Interferenzsignal unterdrückt oder dessen Störwirkung vermindert werden. Die Unterdrückung einer Interferenzstörung kann z. B. dadurch erfolgen, daß ein beim Durchstimmen eines Empfängers auftretendes Interferenzsignal mittels des dabei auftretenden Erkennungssignals das niederfrequente Ausgangssignal unterdrückt. Eine solche Unterdrückung ist über eine sogenannte Mute-Schaltung möglich, die vielfach in Empfängern zur Unterdrückung von Abstimmgeräuschen (zwischen den Senderkanälen) verwendet wird. Wird in einem Empfänger eine automatische Abstimmung eingesetzt, die üblicherweise bei Auftreten eines Empfangssignals den Sendersuchlauf stoppt, so kann eine

erfindungsgemäße Unterdrückung eines Interferenzsignals im Empfangskanal dadurch bewirkt werden, daß durch das Erkennungssignal der Suchlaufstopp aufgehoben wird. Eine andere Form der Unterdrückung oder Verminderung von Interferenzstörungen besteht darin, daß bei Erkennung der Interferenzstörung eine Signalabschwächung im Signalweg vor der die Interferenzstörung verursachenden Empfängerstufe vorgenommen wird. Dabei ist es vorteilhaft, zur Signaldämpfung PIN-Dioden zu verwenden, da diese, wie bereits erwähnt, bei höheren Signalfrequenzen selbst keine Signalverzerrungen verursachen.

Die Prüfung der Empfangssituation des Empfängers kann erfindungsgemäß sowohl durch Einzelimpulse in längeren Zeitabständen oder aber durch eine Impulsfolge laufend überprüft werden. Letzteres ist vorteilhaft bei sich ändernden Empfangssituationen, wie dies bei Autoradiobetrieb zu erwarten ist. In diesem Falle ist es sinnvoll, die Impulsdauer im Verhältnis zur Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen klein zu halten, um Störungen, die durch den "PrüfVorgang" bedingt sind, klein zu halten. Geringere Störwirkungen durch den Prüfvorgang (Impulszeit) sind zu erwarten, wenn die zeitweise Signaldämpfung anstelle der zeitweisen Verzerrungserhöhung zur Signalerkennung angewandt wird. Dies ist darauf zurückzuführen, daß bei Signaldämpfung während der Impulszeit kein erhöhtes Interferenzsignal auftritt, im Gegensatz zur Anwendung der Verzerrungserhöhung. Auf der anderen Seite wird im Falle der zeitweisen Signaldämpfung auch das Nutzsignal entsprechend geschwächt, so daß auch im Falle von nicht vorhandenen Interferenzsignalen das Nutzsignal ein zeitweise geringeres Signal/Rausch-Verhältnis aufweist. Dies stellt jedoch einen geringeren Nachteil dar als das zeitweise verstärkte Auftreten von Interferenzstörungen, wie sie im Falle der zeitweisen Verzerrungserhöhung bedingt wären.

Die Figur 2 zeigt das Verhalten eines Empfängers bezüglich des Nutzsignals und der interraodulationsbildenden Störsignalpegel. Die Kurven der Figur 2 zeigen die Abhängigkeit des ZF-Pegels P_zf vom Nutzsignalpegel P sowie vom Störsignalpegel P - und P 2 in doppellogarith mischer Darstellung. Die Kurve 3 zeigt die Abhängigkeit des ZF-Pegels vom Nutzsignalpegel P des Empfängers. Die Kurve 4 zeigt die Abhängigkeit des ZF-Pegels, der durch Intermodulation verursacht wird, vom Störsignalpegel P , und P 2 (gleich groß angenommen). Die Schnitt punkte der Kurven 3 und 4 bilden den Interceptpunkt des Empfängers IP₁.

Bei der erfindungsgemäßen, zeitweisen Erhöhung der Signalverzerrung hat der Empfänger, entsprechend dem Schnittpunkt der Tangenten der Kurven 5 und 6, zeitweise einen niedrigeren Interceptpunkt IP7· Dieser niedrigere Interceptpunkt wird während der Impulsdauer wirksam. Dabei wird, konstante Signalpegel (P , P ., P ,) angenommen, während der Impulsdauer das ZF-Ausgangssignal des Nutzsignals (P.) abgesenkt und das zwischenfrequente Interferenzprodukt vergrößert.

Es kann jedoch eine Verringerung des Interceptpunktes während der Impulsdauer auch dadurch erreicht werden, daß die Signalverstärkung vor der verzerrungsbildenden Stufe oder in der verzerrungsbildenden Stufe selbst, z. B. mittels Änderung des Arbeitspunktes des Vorverstärkertransistors, erhöht wird. In diesem Falle tritt anstelle einer Reduzierung des ZF-Nutzsignals eine Erhöhung während der Impulsdauer auf. Im Vergleich dazu erhöht sich im Falle einer Intermodulationsstörung der ZF-Störsignalpegel um das vielfache. In jedem Falle wird während der Impulszeit das zwischenfrequente Interferenzsignal im relativen Vergleich zum ZF-Nutzsignal erhöht.

Figur 3 zeigt analog zu Figur 2 das Verhalten des Empfängers, wenn anstelle der zeitweisen Erhöhung der Signalverzerrung (niedrigerer Pegel des Interceptpunktes) eine zeitweise Signaldämpfung erfolgt und zwar bezüglich des Nutzsignals als auch der Störsignale vor der verzerrungsbildenden Stufe. In der Figur 3 wird also angenommen, daß während der Impulszeit das Nutzsignal P wie auch die Störsignalkomponenten P- und P „ im selben Verhältnis abgesenkt werden. Dadurch entsteht eine Verminderung des ZF-Ausgangspegels P ~ und zwar so, daß das zwischenfrequente Interferenzsignal um das mehrfache gegenüber dem ZF-Nutzsignal abnimmt. Im Falle der durch Intermodulation verursachten Störung, ist die relative Änderung des zwischenfrequenten Interferenz signals dreimal so groß wie die relative Änderung des ZF-Nutzsignals. Hierbei ist angenommen, daß während der Impulszeit keine Verstärkungsänderung im Signalweg durch Regelung erfolgt.

Die Figur 4 zeigt einen erfindungsgemäßen Empfänger, der sich vom bekannten Empfänger dadurch unterscheidet, daß gemäß der Erfindung der Grad der Signalverzerrung im Signalweg verändert wird, und zwar mit Hilfe eines Impulssignals 18. Die erfindungsgemäße Verzerrungsänderung wird dadurch bewirkt, daß das Impulssignal 18 beispielsweise den Arbeitspunkt des Vorstufenverstärkertransistors und/oder den Arbeitspunkt des Mischers entsprechend verschiebt und/oder ein eine Verzerrung hervorrufendes Bauelement während der Impulsdauer in den Signalweg einschaltet. Das Impulssignal wird beispielsweise durch einen Impulsgenerator erzeugt, der in der Figur 4 mit der Bezugsziffer 19 beziffert ist.

Der Impulsgenerator 19 erzeugt vorzugsweise eine Impulsfolge. Die Impulsbreite der Impulse entspricht derjenigen Zeit, während der die erfindungsgemäße Verzerrung

erfolgt. Das Tastverhältnis, d. h. das Verhältnis der Impulsdauer zu derjenigen Zeit, die zwischen den Impulsen verstreicht, wird vorzugsweise klein gewählt (z. B. kleiner als 5 %).

Der erfindungsgemäße Funkempfänger der Figur 4 weist außer dem Vorverstärker 7, dem Bandpaßfilter 8, dem Mischer 9, dem Überlagerungsoszillator 10, dem selektiven Verstärker 11, dem Demodulator 12, dem Signalgleichrichter 15 und dem soeben beschriebenen Impulsgenerator 19 noch ein Schaltungsteil 16 auf.

Das Schaltungsteil 16 hat die Aufgabe, das Ausgangssignal 20 des Signalgleichrichters 15 auszuwerten. Dabei soll sie unterscheiden, ob das empfangene Signal ein Nutzsignal oder ein störendes Interferenzsignal ist. Die gewünschte Information enthält .das Ausgangssignal 21 der Erkennungsschaltung 16. Für den Fall, daß das Ausgangssignal die Information enthält, daß eine Störung vorhanden ist, löst das Ausgangssignal 21 beispielsweise eine Unterdrückung des Ausgangssignals des Empfängers, einen Suchlaufstart, eine Signaldämpfung am Empfängereingang oder eine Erhöhung der Vorselektion aus. Die Mute-Schaltung 14 hat im vorliegenden Fall die Aufgabe, das Ausgangssignal des Empfängers zu unterdrücken. Dies geschieht beispielsweise dadurch, daß die Niederfrequenzverstärkung des Niederfrequenzverstärkers 13 oder das Ausgangssignal des Demodulators 12 reduziert wird.

Die Figur 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel für die Erkennungsschaltung. Die Erkennungsschaltung der Figur besteht aus einer ersten Sample and Hold-Schaltung 22, einem Komparator 23 und einer zweiten Sample and Hold-Schaltung 24. Den beiden Sample and Hold-Schaltungen werden zueinander invertierte Sample-Impulse 18' und

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18" zugeführt, die aus dem Impulssignal 18 abgeleitet werden. Die Impulse der Impulssignale 18' und 18" sind vorzugsweise schmaler als die Impulse des Impulssignals 18. Die Impulse der Signale 18' und 18" sollen zur gleichen Zeit erscheinen wie die Impulse des Signals 18, welches die Verzerrungsgradänderung bewirkt. Um dies zu gewährleisten, sind die Impulse der Signale 18' und 18" vorzugsweise schmaler als die Impulse des Signals 18.

Die Wirkungsweise der Erkennungsschaltung wird anhand der Figuren 6 und 7 erläutert. Die Figur 6 zeigt das Ausgangssignal 20 des Signalgleichrichters 15 für den Fall, daß eine zeitweise Verzerrungsvergrößerung Anwendung findet. Der Signalverlauf 20a tritt beispielsweise dann auf, wenn der Empfänger nur ein Nutzsignal (ohne störendes Interferenzsignal) empfängt. Der Impulseinbruch 25 ist darauf zurückzuführen, daß während der Impulsdauer des Signals 18 eine Verstärkungsreduzierung stattfindet.

Der Signalverlauf 20b der Figur 6 tritt beispielsweise dann auf, wenn der Empfänger lediglich ein störendes Interferenzsignal empfängt oder wenn das störende Interferenzsignal größer ist als ein Nutzsignal. Unter einem störenden Interferenzsignal ist bekanntlich ein Interferenzsignal zu verstehen, welches in den ZF-Kanal fällt. Der Signalanstieg 26 ist darauf zurückzuführen, daß während der Impulsdauer des Signals 18 wegen der höheren Verzerrung das Interferenzsignal verstärkt in Erscheinung tritt.

Die Figur 7 zeigt das Ausgangssignal 20 des Signalgleichrichters 15 für den Fall, daß eine Verzerrungsverminderung stattfindet. Der Signalverlauf 20c tritt beispielsweise dann auf, wenn der Empfänger nur ein Nutzsignal (ohne störendes Interferenzsignal) empfängt.

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Der Impulseinbruch 27 ist darauf zurückzuführen, daß während der Impulsdauer des Signals 18 eine Verstärkungsreduzierung auftritt.

Der Signalverlauf 2Od tritt dann auf, wenn der Empfänger lediglich ein störendes Interferenzsignal empfängt oder wenn das störende Interferenzsignal größer ist als ein Nutzsignal. Der Einbruch 28 ist darauf zurückzuführen, daß durch die Verminderung der Verzerrung von störenden Interferenzsignalen das Ausgangssignal des Signalgleichrichters 15 entsprechend reduziert wird. Der Einbruch ist bei der Kurve 2Od größer als bei der Kurve 20c, weil die Maßnahme, die zur Verminderung der Verzerrung führt, auf die Störung einen stärkeren Einfluß hat als auf das Nutzsignal. Die Verzerrung wird beispielsweise dadurch reduziert, daß das Signal am Empfängereingang zeitweise abgeschwächt wird.

Neben Nutzsignalen empfängt eine Antenne bekanntlich auch Störsignale, die sich jedoch erst dann bemerkbar machen, wenn aus ihnen durch Nichtlinearitäten im Empfänger Interferenzsignale entstehen, deren Frequenzen unmittelbar oder aufgrund einer Mischung mit dem Überlagerungsoszillatorsignal im Frequenzbereich des ZF-Kanals liegen oder im Falle der Basisbandmischung in das Basisband fallen. Ein solches Interferenzsignal stört somit den Nutzkanal, auf den der Empfänger eingestellt ist. Die Frequenz des Nutzkanals entspricht dabei der eingestellten Empfangsfrequenz. Wenn hier von Störsignalen oder Interferenzsignalen die Rede ist, so sind also immer Störsignale gemeint, die sich auch bemerkbar machen, indem sie in den Nutzkanal fallen.

Die Sample and Hold-Schaltung 22 in Figur 5 hat die Aufgabe, den Wert des Signalpegels 20 im Zeitpunkt kurz vor Erscheinen des Impulses 18, der die erfindungsge-

mäße Verzerrungsänderung herbeiführt, festzustellen und während der Zeitdauer des Impulses 18 zu speichern. Zu diesem Zweck wird als Sample-Impuls ein zum Impulssignal 18 invertierter Impuls 18" der Sample and HoId-Schaltung 22 zugeführt. Dem einen Eingang der Komparatorschaltung 23 wird das gespeicherte Signal der Sample and Hold-Schaltung und dem anderen Eingang das Signal 20 direkt zugeführt. Der Ausgang des !Comparators 23 gibt während der Impulsdauer ein Signal ab, dessen Größe bzw. Polarität davon abhängt, welche Spannung und Polarität am Komparator-Eingang während der Impulsdauer 18 anliegt. Aufgrund dieser Funktionsweise entstehen beispielsweise positiv gerichtete Ausgangsimpulse am Ausgang des Komparators 23, wenn ein Verlauf des Signals 20 entsprechend dem Verlauf 20a in Figur 6 vorliegt. Analog hierzu ergeben sich negativ gerichtete Ausgangsimpulse, wenn ein Signalverlauf entsprechend der Kurve 20b in Figur 6 vorliegt. Die zweite Sample and Hold-Schaltung 24 hat die Aufgabe, nur den während der Impulsdauer des Impulses 18 vorhandenen Zustand (Ausgangsspannungswert) des Komparators 24 zum Ausgang zu übertragen und bis zum nächsten Impuls zu speichern. Zu diesem Zweck wird der Sample and Hold-Schaltung 24 der Sample-Impuls 18' zugeführt.

Führt man der Schaltung nach Figur 5 ein Signal 20 zu, wie es durch die Signalform 20c bzw. 2Od in Figur 7 beschrieben ist, wäre bei der beschriebenen Funktionsweise der Schaltung keine Unterscheidung der beiden Kurvenverläufe möglich, da in beiden Fällen die während der Impulsdauer vorhandene Polarität der Potentialdifferenz am Komparatoreingang die gleiche ist, und zwar derart, daß am Ausgang der Schaltung das Signal 21 in beiden Fällen negativ gerichtet ist. Dieser Nachteil läßt sich jedoch verhindern, wenn z. B. der Signalwert am Ausgang der Sample and Hold-Schaltung 22 derart reduziert wird, daß der sich ergebende Wert, der dem Korn-

parator 23 zugeführt wird, zwischen dem Impulswert 27 und 28 liegt. Dies kann beispielsweise durch Signalteilung am Eingang oder Ausgang der Sample and Hold-Schaltung 22 erreicht werden.

Eine andere Möglichkeit, den Nachteil der Signalformen 20c bzw. 2Od in Bezug auf deren Auswertbarkeit zu vermeiden, besteht darin, daß während der Impulsdauer 18 die Signalverstärkung, z. B. im ZF-Teil, derart verändert wird, daß die Abschwächung des Ausgangssignals 20 während der Impulsdauer 18 durch gleichzeitige gegensinnige Verstärkungsänderung in Bezug auf das Ausgangssignal 20 kompensiert oder überkompensiert ist, so daß im Falle der Kurvenverläufe nach Figur 7 die Unterscheidung beider Signalverläufe (20c und 2Od) in einer Schaltung nach Figur 5 möglich ist.

Figur 8 zeigt einen Ausschnitt der erfindungsgemäßen Empfängerschaltung nach Figur 4, bei der dem selektiven Verstärker 11a das Impulssignal 18 zugeführt wird, welches die Verstärkung des Signals zum Zeitpunkt der Impulsdauer derart ändert, daß die durch die zeitweise Verzerrungsänderung bewirkte Verstärkungsänderung für das Nutzsignal bezogen auf das Ausgangssignal 20 des Signalgleichrichters 15 kompensiert oder überkompensiert wird.

Die Schaltung nach Figur 9 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Sample and Hold-Schaltung. Das Ausführungsbeispiel nach Figur 9 enthält die Transistoren 29 und 30, die Widerstände 31 und 32 sowie einen Kondensator 33. Das Eingangssignal wird der Klemme 34 zugeführt und das Ausgangssignal von der Klemme 35 entnommen. Der die Sample and Hold-Schaltung aktivierende Sample-Impuls wird der Klemme 36 zugeführt. Während der Impulsdauer werden die Transistoren 31 und 32 geöffnet und dadurch

der zu dieser Zeit vorhandene Signalwert an der Klemme 34 zum als Speicher dienende Kondensator 33 übertragen. Unter der Annahme, daß eine geringe Belastung der Ausgangsklemme 35 durch die nachfolgende Schaltung erfolgt, bleibt die Ladung des Kondensators 33 und damit die Ausgangsspannung während der Zeitdauer bis zum nächsten Sample-Impuls praktisch erhalten. Ist beim nächsten Sample-Impuls die Signalspannung an der Klemme 34 während der Impulsdauer eine andere, so verändert sich entsprechend das Ausgangspotential der Klemme 35, das wiederum bis zum nächsten Sample-Impuls erhalten bleibt. In der Schaltung nach Figur 9 ist die Sample-Phase dann gegeben, wenn das Potential der Sample-Impulse 37, 38 den jeweils höheren positiven Wert 39 aufweist.

Figur 10 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung nach Figur 5. Diese Schaltung besteht aus den Transistoren 40, 41, 42, 43, 44, 45, 46, der Diode 47, den Widerständen 48 und 49 und den Speicherkondensatoren C1 und C2. Dieser Schaltung wird das auszuwertende Signal 20 der Basis des Transistors 40 zugeführt. Der am Emitter des Transistors 40 erscheinende Signalverlauf, der dem Signalverlauf des Signals 20 entspricht, wird einem Eingang des Differenzverstärkers bekannter Art, bestehend aus den Elementen 43, 44, 45, 46 und 47, direkt und dem anderen Eingang über die Sample and Hold-Schaltung, bestehend aus den Elementen 41, 42, 49 und C1, zugeführt. Die Sample-Phase der Schaltung wird über den Sample-Impuls 18^f ausgelöst. Der Differenzverstärker der Schaltung wird über den Transistor 44 nur während der Impulsdauer (18') aktiviert. In dieser Zeit wird die Potentialdifferenz zwischen den Basen der Transistoren 43 und 45 gemessen und als entsprechender Stromimpuls (Impulsdauer entspricht der Zeitdauer des Impulses 18') zum Speicherkondensator C2 geleitet. Auf diese Weise arbeitet der Differenzverstärker gleichzeitig als Sample and Hold-Schaltung.

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Figur 11 zeigt einen Ausschnitt der Schaltung nach Figur 4 mit der Empfängereingangsstufe 7. Bei dieser Ausführungsform der Erfindung wird das Ausgangssignal 21 der Signal-Erkennungsschaltung 16 als Stellgröße zur Signalabschwächung und/oder zur Erhöhung der Vorselektion der Empfängereingangsstufe zugeführt. Dadurch soll bewirkt werden, daß bei Empfang eines Interferenzsignals die die Interferenzstörung verursachenden Störsignalpegel abgeschwächt werden. Da das als Stellgröße wirkende Signal 21 erfindungsgemäß nur dann auftritt, wenn der Nutzkanal durch ein Interferenzsignal gestört ist, erfolgt auch nur unter dieser Voraussetzung eine Signalabschwächung, während Nutzsignale keine Stellgröße 21 erzeugen und damit keine Signalabschwächung des Nutzsignals bewirken.

Figur 12 zeigt einen Schaltungsauszug einer erfindungsgemäßen Empfängerschaltung mit den Schaltungsteilen 7, 8 und 9 der Empfängerschaltung nach Figur 4. Die Schaltung nach Figur 12 hat die Aufgabe, die Abschwächung der Nutz- und Störsignale in der Eingangsstufe 7 des Empfängers durch die Stellgröße 50 zu bewirken. Im Gegensatz zur Schaltung nach Figur 11 wird»in der Schaltung nach Figur 12 nicht die Stellgröße 21 der Eingangsstufe 7 zugeführt, sondern die Stellgröße 50, die durch Verknüpfung aus der Stellgröße 21 mit einer weiteren Stellgröße 51 in der Verknüpfungsschaltung 52 erzeugt wird. Die zweite Stellgröße 51 entsteht in der Gleichrichterschaltung 53 durch Gleichrichtung der am Ausgang der Eingangsstufe 7 oder am Ein- und/oder Ausgang der Mischstufe 9 auftretenden Signale. Die Verknüpfung der beiden Stellgrößen 21 und 51 kann dabei eine additive oder multiplikative sein, die beispielsweise durch eine ODER- bzw. UND-Funktion der Verknüpfungsschaltung gebildet werden kann.

Es kann jedoch vorteilhaft sein, eine zusätzliche Verknüpfung mit dem Ausgangssignal 20 des Signalgleichrichters 15 herbeizuführen, die z. B. bewirkt, daß ab einem bestimmten Nutzsignalpegel generell eine Signalabschwächung in der Eingangsstufe erfolgt.

Figur 13 zeigt die Ausbildung einer Verknüpfungsschaltung 52. Sie besteht aus zwei Dioden 54 und 55, die mit dem Ausgang 56 verbunden sind. Den Klemmen 57 und 58 werden die Stellgrößen 21 und 51 zugeführt. In dieser Schaltungsform bestimmt das größte der beiden Eingangssignale 21 bzw. 51 das Ausgangssignal 50. Diese Schaltung wirkt in Verbindung mit dem Kondensator 59 wie ein Spitzengleichrichter, bei dem die Zeit für den Aufladevorgang kürzer sein kann als der Entladevorgang.

Figur 14 zeigt eine Ausführungsform der Verknüpfungsschaltung 52, die eine multiplikative Verknüpfung beider Stellgrößen 21 und 51 bewirkt. Die Schaltung besteht aus den in Reihe geschalteten Transistoren 60 und 61 und dem Widerstand 62, der zwischen Betriebsspannungsquelle 63 und Ausgangsklemme 64 geschaltet ist. Die zu verknüpfenden Signale 21 und 51 werden den Eingangsklemmen 65 und 66 zugeführt. Liegt kein positives Potential an den beiden Eingangsklemmen zur gleichen Zeit vor, so entsteht kein Kollektorstrom im Transistor 61 und das Potential der Ausgangsklemme 64 entspricht der Spannung der Quelle 63. Übersteigt jedoch das Potential der Basis des Transistors 60 die Schleusenspannung und das Potential der Basis des Transistors 61 etwa zweimal die Schleusenspannung, dann werden beide Transistoren geöffnet und das Potential der Ausgangsklemme wird entsprechend reduziert. In der Schaltungskonfiguration nach Figur 14 bestimmt die Stellgröße 51 die Potentialänderung am Ausgang und damit die resultierende Stellgröße 50. Die Schaltung nach Figur 14 invertiert gleichzeitig den Signalverlauf zwischen Ein- und Ausgang.

Figur 15 zeigt die Übertragungskennlinie i(u) einer Transistorvorstufe 7. Diese Übertragungskennlinie verdeutlicht die Möglichkeit der zeitweisen Verzerrungsänderung durch zeitweises Umschalten des Arbeitspunktes von A1 nach A2. Im Arbeitspunkt A1 ist die Signalverzerrung geringer als im Arbeitspunkt A2, da A1 im Iinearisierten Kennlinienteil (ζ. Β. bedingt durch Gegenkopplung) liegt.

Figur 16 zeigt eine Schaltung einer Empfängereingangsstufe, die die zeitweise Signaldämpfung und damit die zeitweise Verminderung der Signalverzerrung während der Impulsdauer 18 bewirkt. Die Schaltung nach Figur 16 beinhaltet den Verstärkertransistor 67 in Basisgrundschaltung, der über das Transformatornetzwerk 68 an den abstimmbar ausgeführten Selektionskreis 69 angekoppelt ist. Die Signaldämpfung wird durch die mittels des Impulses 18'" leitend geschaltete Diode 70 (vorzugsweise eine Schalterdiode) bewirkt. Der Impuls 18'" ist aus dem Impuls 18 abgeleitet. Die Wirkung der Signaldämpfung entsteht dadurch, daß bei leitend geschalteter Diode 70 ein Signalstrom 71 entsteht, der dem Signalstrom 72' entgegengesetzt ist und diesen reduziert entsprechende Polung der Wicklungen 68a zu 68b vorausgesetzt. Der Kondensator 73 stellt einen Kurzschluß für die Signalfrequenz dar.

Die Figur 17 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Empfänger-Vorstufe mit steuerbarer Signalabschwächung. Die Vorstufe der Figur 17 enthält einen abstimmbar ausgeführten Vorselektionskreis 69, einen aktiven Verstärker 74 und einen abstimmbar ausgeführten Ausgangskreis 75. Die Antenne 17 ist über den Kondensator 76 an den Vorselektionskreis 69 transformatorisch angekoppelt. Die Signalabschwächung erfolgt durch eine PIN-Diode 77, die

als steuerbarer Wechselstromwiderstand über den Kondensator 78 dem Vorselektionskreis 69 parallel geschaltet ist. Der zur Steuerung der PIN-Diode dienende Strom wird von dem Betriebsstrom 79 der Stufe 74 abgeleitet. Zur Steuerung des der PIN-Diode 77 zugeführten Stromes dient der Transistor 80, der als steuerbarer Shunt-Widerstand wirkt und durch eine Steuergröße gesteuert wird, die aus der Stellgröße 21 bzw. 50 abgeleitet ist. Die Abstimmung der Schwingkreise 69 und 75 erfolgt durch Varaktordioden 81 und 82.

Die Schaltung der Figur 17 hat den Vorteil, daß durch die Signalabschwächung am Vorselektionskreis 69 die gesamte Empfängerschaltung vor störenden Interferenzbildungen geschützt wird. Die PIN-Diode hat den Vorteil, daß sie bei höheren Frequenzen selbst keine Verzerrungen verursacht. Die Schaltung der Figur 17 eignet sich in besonderer Weise für FM-Rundfunkempfanger.

Die Schaltung der Figur 18 unterscheidet sich von der Anordnung der Figur 17 dadurch, daß die PIN-Diode 77 auf den Schaltungspunkt 83 einwirkt. Über den Schaltungspunkt 83 erfolgt die Transformation des Antennenwiderstandes zum Vorselektionskreis 69. Mittels der steuerbaren PIN-Diode 77 wird die Signalabschwächung in der Weise gesteuert, daß sich mit zunehmender Signalabschwächung die Selektivität zwischen Antenne 17 und Verstärker 74 erhöht. Mit der Steuerung der Signalabschwächung wird gleichzeitig die Transformation des Antennenwiderstandes zum Vorselektionskreis 69 derart gesteuert, daß mit zunehmender Signalabschwächung die erwähnte Selektivität sich erhöht.

Das zur Transformation des Antennenwiderstandes zum Selektionskreis 69 vorgesehene Netzwerk besteht aus den Kondensatoren 83 und 84 sowie aus der Spule 85. Das

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Netzwerk hat die Eigenschaft, daß - bezogen auf den Schaltungspunkt 68 - die höchste Impedanz innerhalb des Empfangsbandes auftritt und daß diese Impedanz wesentlich größer ist als der Antennenwiderstand.

Die Figur 19 zeigt eine Ausführungsform der Signaldämpfung am Eingang der Empfänger-Vorstufe, bei der eine zweite PIN-Diode 86 vorgesehen ist. Durch die beiden PIN-Dioden wird bewirkt, daß die Schaltung der Figur 19 eine Kombination der Eigenschaften der Anordnungen der Figuren 18 und 19 aufweist. Der zusätzliche Widerstand 87 bewirkt, daß die Signaldämpfung durch die PIN-Diode 77 bei einem höheren Pegel erfolgt als die Signaldämpfung durch die PIN-Diode 86. Das Steuersignal wird dem Verbindungspunkt 88 zugeführt. Der Verbindungspunkt 88 ist durch den Kondensator 89 für die Signalfrequenz geerdet.

Die Schaltung der Figur 20 unterscheidet sich von der Schaltung der Figur 19 dadurch, daß bei ihr der Widerstand 87 der Schaltung der Figur 19 fehlt und stattdessen der Widerstand 90 zwischen dem einen Ende der Spule 85 und der Kathode der PIN-Diode 86 vorgesehen ist. Dadurch wird eine Umkehr der Verhältnisse erreicht, d. h. die Signaldämpfung durch die PIN-Diode 86 setzt bei einem höheren Pegel ein als die Signaldämpfung durch die PIN-Diode 77.

Die Figur 21 zeigt die Eingangsschaltung einer Empfänger-Vorstufe, bei der ein Transistor 91 in Basis-Schaltung als Verstärkertransistor vorgesehen ist. Die Antenne 17 wird über ein Netzwerk an den Emitter des Transistors 91 angekoppelt. Das Netzwerk besteht aus dem Kondensator 76, der Spule 85 und der Spule 92. Das Netzwerk ist so bemessen, daß bei der Bandmittenfrequenz des Empfangsbandes - bezogen auf den Schaltungspunkt 83 - die größte Impedanz auftritt. Die PIN-Diode 77 ist

zwischen dem Schaltungspunkt 83 und dem Bezugspunkt angeordnet. Die Steuerung der PIN-Diode erfolgt über den Shunt-Transistor 80 mittels des Signals, welches aus der Stellgröße 21 bzw. 50 abgeleitet wird. Die Schaltung der Figur 21 stellt einen nicht abstimmbar ausgeführten breitbandigen Vorkreis dar.

Die Figur 22 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem das Eingangssignal des Empfängers nicht in ein zwischenfrequentes Signal, sondern direkt in ein Basisbandsignal umgewandelt wird. Der Empfangsteil besteht aus dem Eingangsverstärker 93, den Mischern 94 und 95, dem Oszillatorteil 96 und den aktiven Tiefpaßfiltern 97 und 98. Der Eingangsverstärker 93 ist vorzugsweise als abstimmbarer selektiver Verstärker ausgebildet. Der Oszillatorteil 96 erzeugt zwei um 90° zueinander versetzte Signale 99 und 100, die den Mischern 94 und 95 zugeführt werden. Im Falle einer synchronen Demodulation des Eingangssignals ist eine Rückführung des am Ausgang des Verstärkers 97 entstehenden Signals zu dem in der Frequenz steuerbaren Oszillatorteil 96 erforderlich. Der Mischer 94, das aktive Tiefpaßfilter 97 und der steuerbare Oszillatorteil 96 bilden eine Phasenregelschleife. Diese kontrolliert die synchrone Demodulation des Empfangsteils. Am Ausgang des aktiven Tiefpaßfilters 97 entsteht dadurch ein der Frequenzmodulation des Signals entsprechendes Niederfrequenzsignal 101, während am Ausgang des aktiven Tiefpasses 98 eine der Amplitude des Signals entsprechende Signalgröße 102 entsteht. Das verstärkte Eingangssignal wird den Mischern 94 und 95 zugeführt.

Die erfindungsgemäße Änderung der Signalverzerrung erfolgt auf dem Signalweg vom Eingang bis zum Ausgang der Mischer 94 und 95. Zur Gewinnung der Stellgröße 20 werden die Ausgangssignale 101 und 102 in der Verknüpfungs schaltung 103 miteinander verknüpft und das Ausgangs-

signal 20 der Verknüpfungsschaltung 103 wird im Schaltungsteil 16 in die Stellgröße 21 umgewandelt.

Die Figur 23 zeigt ein Ausführungsbeispiel für die Verknüpfungsschaltung 103. Die Verknüpfungsschaltung besteht in der einfachsten Form aus einer Addierschaltung mit den Widerständen 104 und 105. Das Summensignal, gebildet aus den Signalen 101 und 102, wird einer Dioden-Ringschaltung 106 zugeführt, deren Ausgangssignal dem Operationsverstärker 107 zugeführt wird. Die Stellgröße 20 ist proportional dem Absolutwert der Potentialdifferenz zwischen dem Signal 101 und 102 und damit unabhängig von der Polarität der Potentialdifferenz. Die Schaltung erzeugt somit die Stellgröße 20, die dem der Amplitude des Empfangssignals entspricht.

Figur 24 zeigt eine weitere Ausführungsform für die Verknüpfungsschaltung 103 in Figur 22, die dieselbe Funktion erfüllt wie die Schaltung nach Figur 23. Die Schaltung nach Figur 24 beinhaltet die Transistoren und 109, die in Verbindung mit den Widerständen 110, 111 und der Stromquelle 112 als Differenzverstärker arbeiten. Die Signale 101 und 102 werden den Basen der Transistoren 108 und 109 zugeführt. Das Ausgangssignal wird der Klemme 113 entnommen. Das Ausgangssignal entsteht durch Ladung des Kondensators 114 auf das jeweils größte Potential der Kollektoren der Transistoren und 109 in Verbindung mit den Dioden 115 und 116. Die Ausgangsspannung ist nur von der Größe der Potentialdifferenz zwischen den beiden Basen der Transistoren 108 und 109 abhängig und nicht von deren Polarität.

Die Schaltungen nach Figur 23 und Figur 24 haben den Vorteil, daß bereits das Signal 20 entsteht, bevor der Oszillatorteil auf das Empfangssignal gerastet ist.

Claims

* - si; $ » * ft ft ι « «'■*! TELEFUNKEN electronic GmbH Theresienstr. 2, 7100 Heilbronn Heilbronn, 03.12.1984 T/E7-La/ma - HN 84/65 Patentansprüche

1) Funkempfänger, bei dem das Empfangssignal durch Mischung in ein Zwischenfrequenzsignal und/oder in ein Basisbandsignal umgesetzt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzerrungsgrad von empfangenen Störsignalen im Empfänger zeitweise geändert wird und daß eine Erkennungsschaltung vorgesehen ist, die an der durch die Änderung des Verzerrungsgrades bedingten Änderung, des zur Demodulation gelangenden Signals erkennt, ob der Empfänger in den Nutzkanal fallende Interferenz-Störsignale empfängt, und die für den Fall eines solchen Störsignalempfanges eine Unterdrückung oder Reduzierung der Interferenz-Störsignale auslöst.

2) Funkempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzerrungsgrad zeitweise erhöht oder erniedrigt wird.

3) Funkempfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß im Störungsfall das Ausgangssignal des Empfängers unterdrückt wird.

4) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß im Störungsfall der Sendersuchlauf gestartet wird.

5) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß im Störungsfall eine Dämpfung

des Empfangssignals oder eine erhöhte Vorselektion bewirkt wird.

6) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Änderung des Verzerrungsgrades auf dem Signalweg zwischen dem Eingang des Empfängers und dem Ausgang des Mischers erfolgt.

7) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Änderung des Verzerrungsgrades im Mischer und/oder Vorverstärker erfolgt.

8) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Änderung des Verzerrungsgrades im Vorverstärker und/oder Mischer durch entsprechend niedrige Signalgegenkopplung bewirkt wird.

9) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Änderung des Verzerrungsgrades durch entsprechende Arbeitspunkteinstellung von Bauelementen im Vorverstärker und/oder Mischer bewirkt wird.

10) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß verzerrungsbildende Komponenten vorgesehen sind, die dem Vorverstärker und/oder Mischer zugeschaltet sind.

11) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die zugeschalteten Bauelemente und/oder Bauelemente des Mischers und/oder Bauelemente des Vorverstärkers derart ausgebildet sind, daß sie die gewünschte Verzerrung herbeiführen.

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12) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß außer dem Signal, welches die Erkennungsschaltung erzeugt, ein zweites Signal durch Gleichrichtung eines Signals erzeugt wird, welches vom Ausgang des Vorverstärkers des Empfängers, vom Ausgang des Bandpaßfilters des Empfängers oder vom Ausgang der Mischstufe des Empfängers abgenommen wird.

13) Funkempfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß eine Verknüpfungsschaltung vorgesehen ist, die beide Signale miteinander verknüpft, und daß das Ausgangssignal der Verknüpfungsschaltung der Eingangsstufe des Empfängers zugeführt wird.

14) Funkempfänger nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß als Verknüpfungsschaltung ein Addierer, ein Multiplizierer, eine UND-Schaltung oder die Kombination eines Addierers mit einem Multiplizierer vorgesehen ist.

15) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung der Signalabschwächung und/oder Vorselektionsänderung eine oder mehrere PIN-Diode(n) vorgesehen ist (sind).

16) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerstrom für die PIN-Diode(n) aus dem Betriebsstrom der Vorstufe abgeleitet wird.

17) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalabschwächung in der Eingangsschaltung des Empfängers erfolgt.

18) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung des Empfängers abstimmbar ausgebildet ist.

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19) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß eine Mute-Schaltung vorgesehen ist, die im Störungsfall das Ausgangssignal unterdrückt.

20) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß zur zeitweisen Änderung des Verzerrungsgrades ein Impulsgenerator vorgesehen ist.

21) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Erkennungsschaltung zwei Sample and Hold-Schaltungen sowie einen Komparator aufweist.

22) Funkempfänger nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal des Signalgleichrichters des Empfängers dem einen Eingang des Komparators direkt und dessen anderem Eingang über die erste Sample and HoId-Schaltung zugeführt wird und daß das Ausgangssignal des Komparators der zweiten Sample and Hold-Schaltung zugeführt wird.

23) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator gleichzeitig die Funktion der zweiten Sample and Hold-Schaltung aufweist.

24) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator als Differenzverstärker ausgebildet ist.

25) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal der Erkennungsschaltung zur Steuerung der Signaldämpfung oder der Vorselektion dient.

26) Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 25, dadurch gekennzeichnet, daß ein Transformatornetzwerk vorgesehen ist, das die zeitweise Signaldämpfung bewirkt.